JP2019122134A - スイッチング電源の力率改善用ｐｗｍ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】大出力かつ力率が良好なスイッチング電源のためのＰＷＭ制御装置を提供する。【解決手段】スイッチング素子のオン期間及びオフ期間の双方において電流を出力可能に構成されたスイッチング電源における前記スイッチング素子のオンオフ制御を行うべくＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御装置において、前記スイッチング電源の入力電圧を検出する入力電圧検出部と、前記スイッチング電源の入力電流を検出する入力電流検出部と、検出された前記入力電圧及び前記入力電流の各々に比例する数値の間の差分に対応する制御電圧を出力する差分出力部と、前記制御電圧を入力され、前記制御電圧の大きさに比例したオン期間をもつＰＷＭ信号を出力するＰＷＭＩＣと、を有する。【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源の力率改善のためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御装置に関する。

交流を直流に電力変換するスイッチング電源において、入力電圧と相似形で位相の一致した入力電流を入力させるように構成された力率改善回路（特許文献１〜３等）が公知である。力率改善回路は、一般的に非絶縁型の昇圧コンバータとして構成され、交流を整流した入力電圧を一定のデューティ比でスイッチングすることにより、入力電圧瞬時値に比例した入力電流をリアクトルに流すことで力率を改善している。

一方、力率改善機能を備えたワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源も公知である（特許文献４、５等）。ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源は、通常、昇圧コンバータと実質的に同じ動作をするフライバック方式で構成されている。ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源では、交流を整流した入力電圧を一定のデューティ比でスイッチングすることにより、入力電圧瞬時値に比例した入力電流をトランスの一次コイルに流すことで力率を改善している。

昇圧コンバータやフライバック方式のスイッチング電源は、通常、スイッチングのオン期間に磁気エネルギーを蓄積し、オフ期間にフライバック電流を出力する。

電源の大出力化を図るために、例えば絶縁型スイッチング電源において、オン期間にフォワード電流を出力可能なフォワード方式の要素をフライバック方式に組み込むことが考えられる。このようなフォワード／フライバック複合方式では、スイッチングのオン期間にフォワード電流が出力されると共にオフ期間にフライバック電流が出力される。

なお、通常、「フォワード電流」及び「フライバック電流」の用語は絶縁型のスイッチング電源に用いるが、本明細書では非絶縁型コンバータのオン期間及びオフ期間の出力電流についても、便宜上「フォワード電流」及び「フライバック電流」と称することとする。

特開２００７−３７２９７号公報 特開２００８−５２６９７５号公報 特開２０１５−２３７２２号公報 特開平５−２３６７４９号公報 特開２００２−３００７８０号公報

フォワード／フライバック複合方式の絶縁型スイッチング電源は、大出力化を図れる一方、力率の点で以下のような問題点がある。例えば正弦波交流の全波整流電圧が入力される場合、フライバック電流は、オン期間に一次コイルに流れる励磁電流によってトランスに蓄積された磁気エネルギーに応じてオフ時に二次コイルに生じた起電力により出力される。フライバック電流は、入力電圧が小さい範囲であっても出力可能である。このことは、フライバック方式の絶縁型スイッチング電源の力率がよいことを意味する

それに対しフォワード電流は、オン期間に入力電圧が印加される一次コイルとの相互誘導により二次コイルに生じた起電力により出力されるが、二次コイルに生じた起電力が出力端の平滑コンデンサの電圧を超えないと出力されない。従って、フォワード電流は、入力電圧が小さい範囲では出力されず、よってフォワード電流と対になる一次側の負荷電流も入力電流として流れない。このことは、フォワード方式の絶縁型スイッチング電源の力率がよくないことを意味する。

このように、フォワード／フライバック複合方式の絶縁型スイッチング電源では、入力電圧が小さい範囲においてフライバック電流のみが出力されてフォワード電流が出力されないことから入力電流の波形が歪み、入力電圧の正弦波と同じ正弦波とならず、力率を悪化させる。

上記のことは非絶縁型スイッチング電源においても同様である。フォワード／フライバック複合方式として構成された非絶縁型スイッチング電源においてオン期間に出力されるフォワード電流は、入力電圧によりリアクトルに生じた起電力の大きさが出力端の平滑コンデンサの電圧を超えないと出力されない。その結果、上述した絶縁型スイッチング電源の場合と同様に力率悪化の問題を生じる。

