CN112953202B - 电压转换电路及供电系统 - Google Patents

电压转换电路及供电系统 Download PDF

Info

Publication number
CN112953202B
CN112953202B CN202110234843.8A CN202110234843A CN112953202B CN 112953202 B CN112953202 B CN 112953202B CN 202110234843 A CN202110234843 A CN 202110234843A CN 112953202 B CN112953202 B CN 112953202B
Authority
CN
China
Prior art keywords
power supply
voltage power
flying capacitor
switch module
inductor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202110234843.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112953202A (zh
Inventor
屈万园
刘方诚
石磊
李武华
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Digital Power Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Digital Power Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Digital Power Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Digital Power Technologies Co Ltd
Priority to CN202110234843.8A priority Critical patent/CN112953202B/zh
Publication of CN112953202A publication Critical patent/CN112953202A/zh
Priority to PCT/CN2022/079028 priority patent/WO2022184132A1/zh
Priority to US17/686,163 priority patent/US11757287B2/en
Priority to EP22160055.4A priority patent/EP4054065B1/en
Application granted granted Critical
Publication of CN112953202B publication Critical patent/CN112953202B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H02J3/381—Dispersed generators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin
    • H02J2300/22—The renewable source being solar energy
    • H02J2300/24—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin
    • H02J2300/22—The renewable source being solar energy
    • H02J2300/24—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin
    • H02J2300/26—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin involving maximum power point tracking control for photovoltaic sources
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade

Abstract

本申请实施例提供一种电压转换电路及供电系统，该电压转换电路包括电感、第一开关模块、N个第二开关模块、N个第三开关模块，以及，N‑1个飞跨电容；第一开关模块的一端分别与串联后的N个第二开关模块的一端、串联后的N个第三开关模块的一端连接、串联后的N个第三开关模块的另一端与高压电源的正极连接，第一开关模块的另一端与串联后的N个第二开关模块的另一端连接高压电源的负极；低压电源通过电感连接在第一开关模块的两端；N‑1个飞跨电容的第i个飞跨电容的一端与第i个和第i+1个第二开关模块之间的连接点连接，第i个飞跨电容的另一端与第i个和第i+1个第三开关模块之间的连接点连接。本申请实施例可以实现更高的升压比。

