CN113972836B - 一种三电平升压变换器及控制方法 - Google Patents

一种三电平升压变换器及控制方法 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种三电平升压变换器及控制方法，带有飞跨电容的三电平升压变换器包括：电感、飞跨电容、控制器、主功率管第一开关管和第二开关管；飞跨电容电压小于等于母线电压的一半时，发送第一驱动信号给第一开关管，发送第二驱动信号给第二开关管；飞跨电容电压大于母线电压的一半时，发送第一驱动信号给第二开关管，发送第二驱动信号给第一开关管；母线电压为三电平升压变换器的输出电压；第二驱动信号在第一驱动信号每个周期存在N个脉冲；电感在第一驱动信号的每个周期存在N+1个充放电周期；第一开关管和第二开关管拥有不对称的驱动信号，提高电感充放电频率，降低电感纹波电流，降低感量，因此利用体积较小的电感，降低变换器的尺寸。

Description

一种三电平升压变换器及控制方法
技术领域
本申请涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种三电平升压变换器及控制方法。
背景技术
升压变换器为一种升压功率变换电路，可以将输入电压升压后输出，从而实现功率变换。升压变换器包括两电平升压变换器和三电平升压变换器，两电平升压变换器一般应用于电压等级较低的场合，两电平升压变换器的输入电平为两个。三电平升压变换器应用于更高电压等级的场合，三电平升压变换器能够实现输入电平大于或等于三个电平的功率变换。
与两电平升压变换器相比，三电平升压变换器通过改进自身拓扑结构实现三电平，进而实现高电压大功率输出。相同的输入电压，三电平升压变换器突出优点是可以降低功率器件的电压应力，功率器件承受的电压应力是两电平升压变换器的一半，从而可以用较小耐压等级的功率器件实现较高等级的电压输出。
目前的三电平升压变换器大部分带有飞跨电容，带有飞跨电容的三电平升压变换器的体积和成本受限于内部的电感。由于电感的体积较大，因此，三电平升压变换器的尺寸较大，成本较高。
发明内容
为了解决以上技术问题，本申请提供一种三电平升压变换器及控制方法，能够降低电感的体积，进而缩小三电平升压变换器的体积。
第一方面，本申请实施例提供一种三电平升压变换器，该变换器为经典的带有飞跨电容的三电平Boost，包括：第一开关管、第二开关管、电感、飞跨电容和控制器；第一开关管和第二开关管为主功率管。控制器发送给第一开关管和第二开关管不对称的驱动信号，来提高电感的充放电频率，进而降低电感的纹波电流。具体地，控制器，在飞跨电容电压小于等于母线电压的一半时，发送第一驱动信号给第一开关管，发送第二驱动信号给第二开关管；在飞跨电容电压大于母线电压的一半时，发送第一驱动信号给第二开关管，发送第二驱动信号给第一开关管；母线电压为三电平升压变换器的输出电压；第二驱动信号在第一驱动信号每个周期存在N个脉冲；电感在第一驱动信号的每个周期存在N+1个充放电周期；N为大于等于2的整数，进而提高了电感的充放电频率。
由于提高了电感的充放电频率，进而可以降低电感的纹波电流，纹波电流降低后，即可利用感量较小的电感，而感量较小的电感的体积较小且成本较低。因此，本申请实施例提供的技术方案能够降低变换器的尺寸和成本。
优选地，在变换器中还可以包括：第三开关管和第四开关管。电感的第一端连接三电平升压变换器的第一输入端，电感的第二端连接第一节点；第一开关管的第一端连接第一节点，第一开关管的第二端连接第二节点，第二开关管的第一端连接第二节点，第二开关管的第二端连接三电平升压变换器的第二输入端；第三开关管的阳极和阴极分别连接第一节点和第三节点，第四开关管的阳极和阴极分别连接第三节点和三电平升压变换器的第一输出端；飞跨电容的第一端连接第二节点，飞跨电容的第二端连接第三节点。控制器在给第一开关管和第二开关管不对称的驱动信号时，同样能够提高电感的充放电频率，进而降低电感的纹波电流。
优选地，为了提高电感的充放电频率，使第二驱动信号在第一驱动信号每个周期的低电平时间段存在N个脉冲，进而电感在第一驱动信号的一个周期内，存在N+1个充放电周期，即电感在第一驱动信号的一个周期内完成了N+1次充放电。
优选地，为了第一开关管和第二开关管配置不对称的驱动信号，可以使第一驱动信号的N个脉冲中至少两个脉冲对应的频率不相同。
第一驱动信号的脉冲可以有以下几种实现方式。
优选地，也可以使第一驱动信号的N个脉冲中每个脉冲对应的频率均不相同。
优选地，N个脉冲中每个脉冲的脉冲宽度相同。
优选地，N为2。
优选地，N大于等于3。
优选地，N个脉冲中前N-1个脉冲的频率相同，N个脉冲中最后一个脉冲的频率小于前N-1个脉冲的频率，进而能够形成不对称的第一脉冲信号和第二脉冲信号，将不对称的驱动信号给第一开关管和第二开关管后，进而提高了电感充放电频率，降低电感的纹波电流。
优选地，在第一驱动信号的每个周期，N个脉冲中的第一个脉冲的上升沿在第一驱动信号的下降沿之后。
优选地，由于电感的纹波电流受N个脉冲中的第一个脉冲与所述第一驱动信号的滞后时间的影响，因此，控制器可以通过电感的纹波电流来确定滞后时间。为了进一步降低电感的纹波电流，使电感的纹波电流处于较低值，控制器在电感的每个充放电周期内，控制电感的充电电流等于电感的放电电流，来确定滞后时间。
优选地，控制器，还用于根据三电平升压变换器的输入电压、输出电压、飞跨电容的电压和第一驱动信号的周期，确定滞后时间。
