WO2014156003A1

WO2014156003A1 - インバータ装置

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Publication number: WO2014156003A1
Application number: PCT/JP2014/001318
Authority: WO
Inventors: 後藤　周作; 祐輔岩松
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2013-03-28
Filing date: 2014-03-10
Publication date: 2014-10-02
Also published as: JP6179783B2; EP2980980A4; EP2980979A1; JP6284081B2; AU2014245740A1; JP2014209841A; NZ712539A; WO2014157700A1; EP2980979A4; NZ712515A; EP2980980B1; EP2980980A1; JPWO2014157700A1; AU2014244868A1; AU2014245740B2; AU2014244868B2

Abstract

　インバータ装置（１）において、出力電流と出力電圧に位相差が生じる場合においても、出力電流を制御し、効果的に無効電力を供給する。このために、インバータ装置（１）は、ブリッジ回路から成るインバータ部（２）を備える。また、２つの接続線（Ｓ１１），（Ｓ１２）の間には、逆並列に第５ダイオード（Ｄ５）が接続された第５スイッチ素子（Ｑ５）及び逆並列に第６ダイオード（Ｄ６）が接続された第６スイッチ素子（Ｑ６）が、第５ダイオード（Ｄ５）と第６ダイオード（Ｄ６）との導通方向が互いに逆向きとなるように直列接続された直列回路にて構成されるクランプ部（５）が設けられる。また、第１スイッチ素子（Ｑ１）～第６スイッチ素子（Ｑ６）に対し、オン／オフを切り替えるためのパルス信号を付与する制御部（６）を備える。

Description

インバータ装置

　本発明は、直流電力をスイッチングして交流電力を発生させるインバータ装置に関する。

　近年、太陽光発電や家庭用燃料電池などの普及により、これらの直流電力をスイッチングして交流電力を発生させるインバータ装置が求められている。

　図１９（ａ）は、特許文献１に示されるような、出力クランプ方式を用いるインバータ装置１００の基本構成を示す。このインバータ装置１００は、スイッチ素子ＱＡ，ＱＢの直列回路とスイッチ素子ＱＣ，ＱＤの直列回路を並列接続してブリッジ回路で構成されたインバータ部を備える。直列接続されたスイッチ素子ＱＡ，ＱＢの中間点１０１及びスイッチ素子ＱＣ，ＱＤの中間点１０２から接続線１０３及び１０４が引き出され、２本の接続線１０３，１０４はリアクトルＬ１，Ｌ２を介して負荷１０５と接続される。２つの接続線１０３，１０４の間には、スイッチＱＥと直列ダイオードＤＥから成る接続経路１０６、及びスイッチＱＦと直列ダイオードＤＦから成る接続経路１０７が設けられ、これら切り離された２つの接続経路１０６，１０７でクランプ部を構成している。クランプ部の２つのダイオードＤＥ，ＤＦの導通方向は２つの接続経路１０６，１０７で互いに逆向きとなっている。

　次に、インバータ装置１００の駆動方法に関して図１９（ｂ）を参照して説明する。最初に、出力電圧が正の半周期期間において、インバータ部はスイッチ素子ＱＡ，ＱＤが同相のＰＷＭ制御がなされ、スイッチ素子ＱＥが常時オンとなるようにパルス信号が付与される。当該期間において、スイッチ素子ＱＡ，ＱＤがオン時には入力の直流電圧がスイッチ素子ＱＡ，ＱＤとリアクトルＬ１を介して負荷１０５に出力されてリアクトル電流Ｉ_Ｌが増加する。クランプ部はスイッチ素子ＱＥのみオンであり、ダイオードＤＥの逆バイアス回路となるために電流は流れない。

　そして、当該期間において、スイッチ素子ＱＡ，ＱＤスイッチがオフになると、リアクトルＬ１から逆起電力が生じ、スイッチＱＥ及びスイッチＱＥに直列に接続されたダイオードＤＥにリアクトル電流Ｉ_Ｌが還流する。すると、リアクトル入力側電圧（スイッチ素子ＱＥの端子電圧）はほぼ０Ｖにクランプされるため、リアクトル電圧が逆バイアスとなり、リアクトル電流Ｉ_Ｌは減少する。このように、出力電圧が正の半周期期間において、スイッチＱＡ，ＱＤのオン／オフ期間の割合で出力電流が制御されて、負荷１０５への入力電流の波形が正弦波に近似される。

　次に、インバータ装置１００では、出力電圧のゼロクロス時点Ｚ_Ｃにおいて、スイッチ素子ＱＡ，ＱＤの組とスイッチ素子ＱＢ，ＱＣの組のオン／オフを交互に切り替え、クランプ部のスイッチ素子ＱＥとスイッチ素子ＱＦとのオン／オフを交互に切り替える。すなわち、出力電圧が負の半周期期間の駆動に関しては、図１９（ｂ）に示すように、スイッチ素子ＱＢ，ＱＣに対してＰＷＭ制御が行われ、スイッチＱＥの代わりにスイッチＱＦが常時ＯＮとなるようにパルス信号が制御される。

　この種のインバータ装置１００は、ＰＷＭ制御信号における電位差による損失を小さくできるため、パワーコンディショナなどのインバータ部で高い変換効率、低ノイズ、小型化を実現する装置として用いられる。

米国特許第７，０４６，５３４号

　しかし、上記従来のインバータ装置１００では、クランプ部のスイッチ素子ＱＥ，ＱＦのオン／オフの切り替え、インバータ部のスイッチ素子ＱＡ，ＱＤの組とスイッチ素子ＱＢ，ＱＣの組のオン／オフの切り替えを出力電圧のゼロクロス時点Ｚ_Ｃで行う。このため、出力電圧と出力電流とに位相差が生じている場合、電流は制御できず、その結果、無効電力を供給できないという問題が生じる。

