JP2015223056A - 励磁電流検出回路、励磁電流検出方法、インバータ回路の制御回路、および、電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】励磁電流を精度よく検出することができる励磁電流検出回路を提供する。【解決手段】インバータ回路２の出力電圧を変圧する変圧器３の励磁電流を検出する励磁電流検出回路５３において、変圧器３の二次側巻線の一方の出力端子に流れる電流を検出する電流センサ５６と、変圧器３の二次側巻線の他方の出力端子に流れる電流を検出する電流センサ５７と、電流センサ５６によって検出された電流値と電流センサ５７によって検出された電流値との差を算出する減算部５３１と、インバータ回路２のスイッチング素子がすべてオフ状態になるタイミングで、減算部５３１によって算出された差電流を取得して出力するサンプリング部５３２とを備えた。変圧器３の二次側で検出した電流のみを用いて励磁電流を検出するので、変圧器３の構造や巻数比の誤差などにかかわらず、励磁電流を精度良く検出することができる。【選択図】図１

Description

本発明は、変圧器の励磁電流を検出するための励磁電流検出回路、励磁電流検出方法、インバータ回路の制御回路、および、電源装置に関する。

溶接トーチと被加工物との間にアークを発生させて、アークの熱で被加工物の溶接を行うアーク溶接が知られている。アークには、溶接電源装置から電力が供給される。

図８は、一般的な溶接電源装置Ａ１００を説明するための図であり、溶接システムの全体構成を示している。溶接電源装置Ａ１００の一方の出力端子は、パワーケーブルＣ１を介して、溶接トーチＴの先端から突出する電極に接続される。溶接電源装置Ａ１００の他方の出力端子は、パワーケーブルＣ２を介して、被加工物Ｗに接続される。溶接電源装置Ａ１００は、溶接トーチＴの電極の先端と、被加工物Ｗとの間にアークを発生させ、アークに電力を供給する。溶接電源装置Ａ１００は、直流電流を出力する直流電源１、直流電流を交流電流に変換するインバータ回路２、インバータ回路２が出力する交流電圧を変圧する変圧器３、交流電流を直流電流に変換するための整流回路４、制御回路５００、および、ドライブ回路６を備えている。

制御回路５００は、出力電流制御を行っており、溶接電源装置Ａ１００の出力電流を検出して、これを所定の電流値に一致させるためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号をドライブ回路６に出力する。ドライブ回路６は、ＰＷＭ信号に応じた駆動信号をインバータ回路２の各スイッチング素子２１〜２４に出力する。インバータ回路２の各スイッチング素子２１〜２４は、入力される駆動信号に応じてオン状態とオフ状態とが切り替えられる。

インバータ回路２の各スイッチング素子２１〜２４のオン時間比率は、出力設定値の変化、負荷変動や入力電圧変動、ドライブ回路６の特性の違いなどが原因で、絶えず変化する。したがって、スイッチング素子２１および２４のオン時間比率と、スイッチング素子２２および２３のオン時間比率とに差が生じる場合がある。オン時間比率に差が生じると、変圧器３に直流成分を持った電圧が印加され、コアが偏磁して、磁束密度が飽和磁束密度に近くなる場合がある。この場合、コアの励磁電流が非常に大きくなる。励磁電流が大きくなると、巻線の抵抗による抵抗発熱やスイッチング素子２１〜２４で発生する損失が大きくなるので、好ましくない。さらにコアの磁束密度が飽和磁束密度に近づいたり、飽和に至ったりした場合は、過大な励磁電流がスイッチング素子２１〜２４に流れて、スイッチング素子２１〜２４が破壊される場合がある。

変圧器３に直流電圧が印加されることを防ぐために、変圧器３の一次側巻線にキャパシタを直列接続する方法が知られている。しかしながら、大電力を扱う溶接電源装置では、高耐電圧、大電流容量のキャパシタが必要になるため、溶接電源装置を小型化することが難しく、製造コストが高くなるなどの問題があった。

キャパシタを用いずに、変圧器３のコアの偏磁を防止する方法として、変圧器３の一次側電流と二次側電流とを検出し、その差から励磁電流を算出して、励磁電流に基づいて偏磁を防ぐように制御する方法が開発されている（例えば、特許文献１，２参照）。

特開平４−３０５３６８号公報 特開平１１−１６２７６９号公報

しかしながら、変圧器３の一次側と二次側で電流を検出するので、変圧器３の構造や巻数比の誤差などによって、算出された励磁電流の精度が良くない場合がある。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、励磁電流を精度よく検出することができる励磁電流検出回路を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される励磁電流検出回路は、インバータ回路の出力電圧を変圧する変圧器の励磁電流を検出する励磁電流検出回路であって、前記変圧器の二次側巻線の一方の出力端子に流れる電流と他方の出力端子に流れる電流との差電流に基づいて、前記励磁電流を検出することを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記励磁電流検出回路は、前記変圧器の二次側巻線の一方の出力端子に流れる電流と他方の出力端子に流れる電流との差電流を検出する差電流検出手段と、前記インバータ回路のスイッチング素子がすべてオフ状態になるタイミングで、前記差電流検出手段によって検出された差電流を取得して出力するサンプリング手段とを備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記差電流検出手段は、前記変圧器の二次側巻線の一方の出力端子に流れる電流を検出する第１の検出手段と、前記変圧器の二次側巻線の他方の出力端子に流れる電流を検出する第２の検出手段と、前記第１の検出手段によって検出された電流値と前記第２の検出手段によって検出された電流値との差を算出する減算手段とを備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記差電流検出手段は、前記変圧器の二次側巻線の一方の出力端子に接続された接続線と、前記変圧器の二次側巻線の他方の出力端子に接続された接続線とを、極性が互いに逆になるようにして、両接続線が貫通するように配置される。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記励磁電流検出回路は、前記インバータ回路のスイッチング素子がすべてオフ状態になるタイミングで、前記変圧器の二次側巻線の一方の出力端子に流れる電流と他方の出力端子に流れる電流とをそれぞれ検出するサンプリング手段と、前記サンプリング手段によって検出された２つの電流の差電流を検出する差電流検出手段とを備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記励磁電流検出回路は、サンプリングされた差電流を前記変圧器の巻数比で除算することで、前記励磁電流を算出する算出手段をさらに備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記励磁電流検出回路は、前記変圧器の二次側巻線の一方の出力端子に流れる電流と他方の出力端子に流れる電流との差電流を検出する差電流検出手段と、前記差電流の平均値を算出する平均化手段とを備えている。

