JP2018207785A - 電力変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】変圧器の磁束に発生する直流成分を迅速に検出し、変圧器における偏磁現象の発生を防止できる電力変換器を提供する。【解決手段】電力変換器２０は、インバータと、変圧器と、積分器１１と、正弦波発生器２１と、制御回路４とを備える。インバータは、直流電圧を交流電圧に変換する。変圧器は、インバータの出力電圧を受けて負荷に交流電圧を与える。積分器１１は、インバータの出力電圧を積分する。正弦波発生器２１は、インバータの出力電圧よりも９０度遅れた正弦波信号Ｖｓを出力する。制御装置４は、積分器１１の出力信号φ１１が正弦波信号Ｖｓに一致するようにインバータを制御する。【選択図】図１７

Description

この発明は電力変換器に関し、特に、インバータと負荷の間に設けられる変圧器を備えた電力変換器に関する。

特開平６−９８５５９号公報（特許文献１）には、直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、インバータと負荷の間に設けられる変圧器と、インバータの出力電圧に含まれる直流成分を抽出する直流電圧抽出部と、直流電圧抽出部によって抽出される直流成分がなくなるようにインバータを制御する制御回路とを備えた電力変換器が開示されている。この電力変換器では、インバータの出力電圧の直流成分をなくすことにより、変圧器における偏磁現象の発生を防止している。

特開平６−９８５５９号公報

しかし、特許文献１では、コンデンサ、抵抗素子などによって直流電圧抽出部を構成していたので、インバータの出力電圧に発生した直流成分を検出するために長時間が必要であるという問題があった。このため、インバータの出力電圧の直流成分を検出している間に変圧器において偏磁現象が発生し、励磁電流が増大する恐れがあった。

それゆえに、この発明の主たる目的は、変圧器の磁束に発生する直流成分を迅速に検出し、変圧器における偏磁現象の発生を防止することが可能な電力変換器を提供することである。

この発明に係る電力変換器は、インバータと、変圧器と、積分器と、正弦波発生器と、制御回路とを備える。インバータは、直流電圧を交流電圧に変換する。変圧器は、インバータの出力電圧を受けて負荷に交流電圧を与える。積分器は、インバータの出力電圧を積分する。正弦波発生器は、インバータの出力電圧よりも９０度遅れた正弦波信号を出力する。制御装置は、積分器の出力信号が正弦波信号に一致するようにインバータを制御する。

この発明に係る電力変換器においては、制御装置によって積分器の出力信号が正弦波信号に一致するようにインバータが制御されることにより、変圧器の磁束に発生する直流成分を迅速に検出することができ、変圧器における偏磁現象の発生を防止することができる。

この発明の実施の形態１による電力変換器の構成を示す回路ブロック図である。 図１に示したインバータおよび変圧器の構成を示す回路ブロック図である。 図１に示した偏磁検出回路および制御回路の構成を示すブロック図である。 図１〜図３に示した電力変換器の偏磁防止方法を説明するための波形図である。 図１〜図３に示した電力変換器の偏磁防止方法を説明するための他の波形図である。 図１〜図３に示した電力変換器の偏磁防止方法を説明するためのさらに他の波形図である。 図１〜図３に示した電力変換器の偏磁防止方法を説明するためのさらに他の波形図である。 図１〜図３に示した電力変換器の偏磁防止方法を説明するためのさらに他の波形図である。 図１〜図３に示した電力変換器の偏磁防止方法を説明するためのさらに他の波形図である。 図１〜図３に示した電力変換器の偏磁防止方法を説明するためのさらに他の波形図である。 この発明の実施の形態２による電力変換器の要部を示すブロック図である。 図１１に示した電力変換器の偏磁防止方法を説明するための波形図である。 図１２に示した波形図の要部の時間軸を拡大した波形図である。 実施の形態１の問題点を説明するための波形図である。 この発明の実施の形態３による電力変換器の要部を示すブロック図である。 図１５に示した電力変換器の偏磁防止方法を説明するための波形図である。 この発明の実施の形態４による電力変換器の要部を示すブロック図である。 図１７に示した電力変換器の偏磁防止方法を説明するための波形図である。 実施の形態４の問題点を説明するための波形図である。 この発明の実施の形態５による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 本願発明の比較例となる電力変換器に含まれる偏磁検出回路の構成を示す回路図である。 本願発明の偏磁検出回路の動作と比較例の偏磁検出回路の動作とを比較するための波形図である。 図２２の要部を拡大した波形図である。 本願発明の偏磁検出回路の動作と比較例の偏磁検出回路の動作とを比較するための他の波形図である。 図２４の要部を拡大した波形図である。

[実施の形態１]
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換器の構成を示す回路ブロック図である。図１において、この電力変換器は、インバータ１、変圧器２、偏磁検出回路３、および制御回路４を備える。

インバータ１は、制御回路４から供給される制御信号Ｇ１〜Ｇ４によって制御され、バッテリ５１の直流電圧ＶＢを交流電圧ＶＡＣに変換する。変圧器２は、インバータ１によって生成された交流電圧ＶＡＣに応じたレベルの交流電圧ＶＯを負荷５２に供給する。負荷５２は、変圧器２から供給される交流電圧ＶＡＣによって駆動される。換言すると、バッテリ５１の直流電力がインバータ１によって交流電力に変換され、その交流電力が変圧器２を介して負荷５２に供給され、負荷５２が交流電力によって駆動される。

偏磁検出回路３は、インバータ１の出力電圧ＶＡＣに基づいて、変圧器２の鉄心に発生する磁束Ｂを示す信号の直流成分Ｖｄｃを検出する。制御回路４は、偏磁検出回路３によって検出される直流成分Ｖｄｃが０Ｖになるように制御信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。

図２は、図１に示したインバータ１および変圧器２の構成を示す回路ブロック図である。図２において、インバータ１は、トランジスタＱ１〜Ｑ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４、リアクトルＬ１、およびコンデンサＣ１を含む。変圧器２は、１次巻線２ａ、２次巻線２ｂ、および環状の鉄心２ｃを含む。