Description

电压转换电路及供电系统
技术领域
本申请实施例涉及电压转换技术，尤其涉及一种电压转换电路及供电系统。
背景技术
直流电-直流电(direct current-direct current，DC-DC)电压转换电路是一种对直流电进行电压转换的电路。常见的DC-DC电压转换电路有降压型(buck)DC-DC电压转换电路、升压型(boost)DC-DC电压转换电路、升降压型(buck-boost)DC-DC电压转换电路等。DC-DC电压转换电路在光伏、电池、燃料电池等具有直流特性的新能源供电系统或者供电设备中广泛应用。
以为负载提供交流电的光伏发电系统为例，光伏发电系统中的各光伏组串产生的直流电通过对应的DC-DC电压转换电路进行升压处理后，汇集到直流母线侧，再由逆变电路将汇集的直流电转换为交流电，输出至交流负载。由于光伏组件的输出电压与直流母线电压之间的压差较大，目前光伏发电系统中的一个光伏组串串联有数十个光伏组件，以抬升光伏组串输出的直流电的电压。然后再借助升压型DC-DC电压转换电路进一步抬升光伏组串输出的直流电的电压，以使升压后的直流电的电压与直流母线电压匹配。
然而，上述将一个光伏组串串联数十个光伏组件的方式，会使光伏组串出现一致性问题的概率增高，从而使不一致性带来的风险增高。另外，光伏组串中光伏组件发生故障的概率也会增高，致使光伏组串的可靠性降低。
发明内容
本申请实施例提供一种电压转换电路及供电系统，可以实现高升压比。
第一方面，本申请提供一种电压转换电路，所述电压转换电路包括：电感、第一开关模块、N个串联连接的第二开关模块、N个串联连接的第三开关模块，以及，N-1个飞跨电容。
其中，所述N为大于或等于2的整数；所述第一开关模块的一端分别与串联后的N个第二开关模块的一端、串联后的N个第三开关模块的一端连接，所述串联后的N个第三开关模块的另一端与高压电源的正极连接，所述第一开关模块的另一端与所述串联后的N个第二开关模块的另一端连接所述高压电源的负极。
所述低压电源通过所述电感连接在所述第一开关模块的两端。例如，所述低压电源的正极通过所述电感与所述第一开关模块的一端连接，所述低压电源的负极与所述第一开关模块的另一端连接。或者，所述低压电源的正极与所述第一开关模块的一端连接，所述低压电源的负极通过所述电感与所述第一开关模块的另一端连接。
所述N-1个飞跨电容中的第i个飞跨电容的一端与第i个第二开关模块和第i+1个第二开关模块之间的连接点连接，所述第i个飞跨电容的另一端与第i个第三开关模块和第i+1个第三开关模块之间的连接点连接；其中，所述i为大于或等于1，且小于或等于N-1的整数。
上述电压转换电路可以对电压转换电路中的电感和至少一个飞跨电容进行储能，然后再通过低压电源、电感和至少一个飞跨电容中的一个或多个飞跨电容共同向位于输出侧的高压电源放电，以实现更高的升压比。当将该电压转换电路应用于光伏发电系统时，可以减少将光伏组串中串联的光伏组件的数量，从而可以降低不一致性带来的风险，以及，提高光伏组串的可靠性。
另外，该电压转换电路中，上述N-1个飞跨电容可以看作是逐级连接的N-1个飞跨电容，后续可以基于所需的升压比，适应性调整所需的飞跨电容的级数，以及，与飞跨电容对应的第二开关模块和第三开关模块。也就是说，当需要的升压比越高时，可以通过级联更多的飞跨电容来实现。
在一种可能的实现方式中，在一个开关周期中，所述电压转换电路通过下述工作模式，对所述低压电源输出的电压进行升压转换：电感充电模式、飞跨电容充电模式和升压放电模式；其中，在所述电感充电模式中，所述低压电源与所述电感形成闭合回路，用于对所述电感进行充电；在所述飞跨电容充电模式中，所述低压电源、所述电感，以及，所述N-1个飞跨电容中的至少一个飞跨电容形成闭合回路，用于对所述至少一个飞跨电容进行充电；在所述升压放电模式中，所述低压电源、所述电感、所述至少一个飞跨电容中的一个或多个飞跨电容，以及，所述高压电源形成闭合回路，用于向所述高压电源放电。通过上述工作模式，可以对电压转换电路中的电感和至少一个飞跨电容进行储能，然后再通过低压电源、电感和至少一个飞跨电容中的一个或多个飞跨电容共同向位于输出侧的高压电源放电，以实现更高的升压比。
在一种可能的实现方式中，各工作模式在一个开关周期中至少出现一次。也就是说，当各工作模式在一个开关周期中出现多次时，即一个开关周期多个相同的工作模式时，可以使该工作模式的分配更加平均，从而可以减少该工作模式下的电感的电流纹波或电容的电压纹波。
在一种可能的实现方式中，所述一个开关周期包括至少一个飞跨电容充电模式，每个所述飞跨电容充电模式均用于对所述N-1个飞跨电容中的至少一个飞跨电容进行充电；在所述升压放电模式中，所述低压电源、所述电感、所述至少一个飞跨电容，以及，所述高压电源形成闭合回路，用于向所述高压电源放电。应理解，若至少一个飞跨电容包括多个飞跨电容，则在各所述飞跨电容充电模式，以及，所述升压放电模式中，所述多个飞跨电容并联连接。
在一种可能的实现方式中，所述至少一个飞跨电容所包括的飞跨电容的数量，与所述低压电源输出的电流大小正相关。通过上述方式，在低压电源输出的电流较小时，可以使电压转换电路中使用较少的飞跨电容参与充放电。这样，参与充放电的飞跨电容等效为一个飞跨电容后的容值较小，从而使飞跨电容的电压幅值变化较大，进而使该电压转换电路升压转换的速度越快(即响应越快)。在低压电源输出的电流较高时，使电压转换电路中使用较多的飞跨电容参与充放电。这样，参与充放电的飞跨电容等效为一个飞跨电容后的容值较大，从而使飞跨电容的电压幅值变化较小(或者说电压波动较小)，进而使电压转换电路所应用的设备或系统的稳定性越高。
在一种可能的实现方式中，所述N-1个飞跨电容的容值逐级增大；所述一个开关周期包括多个飞跨电容充电模式，多个所述飞跨电容充电模式用于对所述N-1个飞跨电容中的多个飞跨电容逐级进行充电，其中，每个所述飞跨电容充电模式用于对所述多个飞跨电容中的一个飞跨电容进行充电；在所述升压放电模式中，所述低压电源、所述电感、所述多个飞跨电容的最后一级飞跨电容，以及，所述高压电源形成闭合回路，用于向所述高压电源放电。通过上述逐级对飞跨电容进行充电的方式，可以逐步抬升电压，从而实现更高的升压比。
在一种可能的实现方式中，所述多个飞跨电容的数量与所述电压转换电路的升压比相关。通过该方式，使该电压转换电路可以适配于不同升压比的设备或系统中。
第二方面，本申请提供一种电压转换电路，所述电压转换电路包括：电感、第一开关模块、2个串联连接的第二开关模块、2个串联连接的第三开关模块以及飞跨电容。
所述第一开关模块的一端分别与串联后的2个第二开关模块的一端、串联后的2个第三开关模块的一端连接，所述串联后的2个第三开关模块的另一端与高压电源的正极连接，所述第一开关模块的另一端与所述串联后的2个第二开关模块的另一端连接所述高压电源的负极。
低压电源通过所述电感连接在所述第一开关模块的两端；例如，所述低压电源的正极通过所述电感与所述第一开关模块的一端连接，所述低压电源的负极与所述第一开关模块的另一端连接。或者，所述低压电源的正极与所述第一开关模块的一端连接，所述低压电源的负极通过所述电感与所述第一开关模块的另一端连接。
所述飞跨电容的一端与第1个第二开关模块和第2个第二开关模块之间的连接点连接，所述飞跨电容的另一端与第1个第三开关模块和第2个第三开关模块之间的连接点连接。
上述电压转换电路可以对电压转换电路中的电感和飞跨电容进行储能，然后再通过低压电源、电感和飞跨电容共同向位于输出侧的高压电源放电，以实现更高的升压比。当将该电压转换电路应用于光伏发电系统时，可以减少将光伏组串中串联的光伏组件的数量，从而可以降低不一致性带来的风险，以及，提高光伏组串的可靠性。
在一种可能的实现方式中，在一个开关周期中，所述电压转换电路通过下述工作模式，对所述低压电源输出的电压进行升压转换：电感充电模式、飞跨电容充电模式和升压放电模式；其中，在所述电感充电模式中，所述低压电源与所述电感形成闭合回路，用于对所述电感进行充电；在所述飞跨电容充电模式中，所述低压电源、所述电感，以及，所述飞跨电容形成闭合回路，用于对所述飞跨电容进行充电；在所述升压放电模式中，所述低压电源、所述电感、所述飞跨电容，以及，所述高压电源形成闭合回路，用于向所述高压电源放电。
通过上述工作模式，可以对电压转换电路中的电感和飞跨电容进行储能，然后再通过低压电源、电感和飞跨电容共同向位于输出侧的高压电源放电，以实现更高的升压比。
在一种可能的实现方式中，各工作模式在一个开关周期中至少出现一次。也就是说，当各工作模式在一个开关周期中出现多次时，即一个开关周期多个相同的工作模式时，可以使该工作模式的分配更加平均，从而可以减少该工作模式下的电感的电流纹波或电容的电压纹波。
第三方面，本申请提供一种供电系统，所述供电系统包括多个发电单元、高压电源；其中，每个发电单元包括：低压电源，以及，前述第一方面或第一方面的任意可能的实现方式中提供的电压转换电路。
在一种可能的实现方式中，所述低压电源为光伏组串，所述高压电源为直流母线；所述供电系统还包括：逆变电路；所述直流母线的正极与所述逆变电路的第一输入端连接，所述直流母线的负极与所述逆变电路的第二输入端连接，所述逆变电路的输出端与交流负载连接。
在一种可能的实现方式中，所述低压电源为光伏组串，所述高压电源为直流负载。
关于低压电源、高压电源，以及电压转换电路三者之间的连接关系，以及，相应的技术效果可以参见前述第一方面及第一方面的任意可能的实现方式的描述，在此不再赘述。
附图说明
图1为本申请实施例应用的一种光伏发电系统的示意图；
图2为本申请实施例应用的另一种光伏发电系统的示意图；
图3为发电单元中光伏组串的示意图；
图4为现有的一种Boost变换电路的结构示意图；
图5为现有的一种反激电路的结构示意图；
图6为本申请实施例提供的一种电压转换电路的结构示意图；
图7为本申请实施例提供的另一种电压转换电路的结构示意图；
图8为本申请实施例提供的又一种电压转换电路的结构示意图；
图9为本申请实施例提供的一种开关时序示意图；
图10为本申请实施例提供的一种参数波形示意图；
图11为本申请实施例提供的又一种电压转换电路的电感充电模式的示意图；
图12为本申请实施例提供的又一种电压转换电路的飞跨电容充电模式的示意图；
图13为本申请实施例提供的又一种电压转换电路的升压放电模式的示意图；
图14为本申请实施例提供的又一种电压转换电路的参数波形示意图二；