　このことを、図２０を用いて説明する。図２０（ａ）の実線及び点線矢印に示すように、出力電圧Ｖ_Ｏと出力電流Ｉ_Ｏとに位相差がある例えば出力電流Ｉ_Ｏが負、出力電圧Ｖ_Ｏが正の期間において、インバータ部のスイッチ素子ＱＡ，ＱＤがオン、クランプ部のスイッチ素子ＱＥがオンの時点では、左向きの電流が減少している。また、当該期間において、ＰＷＭ制御信号に基づいてインバータ部のスイッチ素子ＱＡ，ＱＤがオフに切り替えられても、図２０（ｂ）の実線及び点線矢印に示すように、左向きの電流が減少することとなる。すなわち、当該期間において、左向きの電流が減少し続けるために、左向き電流、すなわち負電流を流すことができず、その結果、出力電流を制御できない。

　ここで、上記従来のインバータ装置１００を用いた出力電圧Ｖ_Ｏと出力電流Ｉ_Ｏの各波形を図２１に示す。図２１（ａ）は、電流位相が電圧位相に対して３０度遅れる場合、図２１（ｂ）は、電流位相が電圧位相に対して３０度進んでいる場合の出力電流Ｉ_Ｏ、出力電圧Ｖ_Ｏの各波形のシミュレーション結果を示す。本図からも分かるように、従来のインバータ装置１００では、出力電圧Ｖ_Ｏと出力電流Ｉ_Ｏの符号が異なる期間において上手く電流の制御が行えていないことが分かる。

　そして、この結果、インバータ装置から無効電力を供給できず、容量性負荷（キャパシタ）や誘導性負荷（リアクトル）に効率的に電力を供給できず、また、系統連携インバータにおいては、独立運転検出のための能動的な無効電力を供給できない。

　本発明は、上記従来の課題に鑑みてなされたものであり、出力電流と出力電圧に位相差が生じる場合においても、出力電流を制御し、効果的に無効電力を供給することができるインバータ装置を提供することを目的とする。

　上記目的を達成するために本発明は、逆並列に第１ダイオードが接続された第１スイッチ素子及び逆並列に第２ダイオードが接続された第２スイッチ素子の直列回路と、逆並列に第３ダイオードが接続された第３スイッチ素子及び逆並列に第４ダイオードが接続された第４スイッチ素子の直列回路とが並列接続されて構成されるインバータ部を備え、前記第１スイッチ素子と第２スイッチ素子の中間点、及び前記第３スイッチ素子と第４スイッチ素子の中間点から接続線が引き出されて負荷と接続されるインバータ装置であって、前記２つの接続線の間には、逆並列に第５ダイオードが接続された第５スイッチ素子及び逆並列に第６ダイオードが接続された第６スイッチ素子が、当該第５ダイオードと第６ダイオードとの導通方向が互いに逆向きとなるように直列接続された直列回路にて構成されるクランプ部が設けられ、前記第１スイッチ素子乃至第６スイッチ素子に対し、オン／オフを切り替えるためのパルス信号を付与する制御部を備えることを特徴とするものである。

　このインバータ装置において、前記制御部は、前記第１スイッチ素子及び第４スイッチ素子の組と、第２スイッチ素子及び第３スイッチ素子の組とのオン／オフを、負荷への出力電圧のゼロクロス時点において交互に切り替える一方、前記第５スイッチ素子と第６スイッチ素子とのオン／オフを、負荷への出力電流のゼロクロス時点において交互に切り替えるようにパルス信号を付与することが好ましい。

　このインバータ装置において、前記制御部は、負荷へ出力される出力電圧及び出力電流が互いに異符号の期間において、前記第１スイッチ素子及び第４スイッチ素子のオン期間において第６スイッチ素子がオンとならないように、前記第２スイッチ素子及び第３スイッチ素子のオン期間においては第５スイッチ素子がオンとならないように、前記第５スイッチ素子及び第６スイッチ素子のオン期間にデッドタイムを設けるようにパルス信号を付与することが好ましい。

　このインバータ装置において、前記制御部は、前記クランプ部に電流が還流している期間において、前記第５スイッチ素子及び第６スイッチ素子の両方をオン状態にするようにパルス信号を付与することが好ましい。

　このインバータ装置において、前記制御部は、前記クランプ部の第５スイッチ素子及び第６スイッチ素子のオン／オフの切り替えは、前記クランプ部の電圧又は電流のいずれかがゼロのときに行うことが好ましい。

　このインバータ装置において、前記クランプ部を構成する第５スイッチ素子及び第６スイッチ素子には、ＧａＮ双方向デバイスを用いることが好ましい。

　このインバータ装置において、前記クランプ部を構成する第５スイッチ素子及び第６スイッチ素子には、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴを用いることが好ましい。

　このインバータ装置において、前記クランプ部を構成する第５スイッチ素子及び第６スイッチ素子はコレクタ共通となる向きで直列接続され、前記第１スイッチ素子と第５スイッチ素子との接続、及び前記第３スイッチ素子と第６スイッチ素子との接続はエミッタ共通となる向きとすることが好ましい。

　このインバータ装置において、前記クランプ部に流れる過電流を検出する過電流検出部をさらに備え、前記制御部は、前記過電流検出部において検出された電流が許容値を超えた場合に前記クランプ部の第５スイッチ素子及び第６スイッチ素子の両方を強制的にオフにするようにパルス信号を付与することが好ましい。

　また、上記目的を達成するために本発明は、分散型電源が系統電源から切り離されて単独運転しているかどうかを検出する単独運転検出機能を備えた系統連携インバータ装置であって、前記請求項１～９の何れか一項に記載のインバータ装置と、当該インバータ装置を用いて前記系統電源の電圧に対して位相をずらした無効電力を注入すると共に、系統周波数を計測して、当該系統周波数の変化に基づいて前記分散型電源が単独運転をしているかどうかを検出する単独運転検出部とを備えることを特徴とするものである。

