CN110165888B - 三电平Boost电路、多路输出并联系统 - Google Patents

三电平Boost电路、多路输出并联系统 Download PDF

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Abstract

本申请公开了三电平Boost电路、多路输出并联系统，防止了开关器件过压损坏。该电路包括电容Cin、C1～C2，电感L1，开关K1～K2，二极管D1～D2、D11～D13，输出串联电容组Co；Co内部具有节点P1和P2；Cin负极接Co低电位端；Cin正极依次经L1一端、L1二端、D1阳极、D1阴极、D2阳极、D2阴极接Co高电位端；L1二端依次经K1一端、K1二端、K2一端、K2二端接Cin负极；D1阴极依次经C1、D11阳极、D11阴极、C2接Cin负极；K1二端接D11阳极；D12阴极接D2阳极，D12阳极接P2；D13阴极接P1，D13阳极接D11阴极；K1与K2交替导通。

Description

三电平Boost电路、多路输出并联系统
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，更具体地说，涉及三电平Boost电路、多路输出并联系统。
背景技术
随着电力电子变换器系统电压的上升，对相关开关器件的耐压要求也逐步提升，但因半导体工艺性能等方面的影响，高性价比器件的发展有一定的滞后性，短期内并不能满足相关耐压需求，因此如何利用较低电压等级器件以较低的成本实现高电压的电力变化成为一个研究热点，多电平技术的提出则可以较好的解决这一问题。
所述电力变化包括升压变换、降压变换、升降压变换等，本发明仅致力于在进行升压变换时防止开关器件过压损坏。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了三电平Boost电路、多路输出并联系统，以防止开关器件过压损坏。
一种三电平Boost电路，包括输入电容、电感、第一开关、第二开关、第一续流二极管、第二续流二极管、飞跨电容、平衡电容、充电二极管、钳位二极管、放电二极管和输出串联电容组，其中：
所述输出串联电容组由多个输出电容串联而成，其内部具有第一节点和第二节点，所述第一节点电位高于所述充电二极管阴极电位，所述第二续流二极管阴极与所述第二节点电位之差不超过所述第二续流二极管的耐压值；
所述输入电容并联在输入电源上；所述输入电容的负极连接到所述输出串联电容组的低电位端；所述输入电容的正极依次经过所述电感的第一端、所述电感的第二端、所述第一续流二极管的阳极、所述第一续流二极管的阴极、所述第二续流二极管的阳极、所述第二续流二极管的阴极连接到所述输出串联电容组的高电位端；
所述电感的第二端依次经过所述第一开关的第一端、所述第一开关的第二端、所述第二开关的第一端、所述第二开关的第二端连接到所述输入电容的负极；
所述第一续流二极管的阴极依次经过所述飞跨电容的一端、所述飞跨电容的另一端、所述充电二极管的阳极、所述充电二极管的阴极、所述平衡电容的一端、所述平衡电容的另一端连接到所述输入电容的负极；
所述第一开关的第二端连接到所述充电二极管的阳极；
所述钳位二极管的阴极连接到所述第二续流二极管的阳极，所述钳位二极管的阳极连接到所述第二节点；
所述放电二极管的阴极连接到所述第一节点，所述放电二极管的阳极连接到所述充电二极管的阴极；
所述飞跨电容与所述平衡电容的容值之差不超过预设值；
所述第一开关与所述第二开关交替导通。
可选的，所述输出串联电容组包括顺次串联在输出正、负极之间的第一输出电容、第二输出电容、第三输出电容和第四输出电容；所述第一输出电容、所述第二输出电容、所述第三输出电容和所述第四输出电容的容值相等；
所述第一节点为所述第一输出电容的正极或所述第二输出电容的正极，所述第二节点为所述第四输出电容的正极。
一种三电平Boost电路，包括输入电容、电感、第一开关、第二开关、第一续流二极管、第二续流二极管、飞跨电容、平衡电容、充电二极管、钳位二极管、放电二极管和输出串联电容组，其中：