本発明の第２の側面によって提供される制御回路は、インバータ回路を制御する制御回路であって、本発明の第１の側面によって提供される励磁電流検出回路と、前記励磁電流検出回路によって検出された励磁電流に基づいて、ＰＷＭ信号のパルス幅を調整するＰＷＭ制御手段とを備えていることを特徴とする。

本発明の第３の側面によって提供される電源装置は、本発明の第２の側面によって提供される制御回路と、前記インバータ回路と、前記変圧器とを備えていることを特徴とする。

本発明の第４の側面によって提供される励磁電流検出方法は、インバータ回路の出力電圧を変圧する変圧器の励磁電流を検出する励磁電流検出方法であって、前記変圧器の二次側巻線の一方の出力端子に流れる電流と他方の出力端子に流れる電流との差電流に基づいて、前記励磁電流を検出することを特徴とする。

本発明によると、変圧器の二次側で検出した電流のみを用いて励磁電流を検出するので、変圧器の構造や巻数比の誤差などにかかわらず、励磁電流を精度良く検出することができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。 図１に示す溶接電源装置における、シミュレーション結果を示す図である。 第２実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。 第３実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。 第４実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。 第１および第３実施形態に係る制御回路の他の実施例を説明するための図である。 第１および第３実施形態に係る制御回路の他の実施例を説明するための図である。 従来の一般的な溶接電源装置を説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る電源装置を溶接電源装置として用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１を説明するための図である。

溶接電源装置Ａ１は、溶接トーチの先端から突出するワイヤ電極の先端と、被加工物との間にアークを発生させ、アークに電力を供給するものである。図１においては、アークを負荷Ｌとして示している。図１に示すように、溶接電源装置Ａ１は、直流電源１、インバータ回路２、変圧器３、整流回路４、制御回路５、および、ドライブ回路６を備えている。

直流電源１は、直流電流を出力するものであり、例えば、電力系統から入力される交流電流を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備えている。なお、直流電源１は、交流電流を直流電流に変換して出力するものに限られない。例えば、燃料電池、蓄電池、太陽電池などの直流電流を出力するものであってもよく、インバータ回路２に直流電流を出力するものであればよい。

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電流を高周波電流に変換して、変圧器３に出力する。インバータ回路２は、単相フルブリッジ型のＰＷＭ制御インバータであり、４個のスイッチング素子２１〜２４を備えている。本実施形態では、スイッチング素子２１〜２４としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用している。なお、スイッチング素子２１〜２４はＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）などであってもよい。

スイッチング素子２１とスイッチング素子２２とは、スイッチング素子２１のソース端子とスイッチング素子２２のドレイン端子とが接続されて、直列接続されている。スイッチング素子２１のドレイン端子は直流電源１の正極側に接続され、スイッチング素子２２のソース端子は直流電源１の負極側に接続されて、ブリッジ構造を形成している。同様に、スイッチング素子２３とスイッチング素子２４とが直列接続されてブリッジ構造を形成している。スイッチング素子２１とスイッチング素子２２の接続点には出力ラインが接続され、スイッチング素子２３とスイッチング素子２４の接続点にも出力ラインが接続されている。これら２つの出力ラインの間に、変圧器３の一次側巻線が接続されている。各スイッチング素子２１〜２４には、それぞれ逆並列にフライホイールダイオードが接続されている。各スイッチング素子２１〜２４のゲート端子には、ドライブ回路６から出力される駆動信号Ｐ１〜Ｐ４が入力される。各スイッチング素子２１〜２４は、それぞれ駆動信号Ｐ１〜Ｐ４に基づいて、オン状態とオフ状態とを切り替えられる。これにより、直流電流が交流電流に変換される。なお、インバータ回路２は、これに限られない。

変圧器３は、インバータ回路２が出力する交流電圧を変圧して、整流回路４に出力する。変圧器３の二次側巻線３２には、２つの出力端子とは別にセンタタップが設けられている。二次側巻線３２を２つに分けて説明する場合、一方の出力端子とセンタタップとの間の部分を二次側巻線３２１とし、他方の出力端子とセンタタップとの間の部分を二次側巻線３２２とする。本実施形態では、一次側巻線３１の巻数をｎ１、二次側巻線３２１の巻数および二次側巻線３２２の巻数をそれぞれｎ２としている。したがって、変圧器３の巻数比は、α＝ｎ１/ｎ２である。