　本発明に係るインバータ装置によれば、インバータ部から引き出された２本の接続線の間に、逆並列にダイオードが接続された２つのスイッチ素子が、ダイオードの導通方向が逆向きとなるように直列接続されたクランプ部が設けられている。インバータ装置の制御部は、出力電圧又は出力電力のゼロクロス時点において、インバータ部及びクランプ部の所定のスイッチ素子のオン／オフを切り替えるように制御する。その結果、インバータ装置は、出力電流と出力電圧に位相差が生じる場合においても、出力電流を制御し、効果的に無効電力を供給することができる。

図１は、本発明の実施の形態１に係るインバータ装置の構成を示す図である。図２は、上記インバータ装置の駆動信号の波形を示すタイムチャートである。図３（ａ）は、図２に示すタイムチャートにおける時刻ｔ２でのスイッチ素子のオン又はオフ及び電流の流れを示す図、図３（ｂ）は、上記インバータ装置における電流の流れを説明するための図である。図４（ａ）は、図２に示すタイムチャートにおける時刻ｔ３でのスイッチ素子のオン又はオフ及び電流の流れを示す図、図４（ｂ）は、上記インバータ装置における電流の流れを説明するための図である。図５は、上記インバータ装置の別の期間における駆動信号の波形を示すタイムチャートである。図６は、図５に示すタイムチャートにおける時刻ｔ６でのスイッチ素子のオン又はオフ及び電流の流れを示す図である。図７は、図５に示すタイムチャートにおける時刻ｔ７でのスイッチ素子のオン又はオフ及び電流の流れを示す図である。図８は、上記インバータ装置の別の期間における駆動信号の波形を示すタイムチャートである。図９（ａ）は、図８に示すタイムチャートにおける時刻ｔ９でのスイッチ素子のオン又はオフ及び電流の流れを示す図、図９（ｂ）は、上記インバータ装置における電流の流れを説明するための図である。図１０（ａ）は、図８に示すタイムチャートにおける時刻ｔ１０でのスイッチ素子のオン又はオフ及び電流の流れを示す図、図１０（ｂ）は、上記インバータ装置における電流の流れを説明するための図である。図１１（ａ）及び（ｂ）は、上記インバータ装置を用いた場合の出力電流Ｉ_Ｏ、出力電圧Ｖ_Ｏの各波形のシミュレーション結果を示す図である。図１２（ａ）は、上記インバータ装置の駆動信号の波形を示すタイムチャート、図１２（ｂ）は、本図に示す期間Δｔ３におけるクランプ部の還流電流の流れを示す図である。図１３（ａ）は、上記実施の形態１の変形例１に係るインバータ装置の駆動信号の波形を示すタイムチャート、図１３（ｂ）は、本図に示す期間Δｔ４におけるクランプ部の還流電流の流れを示す図である。図１４（ａ）は、上記実施の形態１に係るインバータ装置の駆動信号の波形及びスイッチング損失を示すタイムチャート、図１４（ｂ）は、当該インバータ装置に備わるクランプ部の回路構成を示す図である。図１５（ａ）は、上記実施の形態１の変形例２に係るインバータ装置の駆動信号の波形及びスイッチング損失を示すタイムチャート、図１５（ｂ）は、当該インバータ装置に備わるクランプ部の回路構成を示す図である。図１６は、上記実施の形態１の変形例３に係るインバータ装置のクランプ部のモジュール構成例を示す図である。図１７（ａ）は、上記実施の形態１の変形例４に係るインバータ装置の回路構成を示す図、図１７（ｂ）は、当該インバータ装置に用いるスイッチ素子の回路記号を示す図である。図１８は、上記実施の形態１の変形例５に係るインバータ装置のクランプ部の回路構成を示す図である。図１９（ａ）は、従来のインバータ装置の構成を示す図、図１９（ｂ）は、当該インバータ装置の駆動信号の波形を示すタイムチャートである。図２０（ａ）及び（ｂ）は、従来のインバータ装置における電流の流れを説明するための図である。図２１（ａ）及び（ｂ）は、従来のインバータ装置を用いた場合の出力電流Ｉ_Ｏ、出力電圧Ｖ_Ｏの各波形のシミュレーション結果を示す図である。

（実施の形態１）
　本発明の実施の形態１に係るインバータ装置について図１を参照して説明する。インバータ装置１は、直流電圧を交流電圧へ変換する機能を有し、図１に示す構成を示す。インバータ部２は、逆並列に第１ダイオードＤ１が接続された第１スイッチ素子Ｑ１及び逆並列に第２ダイオードＤ２が接続された第２スイッチ素子Ｑ２の直列回路を有する。また、逆並列に第３ダイオードＤ３が接続された第３スイッチ素子Ｑ３及び逆並列に第４ダイオードＤ４が接続された第４スイッチ素子Ｑ４の直列回路を有する。インバータ部２は、これら２つの直列回路を並列接続したブリッジ回路で構成されている。スイッチ素子Ｑ１～Ｑ４は、例えばパワー半導体デバイスとしてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が使用される。

　直列接続された第１スイッチ素子Ｑ１と第２スイッチ素子Ｑ２の中間点Ｐ１及び直列接続された第３スイッチ素子Ｑ３と第４スイッチ素子Ｑ４の中間点Ｐ２から接続線Ｓ１１及びＳ１２が引き出されている。また、第１スイッチ素子Ｑ１と第３スイッチ素子Ｑ３の接続点及び第２スイッチ素子Ｑ２と第４スイッチ素子Ｑ４の接続点をそれぞれ直流電力の入出力端子（直流電源３（Ｖ_ｉｎ）の接続点）とする。さらに、第１スイッチ素子Ｑ１と第２スイッチ素子Ｑ２の接続点及び第３スイッチ素子Ｑ３と第４スイッチ素子Ｑ４の接続点を交流電力の出力端子（負荷４への入力点）とする。