所述输出串联电容组由多个输出电容串联而成，其内部具有第一节点和第二节点，所述第一节点电位低于所述充电二极管阳极电位，所述第二节点与所述第二续流二极管阳极电位之差不超过所述第二续流二极管的耐压值；
所述输入电容并联在输入电源上；所述输入电容的正极连接到所述输出串联电容组的高电位端；所述输入电容的负极依次经过所述电感的第一端、所述电感的第二端、所述第一续流二极管的阴极、所述第一续流二极管的阳极、所述第二续流二极管的阴极、所述第二续流二极管的阳极连接到所述输出串联电容组的低电位端；
所述电感的第二端依次经过所述第一开关的第一端、所述第一开关的第二端、所述第二开关的第一端、所述第二开关的第二端连接到所述输入电容的正极；
所述第一续流二极管的阳极依次经过所述飞跨电容的一端、所述飞跨电容的另一端、所述充电二极管的阴极、所述充电二极管的阳极、所述平衡电容的一端、所述平衡电容的另一端连接到所述输入电容的正极；
所述第一开关的第二端连接到所述充电二极管的阴极；
所述钳位二极管的阳极连接到所述第二续流二极管的阴极；所述钳位二极管的阴极连接到所述第二节点；
所述放电二极管的阳极连接到所述第一节点；所述放电二极管的阴极连接到所述充电二极管的阳极；
所述飞跨电容与所述平衡电容的容值之差不超过预设值；
所述第一开关与所述第二开关交替导通。
可选的，所述输出串联电容组包括顺次串联在输出负、正极之间的第一输出电容、第二输出电容、第三输出电容和第四输出电容；所述第一输出电容、所述第二输出电容、所述第三输出电容和所述第四输出电容的容值相等；
所述第一节点为所述第一输出电容的负极或所述第二输出电容的负极；
所述第二节点为所述第四输出电容的负极。
一种多路输出并联系统，其特征在于，包括：多路如上述公开的任一种三电平Boost电路；各路三电平Boost电路输入独立、输出并联。
可选的，各路三电平Boost电路都具有独立的输出串联电容组，或者至少两路三电平Boost电路共用一路输出串联电容组；
所述多路输出并联系统为每一个所述输出串联电容组分别设置一个过压保护装置；
在所述输出串联电容组所在的三电平Boost电路中，所述过压保护装置一端连接到所述输出串联电容组与所述第二续流二极管的连结点，另一端连接到所述第二节点；所述过压保护装置包括相串联的电阻和第三开关；所述第三开关按预设的开关控制策略进行动作，以使得所述连结点与所述第二节点之间电位差的绝对值不超过所述第二续流二极管的耐压值。
可选的，所述开关控制策略为：当所述电位差的绝对值＞P1时，闭合所述第三开关；当所述电位差的绝对值＜P2时，断开所述第三开关；P1、P2为预设电压值，P1>P2。
可选的，输出电压Vout建立后，若未工作的三电平Boost电路满足Vin≥2*V4，则所述未工作的三电平Boost电路的控制策略为：控制第一开关与第二开关交替导通；
其中，Vin为输入电源电压，用V1表示所述输出串联电容组与所述输入电容的连结点与所述第二节点的电位差的绝对值，V4＝Vout-V1。
可选的，输出电压Vout建立后：
若未工作的三电平Boost电路的输入电压Vin<预设的最小输入电压Vinmin，则所述未工作的三电平Boost电路不启机工作；
若未工作的三电平Boost电路满足Vinmin≤Vin<2V4，则所述未工作的三电平Boost电路的控制策略为：先保持第二开关关断，第一开关不停开通和关断，待Vc1≥V4时，控制第一开关与第二开关交替导通；
其中，Vc1为飞跨电容电压，用V1表示所述输出串联电容组与所述输入电容的连结点与所述第二节点的电位差的绝对值，V4＝Vout-V1。
可选的，输出电压Vout建立后，若未工作的三电平Boost电路由输入短路转为输入电压Vin切入但V4<Vin<预设的最小输入电压Vinmin，则所述未工作的三电平Boost电路的控制策略为：控制第一开关与第二开关交替导通
用V1表示所述输出串联电容组与所述输入电容的连结点与所述第二节点的电位差的绝对值，V4＝Vout-V1。