整流回路４は、変圧器３のセンタタップを用いた両波整流回路であり、変圧器３が出力する交流電流を整流して、直流電流として出力する。整流回路４は、２個の整流用ダイオード４１および４２と、直流リアクトル４３とを備えている。整流用ダイオード４１および４２は、変圧器３の二次側巻線３２の各出力端子に、それぞれアノード端子が接続されて、直列接続されている。直流リアクトル４３は、整流用ダイオード４１および４２のカソード端子側での接続点ｃと、溶接電源装置Ａ１の出力端子ａとの間に直列接続されており、出力電流を安定させる。変圧器３のセンタタップは、溶接電源装置Ａ１の出力端子ｂに接続されている。整流回路４が出力する直流電流が、溶接電流として、負荷Ｌ（アーク）に流れる。

制御回路５は、インバータ回路２を制御するためのＰＷＭ信号を生成して、ドライブ回路６に出力する。制御回路５は、溶接電源装置Ａ１の出力電流を制御する。また、変圧器３のコアの偏磁を抑制する制御も行っている。制御回路５は、出力電流設定部５１、減算部５２、励磁電流検出回路５３、ＰＷＭ制御部５４、および、電流センサ５５〜５７を備えている。

電流センサ５５は、変圧器３のセンタタップと出力端子ｂとの間の接続線に配置されており、溶接電源装置Ａ１の出力電流を検出して、電流信号Ｉとして減算部５２に出力する。なお、電流センサ５５は、直流リアクトル４３と出力端子ａとの間の接続線に配置してもよい。電流センサ５６は、整流用ダイオード４１と接続点ｃとの間の接続線に配置されており、整流用ダイオード４１を流れる電流、すなわち、変圧器３の二次側巻線３２の一方の出力端子に流れる電流を検出して、電流信号Ｉ₁として励磁電流検出回路５３に出力する。なお、電流センサ５６は、変圧器３の二次側巻線３２の一方の出力端子と整流用ダイオード４１との間の接続線に配置してもよい。電流センサ５７は、整流用ダイオード４２と接続点ｃとの間の接続線に配置されており、整流用ダイオード４２を流れる電流、すなわち、変圧器３の二次側巻線３２の他方の出力端子に流れる電流を検出して、電流信号Ｉ₂として励磁電流検出回路５３に出力する。なお、電流センサ５７は、変圧器３の二次側巻線３２の他方の出力端子と整流用ダイオード４２との間の接続線に配置してもよい。

出力電流設定部５１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流の目標値Ｉ^*を設定するものであり、設定された目標値Ｉ^*を減算部５２に出力する。減算部５２は、電流センサ５５より入力される電流信号Ｉと、出力電流設定部５１より入力される目標値Ｉ^*との偏差ΔＩ（＝Ｉ^*−Ｉ）を算出して、ＰＷＭ制御部５４に出力する。

励磁電流検出回路５３は、電流センサ５６より入力される電流信号Ｉ₁と電流センサ５７より入力される電流信号Ｉ₂とに基づいて、変圧器３の励磁電流を検出するものである。

まず、励磁電流検出回路５３が変圧器３の励磁電流を検出する方法について、図２を参照して説明する。

図２は、図１に示す溶接電源装置Ａ１において、シミュレーションを行った結果を示している。当該シミュレーションにおいては、直流電源１の出力電圧を１５０［Ｖ］、変圧器３の巻数比α＝ｎ１/ｎ２＝４、励磁インダクタンスを２００［μＨ］、漏れインダクタンスを０［μＨ］、直流リアクトルのインダクタンスを２５０［μＨ］、負荷Ｌの抵抗値を０．２［Ω］としている。

図２（ａ）〜（ｄ）は、ドライブ回路６から出力される駆動信号Ｐ１〜Ｐ４をいずれも、周波数５０［ＫＨｚ］、オン時間比率４０％としたときの各電流の時間変化を示している。同図（ａ）は変圧器３の一次側電流を示しており、同図（ｂ）は励磁電流を示している。また、同図（ｃ）は、整流用ダイオード４２に流れる電流であって、電流センサ５７によって検出される電流信号Ｉ₂を示しており、同図（ｄ）は、整流用ダイオード４１に流れる電流であって、電流センサ５６によって検出される電流信号Ｉ₁を示している。

時刻ｔ１からｔ２の間では、スイッチング素子２１および２４がオン状態で、スイッチング素子２２および２３がオフ状態になっており、変圧器３の一次側に正の電流が流れている（同図（ａ）参照）。この一次側電流は、励磁電流と負荷電流とからなる。このとき、整流用ダイオード４１には、負荷電流が流れている（同図（ｄ）参照）。整流用ダイオード４１に流れる二次側負荷電流は、巻数比αに応じて、一次側負荷電流の４倍の電流が流れている。

時刻ｔ２からｔ３の間は、スイッチング素子２１〜２４がすべてオフ状態になっており、一次側電流が「０」になっている（同図（ａ）参照）。このとき、二次側負荷電流は連続して流れており、負荷電流成分は二次側に転流して、整流用ダイオード４１と整流用ダイオード４２とに流れる（同図（ｃ）、（ｄ）参照）。二次側負荷電流は、変圧器３の二次側巻線３２１と二次側巻線３２２に流れる電流のアンペアターン数が等しくなるように流れるため、二次側巻線３２１の巻数と二次側巻線３２２の巻数とが等しければ、電流値も等しくなると考えられる。しかし、整流用ダイオード４１に流れる電流が１０９［Ａ］であるのに対して、整流用ダイオード４２に流れる電流が１２８［Ａ］になっており、等しくなっていない。

