JPWO2013132726A1 - 直流−直流変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 直流−直流変換装置の半導体スイッチの遮断電流を小さくし、電力変換効率の低下を防止する。【解決手段】 直流−直流変換装置における変圧器（２）の一次側の回路として４個の半導体スイッチ素子（１０１〜１０４）を用いたフルブリッジ構成の回路を用いた。この構成では、変圧器（２）の一次巻線（２１）と二次巻線（２２）の巻数比を大きくして、一次巻線（２１）に発生させる電圧（Ｖ２１）を大きく、変圧器（２）の一次巻線（２１）に流れる電流を小さくし、半導体スイッチ素子（１０１〜１０４）の遮断電流を小さくすることができる。従って、電力変換効率の低下を防止することができる。

Description

この発明は、直流電源からの入力直流電圧に基づいて変圧器の一次巻線に交流電圧を発生させ、この変圧器の二次巻線に発生する交流電圧を整流し、かつ、平滑化することにより直流電圧を発生する直流−直流変換装置に関する。

図３はこの種の直流−直流変換装置の従来の構成例を示す回路図である。この直流−直流変換装置において、直流電源１には、半導体スイッチ素子１０１および１０２を直列接続した直列アームが並列接続されている。ここで、半導体スイッチ素子１０１にはダイオード１１１およびコンデンサ１２１が並列接続され、半導体スイッチ素子１０２にはダイオード１１２およびコンデンサ１２２が並列接続されている。そして、半導体スイッチ素子１０１および１０２間の共通ノードと直流電源１の負極との間に、共振用リアクトル３と変圧器２の一次巻線２１と共振用コンデンサ４とが直列に介挿されている。

変圧器２の二次側には、変圧器２の二次巻線２２に発生する交流電圧を整流するための手段として、ダイオード１３１〜１３４からなるフルブリッジ構成の全波整流回路１３が接続されている。この全波整流回路１３の出力電圧は、平滑用コンデンサ５により平滑化され、直流−直流変換装置から出力される。

出力電圧検出回路６とパルス幅変調制御回路７は、直流−直流変換装置が出力する直流電圧の電圧値が目標値を維持するように制御するための制御手段を構成している。

さらに詳述すると、出力電圧検出回路６は、直流−直流変換装置の出力電圧を検出する回路である。パルス幅変調制御回路７は、半導体スイッチ素子１０１をＯＮさせる第１のパルスを発生し、その後、半導体スイッチ素子１０２をＯＮさせる第２のパルスを発生する動作を所定の周期で繰り返す回路である。このパルス幅変調制御回路７は、パルス幅変調機能を有しており、出力電圧検出回路６により検出される出力電圧の目標値からの増減に応じて、第１のパルスのパルス幅が第１および第２のパルスの周期に対して占める比であるＯＮデューティの制御を行い、直流−直流変換装置の出力電圧値を目標値に維持する。

図４（ａ）は、直流電源１から与えられる入力直流電圧が低く、かつ、平滑化コンデンサ５に接続された負荷が重い低入力電圧・重負荷時の直流−直流変換装置の動作例を示す波形図であり、図４（ｂ）は、同入力直流電圧が高く、かつ、平滑化コンデンサ５に接続された負荷が軽いか中程度である高入力電圧・軽負荷〜中負荷時の直流−直流変換装置の動作例を示す波形図である。この図４（ａ）および（ｂ）の各々は、半導体スイッチ素子１０１のドレイン−ソース間電圧Ｖ１０１、半導体スイッチ素子１０２のドレイン−ソース間電圧Ｖ１０２、半導体スイッチ素子１０１のドレイン電流Ｉ１０１、半導体スイッチ素子１０２のドレイン電流Ｉ１０２、共振用コンデンサ４の電圧Ｖ４、変圧器２の一次巻線２１の電圧Ｖ２１、ダイオード１３１、１３２、１３３、１３４に各々流れる電流Ｉ１３１、Ｉ１３２、Ｉ１３３、Ｉ１３４の各波形を各々示している。以下、この図４（ａ）および（ｂ）を参照し、図３に示す直流−直流変換装置の動作を説明する。