优选地，控制器，具体用于通过以下公式获得滞后时间，滞后时间为(D1+D2)Tsw；
(Vin+Vc-Vo)D1Tsw＝(Vo-Vin)D2Tsw
其中，Vin为三电平升压变换器的输入电压，Vo为三电平升压变换器的输出电压，Vc为飞跨电容的电压，Tsw为第一驱动信号的周期，D1为三电平升压变换器的占空比，D2Tsw为N个脉冲中第一个脉冲的上升沿与第一驱动信号的下降沿的延迟时间。
优选地，为了进一步降低电路中产生的损耗，在第一驱动信号的每个周期，可以根据N个脉冲中的第一个脉冲与第一驱动信号的滞后时间根据第一开关管和/或第二开关管的损耗来确定。
优选地，为了既能降低电感的纹波电流，又能降低电路中产生的损耗，可以结合以上介绍的两种确定滞后时间的方式来确定滞后时间，具体地，在第一驱动信号的每个周期，N个脉冲中的第一个脉冲与第一驱动信号的滞后时间根据电感的纹波电流和至少一个开关管的损耗来确定。
优选地，在另外一种带有飞跨电容的三电平Boost中还包括：第五开关管；第五开关管的第一端连接第二节点，第五开关管的第二端连接飞跨电容的第一端。该变换器包括第五开关管后，能起到保护第二开关管的作用，在电源接通时，先控制第五开关管断开，此时电源电压不会施加在第二开关管上，进而降低了第二开关管导通时瞬间的电压。
优选地，在另外一种带有飞跨电容的三电平Boost中还包括：第三二极管和第四二极管；第三二极管的阳极连接三电平升压变换器的输出电压的中点，第三二极管的阴极连接第三节点；第四二极管的阳极连接第二节点，第四二极管的阴极连接输出电压的中点。在该变换器的拓扑结构中，在接通电源的瞬间，同样能够降低第二开关管两端的电压，进而降低第二开关管所承受的电压应力，起到保护第二开关管的作用。
第二方面，本申请实施例提供一种三电平升压变换器的控制方法，三电平升压变换器包括：第一开关管、第二开关管、电感、飞跨电容和控制器；第一开关管和第二开关管为主功率管；
该方法包括：
当飞跨电容电压小于等于母线电压的一半时，发送第一驱动信号给第一开关管，发送第二驱动信号给第二开关管；
当飞跨电容电压大于母线电压的一半时，发送第一驱动信号给第二开关管，发送第二驱动信号给第一开关管；
母线电压为三电平升压变换器的输出电压；
第二驱动信号在第一驱动信号每个周期存在N个脉冲；电感在第一驱动信号的每个周期存在N+1个充放电周期；N为大于等于2的整数。
优选地，第二驱动信号在第一驱动信号每个周期的低电平时间段存在N个脉冲。
优选地，N个脉冲中至少两个脉冲对应的频率不相同。
本申请实施例至少具有以下优点：
本申请实施例提供了一种三电平升压变换器，包括第一开关管、第二开关管、电感、飞跨电容和控制器，所述第一开关管和第二开关管为主功率管；三电平升压变换器的体积及成本受限于电感的体积及成本，为了降低电感的体积，需要降低电感的纹波电流。由于频率越高，纹波电流越小，因此，控制器通过增加电感的充放电频率来降低电感的纹波电流，进而降低电感的感量，电感的感量越小，则电感的体积越小，因此，包括电感的三电平升压变换器的体积也得以缩小。
具体地，控制器可以给第一开关管和第二开关管施加不对称的驱动信号，而且两个驱动信号的频率不同。当飞跨电容电压小于等于母线电压的一半时，控制器发送第一驱动信号给第一开关管，发送第二驱动信号给第二开关管，并控制第二驱动信号在第一驱动信号每个周期存在N个脉冲，电感在第一驱动信号的每个周期存在N+1个充放电周期，N为大于等于2的整数。
采样以上驱动方式，电感在第一驱动信号的每个周期内至少存在3个充放电周期，提高了电感的充放电频率，进而降低电感的纹波电流。同理，当飞跨电容电压大于母线电压的一半时，控制器发送第一驱动信号给第二开关管，发送第二驱动信号给第一开关管，也提高了电感的充放电频率，降低电感的纹波电流。因为纹波电流越小，则需要的电感的感量越小，而感量较小的电感的体积较小。因此，该三电平升压变换器的体积得以缩小，降低三电平升压变换器的尺寸和成本。
附图说明
图1为本申请实施例提供的一种三电平升压变换器的拓扑图；
图2为本申请实施例提供的一种驱动信号波形图；
图3为一种对称驱动信号的波形图；
图4A为本申请实施例提供的又一种驱动信号波形图；
图4B为本申请实施例提供的再一种驱动信号波形图；
图4C为本申请实施例提供的另一种驱动信号波形图；
图5A为本申请实施例提供的再一种驱动信号波形图；
图5B为本申请实施例提供的一种驱动信号波形图；
图5C为本申请实施例提供的又一种驱动信号波形图；
图6A为本申请实施例提供的另一种驱动信号波形图；
图6B为本申请实施例提供的再一种驱动信号波形图；
图6C为本申请实施例提供的又一种驱动信号波形图；
图7为本申请实施例提供的另一种驱动信号的波形图；
图8为本申请实施例提供的又一种三电平升压变换器的拓扑图；
图9为本申请实施例提供的再一种三电平升压变换器的拓扑图；
图10为本申请实施例提供的一种三电平升压变换器的控制方法流程图。
具体实施方式
为了使本领域技术人员更好地理解本申请实施例提供的技术方案，下面先介绍三电平升压变换器的工作原理。
为了描述方便，以下将三电平升压变换器简称为变换器。
变换器实施例一：
本申请实施例提供的变换器中的控制器发送给第一开关管和第二开关管不对称的驱动信号，来提高电感的充放电频率，进而降低电感的纹波电流。纹波电流降低后，即可利用感量较小的电感，而感量较小的电感的体积较小且成本较低。因此，本申请实施例提供的技术方案能够降低变换器的尺寸和成本。