一方で、励磁電流成分も、電流連続の条件から、時刻ｔ２からｔ３の間にもどこかに流れなければならない。この期間は整流用ダイオード４１、４２ともオン状態になっているので、変圧器３の二次側巻線３２には電圧が発生しておらず、一次側巻線にも電圧は発生しない。一次側巻線に電圧が発生できないので、励磁電流によるエネルギーを直流電源１に回生したり、一次側の素子などで消費したりできない。しかし、スイッチング素子２１および２４がオフ状態に切り替わった時点の電流(アンペアターン)を維持しなければならないので、励磁電流成分は変圧器３の二次側に転流していると考えられる。

図２（ｂ）に示すように、時刻ｔ２からｔ３の間の励磁電流は、４．８［Ａ］である。また、図２（ｃ）、（ｄ）に示すように、この期間の電流信号Ｉ₂と電流信号Ｉ₁との差は、１９（＝１２８−１０９）［Ａ］である。この電流差は、励磁電流４．８［Ａ］の３．９６（≒４）倍である。すなわち、一次側の励磁電流が二次側に転流し、等アンペアターンの条件を満たすために整流用ダイオード４１,４２に流れる電流差になって表れたと考えられる。

時刻ｔ３からｔ４の間では、スイッチング素子２１および２４がオフ状態で、スイッチング素子２２および２３がオン状態になっており、変圧器３の一次側に負の電流が流れている（同図（ａ）参照）。このとき、整流用ダイオード４２には、負荷電流が流れている（同図（ｃ）参照）。

時刻ｔ４からｔ５の間は、スイッチング素子２１〜２４がすべてオフ状態になっており、一次側電流が「０」になっている（同図（ａ）参照）。このとき、図２（ｂ）に示すように、励磁電流は、−４．８［Ａ］である。また、図２（ｃ）、（ｄ）に示すように、この期間の電流信号Ｉ₂と電流信号Ｉ₁との差は、−１９（＝１０９−１２８）［Ａ］である。時刻ｔ４からｔ５の間でも、時刻ｔ２からｔ３の間と同様に、一次側の励磁電流が二次側に転流し、整流用ダイオード４１,４２に流れる電流差になって表れたと考えられる。

以上のように、スイッチング素子２１〜２４がすべてオフ状態になっている期間に、整流用ダイオード４１,４２に流れる電流差を検出することで、励磁電流を間接的に検出することができる。

次に、スイッチング素子のオン時間比率が異なる場合のシミュレーションについて説明する。

図２（ｅ）〜（ｈ）は、駆動信号Ｐ２およびＰ３のオン時間比率は４０％のままで、駆動信号Ｐ１およびＰ４のオン時間比率を４０．５％としたときの各電流の時間変化を示している。その他の条件は、図２（ａ）〜（ｄ）でのシミュレーションと共通である。同図（ｅ）は変圧器３の一次側電流を示しており、同図（ｆ）は励磁電流を示している。また、同図（ｇ）は、整流用ダイオード４２に流れる電流であって、電流センサ５７によって検出される電流信号Ｉ₂を示しており、同図（ｈ）は、整流用ダイオード４１に流れる電流であって、電流センサ５６によって検出される電流信号Ｉ₁を示している。

図２（ｅ）〜（ｈ）に示すように、当該シミュレーションでも、スイッチング素子２１〜２４がすべてオフ状態のとき（時刻ｔ２〜ｔ３、時刻ｔ４〜ｔ５参照）に、一次側電流が「０」になって（同図（ｅ）参照）、負荷電流が整流用ダイオード４１，４２に流れている（同図（ｇ）、（ｈ）参照）。時刻ｔ２〜ｔ３において、電流信号Ｉ₂と電流信号Ｉ₁との差は７２．７（＝１５６−８３．３）［Ａ］であり（図２（ｇ）,（ｈ）参照）、励磁電流１８．１［Ａ］（図２（ｆ）参照）の約４倍である。また、時刻ｔ４〜ｔ５において、電流信号Ｉ₂と電流信号Ｉ₁との差は３３（＝１３６−１０３）［Ａ］であり（図２（ｇ）,（ｈ）参照）、励磁電流８．４［Ａ］（図２（ｆ）参照）の約４倍である。以上のように、スイッチング素子２１〜２４がすべてオフ状態になっている期間に、整流用ダイオード４１,４２に流れる電流差を検出して、巻数比で除算することで、励磁電流を間接的に算出することができる。