さらに、一般的なＤＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチング制御のために汎用的で低コストのＰＷＭＩＣ(Pulse Width Modulation Integrated Circuit)が広く用いられている。しかしながら、このＰＷＭＩＣを、力率改善用スイッチング電源のスイッチング制御にそのまま採用した場合、十分な力率改善効果を得ることが難しい。

以上の現状から、本発明は、力率改善用スイッチング電源において、大出力化を図れるフォワード方式を組み合わせたフォワード／フライバック複合方式を採用しかつ良好な力率を実現するためのＰＷＭ制御装置を提供することを目的とする。さらに、このようなＰＷＭ制御装置を汎用的なＰＷＭＩＣを用いて簡易な構成により提供することを目的とする。

上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。
・ 本発明の態様は、スイッチング素子のオン期間及びオフ期間の双方において電流を出力可能に構成されたスイッチング電源における前記スイッチング素子のオンオフ制御を行うべくＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御装置において、
前記スイッチング電源の入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
前記スイッチング電源の入力電流を検出する入力電流検出部と、
検出された前記入力電圧及び前記入力電流の各々に比例する数値の間の差分に対応する制御電圧を出力する差分出力部と、
前記制御電圧を入力され、前記制御電圧の大きさに比例したオン期間をもつＰＷＭ信号を出力するＰＷＭＩＣと、を有することを特徴とする。
・ 上記態様において、前記入力電圧検出部が、前記入力電圧を分圧した第１の電圧を取得し、
前記入力電流検出部が、前記入力電流による抵抗の電圧降下を反転増幅した第２の電圧を取得し、
前記差分出力部が、前記第１の電圧と前記第２の電圧を入力されそれらの差分に対応する電圧を出力する差動増幅回路を有することが、好適で或。
・ 上記態様において、前記差分出力部が、前記入力電圧の分圧である電圧及び前記入力電流による抵抗の電圧降下の各々をそれぞれＡＤ変換するＡＤ変換部と、ＡＤ変換されたそれらの値に基づいてデジタル演算により前記入力電圧及び前記入力電流の各々に比例する数値の間の差分を演算する演算部と、得られた差分をＤＡ変換することにより前記差分に対応する電圧を出力するＤＡ変換部と、を有することが、好適である。
・ 上記態様において、前記ＰＷＭ制御装置が、オン期間に少なくともフォワード電流を出力し、オフ期間に少なくともフライバック電流を出力可能に構成された絶縁型又は非絶縁型のスイッチング電源に適用されることが、好適である。

本発明によるスイッチング電源の力率改善用ＰＷＭ制御装置は、入力電圧と入力電流の各々に比例する数値の間の差分に対応する制御電圧に基づいて、ＰＷＭ信号のオン期間の長さを調整することによって、入力電流の波形を入力電圧の波形と位相の一致した相似形とし、力率を改善することができる。

図１は、本発明の第１実施形態のＰＷＭ制御装置を、絶縁型スイッチング電源へ適用した例である。 図２は、図１の回路例におけるスイッチング電源の動作を説明する図であり、（ａ）はオン期間の電流を、（ｂ）はオフ期間の電流を示している。 図３は、図１の回路に正弦波交流を入力した場合の交流半周期の動作波形の一例を模式的に示している。 図４は、図１は、本発明の第１実施形態のＰＷＭ制御装置を、非絶縁型スイッチング電源へ適用した例である。 図５は、図１は、本発明の第１実施形態のＰＷＭ制御装置を、非絶縁型スイッチング電源へ適用した別の例である。 図１は、本発明の第２実施形態のＰＷＭ制御装置を、絶縁型スイッチング電源へ適用した例である。

以下、例として示した図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。本発明のＰＷＭ制御装置の適用対象は、典型的には、非絶縁型スイッチング電源（昇圧コンバータ）又はワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源である。本発明のＰＷＭ制御装置は、これらのスイッチング電源において良好な力率が得られるようにスイッチング制御を行う。これらのスイッチング電源の典型的な入力電圧は、正弦波交流の全波整流電圧である。なお、入力電圧は、正弦波以外に、方形波、三角波又はその他の波形の電圧であってもよい。

（１）第１実施形態
（１−１）絶縁型スイッチング電源への適用例
図１は、本発明の第１実施形態のＰＷＭ制御装置１０を、ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源２０へ適用した例である。絶縁型スイッチング電源２０は、オン期間に少なくともフォワード電流を、オフ期間に少なくともフライバック電流を出力可能なフォワード／フライバック複合方式のスイッチング電源として構成されている。