图15为本申请实施例提供的再一种电压转换电路的结构示意图；
图16为本申请实施例提供的再一种电压转换电路的电感充电模式的示意图；
图17为本申请实施例提供的再一种电压转换电路的飞跨电容充电模式的示意图一；
图18为本申请实施例提供的再一种电压转换电路的升压放电模式的示意图一；
图19为本申请实施例提供的再一种电压转换电路的飞跨电容充电模式的示意图二；
图20为本申请实施例提供的再一种电压转换电路的升压放电模式的示意图二；
图21为本申请实施例提供的再一种电压转换电路的飞跨电容充电模式的示意图三；
图22为本申请实施例提供的再一种电压转换电路的升压放电模式的示意图三；
图23为本申请实施例提供的另一种开关时序示意图；
图24为本申请实施例提供的一种参数波形示意图。
具体实施方式
目前，常见的光伏发电系统有两种，一种是为负载提供交流电的光伏发电系统，还有一种是为负载提供直流电的光伏发电系统。下面对两种系统进行简单介绍：
图1为本申请实施例应用的一种光伏发电系统的示意图。如图1所示，为负载提供交流电的光伏发电系统可以包括：多个发电单元、直流母线bus、逆变电路。其中，一个发电单元包括光伏组串、DC-DC电压转换电路。可选地，一些实施例中，发电单元还可以包括最大功率点跟踪(maximum power point tracking，MPPT)控制电路。图1是以包括MPPT控制电路为例的示意图。
以包括MPPT控制电路为例，各发电单元中的光伏组串产生的直流电，在通过MPPT控制电路进行MPPT，以及，通过DC-DC电压转换电路进行升压处理后，汇集到直流母线bus侧，由直流母线bus对汇集的各发电单元输出的直流电进行滤波，得到稳定的直流电。最后，由逆变电路(Inverter)将该稳定的直流电转换为交流电后，输出至交流负载，以为交流负载供电。此处所说的交流负载可以是任一使用交流电的设备或系统，图1是以三相交流电网(3-phase grid)作为交流负载为例的示意图。
图2为本申请实施例应用的另一种光伏发电系统的示意图。如图2所示，为负载提供直流电的光伏发电系统可以包括：多个发电单元。其中，一个发电单元例如包括光伏组串、DC-DC电压转换电路。可选地，一些实施例中，发电单元还可以包括MPPT控制电路。图2是以包括MPPT控制电路为例的示意图。
以包括MPPT控制电路为例，各发电单元中的光伏组串产生的直流电，在通过MPPT控制电路进行MPPT，以及，通过DC-DC电压转换电路进行升压处理后，将升压后的直流电直接提供给直流负载，以为直流负载供电。此处所说的直流负载可以是任一使用直流电的设备或系统，例如直流电网，或者，直流输配电系统母线等，图2是以直流电网作为直流负载为例的示意图。后续为了便于描述，将图1中与DC-DC电压转换电路连接的直流母线，以及，图2中与DC-DC电压转换电路连接的直流负载，统称为高压电源。
以图1所示的光伏发电系统为例，图3为发电单元中光伏组串的示意图。如图3所示，一个光伏组串由多个串联的光伏组件组成。此处所说的光伏组件是一种暴露在阳光下便会产生直流电的发电装置，通常由半导体物料(例如硅)制成的薄身固体光伏电池组成。在一些实施例中，光伏组件也可以称为光伏组件。
然而，由于光伏组件的输出电压与直流母线电压Vbus之间的压差较大，示例性的，光伏组件的输出电压通常在30V-50V之间，直流母线电压Vbus通常在800V-1500V之间。目前，为了能够使光伏组串输出的电压与直流母线电压Vbus匹配，一个光伏组串会串联数十个光伏组件，以抬升光伏组串输出的直流电的电压，然后再借助升压型DC-DC电压转换电路进一步抬升光伏组串输出的直流电的电压，从而可以使升压后的直流电的电压与直流母线电压Vbus匹配。
虽然上述串联数十个光伏组件的方式能够解决光伏组串输出的电压与直流母线电压不匹配的问题，但是一个光伏组串串联数十个光伏组件又衍生了新的问题，具体如下：
当多个光伏组件串联组成一个光伏组串时，该多个光伏组件满足“木桶原理”，即，组串中最差的那个光伏组件的通流能力(即电流大小)决定整个光伏组串的通流能力。因此，一个光伏组串中的光伏组件需保持一致性，才能保证该组串的能力。然而，受生产制造、运输安装、光伏发电系统所处的外部环境等一种或多种因素影响，光伏组串中的一个或多个光伏组件的通流能力可能会降低，导致该光伏组串出现一致性问题，进而导致整个光伏组串的通流能力降低。
当一个光伏组串中串联的光伏组件越多时，出现一致性问题的概率越高。因此，上述将一个光伏组串串联数十个光伏组件的方式，会使光伏组串出现一致性问题的概率增高，从而使不一致性带来的风险增高。另外，光伏组串中光伏组件发生故障的概率也会增高，致使光伏组串的可靠性降低。
同样的，图2所示的光伏发电系统也存在类似的问题。
通过图1和图2所示的光伏发电系统的结构可以看出，可以采用较大升压比的升压型DC-DC电压转换电路，以在减少光伏组件串联数量的情况下，将光伏组串的输出电压与高压电源的电压匹配。
目前，常用的升压型DC-DC电压转换电路有如下两种：
第一种：Boost变换电路。
图4为现有的一种Boost变换电路的结构示意图。如图4所示，该BOOST变换电路包括：电感L、二极管D、开关S、输出电容Co，该BOOST变换电路的一端与输入电源Vi连接，一端与负载R连接。
该BOOST变换电路的工作原理如下：当开关S闭合时，输入电源Vi为电感L充电。当开关S断开时，二极管D导通，输入电源Vi和电感L串联，共同向负载R提供输出电压Vo。
通过电感L能量的伏秒平衡原则，可以实现输入电源Vi的输出电压与负载R所需的电压匹配。此处所说的伏秒平衡是指BOOST变换电路中的开关导通时间(电流上升段)的伏秒数与开关关断(电流下降段)时的伏秒数在数值上相等，以使在稳态工作的电感两端的正伏秒值等于负伏秒值。
该BOOST变换电路在连续电流模式(continuous conduction mode，CCM)下的升压比如下述公式(1)所示：
其中，Vout为该BOOST变换电路的输出电压，即，该BOOST变换电路输出至负载R的电压。Vin为该BOOST变换电路的输入电压，即，输入电源Vi输入至该BOOST变换电路的电压。D为开关S的占空比。
通过该公式(1)可以看出，该BOOST变换电路的升压比有限，在将该BOOST变换电路应用于前述所说的光伏发电系统中时，无法利用该BOOST变换电路(即BOOST变换电路)，在不增加光伏组件串联数量的情况下，将光伏组串的输出电压与高压电源的电压匹配。
第二种：反激(Flyback)电路。
图5为现有的一种反激电路的结构示意图。如图5所示，该反激电路包括：变压器TX、开关S、二极管D和、输出电容C。该反激电路的一端与输入电源Vi连接，一端与负载R连接。
该反激电路的工作原理如下：当开关S闭合时，输入电源Vi为变压器TX充电，当开关S断开时，储存在变压器TX内的能量通过二极管D为负载R提供输出电压Vo。通过调节变压器TX原边与副边的变比，可以改变该反激电路的升压比，使输入电源Vi的输出电压与负载R所需的电压匹配。
该反激电路在连续电流模式下的升压比如下述公式(2)所示：
其中，N2/N1是变压器TX原边与副边的变比。
虽然该反激电路通过调节变压器TX原边与副边的变比，可以实现高升压比，也可以通过变压器TX实现输入和输出的隔离。但是，由于变压器的体积和重量较大，因此，当将该反激电路应用于大功率场合时，变压器的体积和重量会导致整个系统的体积和重量过大。因此，该反激电路通常应用于中小功率的开关电源中，无法应用于大功率的新能源发电系统(也可以称为可再生能源发电系统)中，例如光伏发电系统。
综上所述，目前并无可以应用于光伏发电系统中，以在不增加光伏组件串联数量的情况下，将光伏组串的输出电压与高压电源的电压匹配的DC-DC电压转换电路。
有鉴于此，本申请实施例提供了一种在不使用变压器的情况下，相比于Boost变换电路可以实现较高升压比的电压转换电路。应理解，本申请实施例提供的电压转换电路可以是升压型电压转换电路，也可以是升降压型电压转换电路。即，该电压转换电路可以为单向的电压转换电路，也可以为双向的电压转换电路。也就是说，该电压转换电路可以实现从低压到高压的转换，也可以既能实现从低压到高压的转换，又能实现从高压到低压的转换。
该电压转换电路可以应用于任一需要对直流电进行电压转换的场景。例如，光伏、电池、燃料电池等具有直流特性的新能源供电系统或者供电设备中，或者，其他采用能量收集技术进行供电的供电系统或供电设备等。此处所说的能量收集(Energy Harvesting)技术是一种从其周围环境中获取能量的技术，其本质是利用光伏、热电、压电、电磁等各种物理或化学效应把器件周围环境中广泛存在的光能、热能、机械能、风能等能量转换成可以使用的电能。示例性的，当将本申请实施例提供的电压转换电路应用于光伏发电系统时，可以在减少光伏组件串联数量、也不增加光伏发电系统的体积和重量的情况下，使光伏组串的输出电压与直流母线电压匹配，从而可以降低不一致性带来的风险，以及，提高光伏组串的可靠性。
应理解，上述所说的供电系统可以是为负载提供交流电的供电系统，也可以是为负载提供直流电的供电系统。上述所说的供电设备可以是为负载提供交流电的供电设备，也可以是为负载提供直流电的供电设备。以光伏发电系统为例，该光伏发电系统例如可以是图1所示的为负载提供交流电的光伏发电系统，或者，该光伏发电系统例如可以是图2所示的为负载提供直流电的光伏发电系统等。
下面结合具体地实施例对本申请实施例提供的电压转换电路进行详细说明。下面这几个具体的实施例可以相互结合，对于相同或者相似的概念或者过程可能在某些实施例不再赘述。应理解，对于电压转换电路应用的设备或系统中的其他部件可以参见现有技术，本申请实施例对此不进行限定。仍然以光伏发电系统为例，本申请实施例对光伏发电系统中除电压转换电路之外的其他部件不进行限定，例如可以继续沿用现有的部件。
图6为本申请实施例提供的一种电压转换电路的结构示意图。如图6所示，该电压转换电路包括：电感L、第一开关模块、N个串联连接的第二开关模块、N个串联连接的第三开关模块，以及，N-1个飞跨电容；其中，所述N为大于或等于2的整数。
该电压转换电路一端连接低压电源，一端连接高压电源，用于抬升低压电源输出的直流电的电压，以使升压后的直流电的电压与高压电源所需的电压匹配。应理解，此处所说的低压电源与高压电源仅是从两者的电压大小上对他们进行了区分。具体实现时，低压电源和高压电源可以基于该电压转换电路所应用的场景进行确定。以图1所示的光伏发电系统为例，此处所说的低压电源例如可以是光伏组串，高压电源例如可以是直流母线。