また、駆動信号Ｐ１およびＰ４のオン時間比率と、駆動信号Ｐ２およびＰ３のオン時間比率とが等しい場合、一次側電流および励磁電流は、０［Ａ］を中心として、正負が対称になるように変化している（図２（ａ），（ｂ）参照）。しかし、駆動信号Ｐ１およびＰ４のオン時間比率が、駆動信号Ｐ２およびＰ３のオン時間比率より大きい場合、一次側電流および励磁電流にはオフセットが発生している（図２（ｅ），（ｆ）参照）。この励磁電流のオフセットがなくなるように制御することで、変圧器３のコアの偏磁を解消することができる。実際の回路においては、無負荷時以外で励磁電流を直接検出することはできないので、スイッチング素子２１〜２４がすべてオフ状態になっている期間の二次側の整流用ダイオード４１，４２に流れる電流の差を検出することで、間接的に、励磁電流を検出する。すなわち、この差電流が０［Ａ］を中心として正負が対称になるようにすることで、励磁電流のオフセットをなくすようにする。具体的には、電流信号Ｉ₁から電流信号Ｉ₂を減算して、スイッチング素子２１〜２４がすべてオフ状態になるタイミングでサンプリングする。サンプリングされた差電流値を２回分加算した加算値に応じて、駆動信号Ｐ１〜Ｐ４のオン時間比率を変化させる。加算値が正の値の場合、駆動信号Ｐ１およびＰ４のオン時間比率を大きくして、駆動信号Ｐ２およびＰ３のオン時間比率を小さくする。一方、加算値が負の値の場合、駆動信号Ｐ１およびＰ４のオン時間比率を小さくして、駆動信号Ｐ２およびＰ３のオン時間比率を大きくする。

励磁電流検出回路５３は、減算部５３１およびサンプリング部５３２を備えている。減算部５３１は、電流センサ５６より入力される電流信号Ｉ₁から電流センサ５７より入力される電流信号Ｉ₂を減算して、サンプリング部５３２に出力する。サンプリング部５３２は、ＰＷＭ制御部５４より入力されるタイミング信号に基づいて、減算部５３１より入力される減算値をサンプリングして、ＰＷＭ制御部５４に出力する。タイミング信号は、スイッチング素子２１〜２４がすべてオフ状態になるタイミングを与えるものであり、ＰＷＭ制御部５４で生成されて入力される。なお、タイミング信号は、スイッチング素子２１〜２４がすべてオフ状態になるタイミングを与えるものであればよく、ＰＷＭ制御部５４で生成する場合に限られない。例えば、ドライブ回路６で生成してもよいし、各スイッチング素子２１〜２４を流れる電流や各スイッチング素子２１〜２４の端子間電圧に基づいて生成してもよい。

また、先に減算してサンプリングする場合に限定されず、先にタイミング信号に基づいてサンプリングを行い、サンプリングされた電流信号Ｉ₁から電流信号Ｉ₂を減算するようにしてもよい。つまり、スイッチング素子２１〜２４がすべてオフ状態になったタイミングでの、整流用ダイオード４１，４２に流れる電流の差電流を検出できればよい。

ＰＷＭ制御部５４は、減算部５２より入力される偏差ΔＩと、励磁電流検出回路５３より入力される減算値とに基づいて、ＰＷＭ信号を生成して、ドライブ回路６に出力する。ＰＷＭ制御部５４は、減算部５２より入力される偏差ΔＩに基づいて、例えばＰＩ制御（比例積分制御）による補償値を算出する。ＰＷＭ制御部５４は、当該補償値と、内部で生成した三角波などのキャリア信号とを比較することで、ＰＷＭ信号を生成する。例えば、補償値がキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、補償値がキャリア信号以下の場合にローレベルとなるパルス信号がＰＷＭ信号として生成される。ＰＷＭ信号は、スイッチング素子２１および２４のためのものと、スイッチング素子２２および２３のためのものとが生成される。

また、ＰＷＭ制御部５４は、励磁電流検出回路５３より入力される減算値を２回分ずつ加算して、当該加算値に応じて、これらのＰＷＭ信号のパルス幅を調整する。例えば、加算値が正の値の場合は、スイッチング素子２１および２４のためのＰＷＭ信号のパルス幅を大きくし、スイッチング素子２２および２３のためのＰＷＭ信号のパルス幅を小さくする。一方、加算値が負の値の場合は、スイッチング素子２１および２４のためのＰＷＭ信号のパルス幅を小さくし、スイッチング素子２２および２３のためのＰＷＭ信号のパルス幅を大きくする。なお、一方のみを調整するようにしてもよい。具体的には、各ＰＷＭ信号を生成するためのキャリア信号に、加算値に応じたオフセット値を加算すことで調整を行う。なお、各パルス幅の調整方法はこれに限られない。例えば、デジタル制御を行う場合は、算出されたパルス幅やオン時間比率に、加算値に応じた値を演算すればよい。

本実施形態では、励磁電流検出回路５３より入力される減算値を２回分ずつ加算した値を用いて、ＰＷＭ信号のパルス幅を調整しているが、これに限られない。例えば、所定回数（偶数）分ずつ加算した値を用いてもよい。

また、ＰＷＭ制御部５４は、タイミング信号を生成して、励磁電流検出回路５３のサンプリング部５３２に出力する。ＰＷＭ制御部５４は、例えば、２つのＰＷＭ信号がともにローレベル（オフ状態）である期間にハイレベルになる信号をタイミング信号として生成する。この場合、サンプリング部５３２は、タイミング信号がローレベルからハイレベルに切り替わるタイミングでサンプリングを行う。

なお、制御回路５は、アナログ処理を行うようにしてもよいし、デジタル処理を行うようにしてもよい。デジタル処理を行う場合は、制御回路５をマイクロコンピュータなどによって実現し、電流センサ５５〜５７から入力される電流信号をアナログ/デジタル変換回路でデジタル信号に変換して入力するようにすればよい。

ドライブ回路６は、制御回路５から入力されるＰＷＭ信号を増幅して、各スイッチング素子２１〜２４を駆動できるレベルの駆動信号Ｐ１〜Ｐ４として出力する。ドライブ回路６の構成は限定されず、パルストランス方式でもよいし、フォトカプラ方式であってもよい。