参见图1，该图为本申请实施例提供的一种三电平升压变换器的拓扑图。
该变换器包括：第一开关管T1、第二开关管T2、电感L、飞跨电容Cfly、第一二极管D3、第二二极管D4和控制器(图中未示出)。
电感L的第一端连接变换器的第一输入端，电感L的第二端连接第一节点A。
第一开关管T1的第一端连接第一节点A，第一开关管T1的第二端连接第二节点。
第二开关管T2的第一端连接第二节点B，第二开关管T2的第二端连接变换器的第二输入端。
第一二极管D3的阳极连接第一节点A，第一二极管D3的阴极连接第三节点C。
第二二极管D4的阳极连接第三节点C，第二二极管D4的阴极连接变换器的第一输出端。
第一开关管T1和第二开关管T2为主功率管。
飞跨电容Cfly的第一端连接第二节点B，飞跨电容Cfly的第二端连接第三节点C。
其中，Vin为输入电压，Vo为变换器的电路输出侧的母线电压，即输出电压，Cbus为变换器的电路输出侧的母线电容。
另外，图中的D3和D4可以为替换为开关管，即分别替换为第三开关管和第四开关管，控制第三开关管和第四开关管均实现二极管的工作模式即可，即第三开关管和第四开关管可以与第一开关管和第二开关管的类型相同。
当飞跨电容的电压Vc与母线电压Vo的一半的大小关系不同时，即Vc与0.5Vo的大小关系不同，控制器发送给第一开关管T1和第二开关管T2的驱动信号有所不同，但均能够提高电感L的充放电频率，从而降低电感L的纹波电流。
为了便于理解，下面分两种情况进行详细介绍。
第一种：
当Vc小于等于0.5Vo时，控制器发送第一驱动信号给第一开关管T1，发送第二驱动信号给第二开关管T2。
第二驱动信号在第一驱动信号每个周期存在N个脉冲；电感L在第一驱动信号的每个周期存在N+1个充放电周期；N为大于等于2的整数。
由此，电感L在第一驱动信号的每个周期至少存在3个充放电周期，进而控制器提高电感L在第一驱动信号的每个周期的充放电频率。
例如，当N等于2时，电感L在第一驱动信号的每个周期存在3个充放电周期；当N等于3时，电感L在第一驱动信号的每个周期存在4个充放电周期。
本申请不具体限定N的数值，N为大于等于2的整数，例如N可以为2，也可以为3，也可以取值更大的整数。下面为了描述方便，以N等于2为例进行详细介绍。
参见图2，该图为本申请实施例提供的一种驱动信号波形图。
其中，PWM1表示第一驱动信号，PWM2表示第二驱动信号，iL表示电感的电流。
控制器发送PWM1给第一开关管，因此，控制器可以通过PWM1控制第一开关管的导通与截止。
同理，控制器也能通过PWM2控制第二开关管的导通与截止。
当PWM1为高电平时，第一开关管导通，当PWM1为低电平时，第一开关管截止。
当PWM2为高电平时，第二开关管导通，当PWM2为低电平时，第二开关管截止。
PWM1和PWM2的周期不同，图中(a+b+c+d+e+f)时段为PWM1的一个周期。
从图中可以看出，PWM2在PWM1的每个周期具有多个周期，而且PWM2在PWM1的每个周期的低电平时间段存在2个脉冲，因此，电感在PWM1的一个周期内，存在三个充放电周期，即电感在PWM1的一个周期内完成了三次充放电，即充放电频率提高了。
以PWM1的一个周期为例，a时段为PWM1的高电平时间段，b时段、c时段、d时段、e时段和f时段均为PWM1的低电平时间段。
PWM2在c时段和e时段存在脉冲，即PWM2在c时段和e时段为高电平，PWM2在a时段、b时段、d时段和f时段不存在脉冲，即PWM2在a时段、b时段、d时段和f时段为低电平。
PWM2在PWM1的一个周期的低电平时间段存在两个脉冲，即c时段对应的脉冲和e时段对应的脉冲。因此，电感在a时段和b时段完成一次充放电，在c时段和d时段又完成一次充放电，在e时段和f时段再完成一次充放电，进而提高电感在PWM1的一个周期内的充放电频率。由于提高了电感的充放电频率，电感中的纹波电流得以降低。
为了便于本领域技术人员理解，下面结合图1，详细介绍控制器控制PWM2在PWM1的每个周期的低电平时间段存在2个脉冲来提高电感的充放电次数，即提高电感的充放电频率。
下面为了描述方便，以PWM1的一个周期为例，介绍电感的充放电过程。
a时段内，PWM1为高电平，PWM2为低电平，即控制器控制T1导通，控制T2截止，L进行充电，iL逐渐增大；b时段内，PWM1和PWM2均为低电平，即控制器控制T1截止，控制T2截止，L进行放电，iL逐渐减小，至此，L完成一次充放电。
c时段内，PWM1为低电平，PWM2为高电平，即控制器控制T1截止，控制T2导通，L进行充电，iL逐渐增大；d时段内，PWM1和PWM2均为低电平，即控制器控制T1截止，控制T2截止，L进行放电，iL逐渐减小，至此，L又完成了一次充放电。
同理，e时段和f时段，L又完成一次充放电，因此在PWM1的一个周期内，L总共完成三次充放电。
控制器通过给T1和T2发送不对称的PWM1和PWM2来提高L在PWM1的每个周期内的充放电次数，即增加了L的充放电频率，从而降低L的纹波电流。因此，由于纹波电流降低，本申请实施例提供的变换器中可以利用感量较小的电感，而感量较小的电感的体积较小，成本较低，进而能够降低变换器的体积及成本。
第二种：
当Vc大于0.5Vo时，控制器发送第二驱动信号给第一开关管T1，发送第一驱动信号给第二开关管T2。
同理，控制器也能够提高电感在PWM1的每个周期内的充放电频率。与第一种相比，在T2处于截止状态时，L进行了至少两次充放电，而第一种则是在T1处于截止状态时，L进行了至少两次充放电。
因此，控制器可以根据Vc和0.5Vo的大小关系，进而给T1和T2发送不对称的驱动信号，来提高电感的充放电频率。无论是第一种情况还是第二种情况，控制器均能够发送不对称的驱动信号给T1和T2，来提高电感的充放电频率，进而降低电感的纹波电流，从而可以选择感量较小的电感。
下面结合图3提供的一种对称驱动信号的波形图，分析图2提供的波形图相对于图3的优点。
参见图3，该图为一种对称驱动信号的波形图。
图3中的PWM3和PWM4是对称的，即两个驱动信号的周期相同，占空比相同。
其中，PWM3表示第一驱动信号，PWM4表示第二驱动信号，iL表示电感的电流。
从图3可以看出，在PWM3的一个周期内，PWM3存在1个脉冲，PWM4存在1个脉冲，电感进行两次充放电，iL存在2个周期，即在PWM3的高电平，iL上升，在PWM3的低电平，iL下降；在PWM4的高电平，iL上升，在PWM4的低电平，iL下降。
而在图2中，PWM1和PWM2为不对称的驱动信号，在PWM1的一个周期内，PWM1存在1个脉冲，PWM2至少存在2个脉冲，电感至少进行3次充放电。
通过图2与图3的对比，本申请实施例中的技术方案提供的驱动信号是不对称的，而且提高了其中一个驱动信号的频率，进而提高了电感充放电频率，降低电感的纹波电流。
以上介绍了控制器通过给第一开关管和第二开关管施加不对称的驱动信号，来提高电感的充放电频率，下面详细介绍驱动信号的几种具体实现形式。
变换器实施例二：
本申请不具体限定第二驱动信号在第一驱动信号每个周期的低电平时间段存在的脉冲个数，即N可以为2个，也可以为多个，例如3个或4个。
由于第一驱动信号比较简单，下面具体介绍在第一驱动信号一个周期内对应的第二驱动信号的具体实现方式。本申请不限定第二驱动信号的N个脉冲中每个脉冲的脉冲宽度，脉冲宽度可以相同，也可以不相同。
为了本领域技术人员理解方便，下面分三种情况进行详细介绍。
第一种：N个脉冲中至少2个脉冲对应的频率不相同。
为了便于理解，下面以第二驱动信号在第一驱动信号每个周期的低电平时间段存在3个脉冲进行介绍，即当N＝3时，则3个脉冲中存在2个脉冲对应的频率不相同。
参见图4A，该图为本申请实施例提供的又一种驱动信号波形图。
P1、P2和P3表示第二驱动信号在第一驱动信号的一个周期内的低电平时间段的3个脉冲。
T1为P1对应的周期，T2为P2对应的周期，T3为P3对应的周期。
从图中可以看出，P1对应的周期T1和P3对应的周期T3相同，即T1＝T3，因此P1对应的频率等于P3对应的频率。但P1和P3均与P2对应的周期T2不同，因此，P1和P3的频率均与P2频率不同。从图中可以看出，T3大于T2。
P0表示第一驱动信号在一个周期内的脉冲，P1、P2和P3的脉冲宽度均相同。
在另外一种情况中，参见图4B，该图为本申请实施例提供的再一种驱动信号波形图。P1、P2和P3表示第二驱动信号在第一驱动信号的一个周期内的3个脉冲，P0表示第一驱动信号在一个周期内的脉冲。从图中可以看出，P1对应的周期T1和P3对应的周期T3相同，即T1＝T3，因此P1对应的频率等于P3对应的频率。但P1和P3均与P2对应的周期T2不同，因此，P1和P3的频率均与P2频率不同。从图中可以看出，T3大于T2。
此外，第一驱动信号的脉冲P0与第二驱动信号的3个脉冲中的第一个脉冲P1存在重合，在脉冲P0和脉冲P1重合的时间段内，电感进行充电，直到脉冲P1对应的低电平时，电感进行放电。
第一驱动信号的一个周期内的低电平时间段内仍然存在2个脉冲，即P2和P3。控制器通过配置图4B所示的不对称驱动信号，仍然可以提高电感的充放电频率，进而降低电感的纹波电流。
在另外一种情况中，P1、P2和P3三者的脉冲宽度可以不相同，也可以部分相同，例如P2＝P3，P1不等于P3，参见图4C，该图为本申请实施例提供的另一种驱动信号波形图。
在图4C中，P1、P2和P3的对应的周期特性及频率特性与图4A相同，与图4A不同的是，图4C所示的驱动信号波形图中，P1的脉冲宽度与P2的脉冲宽度不同，P1的脉冲宽度与P3的脉冲宽度也不同，但P2和P3的脉冲宽度相同。
与图4B不同的是，第二驱动信号的第一个脉冲的上升沿与第一驱动信号的脉冲的下降沿存在延迟时间，后续实施例中将详细介绍。
由于控制器增加PWM2在PWM1的低电平时间段的脉冲数量，从而增加电感的充放电次数，进而提高电感的充放电频率，即使PWM2中脉冲的脉冲宽度不同，但同样能够降低电感的纹波电流。
第二种：N个脉冲中每个脉冲对应的频率均不相同。
为了便于理解，下面以第二驱动信号在第一驱动信号每个周期的低电平时间段存在3个脉冲，详细介绍驱动信号的具体实现形式。即当N＝3时，则3个脉冲对应的频率均不相同。
参见图5A，该图为本申请实施例提供的再一种驱动信号波形图。
P1、P2和P3对应第二驱动信号在第一驱动信号的一个周期内的低电平时间段存在3个脉冲。
T1为P1对应的周期，T2为P2对应的周期，T3为P3对应的周期。
从图中可以看出，P3对应的周期T3大于P2对应的周期T2，P2对应的周期T2大于P1对应的周期T1，即T3>T2>T1，因此，P1、P2和P3对应的频率均不相同。
本实施例不具体限定三个脉冲的脉冲宽度，例如P1、P2和P3的脉冲宽度均相同，而在另外一种情况中，P1、P2和P3的脉冲宽度可以部分相同，也可以三者均不相同。
参见图5B，该图为本申请实施例提供的一种驱动信号波形图。
在图5B中，P1、P2和P3的对应的周期特性及频率特性与图5A相同，与图5A不同的是，图5B所示的驱动信号波形图中，P3的脉冲宽度与P1的脉冲宽度不同，P3的脉冲宽度与P2的脉冲宽度也不同，但是P1的脉冲宽度等于P2的脉冲宽度。
由于控制器增加PWM2在PWM1的低电平时间段的脉冲数量，从而增加电感的充放电次数，进而提高电感的充放电频率，即使PWM2中脉冲的脉冲宽度不同，但同样能够降低电感的纹波电流。
以上介绍的第一种和第二种，仅是以N等于3为例进行介绍的，N还可以为大于3的整数，例如4或5。
当N等于2时，对于第一种和第二种可以合并，即当N等于2时，PWM2在PWM1每个周期内存在2个脉冲。对于第一种，2个脉冲中至少2个脉冲对应的频率不相同，即2个脉冲对应的频率不相同；对第二种，2个脉冲中每个脉冲对应的频率均不相同，即2个脉冲对应的频率不相同。
对于N＝2时，以上的第一种和第二种可以合并为一种驱动信号形式，参见图5C，该图为本申请实施例提供的又一种驱动信号波形图。
P1和P2表示PWM2在PWM1每个周期内的2个脉冲。
T1为P1对应的周期，T2为P2对应的周期。
从图中可以看出，P2对应的周期T2大于P1对应的周期T1，即T2>T1，因此P1和P2对应的频率均不相同。
下面介绍第三种，第三种适用于N大于2。
第三种：N个脉冲中前N-1个脉冲的频率相同，N个脉冲中最后一个脉冲的频率小于前N-1个脉冲的频率。
为了便于理解，下面以第二驱动信号在第一驱动信号每个周期的低电平时间段存在3个脉冲，详细介绍驱动信号的具体实现形式。即当N＝3时，3个脉冲中前2个脉冲对应的频率相同，最后1个脉冲对应的频率小于前2个脉冲对应的频率。
参见图6A，该图为本申请实施例提供的另一种驱动信号波形图。
P1、P2和P3对应第二驱动信号在第一驱动信号的一个周期内的低电平时间段的3个脉冲。
T1为P1对应的周期，T2为P2对应的周期，T3为P3对应的周期。
从图中可以看出，P3对应的周期T3大于P2对应的周期T2，P3对应的周期T3大于P1对应的周期T1，P1对应的周期T1等于P2对应的周期T2，即T3>T2＝T1，因此，P1和P2的对应的频率相同，P3对应的频率小于P1和P2对应的频率。
P1、P2和P3的脉冲宽度均相同，而在另外一种情况中，P1、P2和P3的脉冲宽度可以不相同，参见图6B，该图为本申请实施例提供的再一种驱动信号波形图。
在图6B中，P1、P2和P3的对应的周期特性及频率特性与图6A相同，与图6A不同的是，图6B所示的驱动信号波形图中，P2的脉冲宽度与P1的脉冲宽度不同，P2的脉冲宽度与P3的脉冲宽度也不同。
由于控制器增加PWM2在PWM1的低电平时间段的脉冲数量，从而增加电感的充放电次数，进而提高电感的充放电频率，即使PWM2中脉冲的脉冲宽度不同，但同样能够降低电感的纹波电流。
另外，若N等于4时，则第三种演变为4个脉冲中前3个脉冲对应的频率相同，最后1个脉冲对应的频率小于前3个脉冲对应的频率；若N为大于3的整数时，则第三种演变为N个脉冲中前N-1个脉冲对应的频率相同，最后一个脉冲对应的频率小于前N-1个脉冲对应的频率。
下面为了描述方便，以N等于4为例，介绍第三种演变后的驱动信号波形图。
参见图6C，该图为本申请实施例提供的又一种驱动信号波形图。
P1、P2、P3和P4分别对应PWM2在PWM1每个周期内的4个脉冲。
T1为P1对应的周期，T2为P2对应的周期，T3为P3对应的周期，T4为P4对应的周期。
从图中可以看出，前3个脉冲的周期相同，最后1个脉冲的周期大于前3个脉冲的周期，T1等于T2等于T3，且T1、T2和T3均小于T4，即T1＝T2＝T3<T4，因此，P1、P2和P3对应的频率相同，P4对应的频率小于P1、P2和P3对应的频率。
控制器通过上述驱动信号的具体实现形式均可以提高电感在第一驱动信号的每个周期内的充放电频率，进而降低电感中纹波电流。
下面介绍在所述第一驱动信号的每个周期，所述N个脉冲中的第一个脉冲的上升沿在所述第一驱动信号的下降沿之后，下面详细介绍N个脉冲中的第一个脉冲的上升沿与第一驱动信号的脉冲的上升沿之间的滞后时间的获取方式。
变换器实施例三：
下面为了便于本领域技术人员理解，以第二驱动信号的N个脉冲中前N-1个脉冲对应的频率均相同，且最后一个脉冲的频率小于前N-1个脉冲的频率为例，进行详细介绍该滞后时间。
参见图7，该图为本申请实施例提供的另一种驱动信号的波形图。
其中，在PWM1的一个周期内，P1表示PWM2中的第1个脉冲，P2表示PWM2中的第2个脉冲，PN表示PWM2中的第N个脉冲，P0表示PWM1的脉冲。
D1Tsw为PWM1的高电平持续时间，D2Tsw为P1的上升沿滞后P0的下降沿时间，则(D1+D2)Tsw为第二驱动信号的N个脉冲中的第一个脉冲与第一驱动信号的滞后时间。
在实际操作过程中，对于不同的需求，可以选择不同的影响因素来确定(D1+D2)Tsw，下面分三种情况进行介绍。
第一种：在第一驱动信号的每个周期，N个脉冲中的第一个脉冲与所述第一驱动信号的滞后时间(D1+D2)Tsw根据电感的纹波电流来确定。
由于电感的纹波电流受(D1+D2)Tsw的影响，因此，控制器可以通过电感的纹波电流来确定(D1+D2)Tsw。
为了进一步降低电感的纹波电流，使电感的纹波电流处于较低值，控制器在电感的每个充放电周期内，控制电感的充电电流等于电感的放电电流，进而确定(D1+D2)Tsw。控制器确定(D1+D2)Tsw后，即可根据(D1+D2)Tsw获得较小的纹波电流。