　接続線Ｓ１１，Ｓ１２の間には、クランプ部５が設けられる。クランプ部５は、逆並列に第５ダイオードＤ５が接続された第５スイッチ素子Ｑ５及び逆並列に第６ダイオードＤ６が接続された第６スイッチ素子Ｑ６が、第５ダイオードＤ５及び第６ダイオードＤ６の導通方向が逆向きとなるように直列接続された直列回路である。このように、インバータ装置１は、従来例のインバータ装置１００とは異なり、クランプ部５を一の接続経路で構成する。

　接続線Ｓ１１，Ｓ１２には、リアクトルＬ１，Ｌ２を介して負荷４が接続される。リアクトルＬ１に流れる電流を電流Ｉ_Ｌとし、リアクトルＬ１，Ｌ２は電流変化を少なくするために備えられる。出力コンデンサＣ_ｏｕｔは、電圧を平滑化するため回路に追加される。

　制御部６は、例えば三角波－正弦波方式に基づくパルスを作り出してＰＷＭ制御によってインバータ部２及びクランプ部５のスイッチ素子Ｑ１～Ｑ６のオン／オフ状態を切り替える（スイッチングする）。このことで、制御部６は、電流や電圧を調整して、負荷４に交流波形に近似された電流や電圧を印加する。なお、制御部６におけるＰＷＭ制御は、ソフトウェア制御で実現しても良いし、コンパレータなどを用いるアナログ回路で実現しても良い。

（駆動方法：Ｉ_Ｏ＜０、Ｖ_Ｏ＞０の期間）
　次に、インバータ装置１の駆動方法に関して図２を参照して説明する。最初に、図２に示すように、出力電流Ｉ_ｏと出力電圧Ｖ_ｏとの間に位相差があり、且つ出力電流Ｉ_ｏが負、出力電圧Ｖ_ｏが正の場合における駆動方法に関して説明する。

　制御部６は、出力電流Ｉｏのゼロクロス時Ｚ_Ｃ（時刻ｔ１）を検出し、クランプ部５のスイッチ素子Ｑ５，Ｑ６のオン／オフを切り替える。この際、インバータ部２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ４の組とスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３の組とのオン／オフの切り替えは行わない。その後、出力電圧Ｖ_ＯがゼロクロスＺ_Ｃするまで（時刻ｔ４まで）の期間においては、インバータ部２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ４が、制御部６からのＰＷＭ信号に基づいてオン／オフの切り替え（スイッチング）動作を繰り返す。

　また、制御部６は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４のＯＮ期間（例えば時刻ｔ２）において、スイッチ素子Ｑ６をオフに切り替える。これは、出力電流Ｉ_Ｏ＜０、出力電圧Ｖ_Ｏ＞０の期間においては、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチ素子Ｑ６が同時オンすると入力電圧側に貫通電流が流れる経路、すなわちＶ_ｉｎ→Ｑ１→Ｑ５→Ｑ６→Ｑ４→Ｖ_ｉｎの短絡経路ができる。このため、この短絡経路ができることを回避する必要がある。従って、制御部６は、負荷４へ出力される出力電圧Ｖ_Ｏ及び出力電流Ｉ_Ｏが互いに異符号の期間において、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４と、スイッチ素子Ｑ６が同時にオンにならないよう、スイッチ素子Ｑ６のＯＮ期間にＯＦＦとなるデッドタイムΔｔ１を設ける。

　その後、制御部６は、出力電圧Ｖｏのゼロクロス時点Ｚ_Ｃ（時刻ｔ４）で、インバータ部２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ４の組に代わってスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３の組をオンに切り替えてＰＷＭ制御を行う。この際、出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとが同符号となるため、スイッチ素子Ｑ６にデッドタイム（オフ期間）を設ける必要はなく、スイッチ素子Ｑ６は常時オンとできる。

　図３（ａ）は、図２に示すタイムチャートにおける時刻ｔ２でのスイッチ素子Ｑ１～Ｑ６のオン／オフ状態及び電流の流れを示す。時刻ｔ２では、Ｖ_ＰＷＭがハイレベルであるのでスイッチ素子Ｑ１とＱ４が導通する。また、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ６の同時オンは不可であるため、スイッチ素子Ｑ６はオフとなりクランプ部５は非導通となる。一方、スイッチ素子Ｑ２とＱ３はオフ状態でありダイオードＤ２，Ｄ３により非導通である。すなわち、負荷４には、図３（ａ）に示す矢印方向に電流が流れ、右向きのＩ_Ｌ電流はゆっくりと上昇し、この期間にリアクトルＬ１には電磁エネルギーが蓄積される。また、図３（ｂ）の実線及び点線矢印に示すように、この時刻ｔ１においては、左向きのリアクトル電流Ｉ_Ｌが減少する。

　図４（ａ）は、図２に示すタイムチャートにおける時刻ｔ３でのスイッチ素子Ｑ１～Ｑ６のオン／オフ状態及び電流の流れを示す。時刻ｔ３では、Ｖ_ＰＷＭがゼロレベルであるのでスイッチ素子Ｑ１とＱ４が不導通となる。また、スイッチ素子Ｑ６はオンとなりクランプ部は下向きのダイオードと等価回路となる。一方、スイッチ素子Ｑ２とＱ３は非導通である。すなわち、負荷４には、図４（ｂ）に示すように、点線矢印方向に電流が流れため、右向きのリアクトル電流Ｉ_Ｌはゆっくりと減少し、左向きのリアクトル電流Ｉ_Ｌが増加することとなる。すなわち、本実施の形態１に係るインバータ装置１においては、図３（ｂ）及び図４（ｂ）に示すように、左向きの電流（負の出力電流）の増減が制御できる。