上述したように、パルス幅変調制御回路７は、半導体スイッチ素子１０１をＯＮさせる第１のパルスと、半導体スイッチ素子１０２をＯＮさせる第２のパルスを交互に発生する。半導体スイッチ素子１０１がＯＮになると、直流電源１−半導体スイッチ素子１０１−共振用リアクトル３−変圧器２の一次巻線２１−共振用コンデンサ４という経路を介して共振電流が流れ、この共振電流により共振用コンデンサ４が充電される。この間、変圧器２の一次巻線２１と共振用リアクトル３には、直流電源１からの入力直流電圧と共振用コンデンサ４の電圧Ｖ４との差電圧が印加される。そして、変圧器２の二次巻線２２には、一次巻線２１の電圧Ｖ２１に応じた電圧が発生し、この電圧によりダイオード１３１および１３４を介して平滑用コンデンサ５が充電される。そして、この平滑用コンデンサ５から図示しない負荷に直流電力が供給される。

次に半導体スイッチ素子１０１がＯＦＦになると、それまでに流れていた共振電流はコンデンサ１２１、１２２に転流し、半導体スイッチ素子１０１、１０２のドレイン−ソース間電圧Ｖ１０１、Ｖ１０２は徐々に上昇または下降する。

ＯＦＦになった半導体スイッチ素子１０１のドレイン−ソース間電圧Ｖ１０１が直流電源１からの入力直流電圧に達すると、共振電流はダイオード１１２に転流する。このとき半導体スイッチ素子１０２がＯＮになることにより、共振用コンデンサ４−変圧器２の一次巻線２１−共振用リアクトル３−半導体スイッチ素子１０２という経路を介して共振電流Ｉ１０２が流れ、これにより共振用コンデンサ４の放電が行われる。このとき変圧器２の一次巻線２１と共振用リアクトル３には共振用コンデンサ４の電圧Ｖ４が印加される。そして、変圧器２の二次巻線２２には、一次巻線２１の電圧Ｖ２１に応じた電圧が発生し、この電圧によりダイオード１３３および１３２を介して平滑用コンデンサ５が充電される。そして、この平滑用コンデンサ５から図示しない負荷に直流電力が供給される。

次に半導体スイッチ素子１０２がＯＦＦになると、それまでに流れていた共振電流はコンデンサ１２１、１２２に転流し、半導体スイッチ素子１０１、１０２のドレイン−ソース間電圧Ｖ１０１、Ｖ１０２は徐々に上昇または下降する。

ＯＦＦになった半導体スイッチ素子１０２のドレイン−ソース間電圧Ｖ１０２が直流電源１からの入力直流電圧に達すると、共振電流はダイオード１１１に転流する。このとき半導体スイッチ素子１０１がＯＮになることにより、直流電源１−半導体スイッチ素子１０１−共振用リアクトル３−変圧器２の一次巻線２１−共振用コンデンサ４という経路を介して共振電流が流れ、この共振電流により共振用コンデンサ４が充電される。

このような動作が繰り返されることにより、直流電源１からの入力直流電力に基づき、直流電源１から絶縁された別の直流電力が生成され、平滑用コンデンサ５を介して図示しない負荷に供給される。

ここで、低入力電圧・重負荷時には、図４（ａ）に示すように、半導体スイッチ素子１０１および１０２がそれぞれ０．５程度のＯＮデューティで動作し、半導体スイッチ素子１０１に流れる電流Ｉ１０１および半導体スイッチ素子１０２に流れる電流Ｉ１０２は、それぞれ正弦波状に変化する。

直流−直流変換装置の負荷が変化し、直流−直流電圧変換装置の出力電圧値が目標値からずれると、パルス幅変調制御回路７が半導体スイッチ素子１０１をＯＮさせる第１のパルスおよび半導体スイッチ素子１０２をＯＮさせる第２のパルスの各パルス幅を変化させ、直流−直流電圧変換装置の出力電圧値を目標値に戻す。

そして、高入力電圧・軽負荷〜中負荷時は、図４（ｂ）に示すように、ＯＮデューティが小さくなる。ここで、ＯＮデューティが小さく、半導体スイッチ素子１０１がＯＮである期間が短いと、この期間の終了時における共振用コンデンサ４の充電電圧が低くなる。このため、半導体スイッチ１０２がＯＮになったときに、変圧器２の一次巻線２１に対する印加電圧Ｖ２１が低くなり、ダイオード１３３および１３２をＯＮさせて平滑用コンデンサ５に充電電流を流すに足る電圧を変圧器２の二次巻線２２に発生させることができない。このため、図４（ｂ）に例示するように、半導体スイッチ１０２がＯＮである期間、ダイオード１３２、１３３の電流Ｉ１３２、Ｉ１３３は０となる。従って、半導体スイッチ素子１０２を介して変圧器２の一次巻線２１に流れる電流Ｉ１０２は低く抑えられる。そして、半導体スイッチ素子１０１がＯＮになると、入力直流電圧と共振用コンデンサ４の電圧Ｖ４の差電圧が変圧器２の一次巻線２１と共振用リアクトル３に印加される。このとき変圧器２の一次巻線２１の電圧Ｖ２１は十分な大きさの電圧となるため、ダイオード１３１および１３４をＯＮさせて平滑用コンデンサ５に充電電流を流すに足る電圧が変圧器２の二次巻線２２に発生する。このため、図４（ｂ）に例示するように、半導体スイッチ１０１がＯＮである期間、ダイオード１３１、１３４を介して大きな電流Ｉ１３１、Ｉ１３４が流れる。従って、半導体スイッチ素子１０１がＯＮになったときには、半導体スイッチ素子１０１を介して変圧器２の一次巻線２１に流れる電流が直線的に大きく増加する。従って、半導体スイッチ素子１０１がＯＦＦになったときに流れる遮断電流は、軽負荷〜中負荷時であるにも拘わらず、さほど小さくならない。