トランジスタＱ１〜Ｑ４の各々は、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタはともにバッテリ５１の正極に接続される。トランジスタＱ３，Ｑ４のコレクタはそれぞれトランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタに接続され、トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタはともにバッテリ５１の負極に接続される。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、それぞれトランジスタＱ１〜Ｑ４に逆並列に接続される。

リアクトルＬ１は、トランジスタＱ１のエミッタと変圧器２の１次巻線２ａの一方端子との間に接続される。トランジスタＱ２のエミッタは、変圧器２の１次巻線２ａの他方端子に接続される。コンデンサＣ１は、１次巻線２ａの一方端子および他方端子間に接続されている。１次巻線２ａおよび２次巻線２ｂの各々は、鉄心２ｃに巻回されている。２次巻線２ｂの２つの端子は、負荷５２に接続される。

トランジスタＱ１〜Ｑ４は、それぞれ制御回路４から供給される制御信号Ｇ１〜Ｇ４によってオン／オフ制御される。制御信号Ｇ１〜Ｇ４の各々は、たとえばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御信号である。制御信号Ｇ１〜Ｇ４の各々の一周期は、スイッチング周波数ｆの逆数１／ｆである。制御信号Ｇ１〜Ｇ４の各々は、各周期において「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルにされる。トランジスタＱ１〜Ｑ４は、それぞれ制御信号Ｇ１〜Ｇ４が「Ｌ」レベルにされるとオフし、それぞれ制御信号Ｇ１〜Ｇ４が「Ｈ」レベルにされるとオンする。制御信号Ｇ１〜Ｇ４の各々が一周期内において「Ｈ」レベルにされる時間Ｔｏｎと一周期の時間λとの比Ｔｏｎ／λはデューティ比と呼ばれる。制御回路４は、制御信号Ｇ１〜Ｇ２の各々のデューティ比を制御する。

交流電圧ＶＡＣの０〜１８０度に対応する期間では、制御回路４は、制御信号Ｇ２，Ｇ３を「Ｌ」レベルにしてトランジスタＱ２，Ｑ３をオフさせ、制御信号Ｇ１を「Ｈ」レベルにしてトランジスタＱ１をオンさせ、制御信号Ｇ４のデューティ比を調整しながらスイッチング周波数でトランジスタＱ４をオン／オフさせる。制御信号Ｇ４のデューティ比は、交流電圧ＶＡＣの位相角度が９０度であるときに最大値にされ、位相角度が０度および１８０度であるときに最低値にされる。これにより、バッテリ５１の正極からトランジスタＱ１、リアクトルＬ１、１次巻線２ａ、およびトランジスタＱ４を介してバッテリ５１の負極に電流が流れ、１次巻線２ａの端子間に正弦波状の交流電圧ＶＡＣのうちの０〜１８０度の正電圧が発生する。

交流電圧ＶＡＣの１８０〜３６０度に対応する期間では、制御回路４は、制御信号Ｇ１，Ｇ４を「Ｌ」レベルにしてトランジスタＱ１，Ｑ４をオフさせ、制御信号Ｇ２を「Ｈ」レベルにしてトランジスタＱ２をオンさせ、制御信号Ｇ３のデューティ比を調整しながらスイッチング周波数でトランジスタＱ３をオン／オフさせる。制御信号Ｇ３のデューティ比は、交流電圧ＶＡＣの位相角度が２７０度であるときに最大値にされ、位相角度が１８０度および３６０度であるときに最低値にされる。これにより、バッテリ５１の正極からトランジスタＱ２、１次巻線２ａ、リアクトルＬ１、およびトランジスタＱ３を介してバッテリ５１の負極に電流が流れ、１次巻線２ａの端子間に正弦波状の交流電圧ＶＡＣのうちの１８０〜３６０度の負電圧が発生する。このようにして、１次巻線２ａの端子間に所望の周波数（たとえば商用周波数）の正弦波状の交流電圧ＶＡＣを発生させることができる。

リアクトルＬ１およびコンデンサＣ１は、低域通過フィルタを構成し、トランジスタＱ１〜Ｑ４によって生成された商用周波数の交流電力を通過させ、トランジスタＱ１〜Ｑ４で発生したスイッチング周波数の信号が負荷５２側に通過することを防止する。換言すると、リアクトルＬ１およびコンデンサＣ１は、トランジスタＱ１〜Ｑ４の各々をオン／オフさせることによって生成された方形波状の交流電圧を正弦波状の交流電圧ＶＡＣに変換する。

変圧器２の１次巻線２ａの端子間に交流電圧ＶＡＣが印加されると、２次巻線２ｂの端子間に交流電圧ＶＡＣに応じたレベルの交流電圧ＶＯが発生する。交流電圧ＶＡＣの振幅と交流電圧ＶＯの振幅との比は、１次巻線２ａの巻回数Ｎ１と２次巻線２ｂの巻回数Ｎ２との比Ｎ１／Ｎ２に等しい。負荷５２は、交流電圧ＶＯによって駆動される。

変圧器２の１次巻線２ａに交流電圧ＶＡＣが印加されて巻線２ａ，２ｂに電流が流れると、鉄心２ｃ内に磁束Ｂが発生する。鉄心２ｃ内の磁束Ｂに直流成分が発生することを偏磁という。偏磁が発生すると、変圧器２の励磁電流が増大し、インバータ１の出力電圧ＶＡＣの波形が劣化したり、変圧器２に過電流が流れて電力変換器が破損する恐れがある。そこで実施の形態１では、変圧器２において偏磁現象が発生することを防止するための偏磁検出回路３および制御回路４が設けられている。

図３は、偏磁検出回路３および制御回路４の構成を示すブロック図である。図３において、偏磁検出回路３は、電圧検出器１０、積分器１１、位相検出器１２、サンプリング回路１３、および直流成分検出器１４を含む。