　（駆動方法：Ｉ_Ｏ＞０、Ｖ_Ｏ＜０の期間）
　次に、インバータ装置１の別の期間における駆動方法に関して図５を参照して説明する。ここでは、図５（ａ）に示すように、出力電流Ｉ_ｏと出力電圧Ｖ_ｏとの間に位相差があり、且つ出力電流Ｉｏが正、出力電圧Ｖｏが負の場合における駆動方法に関して説明する。

　制御部６は、出力電圧Ｖｏのゼロクロス時Ｚ_Ｃ（時刻ｔ５）を検出し、インバータ部２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ４の組に切り替えてスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３の組にＰＷＭ制御を行う。この際、クランプ部５のスイッチ素子Ｑ５はオンのままであり、スイッチ素子Ｑ６はオフのままである。その後、出力電流ＩｏがゼロクロスＺ_Ｃ（時刻ｔ８）するまでの期間においては、スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３は、制御部６からのＰＷＭ信号に基づきオン／オフの切り替えを繰り返す。

　また、制御部６は、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３のＯＮ期間（例えば時刻ｔ６）においては、スイッチ素子Ｑ５がオフするように制御を行う。これは、出力電流Ｉ_Ｏ＞０、出力電圧Ｖ_Ｏ＜０の期間においては、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３とスイッチ素子Ｑ５が同時オンすると入力電圧側に貫通電流が流れる経路、すなわちＶ_ｉｎ→Ｑ３→Ｑ６→Ｑ５→Ｑ２→Ｖ_ｉｎの短絡経路ができる。このため、この短絡経路ができることを回避する必要がある。従って、制御部６は、負荷４へ出力される出力電圧Ｖ_Ｏ及び出力電流Ｉ_Ｏが互いに異符号の期間において、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３と、スイッチ素子Ｑ５が同時にオンにならないよう、スイッチ素子Ｑ５のＯＮ期間にＯＦＦとなるデッドタイムΔｔ２を設ける。

　その後、制御部６は、出力電流Ｉｏがゼロクロスした時点Ｚ_Ｃ（時刻ｔ８）で、クランプ部５のスイッチ素子Ｑ５に代わってスイッチ素子Ｑ６をオンに切り替えてＰＷＭ制御を行う。この際、出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとが同符号となるため、スイッチ素子Ｑ６にデッドタイム（オフ期間）を設ける必要はなく、スイッチ素子Ｑ６は常時オンとできる。

　図６は、図５に示すタイムチャートにおける時刻ｔ６でのスイッチ素子Ｑ１～Ｑ６のオン／オフ状態及び電流の流れを示す。時刻ｔ６では、Ｖ_ＰＷＭがロウレベルであるのでスイッチ素子Ｑ２とＱ３が導通する。また、スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３とスイッチ素子Ｑ５の同時オンは不可であるため、スイッチ素子Ｑ５はオフとなりクランプ部５は非導通となる。一方、スイッチ素子Ｑ１とＱ４はオフ状態でありダイオードＤ１，Ｄ４により非導通である。

　図７は、図５に示すタイムチャートにおける時刻ｔ７でのスイッチ素子Ｑ１～Ｑ６のオン／オフ状態及び電流の流れを示す。時刻ｔ７では、Ｖ_ＰＷＭがゼロレベルであるのでスイッチ素子Ｑ２とＱ３が不導通となる。また、スイッチ素子Ｑ５はオンとなりクランプ部は上向きのダイオードと等価回路となる。一方、スイッチ素子Ｑ１とＱ４は非導通である。すなわち、負荷４には、図７の矢印方向に電流が流れる。すなわち、当該期間において、インバータ装置１においては、右向きの電流（正の出力電流）の増減が制御できている。

　（駆動方法：Ｉ_Ｏ＞０、Ｖ_Ｏ＞０の期間）
　次に、インバータ装置１の別の期間における駆動方法に関して図８を参照して説明する。ここでは、図８に示すように、出力電流Ｉ_ｏと出力電圧Ｖ_ｏとの間に位相差がなく、且つ出力電流Ｉｏが正、出力電圧Ｖｏが正の場合における駆動方法に関して説明する。なお、出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏの符号が同じ期間では、本実施の形態１に係るインバータ装置１と従来のインバータ装置１００の動作は同一となる。

　この場合、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４がオン時（例えば時刻ｔ９）においては、図９の点線矢印に示すように、直流電源３からリアクトルＬ１を介して出力電流Ioは増加し、右向きの電流が増加する。クランプ部５はスイッチ素子Ｑ５のみＯＮ状態であるため、ダイオードＤ６の逆バイアス回路となり、クランプ部５に電流は流れない。

　次に、制御部６は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ４をオフ（例えば時刻ｔ１０）にすると、図１０の点線矢印に示すように、自動的にスイッチ素子Ｑ６のダイオードＤ６を通してリアクトルの還流電流が流れる。この際、スイッチ素子Ｑ６の端子電圧はほぼ０Ｖとなり、リアクトル電圧は逆バイアスとなり、出力電流Ｉ_Ｏは減少することとなる。従って、インバータ装置１は、右向きの電流（正の出力電流）の増減が制御できている。そして、制御部６は、出力電圧Ｖ_ｏがゼロクロスＺ_Ｃする時点（時刻ｔ１１）において、インバータ部２の対角スイッチであるスイッチ素子Ｑ１，Ｑ４の組，スイッチ素子Ｑ２，Ｑ３の組をペアとしてオン／オフ動作を交互に切り替える。また、同時に、スイッチ素子Ｑ５とＱ６のオン／オフ動作も切り替わる。

