CN108258899A - 一种升压功率变换电路 - Google Patents

一种升压功率变换电路 Download PDF

Info

Publication number
CN108258899A
CN108258899A CN201711482027.9A CN201711482027A CN108258899A CN 108258899 A CN108258899 A CN 108258899A CN 201711482027 A CN201711482027 A CN 201711482027A CN 108258899 A CN108258899 A CN 108258899A
Authority
CN
China
Prior art keywords
conducting device
way conducting
voltage
switch module
translation circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201711482027.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108258899B (zh
Inventor
於波
占金祥
李培永
傅电波
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Digital Power Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Priority to CN201711482027.9A priority Critical patent/CN108258899B/zh
Publication of CN108258899A publication Critical patent/CN108258899A/zh
Priority to EP18893950.8A priority patent/EP3719983B8/en
Priority to PCT/CN2018/123768 priority patent/WO2019129027A1/zh
Priority to US16/913,219 priority patent/US11025163B2/en
Application granted granted Critical
Publication of CN108258899B publication Critical patent/CN108258899B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H02M1/342—Active non-dissipative snubbers
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一种升压功率变换电路，其包括第一开关模块、第二开关模块、第一单向导通器件、第二单向导通器件、飞跨电容、第三单向导通器件、第三开关模块和第四单向导通器件。第一开关模块、第二开关模块与电源、电感串联形成回路；第一单向导通器件、第二单向导通器件与母线、电感、电源串联形成回路。第一单向导通器件的反向截止端与上下母线电容中点之间连接飞跨电容和第三单向导通器件。第三开关模块连接在飞跨电容负端与第一开关模块和第二开关模块的中点之间。第四单向导通器件连接在第一单向导通器件和第二单向导通器件的串联支路两端。第三单向导通器件用于将第二开关模块的电压应力箝位至下母线电压，从而避免半导体器件过压击穿的问题。