下面结合图1所示的变换器拓扑图，详细介绍控制器获得滞后时间D2Tsw的过程。
控制器根据变换器的输入电压Vin、输出电压Vo、飞跨电容Cfly的电压Vc和第一驱动信号的周期Tsw，来确定所述滞后时间。
结合图2，以控制器发送第一驱动信号给第一开关管，发送第二驱动信号给第二开关管为例，a时段和b时段对应电感的一个充放电周期，则a时段对应T1导通，b时段对应T1截止，电感在该充放电周期内满足如下方程：
(Vin+Vc-Vo)D1Tsw＝(Vo-Vin)D2Tsw
其中，Vin为变换器的输入电压，Vo为变换器的输出电压，Vc为飞跨电容的电压，Tsw为述第一驱动信号的周期，D1为变换器的占空比，D2Tsw为所述N个脉冲中第一个脉冲的上升沿与所述第一驱动信号的下降沿的延迟时间。
变换器的占空比D1满足如下方程：
其中，D1为变换器的占空比，Vin为变换器的输入电压，Vo为变换器的输出电压。
因此，控制器可以通过上述两个方程，来获得滞后时间(D1+D2)Tsw，进而能够降低电感的纹波电流。
第二种：在第一驱动信号的每个周期，N个脉冲中的第一个脉冲与第一驱动信号的滞后时间根据第一开关管和/或第二开关管的损耗来确定。
为了进一步降低电路中产生的损耗，(D1+D2)Tsw可以单独通过第一开关管的损耗来确定，也可以单独通过第二开关管的损耗来确定，还可以通过第一开关管的损耗和第二开关管的损耗共同确定。
例如，控制器单独通过第一开关管的损耗来确定(D1+D2)Tsw，可以为第一开关管的损耗最小时对应的(D1+D2)Tsw；控制器单独通过第二开关管的损耗来确定(D1+D2)Tsw，可以为第二开关管的损耗最小时对应的(D1+D2)Tsw；控制器通过第一开关管的损耗和第二开关管的损耗共同确定(D1+D2)Tsw，可以为第一开关管的损耗和第二开关管的损耗分布均衡时对应的(D1+D2)Tsw。
因此，控制器可以根据开关管的损耗，来确定(D1+D2)Tsw，进而降低电路中产生的损耗，提高变换器的转换效率。
第三种：在所述第一驱动信号的每个周期，所述N个脉冲中的第一个脉冲与所述第一驱动信号的滞后时间根据所述电感的纹波电流和至少一个开关管的损耗来确定。
为了既能降低电感的纹波电流，又能降低电路中产生的损耗，控制器可以结合第一种和第二种介绍的影响因素来确定(D1+D2)Tsw。
因此，控制器能够获得电感的纹波电流较低且至少一个开关管损耗较低时对应的(D1+D2)Tsw。
以上实施例介绍了驱动信号的控制方法，对于图1所示的变换器的拓扑图的变形，该驱动信号的控制方法同样适用，下面进行详细介绍。
变换器实施例四：
本申请不具体限定变换器的拓扑图，本领域技术人员可以根据实际需要对拓扑图进行适应变换。
参见图8，该图为本申请实施例提供的又一种三电平升压变换器的拓扑图。
该变换器在图1所示的拓扑图的基础上还包括：第五开关管T3。
第五开关管T3的第一端连接所述第二节点B，第五开关管T3的第二端连接飞跨电容Cfly的第一端。
控制器通过给第一开关管T1和第二开关管T2施加不对称的驱动信号，也能够提高电感L充放电频率，从而降低电感L的纹波电流。
图8相对于图1所示的电路，存在以下优点：
在电源接通时，先控制T3断开，由于T3断开，此时电流从L、D3、Cfly和T2无法构成通路，此时电源电压Vin不会施加在T2上，因此，对于T2起到保护作用。例如当Vin为1400V时，T1和T2一般选用950V耐压的开关管，如果不添加T3，则在电源接通瞬间，飞跨电容Cfly上的电压为0，即Vin几乎完全施加在T2上，造成T2承受电压超过器件本身的电压应力，会损坏T2。
参见图9，该图为本申请实施例提供的再一种三电平升压变换器的拓扑图。
该变换器在图1所示的拓扑图的基础上还包括：第三二极管D5和第四二极管D6。
第三二极管D5的阳极连接三电平升压变换器的输出电压的中点，即第三二极管D5的阳极连接第一电容C1的第一端，第一电容C1的第一端连接第二电容C2的第一端，第一电容C1的第二端连接第一输出端，第二电容C2的第二端连接第二输出端。
第三二极管D5的阴极连接所述第三节点C。D5的作用是对D4承受的压降进行箝位，防止在T2导通时，D4承受整个直流母线电压(Vo)。
第四二极管D6的阳极连接所述第二节点B，第四二极管D6的阴极连接输出电压的中点，即第四二极管D5的阴极连接第一电容C1的第一端。
控制器通过给第一开关管T1和第二开关管T2施加不对称的驱动信号，也能够提高电感L充放电频率，从而降低电感L的纹波电流。
图9相与图8的作用一致，均是为了在电源启动时，即电源接入时，降低T2承受的电压应力，图9对于图1所示的电路，存在以下优点：
图9中增加D5和D6，是为了在电源接通时，Cfly和C1并联，Vin为Cfly进行充电，Cfly不存在电压为0的时刻，因此，电源电压Vin不会完全施加在T2上，从而降低T2所承受的电压应力，对T2起到保护作用。
图8和图9中的D3和D4也可以均替换为开关管，即分别替换为第三开关管和第四开关管，控制第三开关管和第四开关管均实现二极管的工作模式即可。
方法实施例一：
以上实施例介绍了变换器，下面详细介绍变换器的控制方法。
参见图10，该图为本申请实施例提供的一种三电平升压变换器的控制方法流程图。
该方法应用于以上实施例中介绍的变换器的拓扑图参见图1，此处不再赘述。
该方法包括：