从上述的技术方案可以看出，三电平Boost电路输出电压未建立时，飞跨电容C1、平衡电容C2分压相等并随工作时间的累积而升高，当C1、C2电压升至Vout/2附近时，充电二极管D11反向截止，输出电压Vout建立；输出电压Vout建立后，C1跟随Vout变化，而C2电压稳定在Vout/2附近，C2仅起电压支撑作用，电流不会流入C2，只需保证C1与C2容值相等即可保证输入高电压时，C1与C2分压基本相等，避免第一开关K1和第二开关K2过压损坏。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例公开的一种三电平Boost电路结构示意图；
图2为图1所示三电平Boost电路中K1、K2的时序图；
图3a、图3b、图3c分别为图1所示电路在输出电压未建立时的三种不同模态下的电流走向示意图；
图4a、图4b为图1所示电路在输出电压建立后的两种不同模态下的电流走向示意图；
图5为本发明实施例公开的又一种三电平Boost电路结构示意图；
图6为本发明实施例公开的又一种三电平Boost电路结构示意图；
图7为本发明实施例公开的又一种三电平Boost电路结构示意图；
图8为本发明实施例公开的一种多路输出并联系统结构示意图；
图9为本发明实施例公开的一种由b路未工作且输入短路或电压很低的三电平Boost电路构成的阻容分压等效电路。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
参见图1，本发明实施例公开了一种三电平Boost电路，包括输入电容Cin、电感L1、第一开关K1、第二开关K2、第一续流二极管D1、第二续流二极管D2、飞跨电容C1、平衡电容C2、充电二极管D11、钳位二极管D12、放电二极管D13和输出串联电容组Co(标号“Co”未在图1中示出)，其中：
输出串联电容组Co由多个输出电容串联而成，其内部具有第一节点P1和第二节点P2，第一节点P1电位高于D11阴极电位，D2阴极与第二节点P2电位之差不超过D2的耐压值(图1仅以输出串联电容组Co包括顺次串联在输出正、负极之间的第一输出电容Co1、第二输出电容Co2、第三输出电容Co3和第四输出电容Co4作为示例，并且设置Co1＝Co2＝Co3＝Co4，则第一节点P1可以设置为Co1的正极，第二节点P2可以设置为Co4的正极)；
Cin并联在输入电源上；Cin的负极连接到输出串联电容组Co的低电位端；Cin的正极依次经过L1的第一端、L1的第二端、D1的阳极、D1的阴极、D2的阳极、D2的阴极连接到输出串联电容组Co的高电位端；输出串联电容组Co高、低电位端的电位差为输出电压Vout；
L1的第二端依次经过K1的第一端、K1的第二端、K2的第一端、K2的第二端连接到Cin的负极；
D1的阴极依次经过C1的一端、C1的另一端、D11的阳极、D11的阴极、C2的一端、C2的另一端连接到Cin的负极；
K1的第二端连接到D11的阳极；
D12的阴极连接到D2的阳极；D12的阳极连接到第二节点P2；
D13的阴极连接到第一节点P1；D13的阳极连接到D11的阴极；
C1与C2容值之差不超过预设值，以保证C1与C2容值相等或近似相等；
K1与K2交替导通。
图1所示电路的工作原理如下：
K1和K2交替导通，其占空比相同均为D，假设0<D<0.5，则K1、K2的时序图如图2所示：在一个开关周期T内，当0<t<D*T时，K1导通、K2关断；当D*T<t<0.5*T以及0.5*T+D*T<t<T时，K1、K2关断；当0.5*T<t<0.5*T+D*T时，K2导通、K1关断。
图1所示电路启动但输出电压尚未建立时，图1所示电路在一个开关周期T内依次运行下述模态1～模态3：
模态1：K1导通、K2关断，此时回路电流走向如图3a所示，为Cin→L1→K1→D11→C2→Cin，C2充电；
模态2：K1、K2关断，此时回路电流走向如图3b所示，为Cin→L1→D1→C1→D11→C2→Cin，C1、C2同时充电；