電圧検出器１０は、インバータ１によって生成された交流電圧ＶＡＣの瞬時値を検出し、検出値を示す信号φ１０を出力する。電圧検出器１０の出力信号φ１０の波形は、交流電圧ＶＡＣの波形と同じになる。積分器１１は、電圧検出器１０の出力信号φ１０を積分し、積分値を示す信号φ１１を出力する。

理論的には、変圧器２の１次巻線２ａの端子間電圧ＶＡＣを積分すると、変圧器２の鉄心２ｃ内に発生する磁束Ｂが得られる。したがって、積分器１１の出力信号φ１１の波形は、変圧器２の鉄心２ｃ内に発生する磁束Ｂの波形と同様になる。

交流電圧ＶＡＣの波形が理想的な正弦波である場合は、積分器１１の出力信号φ１１の波形（すなわち磁束Ｂの波形）は交流電圧ＶＡＣよりも９０度遅れた正弦波となる。交流電圧ＶＡＣがたとえば正の直流成分を含む場合は、積分器１１の出力信号φ１１（すなわち磁束Ｂ）のレベルは加速度的に増大する。

位相検出器１２は、電圧検出器１０の出力信号φ１０の位相を検出し、検出した位相が０度になる度にパルス信号Ｐを出力する。サンプリング回路１３は、位相検出器１２からのパルス信号Ｐに応答して、積分器１１の出力信号φ１１の瞬時値を取り込み、取り込んだ信号値を出力する。直流成分検出器１４は、サンプリング回路１３からの信号値と基準値との差を積分器１１の出力信号φ１１の直流成分Ｖｄｃとして出力する。

制御回路４は、電圧指令部１５および制御信号発生部１６を含む。電圧指令部１５は、正弦波状の電圧指令信号ＶＣを生成する。電圧指令部１５は、直流成分Ｖｄｃがなくなるように、電圧指令信号ＶＣの波形を制御する。制御信号発生部１６は、電圧指令信号ＶＣに基づいて制御信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。直流成分Ｖｄｃが０Ｖである場合、電圧指令信号ＶＣはＶＣ＝Ｖsinωtとなり、インバータ１の出力電圧ＶＡＣは電圧指令信号ＶＣに一致する。ここでω＝２πｆであり、ｆはインバータ１の出力電圧ＶＡＣの周波数である。したがって、電圧指令信号ＶＣを積分すると磁束Ｂが求められ、Ｂ＝∫(Ｖsinωt)dt＝−Ｖ（cosωt）／ωとなる。

偏磁検出回路３によって検出される直流成分ＶｄｃをＶｄｃ＝−αＶ／ωと表わす。電圧指令信号ＶＣに直流オフセット値ｘを加算し、磁束Ｂの次のピークまでの半周期内に偏磁を解消するものとする。半周期は１／（２ｆ）である。半周期に亘って直流オフセット値ｘを積分すると、積分値はｘ／（２ｆ）となる。ｘ／（２ｆ）がＶｄｃに等しくなるように直流オフセット値ｘを設定すると、Ｖｄｃ＝ｘ／（２ｆ）＝−αＶ／ω＝−αＶ／（２πｆ）となり、ｘ＝−αＶ／πとなる。電圧指令部１５は、直流成分Ｖｄｃが−αＶ／ωである場合、電圧指令信号ＶＣをＶＣ＝Ｖsinωt−αＶ／π＝Ｖ（sinωt−α／π）に補正する。制御信号発生部１６は、電圧指令部１５からの電圧指令信号ＶＣに基づいて、制御信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。

換言すると、制御回路４は、直流成分Ｖｄｃがなくなるように制御信号Ｇ１〜Ｇ４の各々のデューティ比を調整する。直流成分Ｖｄｃが正電圧である場合、制御回路４は、制御信号Ｇ４のデューティ比を制御信号Ｇ３のデューティ比よりも相対的に減少させる。これにより、交流電圧ＶＡＣの正電圧側ピーク値の絶対値が負電圧側ピーク値の絶対値よりも相対的に減少し、正の直流成分Ｖｄｃが減少する。

直流成分Ｖｄｃが負電圧である場合、制御回路４は、制御信号Ｇ３のデューティ比を制御信号Ｇ４のデューティ比よりも相対的に減少させる。これにより、交流電圧ＶＡＣの負電圧側ピーク値の絶対値が正電圧側ピーク値の絶対値よりも相対的に減少し、負の直流成分Ｖｄｃが減少する。直流成分Ｖｄｃが０Ｖになった場合、制御回路４は、制御信号Ｇ３，Ｇ４のデューティ比を維持する。

次に、変圧器２における偏磁現象の発生を防止する方法について図面を用いて詳細に説明する。図４（ａ）〜（ｃ）は、インバータ１によって生成される交流電圧ＶＡＣが正側と負側が対称な正弦波である場合を示す波形図である。特に、図４（ａ）は交流電圧ＶＡＣを示す信号φ１０（すなわち電圧検出器１０の出力信号φ１０）の波形を示し、図４（ｂ）は変圧器２の鉄心２ｃ内に発生する磁束Ｂを示す信号φ１１（すなわち積分器１１の出力信号φ１１）の波形を示し、図４（ｃ）は変圧器２の１次巻線２ａに流れる励磁電流Ｉの波形を示している。

図４（ａ）〜（ｃ）において、磁束Ｂの波形は、交流電圧ＶＡＣを積分した波形となり、交流電圧ＶＡＣよりも位相が９０度遅れた正弦波となる。励磁電流Ｉは、磁束Ｂと同じ位相で変化する。交流電圧ＶＡＣの位相が０度であるとき、磁束Ｂおよび励磁電流Ｉの各々は負のピーク値となる（時刻ｔ０，ｔ２，ｔ４）。交流電圧ＶＡＣの位相が１８０度であるとき、磁束Ｂおよび励磁電流Ｉの各々は正のピーク値となる（時刻ｔ１，ｔ３）。

図５（ａ）〜（ｃ）は、交流電圧ＶＡＣが正側と負側が非対称な波形となり、正のピーク値の絶対値が負のピーク値の絶対値よりも大きくなった場合を示す波形図である。特に、図５（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ交流電圧ＶＡＣを示す信号φ１０、磁束Ｂを示す信号φ１１、および励磁電流Ｉの波形を示している。