Description

一种升压功率变换电路
技术领域
本申请涉及电路技术领域，尤其涉及一种升压功率变换电路。
背景技术
boost电路泛指升压电路，即通过该电路实现输入一个电压，输出一个更高的电压， 进而实现功率变换，一般将能够实现输入大于或等于三个电平的称之为多电平boost电路。 多电平boost电路在相同的输入条件下，可以通过降低功率器件的电压应力，用较小耐压 等级的器件实现较高等级的电压输出。与传统两电平boost电路相比，多电平boost电路 能够实现中压大功率输出。
图1为一种常用的三电平飞跨电容boost电路，在该电路初始上电时，由于飞跨电容 的电压为0，所以T2将承受整个输入电压Vin，一般多电平boost电路中的各开关管耐压均按0.5母线电压(Vbus)选取，当Vin>0.5Vbus，T2可能过压(即超过0.5Vbus)击穿。当存 在多路boost输出侧并联(由多路多电平boost电路并联组成)同一母线时，若其他路已 上电，那么母线上会建立电压，若存在某路多电平boost电路还未上电，那么该路多电平 boost电路的飞跨电容电压和母线的输入电压均为0，此时D4则将承受整个母线电压Vbus， 这种情况下可能导致D4过压击穿。
发明内容
本申请提供了一种升压功率变换电路，能够解决现有技术中升压功率变换电路中半导 体器件过压击穿的问题。
本申请第一方面提供一种升压功率变换电路，该升压功率变换电路主要包括电源、电 感、第一开关模块、第二开关模块、第一单向导通器件、第二单向导通器件、飞跨电容和 母线电容，其特征在于，所述升压功率变换电路包括第三单向导通器件，所述母线电容包 括上母线电容和下母线电容。
所述电源、所述电感、所述第一开关模块、所述第二开关模块依次串联形成回路，所 述第一单向导通器件、第二单向导通器件和所述母线依次串联，所述第一单向导通器件的 正向导通端电连接至所述第一开关模块的正端。
所述飞跨电容的正端电连接在所述第一单向导通器件的反向截止端与所述第二单向 导通器件的正向导通端之间，所述飞跨电容的负端电连接至所述第三单向导通器件的正向 导通端。
所述第三单向导通器件的反向截止端电连接在所述上母线电容和所述下母线电容的 公共点。
所述第三单向导通器件用于将所述第二开关模块的电压应力箝位至所述下母线电压。
与现有机制相比，本申请实施例中，由于在升压功率变换电路中增加了第三单向导通 器件，该第三单向导通器件将第二开关模块箝位至下母线电压，所以能够限制第二开关模 块的电压应力，保护第二开关模块的电压应力不会超过下母线电压。因此，在升压功率变 换电路初始上电时，能够保证第二开关模块不会因为飞跨电容的电压为0而需要承受整个 输入电压。同时在升压功率变换电路正常工作过程中，即使出现母线电压跳变的情况，也 同样能够保证第二开关模块的安全。因而有了第三单向导通器件，能够提高升压功率变换 电路中开关模块的稳定性。
在一些实施方式中，所述升压功率变换电路还包括第三开关模块，所述第三开关模块 的一端电连接至所述飞跨电容的负端，所述第三开关模块的另一端电连接至所述第一开关 模块与所述第二开关模块的公共点。
所述第三开关模块在所述升压功率变换电路正常工作之前处于关断状态，在所述升压 功率变换电路正常工作之后处于导通状态。
在所述电源未上电时，所述第三开关模块处于关断状态。当存在输出未上电但母线已 建立电压的情况时(例如所述升压功率变换电路与另一路升压功率变换电路并联至所述母 线，而其它路已上电的场景)，能够保证所述母线电压加载在所述第一单向导通器件和所 述第二单向导通器件两端。可见，在上述升压功率变换电路正常工作之前，保持所述第三 开关模块处于关断状态，不是由第二单向导通器件承受整个母线电压，而是由所述第一单 向导通器件和所述第二单向导通器件共同承受母线电压。从而避免此时第二单向导通器件 独自承受母线电压而导致过压击穿。
在一些实施方式中，由于引入了第三单向导通器件，当所述母线电压跳变时，所述飞 跨电容电压会跟随所述母线电压跳变，直至所述飞跨电容电压大于所述上母线电压，达到 稳态。另外，由于第三单向导通器件将第二开关模块的电压应力箝位至下母线电压，即使 所述母线电压跳变，本申请的第二开关模块也能保证绝对的安全。可见，由于采用本申请 实施例中的电路，便不会出现现有机制中的问题：当母线电压跳变时，由于飞跨电容来不 及跟踪，母线新增的电压会全部加到第二开关模块上，导致第二开关模块击穿。
在本申请实施例中，所述升压功率变换电路还包括上母线和下母线，当所述电源上电 时，所述升压功率变换电路中所述电源的输出电流流经所述电源正端、所述电感、所述第 一单向导通器件、所述飞跨电容、所述第三单向导通器件、所述下母线，流回所述电源负 端，以对所述飞跨电容预充电。
可见，由于增设了所述第三单向导通器件，所以电源上电后，升压功率变换电路能够 自然地对飞跨电容预充电，使得飞跨电容的电压充到母线电压的一半，从而避免在第二开 关模块发波瞬间，若飞跨电容的电压为0，第二单向导通器件因为承受全部的母线电压而 被击穿的问题。
在一些实施方式中，所述升压功率变换电路还包括第四单向导通器件，所述第四单向 导通器件的正向导通端电连接至所述第一单向导通器件的正向导通端，所述第四单向导通 器件的反向截止端电连接至所述第二单向导通器件的反向截止端。
所述第四单向导通器件的正向导通压降低于所述第一单向导通器件与所述第二单向 导通器件串联后的正向导通压降，所述第四单向导通器件的耐压大于所述母线电压。
在升压功率变换电路正常工作阶段，当所述第一开关模块和所述第二开关模块均关断 时，电感的续流电流经所述第四单向导通器件续流输入所述母线。可见，通过引入第四单 向导通器件，使得升压功率变换电路在正常工作时，当第一开关模块和第二开关模块均关 断时，电感的续流电流直接从第四单向导通器件流入母线，而不再流经第一单向导通器件 和第二单向导通器件，这样能够明显降低第一开关模块和第二开关模块均关断时，电感的 续流电流的续流损耗。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对本申请中的各实 施例或现有技术描述中所使用的附图做一简单介绍。显然，下面的附图是本申请的一些实 施例，对于本领域普通技术人员，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获 得其它的附图。
图1为现有机制中的升压功率变换电路的一种示意图；
图2为本申请实施例中升压功率变换电路的一种示意图；
图3为本申请实施例中升压功率变换电路的一种示意图；
图4a为本申请实施例中升压功率变换电路的一种示意图；
图4b为本申请实施例中升压功率变换电路的一种示意图；
图5为本申请实施例中升压功率变换电路的一种示意图；
图6a为本申请实施例中升压功率变换电路的一种示意图；
图6b为本申请实施例中升压功率变换电路的一种示意图；
图7a为本申请实施例中T1、T2的驱动信号示意图；
图7b为本申请实施例中4个开关模态对应的电流流通路径示意图；
图8a为本申请实施例中T1、T2的驱动信号示意图；
图8b为本申请实施例中4个开关模态对应的电流流通路径示意图；
图9a为本申请实施例中T1、T2的驱动信号示意图；
图9b为本申请实施例中4个开关模态对应的电流流通路径示意图；
图10a为本申请实施例中T1、T2的驱动信号示意图；
图10b为本申请实施例中4个开关模态对应的电流流通路径示意图；
图11为本申请实施例中升压功率变换电路的一种示意图。
具体实施方式