　以上の説明のように、本実施の形態１に係るインバータ装置１は、（１）クランプ部５のスイッチ素子Ｑ５とスイッチ素子Ｑ６とのオン／オフの切り替えは出力電流Ｉ_Ｏのゼロクロス時点Ｚ_Ｃで行う。また、（２）インバータ部２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ４の組とスイッチ素子Ｑ２・Ｑ３の組とのオン／オフの切り替えは出力電圧Ｖ_Ｏのゼロクロス時点Ｚ_Ｃで行う。さらに（３）出力電流Ｉ_Ｏと出力電圧Ｖ_Ｏが異符号となる期間においては、インバータ部２のスイッチ素子Ｑ１～Ｑ４のＯＮ期間と、クランプ部５のスイッチ素子Ｑ５，Ｑ６のオン期間が重ならないようにデッドタイムΔｔを設ける。

　なお、上記従来のインバータ装置１００においては、本実施の形態１に係るインバータ装置１における上記（１）（２）の制御とは異なり、クランプ部及びインバータ部のスイッチ素子のオン／オフの切り替えは全て、出力電圧Ｖｏのゼロクロス時点Ｚ_Ｃでのみで行う。また、本実施の形態１に係るインバータ装置１における上記（３）の制御とは異なり、クランプ部のスイッチ素子のオン期間にはデッドタイムを設けていない。

　図１１は、インバータ装置１からの出力電圧Ｖ_Ｏ、出力電流Ｉ_Ｏの波形の一例を示す。図１１（ａ）は電流位相が電圧位相に対して３０度進んでいる場合、図１１（ｂ）は電流位相が電圧位相に対して３０度遅れている場合の出力電圧Ｖ_Ｏ、出力電流Ｉ_Ｏの波形を示す。本図からも分かるように、出力電圧Ｖ_Ｏと出力電流Ｉ_Ｏとは位相差を保ちつつ、歪少なく出力電流Ｉ_Ｏを制御でき、その結果、無効電力の出力を制御できる。

　以上のように、本実施の形態１に係るインバータ装置１は、クランプ部５を備える出力クランプ方式において、出力電流を制御して、効果的に無効電力を供給できる。その結果、交流の出力電流Ｉ_Ｏと交流の出力電圧Ｖｏとの位相差が生じる場合においても、容量性負荷（キャパシタ）、誘導性負荷（リアクトル）の駆動に要される無効電力を出力できることとなる。また、クランプ部５のスイッチ素子Ｑ５，Ｑ６のオン期間に上述のようなデッドタイムΔｔを設けるで、インバータ装置１の効率の向上やノイズ削減を図れる。さらに、出力電流Ｉ_Ｏと出力電圧Ｖｏとの位相差を設けた無効電力を出力できるため、系統連携時における太陽電池などの分散型電源の単独運転検出における精度を向上できる。

（第１の変形例）
　本実施の形態１の第１の変形例について、図１２及び図１３を参照して説明する。本変形例１において、制御部６は、リアクトルＬ１からの還流電流が流れる期間において、クランプ部５のスイッチ素子Ｑ５，Ｑ６の両方をオンにする同期整流を行う。

　図１２（ａ）は、説明のために、実施の形態１に係るインバータ装置１の駆動信号の波形を示すタイムチャートであり、図１２（ｂ）は期間Δｔ３におけるクランプ部５の還流電流の流れを示す。この場合、クランプ部５を成すスイッチ素子Ｑ５のダイオード部Ｄ５に電流が流れるため、ダイオードＤ５の順方向電圧×順方向電流の大きさに比例した損失（Ｗ）が発生する。

　図１３（ａ）は、本変形例１に係るインバータ装置１の駆動信号の波形を示すタイムチャートであり、図１３（ｂ）は期間Δｔ４におけるクランプ部５の還流電流の流れを示す。制御部６は、クランプ部５にリアクトルＬ１からの還流電流が流れる期間Δｔ４においては、クランプ部５のスイッチ素子Ｑ５，Ｑ６の両方をオンにする。このため、スイッチ素子Ｑ５のダイオードＤ５に還流電流が流れない電流経路となる。この結果、本変形例１においては、ダイオードの導通損失を低減して、より一層、インバータ装置１の効率改善を図ることができる。

（第２の変形例）
　本実施の形態１の第２の変形例について、図１４及び図１５を参照して説明する。本変形例２では、クランプ部５のスイッチ素子Ｑ５，Ｑ６のオン／オフの切り替えを、クランプ部５の電圧又は電流のいずれかがゼロのときに行う。

　図１４（ａ）は、説明のために上記実施の形態１に係るインバータ装置１の信号波形のタイムチャート及びスイッチング損失Ｐ_ＳＷ（Ｗ）を、図１４（ｂ）はクランプ部５の回路構成を示す。図１４（ａ）に示すように、非常に短いオン期間の制御パルスでスイッチ素子Ｑ６を駆動する際、オン後にクランプ部５の電圧Ｖ_{ｃｌａｍｐ}が０まで下がる前である時刻ｔ１２の時点でオフ信号が来てしまう。このため、電圧×電流の大きさに比例するスイッチング損失Ｐ_ＳＷが発生する。一般的に、１回のスイッチングで発生するスイッチング損失Ｐ_ＳＷは小さいが、スイッチング周波数が高くなるとスイッチング回数が増えるので大きな値となってしまう。