＜スイッチング電源２０の構成＞
先ず、絶縁型スイッチング電源２０の構成について説明する。なお、本発明のＰＷＭ制御装置１０の適用対象であるフォワード／フライバック複合方式のスイッチング電源は、図１の構成に限定されない。

絶縁型スイッチング電源２０の入力端１、２には、交流電圧を整流回路により全波整流した入力電圧Ｖｉｎが入力される。交流電圧は、例えば、系統電源の５０Ｈｚ若しくは６０Ｈｚ又は各種の発電装置で生成される数Ｈｚ〜数ｋＨｚ程度の周波数を有する正弦波である。

トランスＴは、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２が同極性に巻かれたフォワードトランスである（コイルの巻き始端を黒丸で示す）。トランスＴの一次側には、入力電圧Ｖｉｎにより一次コイルＮ１に流れる電流を導通又は遮断するべくオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑが設けられている。ここではスイッチング素子Ｑは、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。そのゲートに印加されるＰＷＭ信号Ｖｇの電圧によりオンオフ制御される。ＰＷＭ信号Ｖｇの周波数は、入力交流の周波数よりも高い数十ｋＨ〜数百ｋＨである。

全波整流回路の正出力端である入力端１が、一次コイルＮ１の巻き始端に接続されている。全波整流回路の負出力端である入力端２は、入力電流Ｉｉｎの検出用の抵抗Ｒ３を介してスイッチング素子ＱであるＦＥＴのソースに接続されている。ＦＥＴのソースは一次側の接地端である。

トランスＴの二次コイルＮ２の一端と出力端３の間にはリアクトルＬが接続されている。二次コイルＮ２の他端と出力端４の間には、アノードが出力端４に、カソードが二次コイルＮ２の他端に接続されたダイオードＤ１が設けられている。

さらに、二次コイルＮ２の一端と出力端４の間には、アノードが出力端４に、カソードが二次コイルＮ２の一端に接続されたダイオードＤ２が設けられている。

さらに、二次コイルＮ２の他端と出力端３の間には、アノードが二次コイルＮ２の他端に、カソードが出力端３に接続されたダイオードＤ３が設けられている。

出力端３と出力端４の間には平滑コンデンサＣが接続されている。図示しないが、これらの出力端３と出力端４の間には負荷が接続されている。

＜スイッチング電源２０の基本的動作＞
図２を参照して、図１に例示した絶縁型スイッチング電源２０の基本的動作について説明する。図２（ａ）（ｂ）は、図１の絶縁型スイッチング電源２０を概略的に示し、それぞれオン期間とオフ期間の電流の流れを示した図である。

・オン期間の動作
図２（ａ）のオン期間においては、スイッチング素子Ｑがオンになると、入力電圧Ｖｉｎが一次コイルＮ１に印加され、これにより、入力端１→一次コイルＮ１→スイッチング素子Ｑ→入力端２の経路で入力電流Ｉｉｎが流れる。

一次コイルＮ１に入力電流Ｉｉｎが流れると相互誘導による起電力Ｖ２が二次コイルＮ２に生じる。起電力Ｖ２は、入力電圧Ｖｉｎの瞬時値とトランスＴの巻き数比で決まり、入力電圧Ｖｉｎの瞬時値に比例する。

起電力Ｖ２は、二次コイルＮ２の一端が正電位、他端が負電位となる。これによりダイオードＤ１が順バイアスとなって導通し、二次コイルＮ２→リアクトルＬ→出力端３→負荷→出力端４→ダイオードＤ１の経路でフォワード電流ｉ１が流れる。

二次側のフォワード電流ｉ１は、リアクトルＬの励磁電流でもあり、これによりリアクトルＬに磁気エネルギーが蓄積される。

ダイオードＤ２は、二次コイルＮ２の一端が正電位となり逆バイアスとなるので電流は流れない。ダイオードＤ３も、二次コイルＮ２の他端が負電位となり逆バイアスとなるので電流は流れない。

なお、一次コイルＮ１に流れる入力電流Ｉｉｎは、相互誘導による負荷電流とトランスＴを励磁する励磁電流を含む。オン期間には、励磁電流によりトランスＴの磁束が増加し磁気エネルギーが蓄積される。

・オフ期間の動作
図２（ｂ）は、オフ期間の電流の流れを示している。ＰＷＭ信号Ｖｇがオフになると、スイッチング素子Ｑの電流路が遮断され、一次コイルＮ１を流れる電流Ｉｉｎは消失する。これにより、一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。