本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适 当情况下可以互换，以便这里描述的实施例能够以除了在这里图示或描述的内容以外的 顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他 的包含，例如，包含了一系列步骤或模块的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清 楚地列出的那些步骤或模块，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产 品或设备固有的其它步骤或模块，本申请中所出现的模块的划分，仅仅是一种逻辑上的 划分，实际应用中实现时可以有另外的划分方式，例如多个模块可以结合成或集成在另 一个系统中，或一些特征可以忽略，或不执行，另外，所显示的或讨论的相互之间的耦 合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，模块之间的间接耦合或通信连接可以是 电性或其他类似的形式，本申请中均不作限定。并且，作为分离部件说明的模块或子模 块可以是也可以不是物理上的分离，可以是也可以不是物理模块，或者可以分布到多个 电路模块中，可以根据实际的需要选择其中的部分或全部模块来实现本申请方案的目 的。
本申请供了一种升压功率变换电路，其可单独部署，也可以与其他升压功率变换电 路并联。
为解决上述技术问题，本申请主要提供以下技术方案：
通过在图1的基础上增加开关S，能够解决输入未上电但母线已建立电压时D4承受整 个母线电压的问题，保证了各器件不会出现过压。通过增加二极管D6，能将T2的电压应力限制在下母线电压上，T2没有任何过压击穿的风险，即使母线电压发生快速波动，如 跳变时，飞跨电容电压也会迅速跟踪跳变的母线电压。
另外，还增加二极管D5，当T1、T2均关断时，电感的续流电流通过D5续流，不再通过D3、D4串联续流，从而降低续流时的二极管损耗以及提高系统工作效率。
参照图2，以下介绍本申请提供的一种升压功率变换电路，本申请实施例中的单向导 通器件可以包括二极管、控制器、采样电路、检测电路、保护电路等，也可以是单独部 署的二极管，具体本申请实施例不作限定，均以二极管为例。开关模块可以是二极管并 联半导体开关或者直接为逆导型开关管，半导体开关可选择金属氧化物半导体场效应管 (英文全称；metal-oxide-semiconductor field effect transistor，英文简称：MOSFET) 或绝缘栅双极型晶体管(英文全称：insulated gate bipolar translator，英文简称： IGBT)，逆导型开关管可选择MOSFET或逆导型IGBT，具体本申请实施例不作限定，以半 导体开关为例。
本申请实施例中的升压功率变换电路主要包括：
电源Vin、电感L、第一开关模块T1、第二开关模块T2、第一单向导通器件D3、第二 单向导通器件D4、飞跨电容Cfly、母线电容和第三单向导通器件D6，所述母线电容包括上 母线电容Cfly+和下母线电容Cfly-。其中，所述电源、所述电感、所述第一开关模块、所述 第二开关模块依次串联形成回路，所述第一单向导通器件、第二单向导通器件和所述母线 依次串联，所述第一单向导通器件的正向导通端电连接至所述第一开关模块的正端。
所述飞跨电容的正端电连接在所述第一单向导通器件的反向截止端与所述第二单向 导通器件的正向导通端之间，所述飞跨电容的负端电连接至所述第三单向导通器件的正向 导通端。
所述第三单向导通器件的反向截止端电连接在所述上母线电容和所述下母线电容的 连接点，如图2所示，D6的阴极连接在上母线电容Cbus+和下母线电容Cbus-之间。
所述第三单向导通器件用于将所述第二开关模块的电压应力箝位至所述下母线电压。
本申请实施例中，由于在升压功率变换电路中增加了第三单向导通器件，通过该第三 单向导通器件将第二开关模块箝位至下母线电压，所以能够限制第二开关模块的电压应 力，保护第二开关模块的电压应力不会超过下母线电压。因此，在升压功率变换电路初始 上电时，能保证第二开关模块不会因为飞跨电容的电压为0而需要承受整个输入电压。而 且在升压功率变换电路正常工作过程中，即使出现母线电压跳变的情况，也同样能够保证 第二开关模块的安全。因而有了第三单向导通器件，能够提高升压功率变换电路中开关模 块的安全性。
可选的，在本申请的一些实施例中，若存在输入未上电但母线已建立电压的情况，例 如所述升压功率变换电路与其它路升压功率变换电路并联至所述母线，即该路升压功率变 换电路为多路升压功率变换电路中的一路。多路升压功率变换电路中可能会同时存在已上 电和未上电的升压功率变换电路。那么，对于已上电的升压功率变换电路而言，由于其已 上电，那么母线必然已建立电压。相应的，对于那些还未上电的升压功率变换电路而言， 此时自身未上电，但其所并联的母线已建立电压。若该未上电的升压功率变换电路中的第 二单向导通器件的耐压小于母线电压，该第二单向导通器件将会承受整个母线电压，可能 会导致该第二单向导通器件发生过压击穿。
为避免这种输入未上电但母线已建立电压的场景下第二单向导通器件的过压击穿问 题，本申请实施例还可以对图2所示的电路进行改进，例如在图2所示的电路中增加一个 第三开关模块。所述第三开关模块的一端电连接至所述飞跨电容的负端，所述第三开关模 块的另一端电连接至所述第一开关模块与所述第二开关模块的公共点，改进后的电路图如 图3所示，具体也可以在图3的基础上进行基础变形，本申请不作限定。
所述第三开关模块在所述升压功率变换电路正常工作之前处于关断状态，在所述升压 功率变换电路正常工作之后处于导通状态。
具体来说，在上述升压功率变换电路正常工作之前，保持所述第三开关模块处于关断 状态，当存在输入未上电但母线已建立电压的情况时，能够保证所述母线电压加载在所述 第一单向导通器件和所述第二单向导通器件两端，这样就可以由所述第一单向导通器件和 所述第二单向导通器件共同承受所述母线电压，从而避免此时第二单向导通器件独自承受 母线电压而导致过压击穿。
为便于理解，下面分析增设第三开关模块前后升压功率变换电路中电流流向和各器件 的电压。图4a为增设S前的电路，图4b为增设S后的电路。
图4a中，由于此时飞跨电容的电压VCfly和输入电压Vin均为0，T1相当于被D1和D3双向短路，故Vin、电感L、T1、T2、D3和飞跨电容均可以近似看成等电位(即图4a中所 示的粗线部分)。此时D4将会承受整个母线电压Vbus，若D4按照0.5Vbus来选型，D4将会过 压击穿。
而图4b中增设S，且其在图4b所示的电路上电前处于断开状态。若输入未上电，母线已建立电压，飞跨电容电压为0，由于S断开，所以此时T1不会被D1、D3双向短路， 母线电压由D3、D4共同承担。即使D4的耐压按照0.5Vbus来选取，D4也不会存在过压击穿 风险，与图4a所示的电路相比，能够避免D4因承受整个母线电压Vbus而导致过压击穿。
本申请实施例中，开关模块S可包括常开型开关和开关控制电路。其中，所述开关控 制电路用于控制常开型开关导通或关断。常开型开关可包括继电器、接触器、二极管并联 半导体开关或二极管并联逆导型开关管。半导体开关包括金属氧化物半导体场效应管或绝 缘栅双极型晶体管，逆导型开关管包括金属氧化物半导体场效应管或逆导型绝缘栅双极型 晶体管。同时，开关模块S为可选项，当存在输入未上电(即Vin＝0)时，母线已建立电压 且D4耐压小于母线电压的情况时，增加开关S，其他情况下，可以加S或不加S。
在本申请实施例中，增设了第三单向导通器件。所以，当所述电源初始上电时，在升 压功率变换电路中，所述电源的输出电流流经所述电源正端、所述电感、所述第一单向导 通器件、所述飞跨电容、所述第三单向导通器件、所述下母线，流回所述电源负端，进而实现对飞跨电容进行预充电，使得飞跨电容的电压不为0，能够充到母线电压的一半。可 避免在第二开关模块发波瞬间，由于飞跨电容的电压为0，第二单向导通器件因为承受全 部的母线电压而被击穿的问题。