模态3：K2导通、K1关断，此时回路电流走向如图3c所示，为Cin→L1→D1→C1→K2→Cin，C1充电。
由于一个开关周期T内K1、K2导通时间相同均为D*T，所以图1所示电路启动但输出电压尚未建立时，C1、C2分压相等并随工作时间t的累积而升高。
在C1、C2电压升至Vout/2瞬间，正在运行模态1，为C2充电，C2电压会升至略高于Vout/2，而C1负极电压仍为Vout/2，因此D11反向截止。也就是说，在D11反向截止的情况下，图1所示电路输出电压建立。
图1所示电路输出电压建立后，图1所示电路在一个开关周期T内依次运行下述模态4～模态6：
模态4：K1导通、K2关断，此时回路电流走向如图4a所示，为Cin→L1→K1→C1→D2→Co→Cin，C1放电，忽略二极管、开关正向导通压降以及电容电压波动，则此时电感L1两端电压为Vin+Vc1-Vout，Vin表示输入电源电压，Vc1表示C1电压，Vout表示输出电压。
模态5：K1、K2关断时，此时回路电流走向如图4b所示，为Cin→L1→D1→D2→Co→Cin，忽略二极管、开关正向导通压降以及电容电压波动，则此时电感L1两端电压为Vin-Vout。
模态6：K2导通、K1关断，此时回路电流走向如图3c所示，为Cin→L1→D1→C1→K2→Cin，C1充电，忽略二极管、开关正向导通压降以及电容电压波动，则此时电感L1两端电压为Vin-Vc1。
基于模态4～模态6，根据伏秒平衡原理，有
(Vin+Vc-Vout)*D*T+(Vin-Vout)*(0.5-D)＝0
由此计算得到实现了升压变换。
由于一个开关周期T内，K1、K2导通时间相同均为D*T，电感L1平均电流值固定，所以有Vin+Vc1-Vout＝Vin-Vc1，计算得到Vc1＝Vout/2，可见，输出电压建立后K1与K2的电压应力均为Vout/2。
综合以上描述可知，图1所示电路输出电压未建立时，C1、C2分压相等并随工作时间t的累积而升高，当C1、C2电压升至Vout/2附近时，D11反向截止，输出电压建立；输出电压建立后，C1跟随Vout变化，而C2仅起电压支撑作用，电流不会流入C2，只需保证C1与C2容值相等即可保证输入高电压时，C1与C2分压基本相等，避免K1和K2过压损坏，即避免了C1与C2分压严重不均而造成K1或K2承受过高电压而损坏。
以上仅以0<D<0.5为例进行分析，0.5<D<1时分析结果相同(即不会造成电路内各元器件电压改变)，此处不再赘述。
另外需要说明的是，图1所示电路在输出电压发生波动的场景下也能避免K1、K2过压损坏，具体分析如下：
假设输出电压Vout初始时稳定在Vo1；下一阶段输出电压Vout稳定在Vo2，且Vo1<Vo2，此时Vc1＝Vc2＝Vo2/2，Vc2表示C2电压；下一阶段输出电压Vout再次稳定在Vo1，此时Vc1＝Vo1/2，C2几乎没有放电因此Vc2保持为Vo2/2；下一阶段输出电压Vout再次稳定在Vo2，Vc1跟随输出变化升高至Vo2/2，C2电压则升高至Vo2/2+(Vo2-Vo1/2-Vo2/2)/2＝3*Vo2/4-Vo1/4；下一阶段输出电压Vout再次稳定在Vo1，……，如此循环下去，C2电压将逐渐增加，最终稳定在Vo2-Vo1/2。可见，C2电压不会无限制升高，选用高耐压电容即可保证C2不会过压损坏；而且虽然此时C2电压较高，但C1电压能及时跟随输出电压Vout/2变化，D11处于截止状态，因此C2的高电压并不会施加到K2上，K1与K2的电压应力仍是均为Vout/2，无过压损坏风险。
最后需要说明的是，在图1所示电路中，第一节点P1的位置选取，是为了保证D13实现仅在电路下电时为C2提供放电通路、而其他时刻下C2不会通过D13放电的功能，因此D13的阴极接线除了如图1中接在Co1的正极，也可以改为接到Co2的正极，如图5所示。第二节点P2的位置选取，是为了保证D12导通后不会造成D2过压损坏。当然，图1和图5中仅是以输出串联电容组Co由四个输出电容Co1～Co4作为示例，而在保证D13、D12功能实现的前提下，也可改用其他数量、其他容值的多个输出电容来组建Co，而并不局限于图1和图5。并且，此时对应得到的具有不同Co结构的三电平Boost电路的工作原理是相同的，此处不再一一赘述。