逆起電力により二次コイルＮ２の他端が正電位となり、ダイオードＤ１は逆バイアスとなるので、オン期間におけるフォワード電流ｉ１はオフ期間には流れない。

一方、リアクトルＬに蓄積された磁気エネルギーを放出するようにリアクトル電流ｉ２が流れる。リアクトル電流ｉ２の経路は、リアクトルＬ→出力端３→負荷→出力端４→ダイオードＤ２である。リアクトル電流ｉ２は、フォワード方式におけるオフ期間の出力電流に相当し、ダイオードＤ２は転流ダイオードとして機能する。

さらに、逆起電力により二次コイルＮ２の一端が負電位、他端が正電位となり、ダイオードＤ２及びダイオードＤ３がいずれも順バイアスとなって導通し、二次コイルＮ２→ダイオードＤ３→出力端３→負荷→出力端４→ダイオードＤ２の経路で第３電流ｉｆｂが流れる。第３電流ｉｆｂが流れることにより、オン期間にトランスＴに蓄積された磁気エネルギーが放出される。第３電流ｉｆｂは、フライバック方式におけるフライバック電流といえる。

このように図１に示した絶縁型スイッチング電源２０は、オン期間にフォワード電流ｉ１を、オフ期間にはリアクトル電流ｉ２とフライバック電流ｉｆｂを出力可能であるフォワード／フライバック複合方式の電源である。このような方式は、図１の例に限らず多様な回路が公知となっている。

＜ＰＷＭ制御装置１０の構成及び力率改善動作＞
ＰＷＭ制御装置１０は、汎用的なＰＷＭＩＣ５を有する。ＰＷＭＩＣ５は、電源Ｖｃｃを供給される端子と、制御電圧が入力される制御端子ｃｓと、スイッチング電源２０の出力電圧（平滑コンデンサの電圧Ｖｃ）が抵抗Ｒ１０とフォトカプラＰＣを介して入力されるフィードバック端子ｆｂと、スイッチング素子Ｑをオンオフ制御するＰＷＭ信号Ｖｇを出力する出力端子ｏｕｔと、接地端子Ｇとを少なくとも有する。汎用的なＰＷＭＩＣ５は、一定の周波数をもつＰＷＭ信号Ｖｇの一周期におけるオン期間の長さが、制御端子ｃｓに入力される制御電圧Ｖｃｓに比例して変化するように構成されている。従って、制御電圧Ｖｃｓが大きくなればオン期間が長く、小さくなればオン期間が短くなる。

上述したように入力電流Ｉｉｎが流れるライン上に、入力電流Ｉｉｎを検出するための検出用の抵抗Ｒ３が挿入されている。抵抗Ｒ３は、一端が整流回路の負出力端に、他端が一次側の接地端に接続されている。入力電流Ｉｉｎによる抵抗Ｒ３の電圧降下（−Ｒ３・Ｉｉｎ）は、入力電流Ｉｉｎの大きさに比例する入力電流検出値である。この入力電流検出値は、抵抗Ｒ４を介して第１演算増幅器Ａ１の反転入力端（−）に入力され反転増幅される。第１演算増幅器Ａ１の出力電圧をＶαとすると、
Ｖα＝（Ｒ４／Ｒ５）・Ｒ３・Ｉｉｎ ・・・式１

一方、入力電圧Ｖｉｎの入力電圧検出値も、入力端１において取得される。入力電圧Ｖｉｎは、直列接続された抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２により分圧される。その接続点における分圧Ｖβが、第２演算増幅器Ａ２の非反転入力端（＋）に入力される。この分圧Ｖβは、入力電圧Ｖｉｎに比例する入力電圧検出値である。
Ｖβ＝（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））・Ｖｉｎ ・・・式２

第２演算増幅器Ａ２の反転入力端（−）には、第１演算増幅器Ａ１の出力電圧Ｖαが抵抗Ｒ６を介して入力される。第２演算増幅器Ａ２は、差動増幅器を構成している。第２演算増幅器Ａ２の出力電圧Ｖγは、以下の通りである。
Ｖγ＝（１＋Ｒ７／Ｒ６）・Ｖβ−（Ｒ７／Ｒ６）・Ｖα ・・・式３

式１、式２、式３より
Ｖγ＝ｋ_１・Ｖｉｎ−ｋ_２・Ｉｉｎ ・・・式４
但し、ｋ_１＝（１＋Ｒ７／Ｒ６）・（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））
ｋ_２＝（Ｒ７／Ｒ６）・（Ｒ４／Ｒ５）・Ｒ３