以上、高入力電圧・軽負荷〜中負荷時を例に説明したが、高入力電圧時および軽負荷〜中負荷時の各々においても同様な問題が生じる。

特開２００２−１７１７５５号公報

以上のように従来の直流−直流変換装置は、変圧器の一次側回路の半導体スイッチの遮断電流が大きくなり、電力変換効率が低下するという問題があった。

この発明は、以上説明した事情に鑑みてなされたものであり、変圧器の一次側回路の半導体スイッチに流れる遮断電流を小さくし、直流−直流変換装置の電力変換効率の低下を防止することができる技術的手段を提供することを目的としている。

この発明は、直流電源から与えられる入力直流電圧に基づいて変圧器の一次巻線に交流電圧を発生させ、前記変圧器の二次巻線に発生する交流電圧を整流し、平滑化して直流電圧を出力する直流−直流変換装置において、第１および第２の半導体スイッチ素子を直列接続してなり、前記第１の半導体スイッチ素子が前記直流電源の正極側に、前記第２の半導体スイッチ素子が前記直流電源の負極側に各々設けられた第１の直列アームと、第３および第４の半導体スイッチ素子を直列接続してなり、前記第３の半導体スイッチ素子が前記直流電源の正極側に、前記第４の半導体スイッチ素子が前記直流電源の負極側に各々設けられた第２の直列アームと、前記第１〜第４の半導体スイッチ素子に並列接続された第１〜第４のコンデンサと、前記第１〜第４の半導体スイッチ素子に並列接続された第１〜第４のダイオードと、前記第１および第２の半導体スイッチ素子間の共通ノードと前記第３および第４の半導体スイッチ素子間の共通ノードとの間に、前記変圧器の一次巻線とともに直列に介挿された共振用リアクトルおよび共振用コンデンサと、前記第１および第４の半導体スイッチ素子をＯＮにする第１のパルスと前記第２および第３のスイッチ素子をＯＮにする第２のパルスとを交互かつ周期的に発生するパルス発生手段とを具備することを特徴とする直流−直流変換装置を提供する。

この発明によれば、第１および第４の半導体スイッチ素子の組と第２および第３の半導体スイッチ素子の組が交互にＯＮとなることにより変圧器の一次巻線に交流電圧が印加される。ここで、第１および第４の半導体スイッチ素子の組がＯＮである期間と、第２および第３の半導体スイッチ素子の組がＯＮである期間とでは、互いに逆方向に共振用コンデンサの充電が行われる。従って、この直流−直流変換装置では、変圧器の一次巻線の巻数の二次巻線の巻数に対する比である巻数比を大きくして、一次巻線に発生させる電圧を大きくすることができる。ここで、変圧器一次巻線に流れる電流は、変圧器の巻数比の逆数に比例する。従って、この発明によれば、変圧器の巻数比を大きくして、変圧器の一次巻線に流れる電流を小さくすることができ、これにより第１〜第４の半導体スイッチ素子に流れる遮断電流を小さくすることができる。

この発明の一実施形態である直流−直流変換装置の構成を示す回路図である。 同直流−直流変換装置の各部の波形を示す波形図である。 従来の直流−直流変換装置の構成を示す回路図である。 同直流−直流変換装置の各部の波形を示す波形図である。

以下、図面を参照し、この発明の実施形態について説明する。
図１はこの発明の一実施形態である直流−直流変換装置の構成を示す回路図である。図１において、変圧器２の二次側に設けられた全波整流回路１３および平滑用コンデンサ５の構成、出力電圧検出回路６およびパルス幅変調制御回路７の構成は前掲図３のものと同様である。