本実施形態によると、ＰＷＭ制御部５４は、励磁電流検出回路５３が検出した励磁電流に基づいてＰＷＭ信号のパルス幅を調整することで、変圧器３のコアの偏磁を防止する。励磁電流検出回路５３は、電流センサ５６より入力される電流信号Ｉ₁と電流センサ５７より入力される電流信号Ｉ₂とに基づいて、励磁電流を検出する。励磁電流検出回路５３は、変圧器３の二次側で検出した電流のみを用いて励磁電流を検出するので、変圧器３の構造や巻数比の誤差などにかかわらず、励磁電流を精度良く検出することができる。また、変圧器３の一次側で検出した電流を励磁電流の検出に用いないので、インバータ回路２より発生するノイズの影響を受けにくい。また、変圧器３を取り換えても、励磁電流検出回路５３の回路定数の変更をする必要がない。

なお、本実施形態においては、励磁電流検出回路５３が検出した励磁電流に基づいてＰＷＭ信号のパルス幅を調整する場合について説明したが、これに限られない。例えば、励磁電流検出回路５３が検出した励磁電流が所定の閾値を超えた場合に、ＰＷＭ信号の生成を停止することで、変圧器３のコアの偏磁を防止するようにしてもよい。

また、本実施形態においては、インバータ回路２がフルブリッジ型のインバータ回路である場合について説明したが、これに限られない。インバータ回路２に代えて、ハーフブリッジ型のインバータ回路を用いてもよい。

上記第１実施形態においては、整流用ダイオード４１，４２に流れる電流をそれぞれ電流センサ５６，５７で検出する場合について説明したが、これに限られない。整流用ダイオード４１に流れる電流と、整流用ダイオード４２に流れる電流との差電流を、１つの電流センサで検出するようにしてもよい。１つの電流センサで差電流を検出する場合を第２実施形態として、以下に説明する。

図３は、第２実施形態に係る溶接電源装置Ａ２を説明するための図である。図３において、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１(図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図３に示す溶接電源装置Ａ２は、電流センサ５６，５７に代えて、差電流を検出する電流センサ５８を備えている点と、励磁電流検出回路５３’が減算部５３１を備えていない点とで、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。

電流センサ５８は、整流用ダイオード４１と接続点ｃとの間の接続線と、整流用ダイオード４２と接続点ｃとの間の接続線とを、極性が互いに逆になるようにして、両接続線が貫通するように配置されており、整流用ダイオード４１に流れる電流と、整流用ダイオード４２に流れる電流との差電流を検出する。電流センサ５８によって検出された差電流信号は励磁電流検出回路５３’に出力される。なお、電流センサ５８は、整流用ダイオード４１，４２より上流側に配置してもよい。

励磁電流検出回路５３’は、電流センサ５８より入力される差電流信号を、サンプリング部５３２でサンプリングして、ＰＷＭ制御部５４に出力する。

第２実施形態によると、励磁電流検出回路５３’は、電流センサ５８が検出する差電流をサンプリング部５３２でサンプリングすることで、励磁電流を検出することができる。したがって、第２実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、電流センサ５８が差電流を検出するので、２つの電流センサを必要としないし、減算部５３１を設ける必要がない。したがって、溶接電源装置Ａ２の構成を、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１より簡略化することができる。

上記第１および第２実施形態においては、整流回路４がセンタタップ式の整流回路である場合について説明したが、これに限られない。例えば、整流回路４に代えて、ブリッジ型の整流回路を用いてもよい。ブリッジ型の整流回路を用いた場合を、第３，４実施形態として、以下に説明する。

図４は、第３実施形態に係る溶接電源装置Ａ３を説明するための図である。図４において、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１(図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図４に示す溶接電源装置Ａ３は、整流回路４に代えて、ブリッジ型の整流回路４’を備えている点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。

整流回路４’は、ブリッジ型の整流回路である。整流回路４’は、４個の整流用ダイオード４４〜４７と、直流リアクトル４３とを備えている。整流用ダイオード４４と整流用ダイオード４５とは、整流用ダイオード４４のアノード端子と整流用ダイオード４５のカソード端子とが接続されて、直列接続されている。また、整流用ダイオード４６と整流用ダイオード４７とは、整流用ダイオード４６のアノード端子と整流用ダイオード４７のカソード端子とが接続されて、直列接続されている。整流用ダイオード４４と整流用ダイオード４５との接続点は、変圧器３の二次側巻線３２の一方の出力端子に接続されており、整流用ダイオード４６と整流用ダイオード４７との接続点は、変圧器３の二次側巻線３２の他方の出力端子に接続されている。整流用ダイオード４４のカソード端子と整流用ダイオード４６のカソード端子とは、接続点ｃで接続されており、接続点ｃと溶接電源装置Ａ３の出力端子ａとの間には、直流リアクトル４３が直列接続されている。整流用ダイオード４５のアノード端子と整流用ダイオード４７のアノード端子とは、接続点ｄで接続されており、接続点ｄと溶接電源装置Ａ３の出力端子ｂとが接続されている。