式４から示されるように、第２演算増幅器Ａ２は、入力電圧Ｖｉｎに比例する数値と、入力電流Ｉｉｎに比例する数値との差分を出力する差分出力部を構成する。

第２演算増幅器Ａ２の出力電圧Ｖγは、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９により分圧されてＰＷＭＩＣ５の制御端子ｃｓに入力される。従って、出力電圧Ｖγに比例する電圧が、ＰＷＭＩＣ５の制御電圧Ｖｃｓとなる。これは、制御電圧Ｖｃｓが、入力電圧Ｖｉｎに比例する数値と、入力電流Ｉｉｎに比例する数値との差分に比例することを意味する。この差分が大きくなると、ＰＷＭ信号Ｖｇのオン期間が長くなり、入力電流Ｉｉｎが大きくなる。逆に、この差分が小さくなると、ＰＷＭ信号Ｖｇのオン期間が短くなり、入力電流Ｉｉｎが小さくなる。

このようなＰＷＭ制御装置１０のオンオフ制御により、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎの波形が、位相の一致した相似形に保持される。これにより、力率が良好に、最適には力率が１に保持される。

図３を参照して、ＰＷＭ制御装置１０による絶縁型スイッチング電源２０の力率改善動作を説明する。図３は、図１の回路に正弦波交流が入力される場合の交流半周期の動作波形の一例を模式的に示している。

図３（ａ）は、交流半周期の入力電圧Ｖｉｎと、トランスＴの二次コイルＮ２に生じる起電力（電圧）Ｖ２を示している。また、出力端における平滑コンデンサの電圧Ｖｃも示している。
図３（ｂ）はスイッチング素子Ｑをオンオフ制御するＰＷＭ信号Ｖｇを示している。
図３（ｃ）は、スイッチング素子に流れる入力電流Ｉｉｎとそのピーク値の包絡線を示している。
図３（ｄ）は、二次側に流れるフォワード電流ｉ１とリアクトル電流ｉ２を加算した電流とそのピーク値の包絡線（実線）を示している。
図３（ｅ）は、二次側に流れるフライバック電流ｉｆｂとそのピーク値の包絡線（実線）を示している。
図３（ｆ）は、二次側に出力されるフォワード電流ｉ１、リアクトル電流ｉ２及びフライバック電流ｉｆｂを加算した電流のピーク値の包絡線を示している。

なお、図３（ｃ）（ｄ）（ｅ）の点線は、図１のスイッチング電源を、オン期間一定のＰＷＭ信号でオンオフ制御した場合の各電流ピーク値の包絡線を示す。

図３（ａ）に示すように、スイッチングのオン時には、入力電圧Ｖｉｎの瞬時値に比例する起電力（電圧）Ｖ２がトランスＴの二次コイルＮ２に生じる。フォワード電流ｉ１は、二次コイルＮ２に生じる起電力Ｖ２が平滑コンデンサＣの電圧Ｖｃを超えたときにのみ流れることができる。

図３（ｃ）に示すように、入力電流Ｉｉｎはスイッチングのオン期間にのみ流れる。入力電流Ｉｉｎには、負荷電流と励磁電流が含まれる。入力電流Ｉｉｎに含まれる負荷電流は、二次コイルＮ２に相互誘導によるフォワード電流ｉ１が流れるときにのみ流れることができる。図３（ｄ）に示すように、入力電圧Ｖｉｎが小さい範囲では二次コイルＮ２に生じる起電力Ｖ２が平滑コンデンサＣの電圧Ｖｃを超えられず、二次側にフォワード電流ｉ１が出力されない。この場合、入力電流Ｉｉｎとして励磁電流のみが流れる。励磁電流は、入力電圧Ｖｉｎの大きさに応じて常に流れることができる。

図３（ｃ）に点線で示すように、仮にＰＷＭ信号がオン期間一定のパルス信号である場合、入力電流Ｉｉｎの波形が正弦波から歪み、力率を悪化させる。図３（ｄ）及び図３（ｅ）の点線は、図３（ｃ）の点線に対応するフォワード電流ｉ１＋リアクトル電流ｉ２、及び、フライバック電流ｉｆｂをそれぞれ示したものである。