本実施形態による直流−直流変換装置において、直流電源１には、半導体スイッチ素子１０１および１０２を直列接続した第１の直列アームが並列接続されるとともに、半導体スイッチ素子１０３および１０４を直列接続した第２の直列アームが並列接続されている。ここで、第１および第２の直列アームにおいて、半導体スイッチ素子１０１および１０３は直流電源１の正極側に各々設けられ、半導体スイッチ素子１０２および１０４は直流電源１の負極側に各々設けられている。

半導体スイッチ素子１０１にはダイオード１１１およびコンデンサ１２１が各々並列接続され、半導体スイッチ素子１０２にはダイオード１１２およびコンデンサ１２２が各々並列接続され、半導体スイッチ素子１０３にはダイオード１１３およびコンデンサ１２３が各々並列接続され、半導体スイッチ素子１０４にはダイオード１１４およびコンデンサ１２４が各々並列接続されている。ここで、ダイオード１１１、１１２、１１３および１１４は、直流電源１からの入力直流電圧が各々逆方向バイアスとして働くように、半導体スイッチ素子１０１、１０２、１０３および１０４に各々並列接続されている。

そして、半導体スイッチ素子１０１および１０２間の共通ノードと、半導体スイッチ素子１０３および１０４間の共通ノードとの間には、共振用リアクトル３と、変圧器２の一次巻線２１と、共振用コンデンサ４とが直列に介挿されている。本実施形態による直流−直流変換装置は、このような半導体スイッチ素子１０１、１０２、１０３および１０４からなるフルブリッジにより、直流電源１からの入力直流電圧をスイッチングして交流電圧を変圧器２の一次巻線２１に与えるものである。

半導体スイッチ素子１０１、１０２、１０３および１０４は、図１に示す例ではパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ;金属−酸化膜−半導体構造の電界効果トランジスタ）であるが、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌｅｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ；絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）やバイポーラトランジスタ等、制御信号に応じてＯＮ／ＯＦＦの切り換わる他の半導体スイッチ素子であってもよい。

パルス幅変調制御回路７は、半導体スイッチ素子１０１および１０４をＯＮさせる第１のパルスを発生し、その後、半導体スイッチ素子１０２および１０３をＯＮさせる第２のパルスを発生する動作を周期的に繰り返す。このパルス幅変調制御回路７は、第１および第２のパルスを交互に発生するパルス発生手段を構成している。本実施形態では、変圧器２の一次側回路の共振周波数がこの第１および第２のパルスの周波数付近の周波数となるように、変圧器２の一次側回路に介在するインダクタンスおよび容量値のうち主要なもの、具体的には共振用リアクトル３のインダクタンスおよび共振用コンデンサ４の容量値が決定されている。

前掲図３のものと同様、出力電圧検出回路６は、直流−直流変換装置の出力電圧を検出する回路である。また、パルス幅変調制御回路７は、出力電圧検出回路６により検出される出力電圧の目標値からの増減に応じて、例えば第１のパルスのパルス幅が第１および第２のパルスの周期に対して占める比である第１のＯＮデューティ並び第２のパルスのパルス幅が第１および第２のパルスの周期に対して占める比である第２のＯＮデューティの制御を行い、直流−直流変換装置の出力電圧値を目標値に維持する。さらに詳述すると、パルス幅変調制御回路７は、例えば第１のＯＮデューティを０〜０．５の範囲、第２のＯＮデューティを０．５〜１の範囲内において制御するものであり、出力電圧検出回路６により検出される出力電圧が目標値より高くなると、第１のＯＮデューティを０に向けて低下させ、第２のＯＮデューティを１に向けて上昇させ、出力電圧検出回路６により検出される出力電圧が目標値より低くなると、第１のＯＮデューティを０．５に向けて上昇させ、第２のＯＮデューティを０．５に向けて低下させる制御を行う。なお、パルス幅変調制御回路７は、例えば第１のＯＮデューティを０．５〜１の範囲、第２のＯＮデューティを０〜０．５の範囲内において制御するものであってもよい。

図２は、高入力電圧・軽負荷〜中負荷時の直流−直流変換装置の動作例を示す波形図である。この図２は、半導体スイッチ素子１０１のドレイン−ソース間電圧Ｖ１０１、半導体スイッチ素子１０２のドレイン−ソース間電圧Ｖ１０２、半導体スイッチ素子１０１のドレイン電流Ｉ１０１、半導体スイッチ素子１０２のドレイン電流Ｉ１０２、共振用コンデンサ４の電圧Ｖ４、変圧器２の一次巻線２１の電圧Ｖ２１、ダイオード１３１、１３２、１３３、１３４に各々流れる電流Ｉ１３１、Ｉ１３２、Ｉ１３３、Ｉ１３４の各波形を各々示している。以下、この図２を参照し、本実施形態の動作を説明する。