图6及后续实施例所涉及的图示中，均以VL表示低压电源，以VH表示高压电源，以L表示电感，以Ci表示第i个飞跨电容。其中，i为大于或等于1，且小于或等于N-1的整数。
该电压转换电路的具体连接关系如下：
所述低压电源通过所述电感连接在所述第一开关模块的两端连接。例如，低压电源的正极通过电感与第一开关模块的一端连接，低压电源的负极与第一开关模块的另一端连接。即，电感的一端与低压电源的正极连接，电感的另一端与第一开关模块的一端连接，第一开关模块的另一端与低压电源的负极连接。或者，低压电源的正极与第一开关模块的一端连接，低压电源的负极通过电感与第一开关模块的另一端连接。即，电感的一端与低压电源的负极连接，电感的另一端与第一开关模块的另一端连接。
也就是说，电感连接在低压电源的正极或负极，可以使低压电源、电感和第一开关模块形成串联回路。为了便于说明，图6及后续实施例所涉及的图示中，均以电感连接在低压电源的正极为例进行示意说明。
第一开关模块的一端与串联后的N个第二开关模块的一端连接，第一开关模块的另一端与串联后的N个第二开关模块的另一端连接。即，串联后的N个第二开关模块与第一开关模块并联连接。
第一开关模块的一端与串联后的N个第三开关模块的一端连接、串联后的N个第三开关模块的另一端与高压电源的正极连接，高压电源的负极与第一开关模块的另一端连接，以使低压电源、电感、N个第三开关模块和高压电源形成串联回路。
N-1个飞跨电容中的第i个飞跨电容Ci的一端与“第i个第二开关模块(简称第二开关模块i)和第i+1个第二开关模块(简称第二开关模块i+1)之间的连接点”连接，飞跨电容Ci的另一端与“第i个第三开关模块(简称第三开关模块i)和第i+1个第三开关模块(简称第三开关模块i+1)之间的连接点”连接。
可以理解的是，本申请实施例涉及的第二开关模块和第三开关模块的数量与该电路中所包括的飞跨电容的数量相关，而该电压转换电路具体使用几个飞跨电容参与充电和升压放电操作，可以根据该电压转换电路所需达到的升压比确定。
另外，上述电压转换电路中所包括的第一开关模块的数量可以是K个，其中，K为大于或等于1，且小于N的整数。当K等于1时，该电压转换电路的结构例如图6所示，当K大于1时，K个第一开关模块串联连接，串联后的K个第一开关模块与N个串联后的第二开关模块并联连接(此时连接关系等效于图6所示的电压转换电路)。
或者，图7为本申请实施例提供的另一种电压转换电路的结构示意图。如图7所示，每个第一开关模块可以与多个第二开关模块并联连接，每个第一开关模块并联的第二开关模块数量可以相等，也可以不等。例如第一开关模块1与第1至第J个第二开关模块并联，第一开关模块2与第J+1个第二开关模块至第Q个第二开关模块并联，以此类推，第一开关模块K与第Z个第二开关模块至第N个第二开关模块并联。
为了便于描述，后续实施例所涉及的图示中，均以一个第一开关模块为例进行示例说明。
可选地，本申请实施例所涉及的各开关模块可以是任一能够基于控制进行导通或者关断的开关模块，例如，绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)，或者，金属—氧化物—半导体场效应晶体管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)或者，三极管，或者，晶闸管，或者二极管，或者，MOSFET管与二极管反并联组成的开关模块，或者，IGBT与二极管反并联组成的开关模块等。不同开关模块可以不同，也可以相同，例如，第一开关模块采用MOS管实现，第二开关模块采用IGBT实现，第三开关模块采用三极管实现，或者，第一开关模块、第二开关模块、第三开关模块均采用IGBT实现。
另外，该电路中的N个第二开关模块可以相同，也可以不同，该电路中的N个第三开关模块可以相同，也可以不同。以第二开关模块为例，部分第二开关模块采用IGBT实现，部分第二开关模块采用MOS实现等，或者，所有的第二开关模块均采用MOS实现。
下面对本申请实施例提供的电压转换电路的升压方式进行说明：
该电压转换电路可以包括三种工作模式，分别为：电感充电模式、飞跨电容充电模式、升压放电模式。其中，在电感充电模式中，可以通过第一开关模块、第二开关模块和第三开关模块，使低压电源VL和电感L形成闭合回路，以对该电压转换电路中的电感L充电；在飞跨电容充电模式中，可以通过第一开关模块、第二开关模块和第三开关模块，使低压电源VL、电感L，以及，N-1个飞跨电容中的至少一个飞跨电容形成闭合回路，以向N-1个飞跨电容中的至少一个飞跨电容充电。在升压放电模式中，可以通过第一开关模块、第二开关模块和第三开关模块，使低压电源VL、电感L、至少一个飞跨电容中的一个多个飞跨电容，以及，高压电源VH形成闭合回路，使低压电源VL、电感L和飞跨电容充电模式中进行充电的一个或多个飞跨电容，三者共同向高压电源VH放电，即为高压电源供电。
也就是说，本申请实施例提供的电压转换电路先通过电感和飞跨电容进行储能，然后再通过低压电源、电感和飞跨电容共同向位于输出侧的高压电源放电，以实现更高的升压比。在一些实施例中，该电压转换电路也可以称为非隔离型多电平电压转换电路，或者，非隔离型多电平直流电路。
另外，该电压转换电路中，上述N-1个飞跨电容可以看作是逐级连接的N-1个飞跨电容，后续可以基于所需的升压比，适应性调整所需的飞跨电容的级数，以及，与飞跨电容对应的第二开关模块和第三开关模块。也就是说，当需要的升压比越高时，可以通过级联更多的飞跨电容来实现。
下面结合具体的结构，对本申请实施例提供的电压转换电路在具有不同数量的飞跨电容时，如何进行控制进行示意说明。
结构1：电压转换电路包括一个飞跨电容。
图8为本申请实施例提供的又一种电压转换电路的结构示意图。如图8所示，该电压转换电路中N等于2。即，该电压转换电路包括1个第一开关模块S1，2个第二开关模块，分别为S21和S22，包括2个第三开关模块S31和S32，1个飞跨电容C1。
在该示例中，第一开关模块S1、第二开关模块S21和第二开关模块S22例如可以均采用MOSFET管与二极管反并联组成的开关模块实现，第三开关模块S31、第三开关模块S32可以均采用二极管实现。为简化描述，图8以理想开关模型来替代该电压转换电路中的各开关模块，但此举并不会改变各开关模块的逻辑。
图9为本申请实施例提供的一种开关时序示意图。如图9所示，以电压转换电路在一个开关周期T包含一次电感充电模式，一次飞跨电容充电模式和一次升压放电模式为例，对图8所示的电压转换电路在连续电流模式下的控制方式进行说明。
电感充电模式：图10为本申请实施例提供的一种参数波形示意图，图11为本申请实施例提供的又一种电压转换电路的电感充电模式的示意图。结合图9至图11，在0至DT时间段，控制第一开关模块S1闭合，第二开关模块S21和S22、第三开关模块S31和S32均断开，使低压电源、电感串联形成闭合回路，进入电感充电模式，以对电感进行充电。在对电感充电的过程中，电感的电流iL幅值上升。
此时，由于飞跨电容C1没有形成闭合回路，所以飞跨电容C1的电压幅值保持不变。另外，由于该电压转换电路处于连续电流模式时，因此，在该工作模式下，高压电源仍然持续向外部负载放电，所以，高压电源的电压幅值会略微下降。
飞跨电容充电模式：图12为本申请实施例提供的又一种电压转换电路的飞跨电容充电模式的示意图。结合图9、图10和图12，在DT至D1T时间段，控制第一开关模块S1、第二开关模块S21和第三开关模块S32均断开，第二开关模块S22和第三开关模块S31闭合，使低压电源，电感和飞跨电容C1串联形成闭合回路，进入飞跨电容充电模式，以对飞跨电容C1充电。在对飞跨电容C1充电的过程中，飞跨电容C1的电压幅值上升。
在该工作模式下，若低压电源的电压幅值大于飞跨电容C1的电压幅值，则低压电源在对飞跨电容C1充电的同时，也会对电感进行充电，因此，电感的电流幅值iL上升，若低压电源的电压幅值小于飞跨电容C1的电压幅值，则低压电源和电感串联，共同对飞跨电容C1充电，因此，电感的电流幅值iL下降。图10是以电感的电流幅值iL下降为例的示意图。
由于该电压转换电路处于连续电流模式时，因此，在该工作模式下，高压电源仍然持续向外部负载放电，所以，高压电源的电压幅值会略微下降。
升压放电模式：图13为本申请实施例提供的又一种电压转换电路的升压放电模式的示意图。结合图9、图10和图13，在D1T至T时间段，控制第一开关模块S1、第二开关模块S22和第三开关模块S31均断开，第二开关模块S21和第三开关模块S32闭合，使低压电源，电感和飞跨电容C1和高压电源串联形成闭合回路。此时，飞跨电容C1是反向串联，即飞跨电容C1在升压放电模式中形成的串联回路中的极性，与飞跨电容C1在飞跨电容充电模式中形成的串联回路中的极性相反(具体可以参见图12和图13中示出的飞跨电容C1的极性)，因此，低压电源，电感和飞跨电容C1三者串联后共同向高压电源放电。因而，飞跨电容C1的电压幅值下降，电感的电流幅值下降，高压电源的电压幅值上升。
虽然上述示例以电压转换电路的一个开关周期中包含一次电感充电模式，一次飞跨电容充电模式和一次升压放电模式为例，对各个工作模式进行了示例说明，但是，应理解，在电压转换电路的一个开关周期中，一个开关周期至少包含一次电感充电模式，一次飞跨电容充电模式和一次升压放电模式。也就是说，上述各工作模式也可以包括多个，即一个工作模式划分为多个时间段，从而使得该工作模式的分配更加平均，从而可以减少该工作模式下的电感的电流纹波或电容的电压纹波。图14为本申请实施例提供的又一种电压转换电路的参数波形示意图二，如图14所示，示例性的，例如在一个开关周期中，电感充电模式出现两次，即0-D0T这个时间段，以及，D1T-D2T这个时间段，从而能够降低电感的电流纹波。
应理解，虽然上述在一个开关周期中包括多个同一工作模式的方式，可以减少电感的电流纹波或电容的电压纹波，但是也会相应地增加开关模块的开关次数，从而导致开关模块的损耗增大。因此，具体实现时，可以根据实际需求，确定一个开关周期中所包括的各工作模式的次数。