　そこで、本変形例２においては、図１５（ｂ）に示すように、電流検出部７においてクランプ部５に流れる電流Ｉ_{ｃｌａｍｐ}を検出し、電圧検出部８においてクランプ部５の両端電圧Ｖ_{ｃｌａｍｐ}を計測して、これらを制御部６へ送る。制御部６は、電圧Ｖ_{ｃｌａｍｐ}又は電流Ｉ_{ｃｌａｍｐ}が０近くになっていることをクランプ部５のスイッチング動作に必要な条件とする。すなわち、制御部６は、Ｖ_{ｃｌａｍｐ}がゼロになるまで、スイッチ素子Ｑ６のＯＦＦのタイミングをずらし、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching）としてスイッチング損失Ｐ_ＳＷを最小にするように制御する。具体的に、制御部は、図１５（ａ）に示す時刻ｔ１３においては、電流が０なのでスイッチ素子Ｑ６のオンを許可する。時刻ｔ１４においては、電圧０でないためにスイッチ素子Ｑ６のオンを許可せず、時刻ｔ１５において電圧０となるためスイッチ素子Ｑ６のオフを許可する。このことで、本変形例２においては、クランプ部５のスイッチング損失Ｐ_ＳＷを削減して、インバータ装置１の効率改善を図ることができる。

（第３の変形例）
　本実施の形態１の第３の変形例について、図１６を参照して説明する。本変形例３は、クランプ部５のモジュール構成に関する。クランプ部５を１アーム構成とする場合には、逆並列にダイオードが接続された２つのＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）を、これらダイオードの導通方向が逆方向となるように直列接続した回路１６１又は１６２とできる。また、逆並列にダイオードが接続された２つのＩＧＢＴを、これらダイオードの導通方向が逆方向となるように直列接続した回路１６３又は１６４とできる。これらの場合、デバイス点数やドライブ回路を少なくでき、同期整流が可能となり、インバータ装置１の効率改善を図れ、クランプ部５の電流経路が１つとなるので、電流検出回路が１つで済むという効果を奏する。また、クランプ部５を一のＧａＮ双方向デバイス回路１６５で構成でき、この場合には、スイッチング素子数を少なくでき、デバイス点数やドライブ回路を最小化できる。

　また、クランプ部５を２アームで構成することもある。接続線Ｓ１１，Ｓ１２の間に、２つの切り離された電気的な接続経路（アーム）を有し、それぞれの経路は逆並列に第１ダイオードが接続されたＭＯＳＦＥＴと第２ダイオードとが直列接続されて成り、第１ダイオードと第２ダイオードの導通方向は逆方向となる。また、２つの接続経路のダイオードの導通方向も逆方向となる回路１６６又は１６７とできる。また、回路１６６，１６７のＭＯＳＦＥＴをＩＢＧＴに置き換えることで回路１６８又は１６９とすることもできる。これら２アームの場合には、ダイオードとスイッチング素子が個別に選択可能であり、リカバリ損の影響無く、インバータ装置１の効率改善を図ることができる。

（第４の変形例）
　本実施の形態１の第４の変形例について、図１７を参照して説明する。本変形例４では、クランプ部５を構成する第５スイッチ素子Ｑ５と第６スイッチ素子Ｑ６はコレクタＣが共通となるように配置される。また、第１スイッチ素子Ｑ１と第５スイッチ素子Ｑ５との接続、第６スイッチ素子Ｑ６と第３スイッチ素子Ｑ３との接続においてはエミッタＥが共通となる向きに配置される。

　インバータ装置１では、クランプ部５の第５スイッチ素子Ｑ５及び第６スイッチ素子Ｑ６には駆動するドライブ回路Ｃ５，Ｃ６が必要となる。通常、スイッチ素子としてＩＧＢＴを用いる場合、ドライバ回路の負電圧は駆動するＩＧＢＴのエミッタ電位、ドライバ回路の正電圧はエミッタ電位＋１０Ｖ程度が必要となる。

　本変形例４においては、第５スイッチ素子Ｑ５のエミッタ電位は、第１スイッチ素子Ｑ１のエミッタ電位と共通（図中Ｖｗ）となるため、第１スイッチ素子Ｑ１のドライブ回路Ｃ１の電源をそのまま第５スイッチ素子Ｑ５のドライブ回路Ｃ５に利用できる。また、第６スイッチ素子Ｑ６のエミッタ電位は第３スイッチ素子Ｑ３のエミッタ電位と同じになるため、エミッタ電位が同じＩＧＢＴはドライブ回路の電源電圧を共用でき、ドライブ回路Ｃ３とドライブ回路Ｃ６との電源を共有できる。その結果、本変形例４においては、第５スイッチ素子Ｑ５及び第６スイッチ素子Ｑ６のドライブ回路Ｃ５，Ｃ６のために専用の電源経路が必要なくなり、駆動回路の簡略化や小型化、コストダウンを図ることが可能となる。

（第５の変形例）
　本実施の形態１の第５の変形例について、図１８を参照して説明する。本変形例５では、インバータ装置１は、クランプ部５に流れる異常な電流を検出する過電流検出部９を備える。制御部６は、過電流検出部９において検出された電流が許容値を超えた場合において、クランプ部５の第５スイッチ素子Ｑ５及び第６スイッチ素子Ｑ６の電流を強制的にオフにするようにパルス信号を制御する。この結果、本変形例５においては、入出力回路や配線、スイッチ素子Ｑ５，Ｑ６の保護を効果的に図ることができ、インバータ装置１の安全性向上を図れる。なお、クランプ部５を２アーム構成とする場合、２つの過電流検出部９が必要となるため、本変形例５は、クランプ部５を１アーム構成とする場合により効果的となる。

（実施の形態２）
　本発明の実施の形態２に係る系統連携インバータ装置について説明する。系統連携インバータ装置は、例えば、太陽電池モジュールで発電された直流電力を家庭で使える交流電力に変換するパワーコンディショナに用いられる。

　系統連携インバータ装置は、太陽電池などの分散型電源が系統電源から切り離されて単独運転しているかどうかを検出する機能を有している。本実施の形態２に係る系統連携インバータ装置は、上記実施の形態１に記載のインバータ装置１を備える。また、インバータ装置１を用いて系統電源の電圧に対して位相をずらした無効電力を注入し、系統周波数を計測して、当該系統周波数の変化に基づいて分散型電源が単独運転をしているかどうかを検出する単独運転検出部を備える。