パルス幅変調制御回路７が第１のパルスを発生すると、第１の直列アームにおいて直流電源１の正極側に設けられた半導体スイッチ素子１０１と、第２の直列アームにおいて直流電源１の負極側に設けられた半導体スイッチ素子１０４がＯＮになる。このように半導体スイッチ素子１０１および１０４がＯＮになると、直流電源１−半導体スイッチ素子１０１−共振用リアクトル３−変圧器２の一次巻線２１−共振用コンデンサ４−半導体スイッチ素子１０４という経路を介して共振電流Ｉ１０１が流れ、この共振電流Ｉ１０１により共振用コンデンサ４の充電が行われる。この間、変圧器２の一次巻線２１と共振用リアクトル３には、直流電源１からの入力直流電圧と共振用コンデンサ４の電圧Ｖ４との差電圧が印加される。そして、変圧器２の二次巻線２２には、一次巻線２１の電圧Ｖ２１に応じた電圧が発生し、この電圧によりダイオード１３１および１３４を介して平滑用コンデンサ５が充電される。そして、この平滑用コンデンサ５から図示しない負荷に直流電力が供給される。

次にパルス幅変調制御回路７は第１のパルスを立ち下げ、第２のパルスを立ち上げる。第１のパルスが立ち下がり、半導体スイッチ素子１０１および１０４がＯＦＦになると、それまで流れていた共振電流は、コンデンサ１２１、１２２、１２３、１２４に転流し、半導体スイッチ素子１０１、１０２、１０３、１０４のドレイン−ソース間電圧は徐々に上昇または下降する。

ＯＦＦになった半導体スイッチ素子１０１および１０４のドレイン−ソース間電圧Ｖ１０１およびＶ１０４が直流電源１からの入力直流電圧に達すると、共振電流はダイオード１１２、１１３に転流する。このとき第２のパルスが立ち上がると、第１の直列アームにおいて直流電源１の負極側に設けられた半導体スイッチ素子１０２と、第２の直列アームにおいて直流電源１の正極側に設けられた半導体スイッチ素子１０３がＯＮになる。この結果、共振用コンデンサ４−変圧器２の一次巻線２１−共振用リアクトル３−半導体スイッチ素子１０２−直流電源１−半導体スイッチ素子１０３という経路を介して共振電流Ｉ１０２が流れ、この共振電流Ｉ１０２により共振用コンデンサ４の放電（あるいは第１のパルスの立ち上がり時とは逆方向の充電）が行われる。この間、変圧器２の一次巻線２１と共振用リアクトル３には、直流電源１からの入力直流電圧と共振用コンデンサ４の電圧Ｖ４との差電圧が印加される。そして、変圧器２の二次巻線２２には、一次巻線２１の電圧Ｖ２１に応じた電圧が発生し、この電圧によりダイオード１３２および１３３を介して平滑用コンデンサ５が充電される。そして、この平滑用コンデンサ５から図示しない負荷に直流電力が供給される。

次にパルス幅変調制御回路７は第２のパルスを立ち下げ、第１のパルスを立ち上げる。第２のパルスが立ち下がり、半導体スイッチ素子１０２および１０３がＯＦＦになると、それまで流れていた共振電流は、コンデンサ１２１、１２２、１２３、１２４に転流し、半導体スイッチ素子１０１、１０２、１０３、１０４のドレイン−ソース間電圧は徐々に上昇または下降する。

ＯＦＦになった半導体スイッチ素子１０２および１０３のドレイン−ソース間電圧Ｖ１０２およびＶ１０３が直流電源１からの入力直流電圧に達すると、共振電流はダイオード１１１、１１４に転流する。このとき第１のパルスが立ち上がると、第１の直列アームにおいて直流電源１の正極側に設けられた半導体スイッチ素子１０１と、第２の直列アームにおいて直流電源１の負極側に設けられた半導体スイッチ素子１０４がＯＮになる。この結果、直流電源１−半導体スイッチ素子１０１−共振用リアクトル３−変圧器２の一次巻線２１−共振用コンデンサ４−半導体スイッチ素子１０４という経路を介して共振電流Ｉ１０１が流れ、この共振電流Ｉ１０１により共振用コンデンサ４の充電が行われる。

このような動作が繰り返されることにより、直流電源１が出力する直流電力に基づき、直流電源１から絶縁された別の直流電力が生成され、平滑用コンデンサ５を介して図示しない負荷に供給される。