通过上述描述可以看出，本申请实施例中涉及的开关周期是指电压转换电路的工作模式组合重复出现的周期，以图9所示的工作模式组合为例，即一次电感充电模式，一次飞跨电容充电模式和一次升压放电模式即为一个开关周期。以图14所示的工作模式组合为例，一次电感充电模式，一次飞跨电容充电模式，一次电感充电模式和一次升压放电模式即为一个开关周期。需注意，若在一个开关周期中包括多个同一工作模式，则可以遵循先充电再放电的原则，对各工作模式进行组合，对此不再赘述。
基于伏秒平衡的原则，图8所示的电压转换电路在连续电流模式下的升压比如下述公式(3)所示：
其中，公式(3)中D是指第一开关模块的占空比。
通过该公式(3)可以看出，该电压转换电路的升压比是图4所示的Boost变换电路的2倍。因此，当将本申请实施例提供的电压转换电路与图4所示Boost变换电路应用于相同的光伏发电系统时，相比于图4所示的Boost变换电路，本申请实施例可以将光伏组串中串联的光伏组件的数量减少一半，从而可以降低不一致性带来的风险，以及，提高光伏组串的可靠性。
结构2：电压转换电路包括多个飞跨电容。
该电压转换电路所包括的多个飞跨电容可以是容值相同的飞跨电容，也可以是容值逐级递增的飞跨电容。即，飞跨电容C1的容值小于飞跨电容C2的容值，飞跨电容C2的容值小于飞跨电容C3的容值，以此类推。
控制方式1：当电压转换电路所包括的多个飞跨电容是容值相同的飞跨电容，或者，是容值逐级递增的飞跨电容时，可以采用如下方式控制该电压转换电路工作在连续电流模式下，具体地：
基于低压电源输出的电流大小，确定该电压转换电路中参与充电和放电的几个飞跨电容。其中，电流越大，参与充电和放电的飞跨电容的数量越多。当参与充电和放电的飞跨电容为多个时，参与充电和放电的飞跨电容并联连接，以等效为一个飞跨电容来使用。示例性的，低压电源输出的电流大小例如可以通过采集电感的电流值获取。此处所说的电感的电流值例如可以是电感的电流平均值。
本申请实施例不限定低压电源输出的电流大小与参与充电和放电的飞跨电容的数量的映射关系，具体可以根据该电压转换电路中实际采用的飞跨电容的容值确定。示例性的，以采用电感的电流平均值作为低压电源输出的电流大小为例，假定电感的电流额定值为Inom，则该映射关系例如可以如下述表1所示：
表1
电流值 并联的飞跨电容数量
电感电流平均值≤Inom/N 1
Inom/N<电感电流平均值≤2*Inom/N 2
2*Inom/N<电感电流平均值≤3*Inom/N 3
… …
(N-1)*Inom/N<电感电流平均值≤N*Inom/N N
应理解，上述表1仅是示例性的以电感的电流额定值为Inom为参照，设置的低压电源输出的电流大小与参与充电和放电的飞跨电容的数量，具体实现时，也可以以其他阈值，来设置低压电源输出的电流大小与参与充电和放电的飞跨电容的数量。
通过上述方式，在低压电源输出的电流较小时，可以使电压转换电路中使用较少的飞跨电容参与充放电。这样，参与充放电的飞跨电容等效为一个飞跨电容后的容值较小，从而使飞跨电容的电压幅值变化较大，进而使该电压转换电路升压转换的速度越快(即响应越快)。在低压电源输出的电流较高时，使电压转换电路中使用较多的飞跨电容参与充放电。这样，参与充放电的飞跨电容等效为一个飞跨电容后的容值较大，从而使飞跨电容的电压幅值变化较小(或者说电压波动较小)，进而使电压转换电路所应用的设备或系统的稳定性越高。
当将该电压转换电路应用于光伏发电系统时，该电压转换电路可以基于光伏发电系统将周围环境中广泛存在的光能转换成的电能对应的电流大小，适应性的选择一个或多个飞跨电容参与充放电。
下面通过一个具体的示例，来对如何控制电压转换电路使用不同数量的飞跨电容进行示例说明。
图15为本申请实施例提供的再一种电压转换电路的结构示意图。如图15所示，以电压转换电路包括2个飞跨电容为例，该电压转换电路中N等于3。即，该电压转换电路包括1个第一开关模块S1，3个第二开关模块，分别为S21、S22和S23，包括3个第三开关模块S31、S32和S33，2个飞跨电容，分别为C1和C2。为简化描述，图15以理想开关模型来替代该电压转换电路中的各开关模块，但此举并不会改变各开关模块的逻辑，具体实现时，可以根据实际需求选择所需的开关模块。
下面以图9所示的开关时序为例，对图15所示的电压转换电路在连续电流模式下的控制方式进行说明：
当基于低压电源输出的电流大小，确定该电压转换电路中采用一个飞跨电容参与充放电时，以采用飞跨电容C1参与充放电为例，则该电压转换电路的控制过程如下所示：
电感充电模式：图16为本申请实施例提供的再一种电压转换电路的电感充电模式的示意图。结合图9、图10、图16，在0至DT时间段，控制第一开关模块S1闭合，第二开关模块S21、S22和S23，第三开关模块S31、S32和S33均断开，使低压电源、电感串联形成闭合回路，进入电感充电模式，以对电感进行充电。
飞跨电容充电模式：图17为本申请实施例提供的再一种电压转换电路的飞跨电容充电模式的示意图一。结合图9、图10和图17，在DT至D1T时间段，控制第一开关模块S1、第二开关模块S21、第三开关模块S32和S33均断开，第二开关模块S22、S23和第三开关模块S31闭合，使低压电源，电感和飞跨电容C1串联形成闭合回路，进入飞跨电容充电模式，以对飞跨电容C1充电。
升压放电模式：图18为本申请实施例提供的再一种电压转换电路的升压放电模式的示意图一。结合图9、图10和图18，在D1T至T时间段，控制第一开关模块S1、第二开关模块S22、S23和第三开关模块S31均断开，第二开关模块S21、第三开关模块S32和S33闭合，使低压电源，电感、飞跨电容C1和高压电源串联形成闭合回路，使低压电源，电感和飞跨电容C1三者串联后共同向高压电源放电。
在该控制方式下，图15所示的电压转换电路在连续电流模式下(即供电不中断的情况下)的升压比如前述公式(3)所示。即，该电压转换电路的升压比是图4所示的Boost变换电路的2倍。因此，当将本申请实施例提供的电压转换电路与图4所示Boost变换电路应用于相同的光伏发电系统时，相比于图4所示的Boost变换电路，本申请实施例可以将光伏组串中串联的光伏组件的数量减少一半，从而可以降低不一致性带来的风险，以及，提高光伏组串的可靠性。
当基于低压电源输出的电流大小，确定该电压转换电路中采用两个飞跨电容参与充放电时，即采用飞跨电容C1和C2参与充放电为例，则该电压转换电路的控制过程如下所示：
电感充电模式：该部分内容与图16所示的电感充电模式相同，对此不再赘述。
飞跨电容充电模式：图19为本申请实施例提供的再一种电压转换电路的飞跨电容充电模式的示意图二。结合图9、图10和图19，在DT至D1T时间段，控制第一开关模块S1、第二开关模块S21、第三开关模块S33均断开，第二开关模块S22、S23、第三开关模块S31和S32闭合，使低压电源，电感和“并联的飞跨电容C1和飞跨电容C2”串联形成闭合回路，进入飞跨电容充电模式，以对飞跨电容C1和飞跨电容C2充电。
升压放电模式：图20为本申请实施例提供的再一种电压转换电路的升压放电模式的示意图二。结合图9、图10和图20，在D1T至T时间段，控制第一开关模块S1、第二开关模块S23和第三开关模块S31均断开，第二开关模块S21、S22、第三开关模块S32和S33闭合，使低压电源，电感、“并联的飞跨电容C1和飞跨电容C2”、高压电源串联形成闭合回路，使低压电源，电感、飞跨电容C1和飞跨电容C2四者共同向高压电源放电。
通过上述示例描述可知，针对控制方式1进入飞跨电容充电模式和升压放电模式总结如下：
飞跨电容充电模式：第一开关模块断开，第1个第三开关模块至第X个第三开关模块全部闭合，第Y个第二开关模块至第N个第二开关模块全部闭合，其他第二开关模块和第三开关模块均断开。其中，X为大于或等于1且小于N的整数，Y为大于或等于1且小于或等于X+1的整数。
Y的取值与充电的飞跨电容的数量，以及，后续升压放电模式中放电的飞跨电容的数量相关。以Y等于X+1为例，此时，低压电源，电感、第X个飞跨电容和串联形成闭合回路，对第X个飞跨电容充电。当X大于1时，以Y等于X为例，此时，低压电源，电感、“并联连接的第X-1个飞跨电容和第X个飞跨电容”串联形成闭合回路。在该示例下，该电压转换电路同时对第X-1个飞跨电容和第X个飞跨电容充电。
升压放电模式：第一开关模块断开，第1个第二开关模块至第X个第二开关模块全部闭合，第Y个第三开关模块至第N个第三开关模块全部闭合，其他第二开关模块和第三开关模块均断开。
以Y等于X+1为例，此时，低压电源，电感、第X个飞跨电容和高压电源串联形成闭合回路，共同为高压电源放电。当X大于1时，以Y等于X为例，此时，低压电源、电感、“并联连接的第X-1个飞跨电容和第X个飞跨电容”和高压电源串联形成闭合回路，共同为高压电源放电。
在该控制方式下，基于伏秒平衡的原则，图15所示的电压转换电路在连续电流模式下(即供电不中断的情况下)的升压比如前述公式(3)所示。
通过公式(3)可以看出，该电压转换电路的升压比至少是图4所示的Boost变换电路的2倍。因此，当将本申请实施例提供的电压转换电路与图4所示Boost变换电路应用于相同的光伏发电系统时，相比于图4所示的Boost变换电路，本申请实施例可以将光伏组串中串联的光伏组件的数量至少减少一半，从而可以降低不一致性带来的风险，以及，提高光伏组串的可靠性。
应理解，在上述图16至图20所示的示例中，各工作模式中电感的电流幅值的变化、电容幅值的变化，以及，高压电源的电压幅值的变化，可以参见前述图10所示的波形图，对此不再赘述。
另外，虽然上述图16至图20的示例均以电压转换电路的一个开关周期中包含一次电感充电模式，一次飞跨电容充电模式和一次升压放电模式为例，对各个工作模式进行了示例说明，但是，应理解，在电压转换电路的一个开关周期中，一个开关周期至少包含一次电感充电模式，一次飞跨电容充电模式和一次升压放电模式。也就是说，上述各工作模式也可以包括多个，即一个工作模式划分为多个时间段，从而使得该工作模式的分配更加平均，从而可以减少该工作模式下的电感的电流纹波或电容的电压纹波。具体描述可以参见前述关于开关周期的描述，在此不再赘述。
也就是说，针对控制方式1，一个开关周期可以包括至少一个飞跨电容充电模式，每个飞跨电容充电模式均用于对N-1个飞跨电容中的至少一个飞跨电容进行充电。相应地，在升压放电模式中，低压电源、电感、至少一个飞跨电容，以及，高压电源形成闭合回路，用于向高压电源放电。示例性的，若至少一个飞跨电容包括多个飞跨电容，则在各飞跨电容充电模式，以及，升压放电模式中，多个飞跨电容并联连接。其中，至少一个飞跨电容所包括的飞跨电容的数量可以与低压电源输出的电流大小正相关。