可见，与现有机制相比，本申请实施例无需在初始上电时，通过引入专门的预充电电 路对飞跨电容预充电来保护第二开关模块和第二单向导通器件。本申请实施例中，一方面， 通过第三单向导通器件的箝位作用即可保证第二开关模块在初始上电时的安全。另一方 面，可通过图5所示的电流回路(即电流自电源正端、L、D3、Cfly、D6、第二母线，流回 电源负端)对飞跨电容进行预充电，使得飞跨电容自然充到母线电压的一半，从而在第二 开关模块发波瞬间保护第二单向导通器件，能够降低电路的体积和成本，提高电路的可靠 性且控制简单。
例如，图5中增设了D6。当该路输入端加输入电压Vin后，开始对母线和飞跨电容充电。充电回路有两条：
一条充电回路：电流经电源正端、电感L、二极管D5、上母线Cbus+、下母线Cbus-流回电源负端。
另一条充电回路：电流经电源正端、电感L、二极管D3、飞跨电容Cfly、二极管D6、 下母线Cbus-流回电源负端。整个回路可以近似看成是Cfly与Cbus+并联，再与Cbus-串联充电， 故充电完成后，上母线、下母线及飞跨电容的电压分别为：
由于Cbus+>>Cfly，Cbus->>Cfly，Cbus+＝Cbus-，故近似可得到：
Vbus+≈Vbus-≈VCfly＝0.5Vin，即飞跨电容、上母线和下母线均会充到输入电压Vin的一半。 由于增设D6，所以能够在输入上电时自然地对Cfly进行预充电，使得Cfly的电压Vcfly能够充 到0.5Vbus，从而使得T2闭合瞬间D4的电压Vbus-Vcfly＜＜Vbus，避免了在T2发波瞬间D4过 压击穿。
充电完成后，即可闭合S。T1、T2开始发波，系统进入正常工作状态，正常工作时S一直处于闭合状态。
由此可见，本申请实施例中提供的升压功率变换电路，上电时能够实现对飞跨电容的 预充电，无需增加专门的预充电电路，控制简单，能够有效降低系统的体积和成本以及提 高电路的可靠性。
可选的，在本申请的一些实施例中，若母线电压跳变，例如升压功率变换电路的输出 侧接逆变器负载，且逆变器连接到电网的场景，当电网电压跳变，如高穿时，电网的电流会迅速反灌到直流母线上，导致母线电压Vbus迅速上升(即母线电压发生跳变)。在现有机制中，如图1所示，如果所述飞跨电容电压来不及跟踪所述母线电压跳变，仍保持不变的话，第二开关模块T2的电压应力(即Vbus-VCfly)会高于0.5Vbus，若第二开关模块T2的耐 压按0.5Vbus选取，最终第二开关模块T2可能过压击穿。
本申请中由于采用了第三单向导通器件D6(如图3所示的电路)，即使所述母线电压 跳变，在暂态过程中，由于D6导通，也能保证第二开关模块T2绝对安全。另外，由于在 升压功率变换电路暂态过程中，飞跨电容只有充电回路，所以能够对飞跨电容进行快速充电，所以当所述母线电压跳变时，所述飞跨电容电压会跟随所述母线电压跳变，直至所述飞跨电容电压大于所述母线电压，从暂态达到另一个稳态，进而使得整个电路快速的进入新的稳定工作状态。
可见，由于采用本申请实施例中的电路，便不会出现现有机制中的问题：当母线电压 跳变时，由于飞跨电容来不及跟踪，母线新增的电压会全部加到第二开关模块T2上所导致第二开关模块T2击穿的问题。
举例来说，如图8b、图10b所示，当母线突升时，会出现VCfly<Vbus+，电路会进入VCfly<Vbus+这个暂态过程。从图8b、图10b中的各开关模态下的电流流通路径可知，由于二极管D6的存在，可保证T2管的电压应力被限制在了下母线电压Vbus-上，故而能够保证在母线电压跳变时，T2管也绝对安全，不会存在过压风险。同时，由于飞跨电容只有充电回路，没有 放电回路，即使没有通过控制T1、T2占空比来控制飞跨电容电压的控制环节的作用，VCfly也会迅速上升以跟踪Vbus+，直到VCfly超过Vbus+达到新的稳态为止。
可选的，在本申请的一些实施例中，基于图1所示的电路，分析可知，在该电路正常工作时，若Vin>0.5Vbus时(即占空比D<0.5)，在T1、T2均关断状态时，此时电感电流通过 D3、D4串联流入母线。由于续流电流同时流经了D3、D4，所以增加了续流电流的损耗。 尤其当输入电压Vin较高时，占空比D较小，续流时间会随之增加，在D3、D4上的损耗也 会随之增加。为降低续流电流的损耗，如图4a-图6b中任一所示的电路，所述升压功率变 换电路还可包括第四单向导通器件D5，所述第四单向导通器件的正向导通端电连接至所述 第一单向导通器件的正向导通端，所述第四单向导通器件的反向截止端电连接至所述第二 单向导通器件的反向截止端。
所述第四单向导通器件的正向导通压降低于所述第一单向导通器件与所述第二单向 导通器件串联后的正向导通压降，所述第四单向导通器件的耐压大于所述母线电压(即上 母线电压和下母线电压之和)。一些实施方式中，当所述第一开关模块和所述第二开关模 块均关断时，所述电感的续流电流经所述第四单向导通器件续流输入所述母线。可见，由 于增设第四单向导通器件，当第一开关模块和第二开关模块均处于关断状态时，该电感的 续流电流仅流经第四单向导通器件，而不流经第一单向导通器件、第二单向导通器件，这 样能够明显降低该续流电流的损耗，进而提高系统工作效率。
下面以D<0.5，VCfly>Vbus+时，T1、T2均为关断状态为例。例如图7b中的开关模态d所示，D5接在D3、D4的串联支路两端，D5的耐压大于母线电压，同时保证D5导通压降小 于D3、D4串联的导通压降。当T1、T2均关断时，由于D5导通压降小于D3、D4串联的导 通压降，所以电感L的续流电流不再通过D3、D4串联续流，而是直接经过D5。由此可见， 通过设置D5，能够保证电感电流经D5续流进入母线，不经过D3、D4，故而降低了续流时 二极管损耗，解决电感L的续流电流输入母线过程中的损耗问题，也提高了系统的工作效 率。
基于本申请实施例所提供的升压变换电路，根据输入电压与母线电压的比较，飞跨电 容电压与上母线电压Vbus+的比较，共有4种不同的工作状态：
当Vin>0.5Vbus时，占空比D<0.5，VCfly>Vbus+；
当Vin>0.5Vbus时，占空比D<0.5，VCfly<Vbus+；
当Vin<0.5Vbus时，占空比D>0.5，VCfly>Vbus+；
当Vin<0.5Vbus时，占空比D>0.5，VCfly<Vbus+。
下面对本申请实施例中的升压功率变换电路正常工作的情况分别进行具体分析。
一、D<0.5，VCfly>Vbus+时
占空比D<0.5，当VCfly>Vbus+时，T1、T2驱动信号及电感电流波形示意图如图7a所示，T为开关周期，T1、T2驱动信号相差180度相角。在图7a的基础上，图5所示的升压变 换电路包括如图7b所示的开关模态a、开关模态b、开关模态c和开关模态d。图7b中分 别呈现了开关模态a、开关模态b、开关模态c和开关模态d的电流流通路径示意图。下 面分别进行具体介绍：
(1)开关模态a：
T1开通，T2关断。电流经电源正端、L、T1、S、Cfly、D4、上下母线Cbus+和Cbus-流入电 源负端，D3、D5、D6处于截止状态。
(2)开关模态b、d：
这两个开关模态完全相同，在同一个周期出现两次。T1、T2均处于关断状态，由于选 型时保证D5导通压降小于D3、D4串联的导通压降，故电感电流经D5续流进入母线，而 不是经D3、D4。
(3)开关模态c：
T2开通，T1关断。电流经电源正端、L、D3、Cfly、S、T2流入电源负端，电感两端电 压为Vin-VCfly，D4、D5、D6处于截止状态。