前掲図３の直流−直流変換装置と同様、本実施形態による直流−直流変換装置では、高入力電圧・軽負荷〜中負荷時に、図４（ｂ）に示すように、半導体スイッチ素子１０１がＯＮとなる期間が短くなり、半導体スイッチ素子１０２がＯＮとなる期間が長くなる。しかしながら、本実施形態では、半導体スイッチ素子１０１、１０４に流れる遮断電流および半導体スイッチ素子１０２、１０３に流れる遮断電流を、前掲図３のものにおいて流れる遮断電流に比べて小さくすることができる。その理由は次の通りである。

前掲図３の直流−直流変換装置では、共振用コンデンサ４の一方の電極が直流電源１の負極に接続されており、半導体スイッチ素子１０１を介して共振用コンデンサ４の充電が行われ、半導体スイッチ素子１０２を介して共振用コンデンサ４の放電が行われる。このため、共振用コンデンサ４の電圧Ｖ４は、図４（ａ）および（ｂ）に示すように０Ｖ以上の領域において上昇および下降を繰り返す。従って、変圧器２の一次巻線２１に発生させる電圧Ｖ２１の振幅を広げるための余裕が少ない。

これに対し、本実施形態による直流−直流変換装置では、共振用コンデンサ４は、半導体スイッチ素子１０１および１０２間の共通ノードと半導体スイッチ素子１０３および１０４間の共通ノードとの間に介挿されている。そして、半導体スイッチ素子１０１および１０４がＯＮとなって共振用コンデンサ４に電流を流す動作と、半導体スイッチ素子１０２および１０３がＯＮとなって共振用コンデンサ４に電流を流す動作とが交互に繰り返される。

ここで、半導体スイッチ素子１０１および１０４がＯＮである期間に共振用コンデンサ４に流れる電流と半導体スイッチ素子１０２および１０３がＯＮである期間に共振用コンデンサ４に流れる電流とは逆極性になる。従って、共振用コンデンサ４の電圧Ｖ４の直流成分（あるいは平均電圧）のレベルは、第１および第２のＯＮデューティに依存する。より詳しくは、第１および第２のＯＮデューティが０．５の場合は電圧Ｖ４の直流成分のレベルはほぼ０Ｖとなり、高入力電圧または軽負荷〜中負荷になって第１のＯＮデューティが０に近づき、第２のＯＮデューティが１に近づくと（図２に示すように半導体スイッチ素子１０１および１０４がＯＮである期間が短くなると）、電圧Ｖ４の直流成分のレベルは負方向に移動する。そして、本実施形態では、入力直流電圧とこの電圧Ｖ４との差電圧が変圧器２の一次巻線２１と共振用リアクトル３に印加される。このように本実施形態による直流−直流変換装置は、その構成上、変圧器２の一次巻線２１に発生させる電圧Ｖ２１を前掲図３の直流−直流変換装置よりも大きくすることが可能である。

従って、本実施形態によれば、前掲図３の直流−直流変換装置と同じ直流電圧を出力させるとした場合に、変圧器２の一次巻線２１の巻数ｎ２１と二次巻線２２の巻数ｎ２２との巻数比ｎ＝ｎ２１／ｎ２２を大きくして、一次巻線２１に発生させる電圧Ｖ２１を大きくすることができる。ここで、変圧器２の一次巻線２１に流れる電流は、変圧器２の巻数比ｎの逆数に比例する。従って、本実施形態では、変圧器２の巻数比ｎを大きくして、変圧器２の一次巻線２１に流れる電流を小さくすることができる。これにより、半導体スイッチ素子１０１および１０４がＯＦＦとなったとき半導体スイッチ素子１０１および１０４に流れる遮断電流と、半導体スイッチ素子１０２および１０３がＯＦＦとなったとき半導体スイッチ素子１０２および１０３に流れる遮断電流を小さくすることができる。そして、本実施形態によれば、半導体スイッチ素子１０１、１０２、１０３、１０４の遮断電流を小さくすることができるため、特に高入力電圧時または軽負荷〜中負荷時における半導体スイッチ素子１０１、１０２、１０３、１０４のスイッチング損失を低減し、変換効率の低下を防止することができる。また、本実施形態によれば、変圧器２の一次巻線２１に流す電流を小さくすることができるので、変圧器２の銅損を減らすことができる。また、本実施形態によれば、共振用コンデンサ４に流す実効電流を小さくすることができるので、許容実効電流の小さな安価な共振用コンデンサ４を用いて直流−直流変換装置を構成することができる。