本発明のＰＷＭ制御装置１０の制御により、図３（ｂ）に示すように、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎの各検出値の差分に応じてＰＷＭ信号Ｖｇのオン期間の長さが調整される。例えば、入力電圧Ｖｉｎが小さい範囲において入力電流Ｉｉｎとして励磁電流のみが流れる場合、ＰＷＭ信号Ｖｇのオン期間を長くすることにより入力電流Ｉｉｎのピーク値を大きくする。また例えば、起電力Ｖ２がコンデンサ電圧Ｖｃを超え、入力電流Ｉｉｎとして励磁電流と負荷電流の双方が流れる場合、ＰＷＭ信号Ｖｇのオン期間を短くすることにより入力電流Ｉｉｎのピーク値を小さくする。

この結果、図３（ｃ）に実線で示すように、入力電流Ｉｉｎのピーク値の包絡線は、入力電圧Ｖｉｎと相似形で位相の一致した正弦波となる。この場合、力率は１となる。

図３（ｆ）に示すように、フォワード電流ｉ１、リアクトル電流ｉ２及びフライバック電流ｉｆｂを加算した出力電流のピーク値の包絡線も正弦波となる。

（１−２）非絶縁型スイッチング電源への適用例
図４は、図１に示したＰＷＭ制御装置１０を適用可能な非絶縁型スイッチング電源の例を示し、（ａ）はオン期間の電流の流れを、（ｂ）はオフ期間の流れを示している。ＰＷＭ制御装置１０の構成は、図１と同じであるので図示を省略する。

本発明の適用対象である非絶縁型スイッチング電源も、絶縁型の場合と同じく、オン期間に少なくともフォワード電流を、オフ期間に少なくともフライバック電流を出力可能なフォワード／フライバック複合方式のスイッチング電源として構成されている。基本的には、昇圧コンバータとなる。

非絶縁型スイッチング電源２０Ａの入力端１、２には、交流電圧を整流回路により全波整流した入力電圧Ｖｉｎが入力される。正の入力端１が、トランスＴ１の一次コイルＮ１１の巻き始端に接続されている。負の入力端２は、負の出力端４と共通の接地端である。トランスＴ１は、一次コイルＮ１１と二次コイルＮ１２が逆極性に巻かれたフライバックトランスである。トランスＴ１の一次コイルＮ１１の他端と接地端の間に、入力電圧Ｖｉｎにより一次コイルＮ１１に流れる電流を導通又は遮断するべくオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑが設けられている。ここではスイッチング素子Ｑは、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。ＦＥＴのドレインが一次コイルＮ１１の他端に、ソースが接地端に接続されている。さらに、アノードが一次コイルＮ１１の他端に、カソードが正の出力端３に接続されたダイオードＤ１１が設けられている。

二次コイルＮ１２の他端は接地端に接続されている。さらに、アノードが二次コイルＮ１２の一端に、カソードが出力端３に接続されたダイオードＤ１２が設けられている。出力端３、４の間には平滑コンデンサＣが接続されている。

図４（ａ）に示すオン期間には、スイッチング素子Ｑが導通すると、入力端１から一次コイルＮ１１に入力電圧Ｖｉｎが印加され、一次コイルＮ１１に入力電流Ｉｉｎが流れる。上述した通り、入力電圧Ｖｉｎは抵抗Ｒ１を通して、入力電流Ｉｉｎは抵抗Ｒ３を通して検出される。入力電流Ｉｉｎが流れることにより二次コイルＮ１２に相互誘導による起電力Ｖ２を生じる。起電力Ｖ２は、入力電圧Ｖｉｎの大きさと巻き数比で決まる。これにより、ダイオードＤ１２が順バイアスとなり、図示の経路でフォワード電流ｉ１が出力端３へ流れる。ダイオードＤ１１は逆バイアスとなり遮断される。

但し、フォワード電流ｉ１は、二次コイルＮ１２に生じた起電力Ｖ２が平滑コンデンサＣの電圧を超えるときにのみ流れることができる。フォワード電流ｉ１が流れないときは、入力電流Ｉｉｎに含まれる負荷電流は流れない。負荷電流が流れない場合であっても、入力電流Ｉｉｎに含まれる励磁電流は常に流れ、トランスＴ１に磁気エネルギーが蓄積される。

図４（ｂ）に示すオフ期間には、スイッチング素子Ｑが遮断され、一次コイルＮ１１及び二次コイルＮ１２に逆起電力が生じる。ダイオードＤ１２は逆バイアスとなり遮断される。一方、ダイオードＤ１１が順バイアスとなり、図示の経路でフライバック電流ｉｆｂが出力端３へ流れる。これによりトランスＴ１に蓄積された磁気エネルギーが放出される。