根据电感两端电压伏秒守恒原理，即一个工作周期内，电感两端电压与时间的乘机为 0，可得：
(Vin-Vbus+VCfly)·DT+(Vin-Vbus)·(1-2D)T+(Vin-VCfly)·DT＝0
化简可得通过控制T1、T2的占空比即可控制输出电压Vbus。
通过上面分析，我们可以看到，当T1、T2均关断时，由于D5管的存在，电感电流不再是通过D3、D4串联续流，而是直接经过D5，由于D5导通压降小于D3、D4串联的导通 压降，故而降低了续流时二极管损耗，提高了系统的工作效率。
当输入电压较高时，占空比D较小，一个周期中续流占比(1-2D)增大，此时损耗将会 降低更多。
二、D<0.5，VCfly<Vbus+时
占空比D<0.5，VCfly<Vbus+时，T1、T2驱动信号及电感电流波形示意图如图8a所示。在图8a的基础上，图5所示的升压变换电路中包括如图8b所示的开关模态a、开关模态b、 开关模态c和开关模态d。图8b中分别呈现了开关模态a、开关模态b、开关模态c和开 关模态d的电流流通路径示意图。下面分别进行具体介绍
(1)开关模态a：
T1开通，T2关断。电流经电源正端、L、T1、S、D6、下母线Cbus-流入电源负端。由于VCfly<Vbus+，此时电流不再流经Cfly和D4，飞跨电容电压保持不变。
(2)开关模态b、d：
这两个开关模态完全相同，在同一个周期出现两次。T1、T2均处于关断状态，电流经 电源正端、L、D3、Cfly、D6、下母线Cbus-流入电源负端。由于VCfly<Vbus+，此时电流不再经 D5续流，D4、D5处于截止状态。
(3)开关模态c：
T2开通，T1关断。电流经电源正端、L、D3、Cfly、S、T2流入电源负端，电感两端电 压为Vin-VCfly，D4、D5、D6处于截止状态。
通过各模态的电流流通路径可以看到，开关模态a飞跨电容电压保持不变，而b、c、d均对飞跨电容充电，也即飞跨电容只有充电回路没有放电回路，显然飞跨电容电压会不断上升，直到VCfly超过Vbus+达到新的稳定状态为止。故而D<0.5，母线跳变时出现的VCfly<Vbus+不是一个稳定状态，而是一个暂态过程。尽管如此，该状态却对应着本拓扑的一个非常重 要的优点。
现有拓扑中，当母线电压跳变时，仅根据占空比来控制母线电压，飞跨电容来不及跟 踪跳变的母线电压，最终母线上新增的电压会全部加到T2上，当T2按0.5Vbus电压应力选取时，母线上新增的电压可能导致T2击穿。
但是在图5所示的电路拓扑下，当母线电压跳变时，即Vbus+、Vbus-跳变时，会出现VCfly<Vbus+，电路会进入这个暂态过程。从图8b各开关状态下的电流流通路径可以看到，由于二极管D6的存在，T2管电压应力被限制在了下母线电压Vbus-上，故而T2管绝对安全， 不存在过压风险。同时，由于飞跨电容只有充电回路，没有放电回路，即使没有现有机制 通过占空比去控制飞跨电容电压的控制环节，VCfly也会迅速上升，进而快速的跟踪Vbus+，直 到VCfly超过Vbus+达到新的稳定状态为止。
三、D>0.5，VCfly>Vbus+时
占空比D>0.5，VCfly>Vbus+时，T1、T2驱动信号及电感电流波形示意图如图9a所示。在图9a的基础上，图5所示的升压变换电路包括如图9b所示的开关模态a、开关模态b、 开关模态c和开关模态d。图9b中分别呈现了开关模态a、开关模态b、开关模态c和开 关模态d的电流流通路径示意图。下面分别进行具体介绍：
(1)开关模态a、c：
T1、T2均处于开通状态。电流经电源正端、L、T1、T2流入电源负端，D3、D4、D5、 D6均处于截止状态，电感电流线性上升。
(2)开关模态b：
T1开通，T2关断，电流经电源正端、L、T1、S、Cfly、D4、上母线Cbus+、下母线Cbus-流 入电源负端，D3、D5、D6处于截止状态。
(3)开关模态d：
T2开通，T1关断。电流经电源正端、L、D3、Cfly、S、T2流入电源负端，电感两端电 压为Vin-VCfly，D4、D5、D6处于截止状态。
根据电感两端电压伏秒守恒原理，可得：
Vin·(2D-1)T+(Vin-Vbus+VCfly)·(1-D)T+(Vin-VCfly)·(1-D)T＝0
化简可得通过控制T1、T2的占空比即可控制输出电压。
四、D>0.5，VCfly<Vbus+时
占空比D>0.5，VCfly<Vbus+时，T1、T2驱动信号及电感电流波形示意图如图10a所示。在图10a的基础上，图5所示的升压变换电路包括如图10b所示的开关模态a、开关模态 b、开关模态c和开关模态d。
(1)开关模态a、c：
T1、T2均处于开通状态。电流经电源正端、L、T1、T2流入电源负端，D3、D4、D5、 D6均处于截止状态，电感电流线性上升。
(2)开关模态b：
T1开通，T2关断。电流经电源正端、L、T1、S、D6、下母线Cbus-流入电源负端。由于VCfly<Vbus+，此时电流不再流经Cfly和D4，飞跨电容电压保持不变。
(3)开关模态d：
T2开通，T1关断。电流经电源正端、L、D3、Cfly、S、T2流入电源负端，电感两端电 压为Vin-VCfly，D4、D5、D6处于截止状态。
通过各模态的电流流通路径可以看到，模态a、b、c飞跨电容电压保持不变，而d对飞跨电容充电，也即飞跨电容只有充电回路没有放电回路，飞跨电容电压会不断上升，直到VCfly超过Vbus+为止。故而D>0.5，VCfly<Vbus+也不是一个稳定状态，而是一个暂态过程。
同样，当母线电压跳变即Vbus+、Vbus-跳变时，会出现VCfly<Vbus+，电路会进入这个暂态过 程。从图10b所示的各开关状态下的电流流通路径可知，由于二极管D6的存在，T2管电压应力被限制在了下母线电压Vbus-上，故而T2管绝对安全，不存在过压风险。同时，由于 飞跨电容只有充电回路，没有放电回路，就算没有控制环节的作用，VCfly也会迅速上升来 跟踪Vbus+，直到VCfly超过Vbus+达到新的稳定状态为止。
上面我们按D>0.5、D<0.5、VCfly>Vbus+、VCfly<Vbus+分析了本拓扑的四种工作状态，其中 D<0.5，VCfly>Vbus+和D>0.5，VCfly>Vbus+是两种稳定的工作状态，而其余两种是暂态过程。
由图7a至图10b所对应的实施例的分析可知，由于D6的存在，不管哪种工作状态下， T2均绝对安全，不存在过压风险，保证了系统的安全稳定运行。另外，当T1、T2均关断时，由于D5的存在，电感电流续流时损耗较小，提高了系统工作效率。
可选的，在本申请的一些实施例中，图11为本发明提供的升压变换电路的另一种连 接方式。电感连接在输入电源的负端，二极管D3、D5的阴极与电感连接，D6的阳极连接到上母线电容和下母线电容的公共点。与图2-图6b相比，这里仅仅是连接方式发生了改变，其工作原理仍然完全相同，具体的电路分析可参考针对图2至图10b任意对应的实施 例的介绍，此处不作赘述。
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统，装置和模块的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
以上对本申请所提供的技术方案进行了详细介绍，本申请中应用了具体个例对本申 请的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的方法及 其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本申请的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本申请的限制。