＜他の実施形態＞
以上、この発明の一実施形態について説明したが、これ以外にも、この発明には他の実施形態が考えられる。例えば次の通りである。

（１）ダイオード１１１、１１２、１１３、１１４は、半導体スイッチ素子１０１、１０２、１０３、１０４のドレインまたはソースとその背景となる半導体基板との間に介在する寄生ダイオードで代用してもよい。
（２）コンデンサ１２１、１２２、１２３、１２４は、半導体スイッチ素子１０１、１０２、１０３、１０４のドレインまたはソースとその背景となる半導体基板との間に介在する寄生容量で代用してもよい。
（３）共振用リアクトル３は、変圧器２の漏れインダクタンスで代用してもよい。
（４）上記実施形態では、負荷変動に応じてＯＮデューティを大きく変化させる直流−直流変換装置にこの発明を適用したが、この発明は、負荷変動が少ない用途に用いられ、ＯＮデューティがさほど小さくならない直流−直流変換装置にも適用可能である。この態様においても、変圧器２の一次側の半導体スイッチ素子の遮断電流を減らして、電圧変換効率の低下を防止する効果が得られる。

１……直流電源、１０１，１０２，１０３，１０４……半導体スイッチ素子、１１１，１１２，１１３，１１４，１３１，１３２，１３３，１３４……ダイオード、１２１，１２２，１２３，１２４……コンデンサ、２……変圧器、２１……一次巻線、２２……二次巻線、３……共振用リアクトル、４……共振用コンデンサ、１３……全波整流回路、５……平滑用コンデンサ、６……出力電圧検出回路、７……パルス幅変調制御回路。

直流−直流変換装置の負荷が変化し、直流−直流変換装置の出力電圧値が目標値からずれると、パルス幅変調制御回路７が半導体スイッチ素子１０１をＯＮさせる第１のパルスおよび半導体スイッチ素子１０２をＯＮさせる第２のパルスの各パルス幅を変化させ、直流−直流変換装置の出力電圧値を目標値に戻す。

そして、高入力電圧・軽負荷〜中負荷時は、図４（ｂ）に示すように、ＯＮデューティが小さくなる。ここで、ＯＮデューティが小さく、半導体スイッチ素子１０１がＯＮである期間が短いと、この期間の終了時における共振用コンデンサ４の充電電圧が低くなる。このため、半導体スイッチ素子１０２がＯＮになったときに、変圧器２の一次巻線２１に対する印加電圧Ｖ２１が低くなり、ダイオード１３３および１３２をＯＮさせて平滑用コンデンサ５に充電電流を流すに足る電圧を変圧器２の二次巻線２２に発生させることができない。このため、図４（ｂ）に例示するように、半導体スイッチ素子１０２がＯＮである期間、ダイオード１３２、１３３の電流Ｉ１３２、Ｉ１３３は０となる。従って、半導体スイッチ素子１０２を介して変圧器２の一次巻線２１に流れる電流Ｉ１０２は低く抑えられる。そして、半導体スイッチ素子１０１がＯＮになると、入力直流電圧と共振用コンデンサ４の電圧Ｖ４の差電圧が変圧器２の一次巻線２１と共振用リアクトル３に印加される。このとき変圧器２の一次巻線２１の電圧Ｖ２１は十分な大きさの電圧となるため、ダイオード１３１および１３４をＯＮさせて平滑用コンデンサ５に充電電流を流すに足る電圧が変圧器２の二次巻線２２に発生する。このため、図４（ｂ）に例示するように、半導体スイッチ素子１０１がＯＮである期間、ダイオード１３１、１３４を介して大きな電流Ｉ１３１、Ｉ１３４が流れる。従って、半導体スイッチ素子１０１がＯＮになったときには、半導体スイッチ素子１０１を介して変圧器２の一次巻線２１に流れる電流が直線的に大きく増加する。従って、半導体スイッチ素子１０１がＯＦＦになったときに流れる遮断電流は、軽負荷〜中負荷時であるにも拘わらず、さほど小さくならない。

Claims (10)

1. 直流電源から与えられる入力直流電圧に基づいて変圧器の一次巻線に交流電圧を発生させ、前記変圧器の二次巻線に発生する交流電圧を整流し、平滑化して直流電圧を出力する直流−直流変換装置において、
   第１および第２の半導体スイッチ素子を直列接続してなり、前記第１の半導体スイッチ素子が前記直流電源の正極側に、前記第２の半導体スイッチ素子が前記直流電源の負極側に各々設けられた第１の直列アームと、
   第３および第４の半導体スイッチ素子を直列接続してなり、前記第３の半導体スイッチ素子が前記直流電源の正極側に、前記第４の半導体スイッチ素子が前記直流電源の負極側に各々設けられた第２の直列アームと、
   前記第１〜第４の半導体スイッチ素子に並列接続された第１〜第４のコンデンサと、
   前記第１〜第４の半導体スイッチ素子に並列接続された第１〜第４のダイオードと、
   前記第１および第２の半導体スイッチ素子間の共通ノードと前記第３および第４の半導体スイッチ素子間の共通ノードとの間に、前記変圧器の一次巻線とともに直列に介挿された共振用リアクトルおよび共振用コンデンサと、
   前記第１および第４の半導体スイッチ素子をＯＮにする第１のパルスと前記第２および第３のスイッチ素子をＯＮにする第２のパルスとを交互かつ周期的に発生するパルス発生手段と
   を具備することを特徴とする直流−直流変換装置。
2. 前記変圧器の一次巻線に直列接続された一次側回路において、前記共振用コンデンサの容量値と前記一次側回路に介在するインダクタンスとにより定まる共振周波数が、前記第１および第２のパルスの周波数の近傍の周波数となるように前記一次側回路に介在する容量値およびインダクタンスが決定されていることを特徴とする請求項１に記載の直流−直流変換装置。
3. 前記直流−直流変換装置によって出力される直流電圧を検出する出力電圧検出回路を具備し、
   前記パルス発生手段は、前記直流−直流変換装置が出力する直流電圧が目標値を維持するように、前記出力電圧検出回路における直流電圧の検出結果に基づき、前記第１および第２のパルスの各パルス幅を制御するパルス幅変調制御回路を具備することを特徴とする請求項１に記載の直流−直流変換装置。
4. 前記直流−直流変換装置によって出力される直流電圧を検出する出力電圧検出回路を具備し、
   前記パルス発生手段は、前記直流−直流変換装置が出力する直流電圧が目標値を維持するように、前記出力電圧検出回路における直流電圧の検出結果に基づき、前記第１および第２のパルスの各パルス幅を制御するパルス幅変調制御回路を具備することを特徴とする請求項２に記載の直流−直流変換装置。
5. 前記パルス幅変調制御回路は、前記第１のパルスのパルス幅が前記第１および第２のパルスの周期に対して占める比である第１のＯＮデューティと、前記第２のパルスのパルス幅が前記第１および第２のパルスの周期に対して占める比である第２のＯＮデューティの一方のＯＮデューティを０〜０．５の範囲内において制御し、他方のＯＮデューティを０．５〜１．０の範囲内において制御するものであり、前記出力電圧検出回路によって検出された直流電圧が前記目標値より低い場合に、前記一方のＯＮデューティを０．５に向けて上昇させて前記他方のＯＮデューティを０．５に向けて低下させ、前記出力電圧検出回路によって検出された直流電圧が前記目標値より高い場合に、前記一方のＯＮデューティを０に向けて低下させて前記他方のＯＮデューティを１．０に向けて上昇させることを特徴とする請求項３に記載の直流−直流変換装置。
6. 前記パルス幅変調制御回路は、前記第１のパルスのパルス幅が前記第１および第２のパルスの周期に対して占める比である第１のＯＮデューティと、前記第２のパルスのパルス幅が前記第１および第２のパルスの周期に対して占める比である第２のＯＮデューティの一方のＯＮデューティを０〜０．５の範囲内において制御し、他方のＯＮデューティを０．５〜１．０の範囲内において制御するものであり、前記出力電圧検出回路によって検出された直流電圧が前記目標値より低い場合に、前記一方のＯＮデューティを０．５に向けて上昇させて前記他方のＯＮデューティを０．５に向けて低下させ、前記出力電圧検出回路によって検出された直流電圧が前記目標値より高い場合に、前記一方のＯＮデューティを０に向けて低下させて前記他方のＯＮデューティを１．０に向けて上昇させることを特徴とする請求項４に記載の直流−直流変換装置。
7. 前記第１〜第４のコンデンサが前記第１〜第４の半導体スイッチ素子に介在する寄生容量であることを特徴とする請求項１に記載の直流−直流変換装置。
8. 前記第１〜第４のダイオードが前記第１〜第４の半導体スイッチ素子に介在する寄生ダイオードであることを特徴とする請求項１に記載の直流−直流変換装置。
9. 前記共振用リアクトルが前記変圧器の漏れインダクタンスであることを特徴とする請求項１に記載の直流−直流変換装置。
10. 前記第１〜第４の半導体スイッチ素子がパワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴまたはバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項１に記載の直流−直流変換装置。
    
    

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