控制方式2：当电压转换电路所包括的多个飞跨电容是容值逐级递增的飞跨电容时，可以采用如下方式控制该电压转换电路工作在连续电流模式下：逐级对飞跨电容进行充电，以逐步抬升电压，从而实现更高的升压比。
仍然以图15所示的电压转换电路为例，对如何控制电压转换电路使用不同数量的飞跨电容进行示例说明。其中，飞跨电容C2的容值大于飞跨电容C1的容值。
图23为本申请实施例提供的另一种开关时序示意图。如图23所示，以电压转换电路在一个开关周期T包含一次电感充电模式，一次飞跨电容充电模式1、一次飞跨电容充电模式2和一次升压放电模式为例，对图15所示的电压转换电路在连续电流模式下的控制方式进行说明。
电感充电模式：图24为本申请实施例提供的一种参数波形示意图，结合图23、图24、图16，在0至DT时间段，控制第一开关模块S1闭合，第二开关模块S21、S22、S23、第三开关模块S31、S32、S33均断开，使低压电源、电感串联形成闭合回路，进入电感充电模式，以对电感进行充电。在对电感充电的过程中，电感的电流iL幅值上升。
此时，由于飞跨电容C1和C2没有形成闭合回路，所以飞跨电容C1和C2的电压幅值保持不变。另外，由于该电压转换电路处于连续电流模式时，因此，在该工作模式下，高压电源仍然持续向外部负载放电，所以，高压电源的电压幅值会略微下降。
飞跨电容充电模式1：结合图23、图24、图17，在DT至D1T时间段，控制第一开关模块S1、第二开关模块S21、第三开关模块S32和S33均断开，第二开关模块S22、S23和第三开关模块S31闭合，使低压电源，电感和飞跨电容C1串联形成闭合回路，进入飞跨电容充电模式1，以对飞跨电容C1充电。在对飞跨电容C1充电的过程中，飞跨电容C1的电压幅值上升。
在该工作模式下，若低压电源的电压幅值大于飞跨电容C1的电压幅值，则低压电源在对飞跨电容C1充电的同时，也会对电感进行充电，因此，电感的电流幅值iL上升，若低压电源的电压幅值小于飞跨电容C1的电压幅值，则低压电源和电感串联，共同对飞跨电容C1充电，因此，电感的电流幅值iL下降。图24是以电感的电流幅值iL下降为例的示意图。
此时，由于飞跨电容C2没有形成闭合回路，所以飞跨电容C2的电压幅值保持不变。另外，由于该电压转换电路处于连续电流模式时，因此，在该工作模式下，高压电源仍然持续向外部负载放电，所以，高压电源的电压幅值会略微下降。
飞跨电容充电模式2：图21为本申请实施例提供的再一种电压转换电路的飞跨电容充电模式的示意图三，结合图23、图24、图21，在D1T至D2T时间段，控制第一开关模块S1、第二开关模块S22、第三开关模块S31和S33均断开，第二开关模块S21、S23和第三开关模块S32闭合，使低压电源、电感、飞跨电容C1和飞跨电容C2串联形成闭合回路，进入飞跨电容充电模式2。
此时，飞跨电容C1是反向串联，即飞跨电容C1在飞跨电容充电模式1中形成的串联回路中的极性，与飞跨电容C1在飞跨电容充电模式2中形成的串联回路中的极性相反，因此，低压电源，电感、飞跨电容C1三者串联后共同向飞跨电容C2放电。因而，飞跨电容C1的电压幅值下降，飞跨电容C2的电压幅值上升。
在该工作模式下，若低压电源的电压幅值大于飞跨电容C2的电压幅值，则低压电源在对飞跨电容C2充电的同时，也会对电感进行充电，因此，电感的电流幅值iL上升，若低压电源的电压幅值小于飞跨电容C2的电压幅值，则低压电源和电感串联，共同对飞跨电容C2充电，因此，电感的电流幅值iL下降。图24是以电感的电流幅值iL下降为例的示意图。
另外，由于该电压转换电路处于连续电流模式时，因此，在该工作模式下，高压电源仍然持续向外部负载放电，所以，高压电源的电压幅值会略微下降。
升压放电模式：图22为本申请实施例提供的再一种电压转换电路的升压放电模式的示意图三。结合图23、图24、图22，在D2T至D3T时间段，控制第一开关模块S1、第二开关模块S23、第三开关模块S31和S32均断开，第二开关模块S21、S22、第三开关模块S33闭合，使低压电源，电感、飞跨电容C2、高压电源串联形成闭合回路。此时，飞跨电容C2是反向串联，即飞跨电容C2在升压放电模式中形成的串联回路中的极性，与飞跨电容C2在飞跨电容充电模式2中形成的串联回路中的极性相反，因此，低压电源，电感和飞跨电容C2三者串联后共同向高压电源放电。因而，飞跨电容C2的电压幅值下降，电感的电流幅值下降，高压电源的电压幅值上升。
此时，由于飞跨电容C1没有形成闭合回路，所以飞跨电容C1的电压幅值保持不变。
通过上述示例描述可知，针对控制方式2进入飞跨电容充电模式和升压放电模式总结如下：
一个开关周期包括M个飞跨电容充电模式，以通过该M个飞跨电容充电模式逐级对飞跨电容充电，以逐级实现升压，从而可以在升压放电模式中，可以为高压电源提供一个较高的电压，从而可以实现更高的升压比。其中，此处所说的M可以是大于1且小于或等于N-1的整数。关于M的取值例如可以根据所需的升压比确定，从而使该电压转换电路可以适配于不同升压比的设备或系统中。
需说明的是，从M个飞跨电容充电模式，以及，升压放电模式逐一来看，各开关模块的控制简而言之为：各个第二开关模块单元从上至下依次断开，各个第三开关模块单元从左至右依次导通。以包括2个飞跨电容充电模式为例，即，飞跨电容充电模式1中，第一个第二开关模块断开，其余第二开关模块闭合，第一个第三开关模块闭合，其余第三开关模块断开；飞跨电容充电模式2中，第二个第二开关模块断开，其余第二开关模块闭合，第二个第三开关模块闭合，其余第三开关模块断开；升压放电模式中，第三个第二开关模块断开，其余第二开关模块闭合，第三个第三开关模块闭合，其余第三开关模块断开。
在该控制方式下，基于伏秒平衡的原则，图15所示的电压转换电路在连续电流模式下(即供电不中断的情况下)的升压比如下述公式(4)所示：
其中，公式(4)中D是指第一开关模块的占空比。
通过该公式(4)可以看出，该电压转换电路的升压比至少是图4所示的Boost变换电路的2倍。因此，当将本申请实施例提供的电压转换电路与图4所示Boost变换电路应用于相同的光伏发电系统时，相比于图4所示的Boost变换电路，本申请实施例可以将光伏组串中串联的光伏组件的数量至少减少一半，从而可以降低不一致性带来的风险，以及，提高光伏组串的可靠性。
应理解，虽然上述控制方式2所示的示例以电压转换电路的一个开关周期中包含一次电感充电模式，一次飞跨电容充电模式j(j为小于或等于M的整数)和一次升压放电模式为例，对各个工作模式进行了示例说明，但是，应理解，在电压转换电路的一个开关周期中，一个开关周期至少包含一次电感充电模式，一次飞跨电容充电模式j和一次升压放电模式。也就是说，上述各工作模式也可以包括多个，即一个工作模式划分为多个时间段，从而使得该工作模式的分配更加平均，从而可以减少该工作模式下的电感的电流纹波或电容的电压纹波。具体描述可以参见前述关于开关周期的描述，在此不再赘述。
也就是说，针对控制方式2，一个开关周期可以包括多个飞跨电容充电模式，多个飞跨电容充电模式用于对N-1个飞跨电容中的多个飞跨电容逐级进行充电，其中，每个飞跨电容充电模式用于对多个飞跨电容中的一个飞跨电容进行充电。相应地，在升压放电模式中，低压电源、电感、多个飞跨电容的最后一级飞跨电容，以及，高压电源形成闭合回路，用于向高压电源放电。示例性的，参与逐级充电的多个飞跨电容的数量可以与电压转换电路的升压比相关。
需要说明的是，虽然上述各实施例均是以电压转换电路如何实现升压为例，对本申请实施例提供的电压转换电路进行了示例说明。但是，本领域技术人员可以理解的是，也可以将上述电压转换电路应用于任一降压场景中。在降压场景中，上述电压转换电路可以将高压电源输入的电压进行降压后提供给低压电源，以为低压电源供电。
在实现降压时，该电压转换电路在一个开关周期中的工作模式，与在实现升压时该电压转换电路在一个开关周期中的工作模式刚好相反。即，该电压转换电路包括：降压放电模式、飞跨电容放电模式和电感放电模式。
其中，在降压放电模式中，所述低压电源、所述电感、所述N-1个飞跨电容中的至少一个飞跨电容，以及，所述高压电源形成闭合回路，使所述高压电源向至少一个飞跨电容放电。
在所述飞跨电容放电模式中，所述低压电源、所述电感，以及，所述N-1个飞跨电容中的至少一个飞跨电容形成闭合回路，用于对所述电感进行充电。
在所述电感放电模式中，所述低压电源与所述电感形成闭合回路，以使电感对低压电源放电。
关于电压转换电路如何实现降压的控制方法，可以参见前述描述的电压转换电路如何实现升压的方法，其实现原理类似，对此不再赘述。
另一方面，本申请实施例还提供一种供电系统，该供电系统包括：低压电源、高压电源，以及，前述实施例中所示的电压转换电路。关于低压电源、高压电源，以及电压转换电路三者之间的连接关系，以及，相应的技术效果可以参见前述实施例的描述，在此不再赘述。
应理解，此处所说的供电系统例如可以为光伏、电池、燃料电池等具有直流特性的新能源供电系统，或者，其他采用能量收集技术进行供电的供电系统，示例性的，前述图1或图2所示的光伏发电系统等。
以供电系统为光伏发电系统为例，该供电系统包括多个发电单元、高压电源；其中，每个发电单元包括：低压电源，以及，前述实施例中所示的电压转换电路。
示例性的，所述低压电源为光伏组串，所述高压电源为直流母线；所述供电系统还包括：逆变电路；所述直流母线的正极与所述逆变电路的第一输入端连接，所述直流母线的负极与所述逆变电路的第二输入端连接，所述逆变电路的输出端与交流负载连接。例如图1所示的光伏发电系统。
示例性的，所述低压电源为光伏组串，所述高压电源为直流负载。例如图2所示的光伏发电系统。
应理解，具体实现时，上述供电系统还可以根据自己所需的功能，涵盖其他的部件或器件或电路，例如，MPPT控制电路等，本申请对此不再赘述。
以上所述，仅为本申请实施例的具体实施方式，但本申请实施例的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请实施例揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请实施例的保护范围之内。因此，本申请实施例的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (19)