電流センサ５５は、接続点ｄと出力端子ｂとの間の接続線に配置されている。電流センサ５６は、変圧器３の二次側巻線３２の一方の出力端子と整流用ダイオード４５との間の接続線に配置されており、整流用ダイオード４５を流れる電流、すなわち、変圧器３の二次側巻線３２の一方出力の端子に流れる電流を検出して、電流信号Ｉ₁として励磁電流検出回路５３に出力する。なお、電流センサ５６は、整流用ダイオード４５と接続点ｄとの間の接続線に配置してもよい。また、整流用ダイオード４４と接続点ｃとの間の接続線に配置（図４に破線で示す電流センサ５６’参照）してもよいし、変圧器３の二次側巻線３２の一方の出力端子と整流用ダイオード４４との間の接続線に配置してもよい。電流センサ５７は、変圧器３の二次側巻線３２の他方の出力端子と整流用ダイオード４７との間の接続線に配置されており、整流用ダイオード４７を流れる電流、すなわち、変圧器３の二次側巻線３２の他方の出力端子に流れる電流を検出して、電流信号Ｉ₂として励磁電流検出回路５３に出力する。なお、電流センサ５７は、整流用ダイオード４７と接続点ｄとの間の接続線に配置してもよい。また、整流用ダイオード４６と接続点ｃとの間の接続線に配置（図４に破線で示す電流センサ５７’参照）してもよいし、変圧器３の二次側巻線３２の他方の出力端子と整流用ダイオード４６との間の接続線に配置してもよい。

第３実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

図５は、第４実施形態に係る溶接電源装置Ａ４を説明するための図である。図５において、第２実施形態に係る溶接電源装置Ａ２(図３参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図５に示す溶接電源装置Ａ４は、整流回路４に代えて、ブリッジ型の整流回路４’を備えている点で、第２実施形態に係る溶接電源装置Ａ２と異なる。

整流回路４’は、第３実施形態に係る溶接電源装置Ａ３(図４参照）の整流回路４’と同様である。電流センサ５８は、変圧器３の二次側巻線３２の一方の出力端子と整流用ダイオード４５との間の接続線と、変圧器３の二次側巻線３２の他方の出力端子と整流用ダイオード４７との間の接続線とを、極性が互いに逆になるようにして、両接続線が貫通するように配置されており、整流用ダイオード４５に流れる電流と、整流用ダイオード４７に流れる電流との差電流を検出して、励磁電流検出回路５３’に出力する。なお、電流センサ５８は、整流用ダイオード４５，４７より下流側に配置してもよい。また、整流用ダイオード４４に流れる電流と、整流用ダイオード４６に流れる電流との差電流を検出するように配置してもよい。

第４実施形態においても、第２実施形態と同様の効果を奏することができる。

上記第１ないし第４実施形態においては、差電流をサンプリング部５３２でサンプリングする場合について説明したが、これに限られない。例えば、変圧器３のコアの飽和磁束密度が大きく、ゆっくり制御してもコアの磁束密度が飽和しない場合には、サンプリング部５３２でサンプリングする代わりに、差電流をローパスフィルタで平均化して、ＰＷＭ制御部５４が当該平均値に応じてＰＷＭ信号のパルス幅を調整するようにしてもよい。

図６は、第１および第３実施形態に係る制御回路５の他の実施例を説明するための図である。図６において、第１実施形態に係る制御回路５(図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図６に示す制御回路５は、サンプリング部５３２に代えて、平均化部５３３を備えている点で、第１および第３実施形態に係る制御回路５と異なる。

平均化部５３３は、減算部５３１より入力される減算値を平均化するものであり、例えば、ローパスフィルタである。平均化部５３３は、平均値をＰＷＭ制御部５４に出力する。ＰＷＭ制御部５４は、励磁電流検出回路５３より入力される平均値に応じて、ＰＷＭ信号のパルス幅を調整する。

図２（ｃ），（ｄ），（ｇ），（ｈ）に示すように、時刻ｔ１〜ｔ２における差電流と時刻ｔ３〜ｔ４における差電流とは、絶対値が同じで正負が逆の値になる。したがって、時刻ｔ１〜ｔ４における差電流の平均値は、正側のパルス幅と負側のパルス幅とが略等しければ、時刻ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４における差電流が打ち消し合って、時刻ｔ２〜ｔ３における差電流と時刻ｔ４〜ｔ５における差電流とを加算した値に比例した値になる。つまり、平均化部５３３が出力する平均値は、第１実施形態において、サンプリング部５３２が出力する減算値を２回分ずつ加算した加算値に比例した値になる。したがって、当該平均値に応じてＰＷＭ信号のパルス幅を調整することができる。

第２および第４実施形態に係る制御回路５の他の実施例は、図６に示す制御回路５において、減算部５３１を省略したものになる。

上記第１ないし第４実施形態においては、励磁電流検出回路５３が制御回路５に組み込まれており、制御回路５が検出された励磁電流に応じて制御を行う場合について説明した。この場合、検出された励磁電流に応じてＰＷＭ信号のパルス幅を調整するだけなので、励磁電流を正確に計測する必要はない。なお、励磁電流を正確に計測して、表示するようにしてもよい。

図７は、第１および第３実施形態に係る制御回路５の他の実施例を説明するための図である。図７において、第１実施形態に係る制御回路５(図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図７に示す制御回路５は、励磁電流検出回路５３が除算部５３４を備えている点と、励磁電流表示部５９が設けられている点とで、第１および第３実施形態に係る制御回路５と異なる。