Claims (8)

1.一种升压功率变换电路，所述升压功率变换电路包括电源、电感、第一开关模块、第二开关模块、第一单向导通器件、第二单向导通器件、飞跨电容和母线电容，其特征在于，所述升压功率变换电路包括第三单向导通器件，所述母线电容包括上母线电容和下母线电容；
所述电源、所述电感、所述第一开关模块、所述第二开关模块依次串联形成回路，所述第一单向导通器件、第二单向导通器件和所述母线依次串联，所述第一单向导通器件的正向导通端电连接至所述第一开关模块的正端；
所述飞跨电容的正端电连接在所述第一单向导通器件的反向截止端与所述第二单向导通器件的正向导通端之间，所述飞跨电容的负端电连接至所述第三单向导通器件的正向导通端；
所述第三单向导通器件的反向截止端电连接在所述上母线电容和所述下母线电容的连接点；
所述第三单向导通器件用于将所述第二开关模块的电压应力箝位至所述下母线电压。
2.根据权利要求1所述的升压功率变换电路，其特征在于，所述升压功率变换电路还包括第三开关模块，所述第三开关模块的一端电连接至所述飞跨电容的负端，所述第三开关模块的另一端电连接至所述第一开关模块和所述第二开关模块的公共点。
3.根据权利要求2所述的升压功率变换电路，其特征在于，所述第三开关模块在所述升压功率变换电路正常工作之前处于关断状态，在所述升压功率变换电路正常工作之后处于导通状态。
4.根据权利要求3所述的升压功率变换电路，其特征在于，在所述电源未上电、所述母线已建立电压且所述第二单向导通器件的电压应力小于母线电压时，所述第三开关模块处于关断状态，所述母线电压加载在所述第一单向导通器件和所述第二单向导通器件两端，所述母线电压是指上母线电压与下母线电压之和。
5.根据权利要求4所述的升压功率变换电路，其特征在于，在所述升压功率变换电路正常工作时，若所述母线电压跳变，所述飞跨电容电压跟随所述母线电压跳变。
6.根据权利要求2-5中任一项所述的升压功率变换电路，其特征在于，所述升压功率变换电路还包括上母线和下母线，当所述电源上电时，所述升压功率变换电路中所述电源的输出电流流经所述电源正端、所述电感、所述第一单向导通器件、所述飞跨电容、所述第三单向导通器件、所述下母线，流回所述电源负端，以对所述飞跨电容预充电。
7.根据权利要求1-6中任一项所述的升压功率变换电路，其特征在于，所述升压功率变换电路还包括第四单向导通器件，所述第四单向导通器件的正向导通端电连接至所述第一单向导通器件的正向导通端，所述第四单向导通器件的反向截止端电连接至所述第二单向导通器件的反向截止端；
所述第四单向导通器件的正向导通压降低于所述第一单向导通器件与所述第二单向导通器件串联后的正向导通压降，所述第四单向导通器件的耐压大于所述母线电压。
8.根据权利要求7所述的升压功率变换电路，其特征在于，在所述升压功率变换电路正常工作阶段，当所述第一开关模块和所述第二开关模块均关断时，所述电感的续流电流经所述第四单向导通器件续流输入所述母线。
CN201711482027.9A 2017-12-29 2017-12-29 一种升压功率变换电路 Active CN108258899B (zh)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201711482027.9A CN108258899B (zh) 2017-12-29 2017-12-29 一种升压功率变换电路
EP18893950.8A EP3719983B8 (en) 2017-12-29 2018-12-26 Boost power conversion circuit
PCT/CN2018/123768 WO2019129027A1 (zh) 2017-12-29 2018-12-26 一种升压功率变换电路
US16/913,219 US11025163B2 (en) 2017-12-29 2020-06-26 Boost power conversion circuit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201711482027.9A CN108258899B (zh) 2017-12-29 2017-12-29 一种升压功率变换电路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108258899A true CN108258899A (zh) 2018-07-06
CN108258899B CN108258899B (zh) 2021-06-15