図５（ａ）に示すように、交流電圧ＶＡＣの正のピーク値の絶対値が負のピーク値の絶対値よりも大きくなると、図５（ｂ）に示すように、磁束Ｂの振幅の中心値が０から正側に急にシフトし、励磁電流Ｉの正のピーク値が加速度的に増大する。このように励磁電流Ｉが増大すると、インバータ１が正弦波状の交流電圧ＶＡＣを出力することが困難となり、また、インバータ１および変圧器２に過電流が流れて電力変換器が破損する恐れがある。

なお、交流電圧ＶＡＣが正側と負側が非対称な波形となり、負のピーク値の絶対値が正のピーク値の絶対値よりも大きくなった場合は、磁束Ｂの振幅の中心値が０から負側に急にシフトし、励磁電流Ｉの負のピーク値が加速度的に増大する。

図６（ａ）〜（ｃ）は、インバータ１によって生成される交流電圧ＶＡＣが理想的な正弦波である場合を示す波形図である。特に、図６（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ交流電圧ＶＡＣを示す信号φ１０、磁束Ｂを示す信号φ１１、および励磁電流Ｉの波形を示している。ここでは説明の簡単化のため、図６（ａ）〜（ｃ）に示すように、交流電圧ＶＡＣの位相が０度であるときに磁束Ｂを示す信号φ１１が０Ｖ（基準値）となり（時刻ｔ０，ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４，ｔ５）、交流電圧ＶＡＣの位相が１８０度であるときに磁束Ｂを示す信号φ１１がピーク値になり、交流電圧ＶＡＣの位相が３６０度（すなわち０度）であるときに磁束Ｂを示す信号φ１１が０Ｖに戻るものとする。

図７（ａ）〜（ｃ）は、交流電圧ＶＡＣが正側と負側が非対称な波形となり、正のピーク値の絶対値が負のピーク値の絶対値よりも大きくなった場合を示す波形図である。特に、図７（ａ）交流電圧ＶＡＣを示す信号φ１０を示し、図７（ｂ）は磁束Ｂを示す信号φ１１およびその直流成分（すなわち直流電圧）Ｖｄｃを示し、図７（ｃ）が励磁電流Ｉの波形を示している。

図７（ａ）に示すように、交流電圧ＶＡＣの正のピーク値の絶対値が負のピーク値の絶対値よりも大きくなると、図７（ｂ）に示すように、磁束Ｂを示す信号φ１１の振幅の中心が０から正側に急にシフトし、信号φ１１の直流成分Ｖｄｃが増大し、図７（ｃ）に示すように、励磁電流Ｉの正のピーク値が加速度的に増大する。

図３で示したように、サンプリング回路１３は、位相検出器１２からのパルス信号Ｐに応答して、交流電圧ＶＡＣの位相角度が０度になる度に、磁束Ｂを示す信号φ１１の電圧をサンプル・ホールド（Ｓ／Ｈ）する。サンプリング回路１３によってサンプル・ホールドされた電圧は、磁束Ｂを示す信号φ１１の直流成分Ｖｄｃである。直流成分検出器１４は、０Ｖ（基準値）を基準として直流成分Ｖｄｃの大きさを検出する。

図８（ａ）〜（ｃ）は、図７（ａ）〜（ｃ）に電圧指令信号ＶＣの波形を追加した図である。電圧指令部１５は、直流成分検出器１４によって検出される直流成分Ｖｄｃがなくなるように電圧指令信号ＶＣを生成する。図８（ａ）〜（ｃ）では、交流電圧ＶＡＣの位相が０度になったときに検出された直流成分Ｖｄｃがキャンセルされるように、０度〜３６０度の電圧指令信号ＶＣが直流成分Ｖｄｃに応じた値だけ負側にシフトされる場合が示されている。これにより、交流電圧ＶＡＣを負側にシフトさせて磁束Ｂを負側にシフトさせ、励磁電流Ｉのピーク値を小さく抑制することが可能となる。

図９（ａ）〜（ｃ）は、交流電圧ＶＡＣが短時間だけ低下した場合を示す波形図である。特に、図９（ａ）は交流電圧ＶＡＣを示す信号φ１０を示し、図９（ｂ）は磁束Ｂを示す信号φ１１およびその直流成分Ｖｄｃを示し、図９（ｃ）は励磁電流Ｉを示している。

図９（ａ）に示すように、時刻ｔ０〜ｔ１の期間において交流電圧ＶＡＣが負のピーク値になるときに、たとえば負荷変動に起因して交流電圧ＶＡＣが短時間だけ低下したものとする。磁束Ｂは交流電圧ＶＡＣを積分したものであるので、時刻ｔ１以降では磁束Ｂを示す信号φ１１に正の直流成分Ｖｄｃが発生する。これにより、磁束Ｂの正のピーク値が増大し、励磁電流Ｉが増大する。図３で示したように、サンプリング回路１３は、位相検出器１２からのパルス信号Ｐに応答して、交流電圧ＶＡＣの位相が０度になる度に、磁束Ｂを示す信号φ１１の電圧をサンプル・ホールド（Ｓ／Ｈ）する。直流成分検出器１４によって検出される。直流成分検出器１４は、０Ｖ（基準値）を基準として直流成分Ｖｄｃの大きさを検出する。

図１０（ａ）（ｂ）は、図９（ａ）（ｂ）に電圧指令信号ＶＣの波形を追加した図である。電圧指令部１５は、直流成分検出器１４によって検出された直流成分Ｖｄｃがなくなるように電圧指令信号ＶＣを生成する。図１０（ａ）（ｂ）では、交流電圧ＶＡＣの位相が０度になったときに検出された直流成分Ｖｄｃがキャンセルされるように、０度〜３６０度の電圧指令信号ＶＣが直流成分Ｖｄｃに応じた値だけ負側にシフトされる場合が示されている。これにより、交流電圧ＶＡＣを負側にシフトさせて磁束Ｂを負側にシフトさせ、励磁電流Ｉのピーク値を小さく抑制することができる。

以上のように、本実施の形態１では、インバータ１の出力電圧ＶＡＣを示す信号φ１０の瞬時値を積分する積分器１１を設け、信号φ１０の位相が０度になる度に積分器１１の出力信号φ１１をサンプリングし、サンプリングした信号φ１１に基づいて、積分器１１の出力信号φ１１の直流成分Ｖｄｃを検出し、検出した直流成分Ｖｄｃがなくなるようにインバータ１を制御する。積分器１１の出力信号φ１１は、変圧器２の鉄心２ｃ内に発生する磁束Ｂを示している。したがって、変圧器２の磁束Ｂに発生した直流成分を迅速に検出して減少させることができ、変圧器２における偏磁現象の発生を防止することができる。

[実施の形態２]
図１１は、この発明の実施の形態２による電力変換器の要部を示すブロック図であって、図３と対比される図である。図１１を参照して、この電力変換器が実施の形態１の電力変換器と異なる点は、電圧指令部１５が電圧指令部１５Ａで置換されている点である。図３の電圧指令部１５は、直流成分Ｖｄｃに応じた値だけ電圧指令信号ＶＣをシフトさせて偏磁を解消した。これに対して本実施の形態２の電圧指令部１５Ａは、電圧指令信号ＶＣが正電圧である期間と負電圧である期間とで異なるゲインＡを電圧指令信号ＶＣに乗算して偏磁を解消する。

図１２（ａ）（ｂ）は、電圧指令部１５Ａの動作を示す波形図である。特に、図１２（ａ）はインバータ１によって生成される交流電圧ＶＡＣを示す信号φ１０を示し、図１２（ｂ）は電圧指令信号ＶＣと補正後の電圧指令信号ＶＣＡとを示している。図１３（ａ）（ｂ）は、それぞれ図１２（ａ）（ｂ）の要部の時間軸を拡大した図である。

図１２（ａ）（ｂ）および図１３（ａ）（ｂ）では、交流電圧ＶＡＣを示す信号φ１０の一周期（時刻ｔ１〜ｔ２）の後半の期間において信号φ１０の電圧が短時間だけ低下した場合が示されている。この場合は図１０（ａ）（ｂ）で示したように、磁束Ｂを示す信号φ１１に正の直流成分Ｖｄｃが重畳する。電圧指令部１５Ａは、電圧指令信号ＶＣの一周期のうちの前半部分に１よりも小さなゲインＡ＝（１−β）を乗算し、その後半部分に１よりも大きなゲインＡ＝（１＋β）を乗算して、電圧指令信号ＶＣを補正する。

補正後の電圧指令信号ＶＣＡの正のピーク値の絶対値は補正前の電圧指令信号ＶＣの正のピーク値の絶対値よりも小さくなる。補正後の電圧指令信号ＶＣＡの負のピーク値の絶対値は補正前の電圧指令信号ＶＣの負のピーク値の絶対値よりも大きくなる。交流電圧ＶＡＣの波形は、補正前の電圧指令信号ＶＣの波形から補正後の電圧指令信号ＶＣＡの波形にシフトする。これにより、磁束Ｂを示す信号φ１１の直流成分Ｖｄｃが減少し、偏磁現象の発生が防止される。

次に、電圧指令部１５Ａの動作について数式を用いて説明する。電圧指令部１５Ａは、正弦波状の電圧指令信号ＶＣを生成する。電圧指令部１５Ａは、直流成分Ｖｄｃがなくなるように、電圧指令信号ＶＣの波形を制御する。直流成分Ｖｄｃが０Ｖである場合、電圧指令信号ＶＣはＶＣ＝Ｖsinωtとなり、インバータ１の出力電圧ＶＡＣは電圧指令信号ＶＣに一致する。ここでω＝２πｆであり、ｆはインバータ１の出力電圧ＶＡＣの周波数である。したがって、電圧指令信号ＶＣを積分すると磁束Ｂが求められ、Ｂ＝∫(Ｖsinωt)dt＝−Ｖ（cosωt）／ωとなる。偏磁検出回路３によって検出された直流成分ＶｄｃをＶｄｃ＝−αＶ／ωと表わす。

図１２（ａ）（ｂ）および図１３（ａ）（ｂ）で示した場合において偏磁を半周期で解消する場合、次式（１）が成り立つ。

これがＶｄｃ＝−αＶ／ωに等しくなればよいので、−２βＶ／ω＝−αＶ／ωが成り立ち、この数式を整理するとβ＝α／２となる。したがって、電圧指令信号ＶＣを（１−α／２）×Ｖsinωｔに補正すればよい。

なお、磁束Ｂを示す信号φ１１に負の直流成分Ｖｄｃが重畳した場合は、電圧指令部１５Ａは、電圧指令信号ＶＣの一周期のうちの前半部分に１よりも大きなゲインＡ＝（１＋β）を乗算し、その後半部分に１よりも小さなゲインＡ＝（１−β）を乗算して、電圧指令信号ＶＣを補正する。偏磁を半周期で解消する場合、電圧指令信号ＶＣを（１＋α／２）×Ｖsinωｔに補正すればよい。

この実施の形態２でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。
[実施の形態３]
図１４（ａ）（ｂ）は、実施の形態１の問題点を説明するための波形図であって、図９（ａ）（ｂ）と対比される図である。図９（ａ）（ｂ）では、交流電圧ＶＡＣの１周期（時刻ｔ０〜ｔ１）のうちの後半の期間において交流電圧ＶＡＣが短時間だけ低下する場合について説明した。この場合は、交流電圧ＶＡＣが低下してから直流成分Ｖｄｃがサンプル・ホールドされるまでの時間が半周期よりも短いので、励磁電流Ｉの増大を迅速に抑制することができる。

しかし、図１４（ａ）（ｂ）に示すように、交流電圧ＶＡＣの１周期（時刻ｔ１〜ｔ２）のうちの前半の期間において交流電圧ＶＡＣが短時間だけ低下する場合には、交流電圧ＶＡＣが低下してから直流成分Ｖｄｃがサンプル・ホールドされるまでの時間が半周期よりも長いので、励磁電流Ｉの増大を迅速に抑制することができない。本実施の形態３では、この問題の解決が図られる。

図１５は、この発明の実施の形態３による電力変換器の要部を示すブロック図であって、図３と対比される図である。図１５を参照して、この電力変換器が実施の形態１の電力変換器と異なる点は、偏磁検出回路３が偏磁検出回路３Ａで置換されている点である。偏磁検出回路３Ａは、偏磁検出回路３の位相検出器１２および直流成分検出器１４をそれぞれ位相検出器１２Ａおよび直流成分検出器１４Ａで置換したものである。

位相検出器１２Ａは、交流電圧ＶＡＣを示す信号φ１０の位相が０度になる度にパルス信号Ｐ１を出力し、交流電圧ＶＡＣを示す信号φ１０の位相が１８０度になる度にパルス信号Ｐ２を出力する。パルス信号Ｐ１，Ｐ２は、サンプリング回路１３および直流成分検出器１４Ａに与えられる。

サンプリング回路１３は、パルス信号Ｐ１に応答して磁束Ｂを示す信号φ１１をサンプル・ホールドし、パルス信号Ｐ２に応答して磁束Ｂを示す信号φ１１をサンプル・ホールドする。直流成分検出器１４Ａは、パルス信号Ｐ１に応答して、サンプリング回路１３の出力値と磁束Ｂを示す信号φ１１の負の基準値との差の電圧を直流成分Ｖｄｃとして出力する。信号φ１１の負の基準値は、信号φ１０が低下する前の期間（時刻ｔ１以前の期間）における信号φ１１の負のピーク値である。

直流成分検出器１４Ａは、パルス信号Ｐ２に応答して、磁束Ｂを示す信号φ１１の正の基準値とサンプリング回路１３の出力値との差の電圧を直流成分Ｖｄｃとして出力する。信号φ１１の正の基準値は、信号φ１０が低下する前の期間（時刻ｔ１以前の期間）における信号φ１１の正のピーク値である。電圧指令部１５は、直流成分Ｖｄｃがなくなるように電圧指令信号ＶＣを生成する。したがって、サンプリング回路１３の出力電圧は交流電圧ＶＡＣの１周期内に２回変更され、電圧指令信号ＶＣも２回変更される。

図１６（ａ）（ｂ）は、図１４（ａ）（ｂ）に電圧指令信号ＶＣの波形を追加した図である。図１６（ｃ）（ｄ）は、図１４（ａ）（ｂ）に電圧指令信号ＶＣの波形を追加した図である。図１６（ａ）（ｂ）では、交流電圧ＶＡＣの位相が０度になったとき（時刻ｔ２）に検出された直流成分Ｖｄｃがキャンセルされるように、その時刻ｔ２以降の電圧指令信号ＶＣが直流成分Ｖｄｃに応じた値だけ正側にシフトされる場合が示されている。

図１６（ｃ）（ｄ）では、交流電圧ＶＡＣの位相が１８０度になったとき（時刻ｔ１とｔ２の中間の時刻）に検出された直流成分Ｖｄｃがキャンセルされるように、その時刻以降の電圧指令信号ＶＣが直流成分Ｖｄｃに応じた値だけ正側にシフトされる場合が示されている。実際には、図１６（ａ）（ｂ）で示した動作と図１６（ｃ）（ｄ）で示した動作とが交互に行われる。これにより、交流電圧ＶＡＣを正側にシフトさせて磁束Ｂを正側にシフトさせ、励磁電流Ｉのピーク値を小さく抑制することができる。

この実施の形態３では、磁束Ｂを示す信号φ１１の直流成分Ｖｄｃを一周期内で２回検出するので、実施の形態１と比べ、励磁電流Ｉの増大を迅速に抑制することができる。

なお、この実施の形態３では、磁束Ｂを示す信号φ１１の直流成分Ｖｄｃを一周期内で２回検出したが、これに限るものではなく、磁束Ｂを示す信号φ１１の直流成分Ｖｄｃを一周期内で３回以上検出してもよいことはいうまでもない。つまり、本願発明では、磁束Ｂを示す信号φ１１の直流成分Ｖｄｃを一周期内でＮ回検出する。Ｎは自然数である。実施の形態１ではＮ＝１の場合が示され、実施の形態２ではＮ＝２の場合が示されている。

[実施の形態４]
この実施の形態４では、上記のＮを無限大にした場合について説明する。図１７は、この発明の実施の形態４による電力変換器の要部を示すブロック図であって、図３と対比される図である。図１７を参照して、この電力変換器が実施の形態１の電力変換器と異なる点は、偏磁検出回路３が偏磁検出回路２０で置換されている点である。偏磁検出回路２０は、偏磁検出回路３の位相検出器１２、サンプリング回路１３、および直流成分検出器１４を位相検出器１２Ｂ、正弦波発生器２１、および偏差検出器２２で置換したものである。

位相検出器１２Ｂは、電圧検出器１０の出力信号φ１０（すなわち、インバータ１で生成される交流電圧ＶＡＣを示す信号φ１０）の位相角度θを検出し、検出値を示す信号φθを出力する。正弦波発生器２１は、位相検出器１２Ｂの出力信号φθに従って、電圧検出器１０の出力信号φ１０よりも９０度遅延した正弦波信号Ｖｓを出力する。正弦波信号Ｖｓは、積分器１１の出力信号φ１１（すなわち、変圧器２の鉄心２ｃ内の磁束Ｂを示す信号φ１１）の基準信号（すなわち、理想的な波形を持つ信号）である。

偏差検出器２２は、積分器１１の出力信号φ１１の電圧と正弦波信号Ｖｓの電圧との偏差ΔＶを検出する。制御回路４の電圧指令部１５は、偏差ΔＶがなくなるように電圧指令信号ＶＣを出力する。制御信号発生部１６は、電圧指令信号ＶＣに基づいて制御信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。

図１８（ａ）〜（ｃ）は、図１７に示した偏磁検出回路２０の動作を示す波形図である。図１８（ａ）は交流電圧ＶＡＣを示す信号φ１０を示している。図１８（ｂ）は、正弦波信号Ｖｓと磁束Ｂを示す信号φ１１とを示している。図１８（ｃ）は、信号φ１１と正弦波信号Ｖｓの偏差ΔＶ＝φ１１−Ｖｓを示している。

時刻ｔ０〜ｔ１では、交流電圧ＶＡＣを示す信号φ１０は正弦波状に変化し、信号φ１１，Ｖｓの波形は一致しており、偏差ΔＶは０になっている。信号φ１１，Ｖｓの位相は、ともに信号φ１０よりも９０度遅れている。時刻ｔ１とｔ２の間のある時刻Ｔ１において交流電圧ＶＡＣが短時間だけ低下すると、交流電圧ＶＡＣを示す信号φ１０を積分することによって得られる信号φ１１の電圧が、交流電圧ＶＡＣの低下分に応じて低下する。信号φ１１と信号Ｖｓの偏差ΔＶは、負の電圧になる。この偏差ΔＶがなくなるように電圧指令信号ＶＣが調整され、変圧器２における偏磁現象の発生が防止される。

この実施の形態４では、交流電圧ＶＡＣが低下した時点Ｔ１からリアルタイムで偏磁量（すなわち偏差ΔＶ）が検出され、電圧指令信号ＶＣが補正されるので、実施の形態１〜３よりも偏磁現象の発生を迅速に防止することができる。

図１９（ａ）〜（ｃ）は、実施の形態４の問題点を説明するための波形図である。図１９（ａ）は交流電圧ＶＡＣを示す信号φ１０を示し、図１９（ｂ）は、正弦波信号Ｖｓを示し、図１９（ｃ）は信号φ１１と正弦波信号Ｖｓの偏差ΔＶ＝φ１１−Ｖｓを示している。

図１９（ａ）に示すように、インバータ１の性能によっては理想的な正弦波状の交流電圧ＶＡＣを生成することができず、交流電圧ＶＡＣに歪が発生する場合がある。図１９（ａ）では、交流電圧ＶＡＣに高調波成分が重畳した場合が示されている。交流電圧ＶＡＣに電圧歪が発生しても、その電圧歪が正側と負側で対称に発生すれば、偏磁現象は発生せず、電圧指令信号ＶＣを調整する必要はない。一般に交流電圧ＶＡＣに発生する電圧歪は、正側と負側で対称に発生する。

実施の形態１のように積分器１１の出力信号φ１１を１周期に１回だけサンプル・ホールドする場合は、交流電圧ＶＡＣに正側と負側で対称に発生する電圧歪は無視され、偏磁検出回路３および制御回路４は交流電圧ＶＡＣの電圧歪に反応しない。

しかし、実施の形態４では、積分器１１の出力信号φ１１と正弦波信号Ｖｓとの偏差ΔＶをリアルタイムで検出するので、図１９（ａ）〜（ｃ）に示すように、偏差Δが交流電圧ＶＡＣの電圧歪に反応して高調波成分の周波数で変動してしまう。

したがって、交流電圧ＶＡＣに電圧歪がある場合は実施の形態１の偏磁検出回路３を選択し、交流電圧ＶＡＣに電圧歪がない場合は実施の形態４の偏磁検出回路２０を選択するとよい。交流電圧ＶＡＣの電圧歪の大きさは、インバータ１の性能によって変化し、さらに、負荷５２の種類によって変化する。負荷５２が線形成分のみを含む場合は交流電圧ＶＡＣの電圧歪は小さくなる。負荷５２の非線形成分が大きい場合は交流電圧ＶＡＣの電圧歪は大きくなる。

[実施の形態５]
図２０は、この発明の実施の形態５による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図であって、図１と対比される図である。図２０を参照して、この無停電電源装置が図１の電力変換器と異なる点は、コンバータ５が追加されている点である。

コンバータ５は、商用交流電源５３から商用周波数の交流電力が供給されている通常時は、商用交流電源５３からの交流電力を直流電力に変換する。バッテリ５１は、コンバータ５によって生成される直流電力を蓄える。インバータ１は、商用交流電源５３から交流電力が供給されている通常時は、コンバータ５によって生成される直流電力を商用周波数の交流電力に変換する。商用交流電源５３からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ５の運転が停止される。停電時にはインバータ１は、バッテリ５１の直流電力を商用周波数の交流電力に変換する。

他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。この実施の形態５でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。

[比較例]
図２１は、本願発明の比較例となる電力変換器に含まれる偏磁検出回路の構成を示す回路図である。このような偏磁検出回路は、たとえば特開平６−９８５５９号公報（特許文献１）に記載されている。

図２１において、この偏磁検出回路は、絶縁アンプ３０、積分回路３１、反転増幅回路３５、直流カット回路３９、非反転回路４２、および加算回路４３を含む。絶縁アンプ３０は、インバータ１で生成される交流電圧ＶＡＣを増幅する。積分回路３１は、抵抗素子３２、コンデンサ３３、および反転増幅器３４を含み、絶縁アンプ３０の出力信号φ３０を積分する。積分回路３１の出力信号φ３１は、信号φ３０の位相を９０度遅延させた交流成分と、信号φ３０に含まれる直流成分と逆極性の直流成分とを含む。

反転増幅回路３５は、抵抗素子３６，３７および反転増幅器３８を含み、積分回路３１の出力信号φ３１を反転させる。反転増幅回路３５の出力信号φ３５は、積分回路３１の出力信号φ３１を反転させた信号φ３５となる。直流カット回路３９は、コンデンサ４０および抵抗素子４１を含み、積分回路３１の出力信号φ３１から直流成分を取り除く。非反転回路４２は、直流カット回路３９の出力のインピーダンス変換を行なう。加算回路４３は、抵抗素子４５〜４７および反転増幅器４８を含み、非反転回路４２の出力信号φ４２と反転増幅回路３５の出力信号φ３５とを加算して直流成分Ｖｄｃ１を出力する。