除算部５３４は、サンプリング部５３２が出力するサンプリングされた減算値を、変圧器３の巻数比で除算して、ＰＷＭ制御部５４および励磁電流表示部５９に出力する。上述したシミュレーションで説明したように、スイッチング素子２１〜２４がすべてオフ状態になっている期間での変圧器３の励磁電流は、整流用ダイオード４１,４２に流れる電流差を巻数比で除算したものである。したがって、サンプリング部５３２の出力を、除算部５３４において巻数比αで除算することで、変圧器３の励磁電流の測定値を算出することができる。励磁電流表示部５９は、除算部５３４より入力される除算値を、変圧器３の励磁電流の測定値として表示する。なお、ＰＷＭ制御部５４には、サンプリング部５３２の出力を入力するようにしてもよい。

第２および第４実施形態に係る制御回路５の他の実施例は、図７に示す制御回路５において、減算部５３１を省略したものになる。

なお、図７に示す励磁電流検出回路５３を、制御回路５に組み込むのではなく、励磁電流を計測して表示する励磁電流検出回路として、単独で用いるようにしてもよい。

上記第１ないし第４実施形態においては、本発明に係る電源装置を溶接電源装置として用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明は、その他の電源装置にも適用することができる。

本発明に係る励磁電流検出回路、励磁電流検出方法、インバータ回路の制御回路、および、電源装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る励磁電流検出回路、励磁電流検出方法、インバータ回路の制御回路、および、電源装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４ 溶接電源装置
１ 直流電源
２ インバータ回路
２１，２２，２３，２４ スイッチング素子
３ 変圧器
３１ 一次側巻線
３２，３２１，３２２ 二次側巻線
４，４’ 整流回路
４１，４２，４４，４５，４６，４７ 整流用ダイオード
４３ 直流リアクトル
５ 制御回路
５１ 出力電流設定部
５２ 減算部
５３，５３’ 励磁電流検出回路
５３１ 減算部（差電流検出手段、減算手段）
５３２ サンプリング部（サンプリング手段）
５３３ 平均化部（平均化手段）
５３４ 除算部（算出手段）
５４ ＰＷＭ制御部（ＰＷＭ制御手段）
５５ 電流センサ
５６，５６’，５７，５７’ 電流センサ（差電流検出手段、第1の検出手段、第２の検出手段）
５８ 電流センサ（差電流検出手段）
５９ 励磁電流表示部
６ ドライブ回路
Ｌ 負荷

Claims (10)

1. インバータ回路の出力電圧を変圧する変圧器の励磁電流を検出する励磁電流検出回路であって、
   前記変圧器の二次側巻線の一方の出力端子に流れる電流と他方の出力端子に流れる電流との差電流に基づいて、前記励磁電流を検出する、
   ことを特徴とする励磁電流検出回路。
2. 前記変圧器の二次側巻線の一方の出力端子に流れる電流と他方の出力端子に流れる電流との差電流を検出する差電流検出手段と、
   前記インバータ回路のスイッチング素子がすべてオフ状態になるタイミングで、前記差電流検出手段によって検出された差電流を取得して出力するサンプリング手段と、
   を備えている、
   請求項１に記載の励磁電流検出回路。
3. 前記差電流検出手段は、
   前記変圧器の二次側巻線の一方の出力端子に流れる電流を検出する第１の検出手段と、
   前記変圧器の二次側巻線の他方の出力端子に流れる電流を検出する第２の検出手段と、
   前記第１の検出手段によって検出された電流値と前記第２の検出手段によって検出された電流値との差を算出する減算手段と、
   を備えている、
   請求項２に記載の励磁電流検出回路。
4. 前記差電流検出手段は、前記変圧器の二次側巻線の一方の出力端子に接続された接続線と、前記変圧器の二次側巻線の他方の出力端子に接続された接続線とを、極性が互いに逆になるようにして、両接続線が貫通するように配置される、
   請求項２に記載の励磁電流検出回路。
5. 前記インバータ回路のスイッチング素子がすべてオフ状態になるタイミングで、前記変圧器の二次側巻線の一方の出力端子に流れる電流と他方の出力端子に流れる電流とをそれぞれ検出するサンプリング手段と、
   前記サンプリング手段によって検出された２つの電流の差電流を検出する差電流検出手段と、
   を備えている、
   請求項１に記載の励磁電流検出回路。
6. サンプリングされた差電流を前記変圧器の巻数比で除算することで、前記励磁電流を算出する算出手段をさらに備えている、
   請求項２ないし５のいずれかに記載の励磁電流検出回路。
7. 前記変圧器の二次側巻線の一方の出力端子に流れる電流と他方の出力端子に流れる電流との差電流を検出する差電流検出手段と、
   前記差電流の平均値を算出する平均化手段と、
   を備えている、
   請求項１に記載の励磁電流検出回路。
8. インバータ回路を制御する制御回路であって、
   請求項１ないし７のいずれかに記載の励磁電流検出回路と、
   前記励磁電流検出回路によって検出された励磁電流に基づいて、ＰＷＭ信号のパルス幅を調整するＰＷＭ制御手段と、
   を備えていることを特徴とする制御回路。
9. 請求項８に記載の制御回路と、前記インバータ回路と、前記変圧器と、
   を備えていることを特徴とする電源装置。
10. インバータ回路の出力電圧を変圧する変圧器の励磁電流を検出する励磁電流検出方法であって、
    前記変圧器の二次側巻線の一方の出力端子に流れる電流と他方の出力端子に流れる電流との差電流に基づいて、前記励磁電流を検出する、
    ことを特徴とする励磁電流検出方法。