1.一种电压转换电路，其特征在于，所述电压转换电路包括：电感、第一开关模块、N个串联连接的第二开关模块、N个串联连接的第三开关模块，以及，N-1个飞跨电容；其中，所述N为大于或等于2的整数；
所述第一开关模块的一端分别与串联后的N个第二开关模块的一端、串联后的N个第三开关模块的一端连接，所述串联后的N个第三开关模块的另一端与高压电源的正极连接，所述第一开关模块的另一端与所述串联后的N个第二开关模块的另一端连接所述高压电源的负极；低压电源通过所述电感连接在所述第一开关模块的两端；
所述N-1个飞跨电容中的第i个飞跨电容的一端与第i个第二开关模块和第i+1个第二开关模块之间的连接点连接，所述第i个飞跨电容的另一端与第i个第三开关模块和第i+1个第三开关模块之间的连接点连接；其中，所述i为大于或等于1，且小于或等于N-1的整数；
在一个开关周期中，所述电压转换电路通过下述工作模式，对所述低压电源输出的电压进行升压转换：电感充电模式、飞跨电容充电模式和升压放电模式，所述一个开关周期包括至少一个飞跨电容充电模式，每个所述飞跨电容充电模式均用于对所述N-1个飞跨电容中的至少一个飞跨电容进行充电；若至少一个飞跨电容包括多个飞跨电容，则在各所述飞跨电容充电模式，以及，所述升压放电模式中，所述多个飞跨电容并联连接；
在所述电感充电模式，所述第一开关模块闭合，N个所述第二开关模块和N个所述第三开关模块均断开。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述低压电源的正极通过所述电感与所述第一开关模块的一端连接，所述低压电源的负极与所述第一开关模块的另一端连接。
3.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述低压电源的正极与所述第一开关模块的一端连接，所述低压电源的负极通过所述电感与所述第一开关模块的另一端连接。
4.根据权利要求1-3任一项所述的电路，其特征在于，在所述电感充电模式中，所述低压电源与所述电感形成闭合回路，用于对所述电感进行充电；
在所述飞跨电容充电模式中，所述低压电源、所述电感，以及，所述N-1个飞跨电容中的至少一个飞跨电容形成闭合回路，用于对所述至少一个飞跨电容进行充电；
在所述升压放电模式中，所述低压电源、所述电感、所述至少一个飞跨电容中的一个或多个飞跨电容，以及，所述高压电源形成闭合回路，用于向所述高压电源放电。
5.根据权利要求4所述的电路，其特征在于，各工作模式在一个开关周期中至少出现一次。
6.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，
在所述升压放电模式中，所述低压电源、所述电感、所述至少一个飞跨电容，以及，所述高压电源形成闭合回路，用于向所述高压电源放电。
7.根据权利要求1或6所述的电路，其特征在于，所述至少一个飞跨电容所包括的飞跨电容的数量，与所述低压电源输出的电流大小正相关。
8.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，所述N-1个飞跨电容的容值逐级增大；
所述一个开关周期包括多个飞跨电容充电模式，多个所述飞跨电容充电模式用于对所述N-1个飞跨电容中的多个飞跨电容逐级进行充电，其中，每个所述飞跨电容充电模式用于对所述多个飞跨电容中的一个飞跨电容进行充电；
在所述升压放电模式中，所述低压电源、所述电感、所述多个飞跨电容的最后一级飞跨电容，以及，所述高压电源形成闭合回路，用于向所述高压电源放电。
9.根据权利要求8所述的电路，其特征在于，所述多个飞跨电容的数量与所述电压转换电路的升压比相关。
10.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第一开关模块的数量为K个，K个第一开关模块串联连接，串联后的K个第一开关模块的一端与所述电感连接，另一端与所述低压电源连接，所述串联后的K个第一开关模块、所述电感和所述低压电源形成串联回路，其中，所述K为大于或等于1，且小于所述N的整数。
11.根据权利要求10所述的电路，其特征在于，每个所述第一开关模块与所述N个第二开关模块中的部分第二开关模块并联连接，每个所述第一开关模块并联连接的第二开关模块的数量相等或不等。
12.一种电压转换电路，其特征在于，所述电压转换电路包括：电感、第一开关模块、2个串联连接的第二开关模块、2个串联连接的第三开关模块以及飞跨电容；
所述第一开关模块的一端分别与串联后的2个第二开关模块的一端、串联后的2个第三开关模块的一端连接，所述串联后的2个第三开关模块的另一端与高压电源的正极连接，所述第一开关模块的另一端与所述串联后的2个第二开关模块的另一端连接所述高压电源的负极；低压电源通过所述电感连接在所述第一开关模块的两端；
所述飞跨电容的一端与第1个第二开关模块和第2个第二开关模块之间的连接点连接，所述飞跨电容的另一端与第1个第三开关模块和第2个第三开关模块之间的连接点连接；
在一个开关周期中，所述电压转换电路通过下述工作模式，对所述低压电源输出的电压进行升压转换：电感充电模式、飞跨电容充电模式和升压放电模式；在所述电感充电模式中，所述第一开关模块闭合，2个所述第二开关模块和2个所述第三开关模块均断开，所述低压电源与所述电感形成闭合回路，用于对所述电感进行充电。
13.根据权利要求12所述的电路，其特征在于，所述低压电源的正极通过所述电感与所述第一开关模块的一端连接，所述低压电源的负极与所述第一开关模块的另一端连接。
14.根据权利要求12所述的电路，其特征在于，所述低压电源的正极与所述第一开关模块的一端连接，所述低压电源的负极通过所述电感与所述第一开关模块的另一端连接。
15.根据权利要求12-14任一项所述的电路，其特征在于，
在所述飞跨电容充电模式中，所述低压电源、所述电感，以及，所述飞跨电容形成闭合回路，用于对所述飞跨电容进行充电；
在所述升压放电模式中，所述低压电源、所述电感、所述飞跨电容，以及，所述高压电源形成闭合回路，用于向所述高压电源放电。
16.根据权利要求15所述的电路，其特征在于，各工作模式在一个开关周期中至少出现一次。
17.一种供电系统，其特征在于，所述系统包括多个发电单元、高压电源；其中，每个发电单元包括：低压电源，以及，如权利要求1-11任一项所述的电压转换电路。
18.根据权利要求17所述的系统，其特征在于，所述低压电源为光伏组串，所述高压电源为直流母线；所述供电系统还包括：逆变电路；
所述直流母线的正极与所述逆变电路的第一输入端连接，所述直流母线的负极与所述逆变电路的第二输入端连接，所述逆变电路的输出端与交流负载连接。
19.根据权利要求17所述的系统，其特征在于，所述低压电源为光伏组串，所述高压电源为直流负载。
CN202110234843.8A 2021-03-03 2021-03-03 电压转换电路及供电系统 Active CN112953202B (zh)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110234843.8A CN112953202B (zh) 2021-03-03 2021-03-03 电压转换电路及供电系统
PCT/CN2022/079028 WO2022184132A1 (zh) 2021-03-03 2022-03-03 电压转换电路及供电系统
US17/686,163 US11757287B2 (en) 2021-03-03 2022-03-03 Voltage conversion circuit and power supply system
EP22160055.4A EP4054065B1 (en) 2021-03-03 2022-03-03 Voltage conversion circuit and power supply system