このような偏磁検出回路において一定の直流成分Ｖｄｃ１を検出するためには、直流カット回路３９に含まれるコンデンサ４０および抵抗素子４１の時定数を十分に長くする必要がある。

図２２（ａ）（ｂ）は、本願発明の偏磁検出回路（たとえば図３の偏磁検出回路３）の動作と比較例の偏磁検出回路の動作とを比較するための波形図である。図２２（ａ）はインバータ１によって生成される交流電圧ＶＡＣを示し、図２２（ｂ）は本願発明の偏磁検出回路３によって検出される直流成分Ｖｄｃと比較例の偏磁検出回路によって検出される直流成分Ｖｄｃ１とを示している。図２３（ａ）（ｂ）は、それぞれ図２２（ａ）（ｂ）の要部（３．０秒から３．５秒までの期間）を拡大した波形図である。

図２２（ａ）（ｂ）および図２３（ａ）（ｂ）では、ある時刻（２．０秒）で交流電圧ＶＡＣに直流成分が発生した場合が示されている。コンデンサ４０および抵抗素子４１の時定数は、１．０秒に設定されている。本願発明では、交流電圧ＶＡＣに直流成分が発生してから交流電圧ＶＡＣの一周期内（すなわち０．０２秒以下）に直流成分Ｖｄｃが検出される。したがって、変圧器２における偏磁現象の発生を迅速に防止することができる。

これに対して比較例では、交流電圧ＶＡＣに直流成分が発生してから直流成分Ｖｄｃが検出されるまで１秒程度の時間が必要となる。このため、交流電圧ＶＡＣに直流成分が発生してから直流成分Ｖｄｃ１が検出されるまでの間に偏磁現象が発生して、励磁電流が増大する恐れがある。また、比較例では、直流成分Ｖｄｃ１に小さな振幅の交流成分が重畳している。

図２４（ａ）（ｂ）は、本願発明の偏磁検出回路の動作と比較例の偏磁検出回路の動作とを比較するための他の波形図であって、それぞれ図２２（ａ）（ｂ）と対比される図である。図２５（ａ）（ｂ）は、それぞれ図２４（ａ）（ｂ）の要部（１．９秒から２．４秒までの期間）を拡大した波形図である。

図２４（ａ）（ｂ）および図２５（ａ）（ｂ）では、ある時刻（２．０秒）で交流電圧ＶＡＣに直流成分が発生した場合が示されている。コンデンサ４０および抵抗素子４１の時定数は、直流成分Ｖｄｃ１の検出を速めるために、０．０２秒（すなわち、交流電圧ＶＡＣの約１周期）に設定されている。本願発明では、交流電圧ＶＡＣに直流成分が発生してから交流電圧ＶＡＣの一周期内（すなわち０．０２秒以下）に一定の直流成分Ｖｄｃが検出される。したがって、変圧器２における偏磁現象の発生を迅速に防止することができる。

これに対して比較例では、直流成分Ｖｄｃ１に大きな振幅の交流成分が重畳してしまい、直流成分のみを検出することができない。このため、直流成分Ｖｄｃ１がなくなるように電圧指令信号ＶＣを調整することは困難になる。したがって、比較例では、コンデンサ４０および抵抗素子４１の時定数を１秒以上にする必要があり、交流電圧ＶＡＣに発生した直流成分を瞬時に補正することはできない。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ インバータ、２ 変圧器、２ａ １次巻線、２ｂ ２次巻線、２ｃ 鉄心、３，３Ａ，２０ 偏磁検出回路、４ 制御回路、５ コンバータ、Ｑ１〜Ｑ４ トランジスタ、Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｃ１，３３，４０ コンデンサ、１０ 電圧検出器、１１ 積分器、１２，１２Ａ，１２Ｂ 位相検出器、１３ サンプリング回路、１４ 直流成分検出器、１５，１５Ａ 電圧指令部、１６ 制御信号発生部、２１ 正弦波発生器、２２ 偏差検出器、３０ 絶縁アンプ、３１ 積分回路、３２，３６，３７，４１，４５〜４７ 抵抗素子、３４，３８ 反転増幅器、３５ 反転増幅回路、３９ 直流カット回路、４２ 非反転回路、４３ 加算回路、５１ バッテリ、５２ 負荷、５３ 商用交流電源。

Claims (4)

1. 直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
   前記インバータの出力電圧を受けて負荷に交流電圧を与える変圧器と、
   前記インバータの出力電圧を積分する積分器と、
   前記インバータの出力電圧よりも９０度遅れた正弦波信号を出力する正弦波発生器と、
   前記積分器の出力信号が前記正弦波信号に一致するように前記インバータを制御する制御回路とを備える、電力変換器。
2. さらに、前記インバータの出力電圧の位相角度を検出する位相検出器を備え、
   前記インバータの出力電圧の位相角度は０度から３６０度まで変化し、
   前記正弦波発生器は、前記位相検出器によって検出された位相角度に基づいて前記正弦波信号を出力する、請求項１に記載の電力変換器。
3. さらに、前記インバータの出力電圧の瞬時値を検出し、検出値を示す信号を出力する電圧検出器を備え、
   前記積分器は前記電圧検出器の出力信号を積分し、
   前記正弦波発生器は、前記電圧検出器の出力信号よりも９０度遅れた正弦波信号を出力する、請求項１または請求項２に記載の電力変換器。
4. さらに、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータを備え、
   前記交流電源から交流電力が供給されている通常時は、前記コンバータから出力される直流電圧が前記インバータによって交流電圧に変換されるとともに、前記コンバータによって生成された直流電力が電力貯蔵装置に蓄えられ、
   前記交流電源からの交流電力の供給が停止された停電時は、前記コンバータの運転が停止されるとともに、前記電力貯蔵装置の直流電圧が前記インバータによって交流電圧に変換される、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換器。