図４の非絶縁型スイッチング電源における動作波形は、図３に示した絶縁型の場合と実質的に同じである。但し、非絶縁型の場合、図３（ｄ）のリアクトル電流ｉ２がない。非絶縁型スイッチング電源の場合も、本発明のＰＷＭ制御装置によってＰＷＭ信号のオン期間の長さを調整されることにより、入力電流Ｉｉｎの波形が、入力電圧Ｖｉｎと位相の一致した相似形となり、力率が良好となる。

図５は、本発明の適用対象である非絶縁型スイッチング電源の別の例を示し、（ａ）はオン期間の電流の流れを、（ｂ）はオフ期間の流れを示している。ＰＷＭ制御装置１０の構成は、図１と同じであるので図示を省略する。

非絶縁型スイッチング電源２０Ｂの入力端１、２には、交流電圧を整流回路により全波整流した入力電圧Ｖｉｎが入力される。正の入力端１が、トランスＴ２の一次コイルＮ２１の巻き始端に接続されている。負の入力端２は、負の出力端４と共通の接地端である。トランスＴ２は、一次コイルＮ２１と二次コイルＮ２２が逆極性に巻かれたフライバックトランスである。一次コイルＮ２１の他端と二次コイルＮ２２の一端は接続されている。トランスＴ２２の一次コイルＮ２１の他端と接地端の間に、入力電圧Ｖｉｎにより一次コイルＮ２１に流れる電流を導通又は遮断するべくオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑが設けられている。ここではスイッチング素子Ｑは、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。ＦＥＴのドレインが一次コイルＮ２１の他端に、ソースが接地端に接続されている。さらに、アノードが二次コイルＮ２２の他端に、カソードが正の出力端３に接続されたダイオードＤ２１が設けられている。

さらに、一次コイルＮ２１と二次コイルＮ２２との接続点にアノードが、出力端３にカソードが接続されたダイオードＤ２２が設けられている。出力端３、４の間には平滑コンデンサＣが接続されている。

図５（ａ）に示すオン期間には、スイッチング素子Ｑが導通すると、入力端１から一次コイルＮ２１に入力電圧Ｖｉｎが印加され、一次コイルＮ２１に入力電流Ｉｉｎが流れる。上述した通り、入力電圧Ｖｉｎは抵抗Ｒ１を通して、入力電流Ｉｉｎは抵抗Ｒ３を通して検出される。入力電流Ｉｉｎが流れることにより二次コイルＮ２２に相互誘導による起電力Ｖ２を生じる。起電力Ｖ２は、入力電圧Ｖｉｎの大きさと巻き数比で決まる。これにより、ダイオードＤ２１が順バイアスとなり、図示の経路でフォワード電流ｉ１が出力端３へ流れる。ダイオードＤ２２は逆バイアスとなり遮断される。

但し、フォワード電流ｉ１は、二次コイルＮ２２に生じた起電力Ｖ２が平滑コンデンサＣの電圧を超えるときにのみ流れることができる。フォワード電流ｉ１が流れないときは、入力電流Ｉｉｎに含まれる負荷電流は流れない。負荷電流が流れない場合であっても、入力電流Ｉｉｎに含まれる励磁電流は常に流れ、トランスＴ２に磁気エネルギーが蓄積される。

図５（ｂ）に示すオフ期間には、スイッチング素子Ｑが遮断され、一次コイルＮ２１及び二次コイルＮ２２に逆起電力が生じる。ダイオードＤ２１は逆バイアスとなり遮断される。一方、ダイオードＤ２２が順バイアスとなり、図示の経路でフライバック電流ｉｆｂが出力端３へ流れる。これによりトランスＴ２に蓄積された磁気エネルギーが放出される。

図５の非絶縁型スイッチング電源２０Ｂにおける動作波形も、リアクトル電流ｉ２がない点を除いて、図３に示した絶縁型の場合と実質的に同じである。

（１−３）スイッチング電源のその他の構成例
上述した絶縁型スイッチング電源又は非絶縁型スイッチング電源が、複数のスイッチング素子からなるスイッチング部を有する場合も含まれる。例えば、フルブリッジ回路、プッシュプル回路又はハーフブリッジ回路により構成されるスイッチング部である。このようなスイッチング部に含まれる複数のスイッチング素子の各々が、本発明のＰＷＭ制御装置により生成されるＰＷＭ信号Ｖｇによりオンオフ制御される。