Family

ID=62725414

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201711482027.9A Active CN108258899B (zh) 2017-12-29 2017-12-29 一种升压功率变换电路

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11025163B2 (zh)
EP (1) EP3719983B8 (zh)
CN (1) CN108258899B (zh)
WO (1) WO2019129027A1 (zh)

Cited By (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108900078A (zh) * 2018-08-03 2018-11-27 阳光电源股份有限公司 一种飞跨电容型三电平变换器及其控制方法
CN109039061A (zh) * 2018-08-29 2018-12-18 阳光电源股份有限公司 一种多电平boost装置
CN109474195A (zh) * 2018-11-28 2019-03-15 阳光电源股份有限公司 钳位电容电压控制方法、控制装置以及多电平逆变器
CN109756115A (zh) * 2018-12-21 2019-05-14 华为数字技术（苏州）有限公司 一种升压功率变换电路、方法、逆变器、装置及系统
WO2019129027A1 (zh) * 2017-12-29 2019-07-04 华为技术有限公司 一种升压功率变换电路
CN110165888A (zh) * 2019-06-11 2019-08-23 阳光电源股份有限公司 三电平Boost电路、多路输出并联系统
CN110649810A (zh) * 2019-08-15 2020-01-03 华为技术有限公司 一种直流-直流变换电路
CN110707911A (zh) * 2019-10-16 2020-01-17 科华恒盛股份有限公司 一种升压电路及其控制方法
CN110896278A (zh) * 2019-12-06 2020-03-20 阳光电源股份有限公司 电容钳位型直流变换电路及其控制方法
CN111181396A (zh) * 2019-09-11 2020-05-19 阳光电源股份有限公司 一种悬浮电容型多电平桥式电路及其控制方法
CN111293880A (zh) * 2020-03-04 2020-06-16 深圳科士达科技股份有限公司 一种直流功率变换电路
CN111371323A (zh) * 2020-04-03 2020-07-03 宁波锦浪新能源科技股份有限公司 一种boost升压功率变换电路及其控制方法
CN111566918A (zh) * 2018-01-05 2020-08-21 华为技术有限公司 多电平升压转换器
CN111800011A (zh) * 2019-04-04 2020-10-20 富士电机株式会社 功率转换装置及电源装置
CN112953202A (zh) * 2021-03-03 2021-06-11 华为技术有限公司 电压转换电路及供电系统
WO2021115032A1 (zh) * 2019-12-13 2021-06-17 科华恒盛股份有限公司 一种多电平升压电路及其装置和系统
CN113765380A (zh) * 2020-06-05 2021-12-07 台达电子工业股份有限公司 升压电路
CN113972836A (zh) * 2020-07-22 2022-01-25 华为数字能源技术有限公司 一种三电平升压变换器及控制方法
CN114172367A (zh) * 2022-02-11 2022-03-11 浙江日风电气股份有限公司 一种两电平升压电路及其控制方法
CN114640252A (zh) * 2022-03-24 2022-06-17 苏州罗约科技有限公司 一种混合三电平飞跨电容升压电路
US20230077529A1 (en) * 2021-09-10 2023-03-16 Egalax_Empia Technology Inc. Voltage doubler switched capacitor circuit capable of detecting short circuit of flying capacitor and detection method thereof
CN115842537A (zh) * 2023-02-20 2023-03-24 杭州铂科电子有限公司 一种开关器件串联均压电路

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113992012B (zh) * 2021-11-30 2023-08-15 阳光电源股份有限公司 一种悬浮电容型Boost电路、逆变器及并网发电系统
CN116155099A (zh) * 2023-02-23 2023-05-23 上能电气股份有限公司 升压电路结构、逆变装置及光伏发电系统
CN116388560B (zh) * 2023-06-01 2023-08-11 深圳市恒运昌真空技术有限公司 一种高增益双向变换器

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5956243A (en) * 1998-08-12 1999-09-21 Lucent Technologies, Inc. Three-level boost rectifier with voltage doubling switch
CN106230253A (zh) * 2016-09-09 2016-12-14 华为技术有限公司 升压功率变换电路和控制方法
CN107070215A (zh) * 2017-04-12 2017-08-18 特变电工西安电气科技有限公司 一种三电平boost共地系统及其控制方法

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE112010005212B4 (de) * 2010-02-01 2019-06-19 Mitsubishi Electric Corp. Dc/dc-spannungswandlervorrichtung
CN108258899B (zh) * 2017-12-29 2021-06-15 华为技术有限公司 一种升压功率变换电路
US10554128B2 (en) * 2018-01-05 2020-02-04 Futurewei Technologies, Inc. Multi-level boost converter

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5956243A (en) * 1998-08-12 1999-09-21 Lucent Technologies, Inc. Three-level boost rectifier with voltage doubling switch
CN106230253A (zh) * 2016-09-09 2016-12-14 华为技术有限公司 升压功率变换电路和控制方法
CN107070215A (zh) * 2017-04-12 2017-08-18 特变电工西安电气科技有限公司 一种三电平boost共地系统及其控制方法

Cited By (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019129027A1 (zh) * 2017-12-29 2019-07-04 华为技术有限公司 一种升压功率变换电路
US11025163B2 (en) 2017-12-29 2021-06-01 Huawei Technologies Co., Ltd. Boost power conversion circuit
CN111566918A (zh) * 2018-01-05 2020-08-21 华为技术有限公司 多电平升压转换器
CN108900078A (zh) * 2018-08-03 2018-11-27 阳光电源股份有限公司 一种飞跨电容型三电平变换器及其控制方法
EP3618253A1 (en) * 2018-08-29 2020-03-04 Sungrow Power Supply Co., Ltd. Multilevel dc/dc boost converter with flying capacitor(s)
CN109039061A (zh) * 2018-08-29 2018-12-18 阳光电源股份有限公司 一种多电平boost装置
US11283354B2 (en) 2018-08-29 2022-03-22 Sungrow Power Supply Co., Ltd. Multi-level boost apparatus
CN109474195A (zh) * 2018-11-28 2019-03-15 阳光电源股份有限公司 钳位电容电压控制方法、控制装置以及多电平逆变器
CN109756115A (zh) * 2018-12-21 2019-05-14 华为数字技术（苏州）有限公司 一种升压功率变换电路、方法、逆变器、装置及系统
US11418114B2 (en) 2018-12-21 2022-08-16 Huawei Digital Power Technologies Co., Ltd. Boost power conversion circuit, method, inverter, apparatus, and system
US12088200B2 (en) 2018-12-21 2024-09-10 Huawei Digital Power Technologies Co., Ltd. Boost power conversion circuit, method, inverter, apparatus, and system
WO2020125235A1 (zh) * 2018-12-21 2020-06-25 华为技术有限公司 一种升压功率变换电路、方法、逆变器、装置及系统
CN111800011A (zh) * 2019-04-04 2020-10-20 富士电机株式会社 功率转换装置及电源装置
CN110165888A (zh) * 2019-06-11 2019-08-23 阳光电源股份有限公司 三电平Boost电路、多路输出并联系统
CN110165888B (zh) * 2019-06-11 2024-05-14 阳光电源股份有限公司 三电平Boost电路、多路输出并联系统
US11894762B2 (en) 2019-08-15 2024-02-06 Huawei Digital Power Technologies Co., Ltd. Direct current-direct current conversion circuit
CN110649810A (zh) * 2019-08-15 2020-01-03 华为技术有限公司 一种直流-直流变换电路
CN111181396A (zh) * 2019-09-11 2020-05-19 阳光电源股份有限公司 一种悬浮电容型多电平桥式电路及其控制方法
CN111181396B (zh) * 2019-09-11 2022-04-08 阳光电源股份有限公司 一种悬浮电容型多电平桥式电路及其控制方法
CN110707911A (zh) * 2019-10-16 2020-01-17 科华恒盛股份有限公司 一种升压电路及其控制方法
CN110896278A (zh) * 2019-12-06 2020-03-20 阳光电源股份有限公司 电容钳位型直流变换电路及其控制方法
WO2021115032A1 (zh) * 2019-12-13 2021-06-17 科华恒盛股份有限公司 一种多电平升压电路及其装置和系统
CN111293880A (zh) * 2020-03-04 2020-06-16 深圳科士达科技股份有限公司 一种直流功率变换电路
CN111293880B (zh) * 2020-03-04 2023-07-04 深圳科士达新能源有限公司 一种直流功率变换电路
CN111371323A (zh) * 2020-04-03 2020-07-03 宁波锦浪新能源科技股份有限公司 一种boost升压功率变换电路及其控制方法
CN113765380A (zh) * 2020-06-05 2021-12-07 台达电子工业股份有限公司 升压电路
CN113765380B (zh) * 2020-06-05 2024-08-20 台达电子工业股份有限公司 升压电路
CN113972836B (zh) * 2020-07-22 2024-01-30 华为数字能源技术有限公司 一种三电平升压变换器及控制方法
WO2022016891A1 (zh) * 2020-07-22 2022-01-27 华为数字能源技术有限公司 一种三电平升压变换器及控制方法
CN113972836A (zh) * 2020-07-22 2022-01-25 华为数字能源技术有限公司 一种三电平升压变换器及控制方法
US11757287B2 (en) 2021-03-03 2023-09-12 Huawei Digital Power Technologies Co., Ltd. Voltage conversion circuit and power supply system
CN112953202B (zh) * 2021-03-03 2023-10-20 华为数字能源技术有限公司 电压转换电路及供电系统
CN112953202A (zh) * 2021-03-03 2021-06-11 华为技术有限公司 电压转换电路及供电系统
US11870344B2 (en) * 2021-09-10 2024-01-09 Egalax Empia Technology Inc. Voltage doubler switched capacitor circuit capable of detecting short circuit of flying capacitor and detection method thereof
US20230077529A1 (en) * 2021-09-10 2023-03-16 Egalax_Empia Technology Inc. Voltage doubler switched capacitor circuit capable of detecting short circuit of flying capacitor and detection method thereof
CN114172367A (zh) * 2022-02-11 2022-03-11 浙江日风电气股份有限公司 一种两电平升压电路及其控制方法
CN114640252A (zh) * 2022-03-24 2022-06-17 苏州罗约科技有限公司 一种混合三电平飞跨电容升压电路
CN115842537A (zh) * 2023-02-20 2023-03-24 杭州铂科电子有限公司 一种开关器件串联均压电路

Also Published As

Publication number Publication date
US20200328674A1 (en) 2020-10-15
EP3719983A1 (en) 2020-10-07
EP3719983A4 (en) 2020-12-09
CN108258899B (zh) 2021-06-15
US11025163B2 (en) 2021-06-01
EP3719983B8 (en) 2021-12-29
EP3719983B1 (en) 2021-11-24
WO2019129027A1 (zh) 2019-07-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108258899A (zh) 一种升压功率变换电路
CN109391166B (zh) 一种变换电路、控制方法和供电设备
CN109756115A (zh) 一种升压功率变换电路、方法、逆变器、装置及系统
CN105683854B (zh) 具有降低的开关损耗的升压转换器
CN110943629B (zh) 无电阻器预充电
CN103888000B (zh) 电源装置
US7830036B2 (en) Power electronic module pre-charge system and method
CN108063547B (zh) 预充电装置及变频器
CN102522911B (zh) 逆变装置及应用其的太阳能光伏并网系统
CN106936298B (zh) 一种半导体器件、控制方法以及变流器
WO2014156003A1 (ja) インバータ装置
CN109861572A (zh) 转换器电路的高效切换
CN102969893A (zh) 一种高增益升压型直流变换器
CN206698111U (zh) 一种采用开关电感和开关电容的准开关升压dc‑dc变换器
CN105917431A (zh) 用于切换直流电流的装置
CN101803168A (zh) 用于运行电子控制的逆变器的方法
WO2011095016A1 (zh) 功率开关器件串联限压电路
CN108390581A (zh) 一种用于逆变器或整流器的电桥电路
CN112865560B (zh) 一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器
CN108471235A (zh) 三电平双向dc/dc电路
CN104426406B (zh) 具有双结构的电力单元的逆变器
CN102723869A (zh) 功率变换器
CN203911753U (zh) 零电压关断交错并联式dc/dc变换器
CN108832710A (zh) 用于不间断电源的充放电平衡变换器
CN107534396B (zh) 转换器以及使用该转换器的电力转换装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20211110

Address after: 518043 No. 01, 39th floor, building a, antuoshan headquarters building, No. 33, antuoshan Sixth Road, Xiang'an community, Xiangmihu street, Futian District, Shenzhen, Guangdong Province

Patentee after: Huawei Digital Energy Technology Co., Ltd

Address before: 518129 Huawei headquarters office building, Bantian, Longgang District, Shenzhen, Guangdong

Patentee before: Huawei Technology Co., Ltd