参见图6，本发明实施例还公开了又一种三电平Boost电路，其与图1互为镜像关系，包括输入电容Cin、电感L1、第一开关K1、第二开关K2、第一续流二极管D1、第二续流二极管D2、飞跨电容C1、平衡电容C2、充电二极管D11、钳位二极管D12、放电二极管D13和输出串联电容组Co，其中：
输出串联电容组Co由多个输出电容串联而成，其内部具有第一节点P1和第二节点P2，第一节点P1电位低于D11阳极电位，第二节点P2与D2阳极电位之差不超过D2的耐压值(图1仅以输出串联电容组Co包括顺次串联在输出负、正极之间的第一输出电容Co1、第二输出电容Co2、第三输出电容Co3和第四输出电容Co4作为示例，并且设置Co1＝Co2＝Co3＝Co4，则第一节点P1可以设置为Co1的负极，第二节点P2可以设置为Co4的负极)；
Cin并联在输入电源上；Cin的正极连接到输出串联电容组Co的高电位端；Cin的负极依次经过L1的第一端、L1的第二端、D1的阴极、D1的阳极、D2的阴极、D2的阳极连接到输出串联电容组Co的低电位端；
L1的第二端依次经过K1的第一端、K1的第二端、K2的第一端、K2的第二端连接到Cin的正极；
D1的阳极依次经过C1的一端、C1的另一端、D11的阴极、D11的阳极、C2的一端、C2的另一端连接到Cin的正极；
K1的第二端连接到D11的阴极；
D12的阳极连接到D2的阴极；D12的阴极连接到第二节点P2；
D13的阳极连接到第一节点P1；D13的阴极连接到D11的阳极；
C1与C2容值之差不超过预设值，以保证C1与C2容值相等或近似相等；
K1与K2交替导通。
图6所示电路的工作原理参照对图1所示电路的分析同理可得，此处不再赘述。
图6所示电路中，第一节点P1的位置选取，是为了保证D13实现仅在电路下电时为C2提供放电通路、而其他时刻下C2不会通过D13放电的功能，因此D13的阳极接线除了如图6中接在Co1的负极，也可以改为接到Co2的负极，如图7所示。第二节点P2的位置选取，是为了保证D12导通后不会造成D2过压损坏。当然，图6和图7中仅是以输出串联电容组Co由四个输出电容Co1～Co4作为示例，而在保证D13、D12功能实现的前提下，也可改用其他数量、其他容值的多个输出电容来组建Co，而并不局限于图6和图7。并且，此时对应得到的具有不同Co结构的三电平Boost电路的工作原理是相同的，此处不再一一赘述。
可选的，在上述公开的任一实施例中，K1、K2可以为机械开关也可以为逆导型晶体管，并不局限。
参见图8，本发明实施例还公开了一种多路输出并联系统，包括n路三电平Boost电路，n≥2，各路三电平Boost电路输入独立、输出并联，其中所述三电平Boost电路为上述公开的任一种三电平Boost电路。图8仅以包括n路图1所示三电平Boost电路作为示例。
可选的，在上述公开的具有任一种三电平Boost电路的多路输出并联系统中，各路三电平Boost电路可以都具有独立的输出串联电容组Co，也可以至少两路三电平Boost电路共用一路输出串联电容组Co，图8仅以所有三电平Boost电路共用一路输出串联电容组Co为例。
但是，上述公开的具有任一种三电平Boost电路的多路输出并联系统在特定工况下D2存在过压风险。该特定工况如下：有a路三电平Boost电路正常工作，b路三电平Boost电路未工作且输入短路或电压很低(a≥1，b≥1，a+b≤n)。
以图8为例，在该特定工况下，由于在实际应用时Co1～Co4、C1和C2分别并联有均压电阻，则这b路三电平Boost电路中Co4会通过D12向C1和C2充电，简化等效电路如图9所示。这b路三电平Boost电路中Co4电压由Co1均压电阻Ro1、Co2均压Ro2、Co3均压Ro3、Co4均压Ro4、C1均压R1*b、C2均压R2*b决定。一般情况下Ro1＝Ro2＝Ro3＝Ro4，R1＝R2，此时这b路三电平Boost电路中的D2承受电压为Vout-Vco4＞3/4Vout，容易导致D2损坏，因此需要额外添加过压保护装置以保证D2不会过压损坏。仍参见图8，该过压保护装置接在Co1的正极与Co4的正极之间，包括相串联的电阻R0和第三开关K0，通过控制第三开关K0的通断以使得Vout-Vco4不超过D2的耐压值。该第三开关K0的通断控制策略例如可以是：当满足Vout-Vco4＞P1(P1为预设电压)时闭合第三开关K0，使Vco4增加，避免这b路三电平Boost电路的D2过压损坏；当Vout-Vco4＜P2时(P2为预设电压，P1>P2)断开第三开关K0，使Vco4减小，同时降低电路损耗。
将应用于图8中的该过压保护装置拓展应用到上述公开的具有任一种三电平Boost电路的多路输出并联系统，对应的方案如下：为每一Co分别设置一个过压保护装置，在本Co所在的三电平Boost电路中，所述过压保护装置一端连接到本Co和D2的连结点，另一端连接到第二节点P2，其内部包括相串联的电阻R0和第三开关K0，通过控制第三开关K0的通断以使得所述连结点与第二节点P2之间电位差的绝对值不超过D2的耐压值。该第三开关K0的通断控制策略例如可以是，当所述电位差的绝对值＞P1(P1为预设电压)时闭合第三开关K0；当所述电位差的绝对值＜P2时(P2为预设电压，P1>P2)，断开第三开关K0。
可选的，在上述公开的具有任一种三电平Boost电路的多路输出并联系统中，K0可以为机械开关也可以为逆导型晶体管，并不局限。
可选的，在上述公开的具有任一种三电平Boost电路的多路输出并联系统中，在输出电压Vout已经建立(即至少有一路三电平Boost电路正常工作)的情况下，未开始工作的三电平Boost电路在以下几个工况下的控制策略如下：
工况1：未工作电路满足Vin≥2*V4(用V1表示Co与Cin的连结点与P2的电位差的绝对值，V4＝Vout-V1)，则控制K1和K2交替导通。在图8中，V4就是Co4电压。
工况2：未工作电路满足Vin<2*V4和Vc1＝Vc2＝Vin/2，此时未工作电路中Vc1＝Vin/2<V4，若直接控制K1和K2交替导通，则在K2导通时，由于V4电压高于C1电压，V4电压通过D12-C1-K2回路对C1进行充电，该回路阻抗很小，会流过极大电流造成D11和K2损坏，因此需要先对C1进行充电，待C1电压高于V4电压后才可以控制K1和K2交替导通。下面对C1充电进行分析：
保持K2关断，K1不停进行导通和关断动作。具体的，在K1导通瞬间，C1+C2电压低于输出电压Vout，输入电流经L1-K1-D11-C2回路对C2充电，C2电压升高。在K1关断瞬间，输入电流经L1-D1-C1-D11-C2回路对C1和C2同时充电，C1和C2电压同时升高。随着K1不停进行导通和关断动作，C1与C2电压不断升高，等到C2电压升高至输入电压Vin时，K1导通也不再有电感电流流入C2，之后K1关断，也无电感电流流入C1对C1充电，C1电压也不再升高。因此K1不停进行导通和关断最终会有下面其中一个结果：1)Vc1>V4，Vc2<Vin；2)Vc1<V4，Vc2＝Vin。对于结果1)，控制K1和K2交替导通；对于结果2)，电路未达到正常启机条件，不启机。
综合以上结果1)和结果2)，本实施例预先设定一最小输入电压Vinmin，在输入电压Vin<预设的最小输入电压Vinmin(一般地，以图8为例，Vinmin＝1.43*V4)时，会有结果2)，此时电路不启机工作。在Vinmin≤Vin<2V4时，会有结果1)，此时先保持K2关断，K1不停开通和关断，待Vc1≥V4时，再控制K1和K2交替导通。
可选的，在Vc1≥V4时，也可以插入其他一段控制策略而不是必须立即控制K1和K2交替导通，例如，先保持K2常通，K1不停开通和关断，对C1继续充电到某一电压后，再控制K1和K2交替导通。
工况3：工况3为一种极特殊情形，在此工况下可以实现即使输入电压低于Vinmin，也可启机。该工况描述如下：未工作电路由输入短路转为输入电压Vin切入，V4<Vin<Vinmin。Vin切入之前，V4电压经D12-C1-K1-L1对C1充电至V4，C2则被短路电压为0，即Vc1＝V4，Vc2＝0，当Vin切入后，对C1与C2充电，C1与C2电压分别为Vc1＝(Vin-V4)/2+V4，Vc2＝(Vin-V4)/2，此时Vc1>V4，可以控制K1和K2交替导通。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、商品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、商品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个”限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、商品或者设备中还存在另外的相同要素。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明实施例的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明实施例将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种三电平Boost电路，其特征在于，包括输入电容、电感、第一开关、第二开关、第一续流二极管、第二续流二极管、飞跨电容、平衡电容、充电二极管、钳位二极管、放电二极管和输出串联电容组，其中：
所述输出串联电容组由多个输出电容串联而成，其内部具有第一节点和第二节点，所述第一节点电位高于所述充电二极管阴极电位，所述第二续流二极管阴极与所述第二节点电位之差不超过所述第二续流二极管的耐压值；
所述输入电容并联在输入电源上；所述输入电容的负极连接到所述输出串联电容组的低电位端；所述输入电容的正极依次经过所述电感的第一端、所述电感的第二端、所述第一续流二极管的阳极、所述第一续流二极管的阴极、所述第二续流二极管的阳极、所述第二续流二极管的阴极连接到所述输出串联电容组的高电位端；
所述电感的第二端依次经过所述第一开关的第一端、所述第一开关的第二端、所述第二开关的第一端、所述第二开关的第二端连接到所述输入电容的负极；
所述第一续流二极管的阴极依次经过所述飞跨电容的一端、所述飞跨电容的另一端、所述充电二极管的阳极、所述充电二极管的阴极、所述平衡电容的一端、所述平衡电容的另一端连接到所述输入电容的负极；
所述第一开关的第二端连接到所述充电二极管的阳极；
所述钳位二极管的阴极连接到所述第二续流二极管的阳极，所述钳位二极管的阳极连接到所述第二节点；
所述放电二极管的阴极连接到所述第一节点，所述放电二极管的阳极连接到所述充电二极管的阴极；
所述飞跨电容与所述平衡电容的容值之差不超过预设值；
所述第一开关与所述第二开关交替导通。
2.根据权利要求1所述的三电平Boost电路，其特征在于，所述输出串联电容组包括顺次串联在输出正、负极之间的第一输出电容、第二输出电容、第三输出电容和第四输出电容；所述第一输出电容、所述第二输出电容、所述第三输出电容和所述第四输出电容的容值相等；
所述第一节点为所述第一输出电容的正极或所述第二输出电容的正极，所述第二节点为所述第四输出电容的正极。
3.一种三电平Boost电路，其特征在于，包括输入电容、电感、第一开关、第二开关、第一续流二极管、第二续流二极管、飞跨电容、平衡电容、充电二极管、钳位二极管、放电二极管和输出串联电容组，其中：
所述输出串联电容组由多个输出电容串联而成，其内部具有第一节点和第二节点，所述第一节点电位低于所述充电二极管阳极电位，所述第二节点与所述第二续流二极管阳极电位之差不超过所述第二续流二极管的耐压值；
所述输入电容并联在输入电源上；所述输入电容的正极连接到所述输出串联电容组的高电位端；所述输入电容的负极依次经过所述电感的第一端、所述电感的第二端、所述第一续流二极管的阴极、所述第一续流二极管的阳极、所述第二续流二极管的阴极、所述第二续流二极管的阳极连接到所述输出串联电容组的低电位端；
所述电感的第二端依次经过所述第一开关的第一端、所述第一开关的第二端、所述第二开关的第一端、所述第二开关的第二端连接到所述输入电容的正极；
所述第一续流二极管的阳极依次经过所述飞跨电容的一端、所述飞跨电容的另一端、所述充电二极管的阴极、所述充电二极管的阳极、所述平衡电容的一端、所述平衡电容的另一端连接到所述输入电容的正极；
所述第一开关的第二端连接到所述充电二极管的阴极；
所述钳位二极管的阳极连接到所述第二续流二极管的阴极；所述钳位二极管的阴极连接到所述第二节点；
所述放电二极管的阳极连接到所述第一节点；所述放电二极管的阴极连接到所述充电二极管的阳极；
所述飞跨电容与所述平衡电容的容值之差不超过预设值；
所述第一开关与所述第二开关交替导通。
4.根据权利要求3所述的三电平Boost电路，其特征在于，所述输出串联电容组包括顺次串联在输出负、正极之间的第一输出电容、第二输出电容、第三输出电容和第四输出电容；所述第一输出电容、所述第二输出电容、所述第三输出电容和所述第四输出电容的容值相等；
所述第一节点为所述第一输出电容的负极或所述第二输出电容的负极；
所述第二节点为所述第四输出电容的负极。
5.一种多路输出并联系统，其特征在于，包括：多路如权利要求1-4中任一项所述的三电平Boost电路；各路三电平Boost电路输入独立、输出并联。
6.根据权利要求5所述的多路输出并联系统，其特征在于，各路三电平Boost电路都具有独立的输出串联电容组，或者至少两路三电平Boost电路共用一路输出串联电容组；
所述多路输出并联系统为每一个所述输出串联电容组分别设置一个过压保护装置；
在所述输出串联电容组所在的三电平Boost电路中，所述过压保护装置一端连接到所述输出串联电容组与所述第二续流二极管的连结点，另一端连接到所述第二节点；所述过压保护装置包括相串联的电阻和第三开关；所述第三开关按预设的开关控制策略进行动作，以使得所述连结点与所述第二节点之间电位差的绝对值不超过所述第二续流二极管的耐压值。
7.根据权利要求6所述的多路输出并联系统，其特征在于，所述开关控制策略为：当所述电位差的绝对值＞P1时，闭合所述第三开关；当所述电位差的绝对值＜P2时，断开所述第三开关；P1、P2为预设电压值，P1>P2。
8.根据权利要求5-7中任一项所述的多路输出并联系统，其特征在于，输出电压Vout建立后，若未工作的三电平Boost电路满足Vin≥2*V4，则所述未工作的三电平Boost电路的控制策略为：控制第一开关与第二开关交替导通；
其中，Vin为输入电源电压，用V1表示所述输出串联电容组与所述输入电容的连结点与所述第二节点的电位差的绝对值，V4＝Vout-V1。
9.根据权利要求5-7中任一项所述的多路输出并联系统，其特征在于，输出电压Vout建立后：
若未工作的三电平Boost电路的输入电压Vin<预设的最小输入电压Vinmin，则所述未工作的三电平Boost电路不启机工作；
若未工作的三电平Boost电路满足Vinmin≤Vin<2V4，则所述未工作的三电平Boost电路的控制策略为：先保持第二开关关断，第一开关不停开通和关断，待Vc1≥V4时，控制第一开关与第二开关交替导通；
其中，Vc1为飞跨电容电压，用V1表示所述输出串联电容组与所述输入电容的连结点与所述第二节点的电位差的绝对值，V4＝Vout-V1。
10.根据权利要求5-7中任一项所述的多路输出并联系统，其特征在于，输出电压Vout建立后，若未工作的三电平Boost电路由输入短路转为输入电压Vin切入但V4<Vin<预设的最小输入电压Vinmin，则所述未工作的三电平Boost电路的控制策略为：控制第一开关与第二开关交替导通
用V1表示所述输出串联电容组与所述输入电容的连结点与所述第二节点的电位差的绝对值，V4＝Vout-V1。
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