步骤1001：当飞跨电容电压小于等于母线电压的一半时，发送第一驱动信号给第一开关管，发送第二驱动信号给第二开关管。
母线电压为三电平升压变换器的输出电压。第二驱动信号在第一驱动信号每个周期存在N个脉冲；电感在第一驱动信号的每个周期存在N+1个充放电周期；N为大于等于2的整数。
因此，电感在第一驱动信号的每个周期至少存在3个充放电周期，进而能够提高电感在第一驱动信号的每个周期的充放电频率。
本申请不具体限定N的数值，N为大于等于2的整数，例如N可以为2，也可以为3，也可以取值更大的整数。下面为了描述方便，以N等于2为例进行详细介绍。
结合图2，PWM2在PWM1的每个周期具有多个周期，而且PWM2在PWM1的每个周期的低电平时间段存在2个脉冲，因此，电感在PWM1的一个周期内，存在三个充放电周期，即电感在PWM1的一个周期内完成了三次充放电，即充放电频率提高了。
步骤1002：当飞跨电容电压大于母线电压的一半时，发送第一驱动信号给第二开关管，发送第二驱动信号给第一开关管。
同理，当飞跨电容电压大于母线电压的一半时，也能够提高电感在PWM1的每个周期内的充放电频率。与飞跨电容电压小于等于母线电压的一半时相比，在第二开关管处于截止状态时，电感进行了至少两次充放电，而第一种则是在第一开关管处于截止状态时，电感进行了至少两次充放电。
因此，该方法可以根据飞跨电容电压和母线电压的一半的大小关系，进而给第一开关管和第二开关管发送不对称的驱动信号，来提高电感的充放电频率。无论是第一种情况还是第二种情况，控制器均能够发送不对称的驱动信号给第一开关管和第二开关管，来提高电感的充放电频率，进而降低电感的纹波电流，从而可以选择感量较小的电感。
当第二驱动信号的第一个脉冲的上升沿滞后于第一驱动信号的脉冲的下降沿时，且第二驱动信号在第一驱动信号每个周期的低电平时间段存在N个脉冲，N大于等于2，结合图2，以N等于2为例进行介绍。PWM1和PWM2为不对称的驱动信号，在PWM1的一个周期内，PWM1存在1个脉冲，PWM2存在2个脉冲，电感进行3次充放电。该方法能够提高电感的充放电频率，进而降低电感的纹波电流。
以上介绍了变换器的控制方法，下面详细介绍驱动信号的几种具体实现形式。
由于第一驱动信号比较简单，下面具体介绍在第一驱动信号一个周期内对应的第二驱动信号的具体实现方式。
第二驱动信号的N个脉冲中至少两个脉冲对应的频率不相同。
为了便于理解，下面以第二驱动信号在第一驱动信号每个周期的低电平时间段存在3个脉冲进行介绍，即当N＝3时，则3个脉冲中存在2个脉冲对应的频率不相同。
结合图4A，从图中可以看出，P1对应的周期T1和P3对应的周期T3相同，即T1＝T3，因此P1对应的频率等于P3对应的频率。但P1和P3均与P2对应的周期T2不同，因此，P1和P3的频率均与P2频率不同。从图中可以看出，T3大于T2。
在另外一种情况中，结合图4B，脉冲的频率特性与图4A的相同，与图4A不同的是，第二驱动信号的第一个脉冲与第一驱动信号的脉冲存在重合时间第一驱动信号的脉冲P0与第二驱动信号的3个脉冲中的第一个脉冲P1存在重合，在脉冲P0和脉冲P1重合的时间段内，电感进行充电，直到脉冲P1对应的低电平时，电感进行放电。
第一驱动信号的一个周期内的低电平时间段内仍然存在2个脉冲，即P2和P3。通过图4B所示的不对称驱动信号，仍然能够提高电感的充放电频率，进而降低电感的纹波电流。
此外，图4A与图4B相比，在图4B中，P1的脉冲宽度与P2的脉冲宽度不同，P1的脉冲宽度与P3的脉冲宽度也不同，但P2和P3的脉冲宽度相同，而在图4A中，P1、P2和P3的脉冲宽度均相同。
由于增加PWM2在PWM1的低电平时间段的脉冲数量，从而增加电感的充放电次数，进而提高电感的充放电频率，即使PWM2中脉冲的脉冲宽度不同，但同样能够降低电感的纹波电流。
应当理解，在本申请中，“至少一个(项)”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，用于描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，“A和/或B”可以表示：只存在A，只存在B以及同时存在A和B三种情况，其中A，B可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个)的任意组合。例如，a，b或c中的至少一项(个)，可以表示：a，b，c，“a和b”，“a和c”，“b和c”，或“a和b和c”，其中a，b，c可以是单个，也可以是多个。
以上所述，仅是本申请的较佳实施例而已，并非对本申请作任何形式上的限制。虽然本申请已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本申请。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本申请技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本申请技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本申请技术方案的内容，依据本申请的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本申请技术方案保护的范围内。

Claims (20)

1.一种三电平升压变换器，其特征在于，包括：第一开关管、第二开关管、电感、飞跨电容和控制器；所述第一开关管和所述第二开关管为主功率管；
所述控制器，用于当所述飞跨电容电压小于等于母线电压的一半时，发送第一驱动信号给所述第一开关管，发送第二驱动信号给所述第二开关管；当所述飞跨电容电压大于所述母线电压的一半时，发送第一驱动信号给所述第二开关管，发送第二驱动信号给所述第一开关管；所述母线电压为所述三电平升压变换器的输出电压；
所述第二驱动信号在所述第一驱动信号每个周期存在N个脉冲；所述电感在所述第一驱动信号的每个周期存在N+1个充放电周期；所述N为大于等于2的整数。
2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，还包括：第三开关管和第四开关管；
所述电感的第一端连接所述三电平升压变换器的第一输入端，所述电感的第二端连接第一节点；所述第一开关管的第一端连接所述第一节点，所述第一开关管的第二端连接第二节点，所述第二开关管的第一端连接所述第二节点，所述第二开关管的第二端连接所述三电平升压变换器的第二输入端；所述第三开关管的阳极和阴极分别连接所述第一节点和第三节点，所述第四开关管的阳极和阴极分别连接所述第三节点和所述三电平升压变换器的第一输出端；所述飞跨电容的第一端连接所述第二节点，所述飞跨电容的第二端连接所述第三节点。
3.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，所述第二驱动信号在所述第一驱动信号每个周期的低电平时间段存在N个脉冲。
4.根据权利要求1-3任一项所述的变换器，其特征在于，所述N个脉冲中至少两个脉冲对应的频率不相同。
5.根据权利要求3所述的变换器，其特征在于，所述N个脉冲中每个脉冲的脉冲宽度相同。
6.根据权利要求4所述的变换器，其特征在于，所述N个脉冲中每个脉冲对应的频率均不相同。
7.根据权利要求1-3任一项所述的变换器，其特征在于，所述N为2。
8.根据权利要求1-3任一项所述的变换器，其特征在于，所述N大于等于3。
9.根据权利要求8所述的变换器，其特征在于，所述N个脉冲中前N-1个脉冲的频率相同，所述N个脉冲中最后一个脉冲的频率小于所述前N-1个脉冲的频率。
10.根据权利要求1-3任一项所述的变换器，其特征在于，在所述第一驱动信号的每个周期，所述N个脉冲中的第一个脉冲的上升沿在所述第一驱动信号的下降沿之后。
11.根据权利要求10所述的变换器，其特征在于，所述控制器，用于在每个充放电周期，控制所述电感的充电电流等于所述电感的放电电流来确定所述N个脉冲中的第一个脉冲的上升沿与所述第一驱动信号的脉冲的上升沿之间的滞后时间。
12.根据权利要求11所述的变换器，其特征在于，所述控制器，还用于根据所述三电平升压变换器的输入电压、输出电压、所述飞跨电容的电压和所述第一驱动信号的周期，确定所述滞后时间。
13.根据权利要求12所述的变换器，其特征在于，所述控制器，具体用于通过以下公式获得所述滞后时间，所述滞后时间为(D1+D2)Tsw；
(Vin+Vc-Vo)D1Tsw＝(Vo-Vin)D2Tsw
其中，Vin为所述三电平升压变换器的输入电压，Vo为所述三电平升压变换器的输出电压，Vc为所述飞跨电容的电压，Tsw为所述第一驱动信号的周期，D1为所述三电平升压变换器的占空比，D2Tsw为所述N个脉冲中第一个脉冲的上升沿与所述第一驱动信号的下降沿的延迟时间。
14.根据权利要求10所述的变换器，其特征在于，在所述第一驱动信号的每个周期，所述N个脉冲中的第一个脉冲与所述第一驱动信号的滞后时间根据所述第一开关管和/或所述第二开关管的损耗来确定。
15.根据权利要求10所述的变换器，其特征在于，在所述第一驱动信号的每个周期，所述N个脉冲中的第一个脉冲与所述第一驱动信号的滞后时间根据所述电感的纹波电流和至少一个开关管的损耗来确定。
16.根据权利要求2或3所述的变换器，其特征在于，还包括：第五开关管；
所述第五开关管的第一端连接所述第二节点，所述第五开关管的第二端连接所述飞跨电容的第一端。
17.根据权利要求2或3所述的变换器，其特征在于，还包括：第三二极管和第四二极管；
所述第三二极管的阳极连接所述三电平升压变换器的输出电压的中点，所述第三二极管的阴极连接所述第三节点；所述第四二极管的阳极连接所述第二节点，所述第四二极管的阴极连接所述输出电压的中点。
18.一种三电平升压变换器的控制方法，其特征在于，所述三电平升压变换器包括：第一开关管、第二开关管、电感、飞跨电容和控制器；所述第一开关管和所述第二开关管为主功率管；
该方法包括：
当所述飞跨电容电压小于等于母线电压的一半时，发送第一驱动信号给所述第一开关管，发送第二驱动信号给所述第二开关管；
当所述飞跨电容电压大于所述母线电压的一半时，发送第一驱动信号给所述第二开关管，发送第二驱动信号给所述第一开关管；
所述母线电压为所述三电平升压变换器的输出电压；
所述第二驱动信号在所述第一驱动信号每个周期存在N个脉冲；所述电感在所述第一驱动信号的每个周期存在N+1个充放电周期；所述N为大于等于2的整数。
19.根据权利要求18所述的控制方法，其特征在于，所述第二驱动信号在所述第一驱动信号每个周期的低电平时间段存在N个脉冲。
20.根据权利要求18或19所述的控制方法，其特征在于，所述N个脉冲中至少两个脉冲对应的频率不相同。
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