（２）ＰＷＭ制御装置の第２実施形態
図６は、本発明の第２実施形態のＰＷＭ制御装置１０Ａを、図１と同じ絶縁型スイッチング電源へ適用した例である。

ＰＷＭ制御装置１０Ａは、汎用的なＰＷＭＩＣ５を有する。ＰＷＭＩＣ５については、図１のものと同じであるので説明を省略する。

第２の実施形態においても、検出用の抵抗Ｒ３の両端電圧により、入力電流Ｉｉｎの大きさに比例する入力電流検出値が得られる。同様に、一方、入力電圧Ｖｉｎの入力電圧検出値も入力端１において取得され、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２により分圧される。なお、入力電流検出値及び入力電圧検出値を取得する手段は、これらに限定されない。

第２の実施形態における差分出力部は、入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎの各々に比例する数値の間の差分をデジタル的に演算する。差分出力部は、入力電圧検出値と入力電流検出値とをそれぞれＡＤ変換するＡＤ変換部１１と、デジタル変換された入力電流検出値と入力電圧検出値とを用いて、デジタル演算によりそれらの差分を演算するデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等のデジタル演算部１２と、得られた差分をＤＡ変換することにより、ＰＷＭＩＣ５のｃｓ端子の制御電圧を生成するＤＡ変換部１３と、を有する。

以上に説明した本発明のスイッチング電源のＰＷＭ制御装置は、スイッチング電源の入力電圧と入力電流をそれぞれ検知して、それらの差分に基づいてＰＷＭ信号のオン期間を調整する制御を行う。従って、フォワード／フライバック複合方式のスイッチング電源における複雑な入力電流波形も、入力電圧の正弦波と同じ正弦波に容易に補正することができる。

さらに、同じＰＷＭ制御装置を、絶縁型及び非絶縁型のいずれのスイッチング電源にも共通に使用できる。また、同じＰＷＭ制御装置を、単一のスイッチング素子にもフルブリッジ等の複数のスイッチング素子にも共通で使用できる。これらにより、本発明のＰＷＭ制御装置は汎用性が高いと言える。図示の構成例に限られず、本発明の主旨に沿う範囲において多様な変形が可能である。

１、２ 入力端
３，４ 出力端
Ｔ、Ｔ１ トランス
Ｎ１、Ｎ１１、Ｎ２１ 一次コイル
Ｎ２、Ｎ１２、Ｎ２２ 二次コイル
Ｑ スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ２１、Ｄ２２ ダイオード
Ｌ リアクトル
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ９ 抵抗
Ａ１、Ａ２ 演算増幅器

Claims (4)

1. スイッチング素子のオン期間及びオフ期間の双方において電流を出力可能に構成されたスイッチング電源における前記スイッチング素子のオンオフ制御を行うべくＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御装置において、
   前記スイッチング電源の入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
   前記スイッチング電源の入力電流を検出する入力電流検出部と、
   検出された前記入力電圧及び前記入力電流の各々に比例する数値の間の差分に対応する制御電圧を出力する差分出力部と、
   前記制御電圧を入力され、前記制御電圧の大きさに比例したオン期間をもつＰＷＭ信号を出力するＰＷＭＩＣと、を有することを特徴とするスイッチング電源のＰＷＭ制御装置。
2. 前記入力電圧検出部が、前記入力電圧を分圧した第１の電圧を取得し、
   前記入力電流検出部が、前記入力電流による抵抗の電圧降下を反転増幅した第２の電圧を取得し、
   前記差分出力部が、前記第１の電圧と前記第２の電圧を入力されそれらの差分に対応する電圧を出力する差動増幅回路を有することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源のＰＷＭ制御装置。
3. 前記差分出力部が、前記入力電圧の分圧である電圧及び前記入力電流による抵抗の電圧降下の各々をそれぞれＡＤ変換するＡＤ変換部と、ＡＤ変換されたそれらの値に基づいてデジタル演算により前記入力電圧及び前記入力電流の各々に比例する数値の間の差分を演算する演算部と、得られた差分をＤＡ変換することにより前記差分に対応する電圧を出力するＤＡ変換部と、を有することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源のＰＷＭ制御装置。
4. オン期間に少なくともフォワード電流を出力し、オフ期間に少なくともフライバック電流を出力可能に構成された絶縁型又は非絶縁型のスイッチング電源に適用されることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のスイッチング電源のＰＷＭ制御装置。

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