　例えば、インバータ装置１を用いて交流電圧に対して位相を進めた交流電流を出力する。この際、系統電源が切断されている場合には、電圧位相は電流位相の変化に伴って動くため、系統周波数は大きく変化する。単独運転検出部は、このような系統周波数の変化に基づいて分散型電源が単独運転をしているかどうかを検出することができ、その結果、系統連携時における単独運転時の能動的な検出を、精度良く実行できる。

　なお、本発明は、上記実施の形態の構成に限られず、発明の趣旨を変更しない範囲で種々の変形が可能である。例えばＵＰＳ（無停電電源装置）に上記実施の形態１に係るインバータ装置１を適用しても良い。

　１　インバータ装置
　２　インバータ部
　３　直流電源
　４　負荷
　５　クランプ部
　６　制御部
　９　過電流検出部
　Ｑ１　第１スイッチ素子
　Ｑ２　第２スイッチ素子
　Ｑ３　第３スイッチ素子
　Ｑ４　第４スイッチ素子
　Ｑ５　第５スイッチ素子
　Ｑ６　第６スイッチ素子
　Ｄ１　第１ダイオード
　Ｄ２　第２ダイオード
　Ｄ３　第３ダイオード
　Ｄ４　第４ダイオード
　Ｄ５　第５ダイオード
　Ｄ６　第６ダイオード
　Ｓ１１，Ｓ１２　接続線

Claims

　逆並列に第１ダイオードが接続された第１スイッチ素子及び逆並列に第２ダイオードが接続された第２スイッチ素子の直列回路と、逆並列に第３ダイオードが接続された第３スイッチ素子及び逆並列に第４ダイオードが接続された第４スイッチ素子の直列回路とが並列接続されて構成されるインバータ部を備え、前記第１スイッチ素子と第２スイッチ素子の中間点、及び前記第３スイッチ素子と第４スイッチ素子の中間点から接続線が引き出されて負荷と接続されるインバータ装置であって、
　前記２つの接続線の間には、逆並列に第５ダイオードが接続された第５スイッチ素子及び逆並列に第６ダイオードが接続された第６スイッチ素子が、当該第５ダイオードと第６ダイオードとの導通方向が互いに逆向きとなるように直列接続された直列回路にて構成されるクランプ部が設けられ、
　前記第１スイッチ素子乃至第６スイッチ素子に対し、オン／オフを切り替えるためのパルス信号を付与する制御部を備える、ことを特徴とするインバータ装置。
　前記制御部は、前記第１スイッチ素子及び第４スイッチ素子の組と、第２スイッチ素子及び第３スイッチ素子の組とのオン／オフを、負荷への出力電圧のゼロクロス時点において交互に切り替える一方、前記第５スイッチ素子と第６スイッチ素子とのオン／オフを、負荷への出力電流のゼロクロス時点において交互に切り替えるようにパルス信号を付与する、ことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
　前記制御部は、負荷へ出力される出力電圧及び出力電流が互いに異符号の期間において、前記第１スイッチ素子及び第４スイッチ素子のオン期間において第６スイッチ素子がオンとならないように、前記第２スイッチ素子及び第３スイッチ素子のオン期間においては第５スイッチ素子がオンとならないように、前記第５スイッチ素子及び第６スイッチ素子のオン期間にデッドタイムを設けるようにパルス信号を付与する、ことを特徴とする請求項１又は２に記載のインバータ装置。
　前記制御部は、前記クランプ部に電流が還流している期間において、前記第５スイッチ素子及び第６スイッチ素子の両方をオン状態にするようにパルス信号を付与する、ことを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項に記載のインバータ装置。
　前記制御部は、前記クランプ部の第５スイッチ素子及び第６スイッチ素子のオン／オフの切り替えは、前記クランプ部の電圧又は電流のいずれかがゼロのときに行う、ことを特徴とする請求項１乃至４の何れか一項に記載のインバータ装置。
　前記クランプ部を構成する第５スイッチ素子及び第６スイッチ素子には、ＧａＮ双方向デバイスを用いる、ことを特徴とする請求項１乃至５の何れか一項に記載のインバータ装置。
　前記クランプ部を構成する第５スイッチ素子及び第６スイッチ素子には、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴを用いる、ことを特徴とする請求項１乃至５の何れか一項に記載のインバータ装置。
　前記クランプ部を構成する第５スイッチ素子及び第６スイッチ素子はコレクタ共通となる向きで直列接続され、前記第１スイッチ素子と第５スイッチ素子との接続、及び前記第３スイッチ素子と第６スイッチ素子との接続はエミッタ共通となる向きとする、ことを特徴とする請求項１乃至７の何れか一項に記載のインバータ装置。
　前記インバータ装置は、前記クランプ部に流れる過電流を検出する過電流検出部をさらに備え、
　前記制御部は、前記過電流検出部において検出された電流が許容値を超えた場合に前記クランプ部の第５スイッチ素子及び第６スイッチ素子の両方を強制的にオフにするようにパルス信号を付与する、ことを特徴とする請求項１乃至８の何れか一項に記載のインバータ装置。
　分散型電源が系統電源から切り離されて単独運転しているかどうかを検出する単独運転検出機能を備えた系統連携インバータ装置であって、
　前記請求項１～９の何れか一項に記載のインバータ装置と、
　当該インバータ装置を用いて前記系統電源の電圧に対して位相をずらした無効電力を注入すると共に、系統周波数を計測して、当該系統周波数の変化に基づいて前記分散型電源が単独運転をしているかどうかを検出する単独運転検出部とを備える、ことを特徴とする系統連携インバータ装置。