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110234843.8A CN112953202B (zh) 2021-03-03 2021-03-03 电压转换电路及供电系统

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112953202A CN112953202A (zh) 2021-06-11
CN112953202B true CN112953202B (zh) 2023-10-20

Family

ID=76247384

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110234843.8A Active CN112953202B (zh) 2021-03-03 2021-03-03 电压转换电路及供电系统

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11757287B2 (zh)
EP (1) EP4054065B1 (zh)
CN (1) CN112953202B (zh)
WO (1) WO2022184132A1 (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112953202B (zh) 2021-03-03 2023-10-20 华为数字能源技术有限公司 电压转换电路及供电系统
US11909314B2 (en) * 2021-11-26 2024-02-20 City University Of Hong Kong Reconfigurable single-inductor multiport converter

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106230253A (zh) * 2016-09-09 2016-12-14 华为技术有限公司 升压功率变换电路和控制方法
CN108258899A (zh) * 2017-12-29 2018-07-06 华为技术有限公司 一种升压功率变换电路
US10050515B1 (en) * 2017-12-29 2018-08-14 Texas Instruments Incorporated Voltage control of flying capacitor in adaptive multilevel converters
CN109004832A (zh) * 2018-08-03 2018-12-14 广东工业大学 五级单相降压型dc/dc转换器及五级两相降压转换器
CN110401344A (zh) * 2018-04-25 2019-11-01 株洲中车时代电气股份有限公司 一种飞跨电容充电装置及飞跨电容三电平斩波电路
CN110429815A (zh) * 2019-07-19 2019-11-08 华为技术有限公司 升压电路以及升压电路的控制方法
US10734898B1 (en) * 2017-06-27 2020-08-04 Maxim Integrated Products, Inc. Multi-level switching power converters including bypass transistors and associated methods

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4308035B2 (ja) * 2004-02-06 2009-08-05 本田技研工業株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ、及びプログラム。
US8773082B2 (en) * 2009-08-05 2014-07-08 Mitsubishi Electric Corporation DC/DC power conversion apparatus
WO2011089483A1 (en) * 2010-01-24 2011-07-28 Duraikkannan Varadarajan Dc to dc power converter
CN103053104B (zh) * 2010-07-30 2015-04-08 三菱电机株式会社 Dc/dc转换器
CN102801350A (zh) * 2011-05-23 2012-11-28 盈威力新能源科技(上海)有限公司 H桥光伏并网逆变器
GB2498790A (en) * 2012-01-30 2013-07-31 Solaredge Technologies Ltd Maximising power in a photovoltaic distributed power system
WO2014011706A1 (en) * 2012-07-09 2014-01-16 Inertech Ip Llc Transformerless multi-level medium-voltage uninterruptible power supply (ups) systems and methods
US9608512B2 (en) * 2013-03-15 2017-03-28 Maxim Integrated Products, Inc. Soft start systems and methods for multi-stage step-up converters
CN107112892B (zh) * 2014-10-02 2019-09-03 英飞凌科技奥地利有限公司 多输出升压dc-dc电源转换器
US10673246B2 (en) * 2017-11-13 2020-06-02 Futurewei Technologies, Inc. System and device for exporting power, and method of configuring thereof
US10581312B2 (en) * 2017-12-29 2020-03-03 Texas Instruments Incorporated Multilevel converter using node voltage track and control
US10404175B2 (en) * 2017-12-29 2019-09-03 Texas Instruments Incorporated Converter topology with adaptive power path architecture
KR20190127250A (ko) * 2018-05-04 2019-11-13 주식회사 실리콘웍스 스텝업 컨버터
CN108923632B (zh) 2018-08-29 2020-03-24 阳光电源股份有限公司 一种多电平boost装置
US11228256B2 (en) * 2019-11-19 2022-01-18 Infineon Technologies Ag Multilevel power converter and control method
CN111277131A (zh) 2020-03-27 2020-06-12 宁波锦浪新能源科技股份有限公司 一种升压功率变换电路及其控制方法
CN112953202B (zh) * 2021-03-03 2023-10-20 华为数字能源技术有限公司 电压转换电路及供电系统

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106230253A (zh) * 2016-09-09 2016-12-14 华为技术有限公司 升压功率变换电路和控制方法
US10734898B1 (en) * 2017-06-27 2020-08-04 Maxim Integrated Products, Inc. Multi-level switching power converters including bypass transistors and associated methods
CN108258899A (zh) * 2017-12-29 2018-07-06 华为技术有限公司 一种升压功率变换电路
US10050515B1 (en) * 2017-12-29 2018-08-14 Texas Instruments Incorporated Voltage control of flying capacitor in adaptive multilevel converters
CN110401344A (zh) * 2018-04-25 2019-11-01 株洲中车时代电气股份有限公司 一种飞跨电容充电装置及飞跨电容三电平斩波电路
CN109004832A (zh) * 2018-08-03 2018-12-14 广东工业大学 五级单相降压型dc/dc转换器及五级两相降压转换器
CN110429815A (zh) * 2019-07-19 2019-11-08 华为技术有限公司 升压电路以及升压电路的控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
US11757287B2 (en) 2023-09-12
US20220285947A1 (en) 2022-09-08
CN112953202A (zh) 2021-06-11
EP4054065A1 (en) 2022-09-07
EP4054065B1 (en) 2023-10-04
WO2022184132A1 (zh) 2022-09-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Chen et al. A cascaded high step-up DC–DC converter with single switch for microsource applications
Hu et al. A review of power decoupling techniques for microinverters with three different decoupling capacitor locations in PV systems
Rosas-Caro et al. A DC–DC multilevel boost converter
Andrade et al. High step-up PV module integrated converter for PV energy harvest in FREEDM systems
US11289906B2 (en) Multi-port converter structure for DC/DC power conversion
CN110677060A (zh) 功率变换系统及其中直流母线电容的预充电方法
WO2018023695A1 (en) High-efficiency switched-capacitor power supplies and methods
CN112953202B (zh) 电压转换电路及供电系统
WO2011089483A1 (en) Dc to dc power converter
US11233452B2 (en) Microgrid power supply system DC-DC converter and controlling method
Alcazar et al. High voltage gain boost converter based on three-state switching cell and voltage multipliers
Shen et al. Dual-input isolated converter with dual-charge-pump cell for high step-up voltage ratio achievement
US20120091979A1 (en) High gain dc transformer
Somiruwan et al. High-step-up boost converter based on coupled inductor, voltage lift and clamp cells
Sheeja et al. Interleaved high gain bidirectional DC-DC converter for grid integrated solar PV fed telecommunication BTS load
Arun et al. Review and performance analysis of high step-up DC/DC converters for photovoltaic application
Hu et al. A ripple-free input current interleaved converter with dual coupled inductors for high step-up applications
RU2677629C1 (ru) Энергопреобразующая аппаратура для систем электропитания постоянного тока аэрокосмических аппаратов
Balasubramanian et al. Alleviate the voltage gain of high step-up DC to DC converter using quasi active switched inductor structure for renewable energy
Gray et al. The current shaping modular multilevel DC/DC converter with current doubling
Ambagahawaththa et al. Family of boost converters based on switched coupled inductor and voltage lifter cell
Hasani et al. Bidirectional DC-DC Converter with Extended Voltage Conversion Ratio for Energy Storage Applications
Ashitha et al. Analysis and design of non-isolated SEPIC based buck-boost converter suitable for LVDC systems
Hutchens Design and control of charge-pumped reboost converter for pv applications
Gandomkar et al. Inductive-boost switched-capacitor DC/DC converter for maximum power point tracking photovoltaic systems

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
TA01 Transfer of patent application right

Effective date of registration: 20211104

Address after: 518043 No. 01, 39th floor, building a, antuoshan headquarters building, No. 33, antuoshan Sixth Road, Xiang'an community, Xiangmihu street, Futian District, Shenzhen, Guangdong Province

Applicant after: Huawei Digital Energy Technology Co.,Ltd.

Address before: 518129 Bantian HUAWEI headquarters office building, Longgang District, Guangdong, Shenzhen

Applicant before: HUAWEI TECHNOLOGIES Co.,Ltd.

TA01 Transfer of patent application right
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant