JP2017127116A - 電力変換システム及び電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】並列運転時において、ゼロクロス歪を抑えつつ高効率な電力変換を行う。
【解決手段】ブリッジ回路２１は、入力される直流電圧を変換して交流電圧を出力する。フィルタ回路２３は、ブリッジ回路２１の出力する前記交流電圧の高周波成分を減衰する。クランプ回路２２は、ブリッジ回路２１とフィルタ回路２３の間に介在し、ブリッジ回路２１の出力側を短絡可能である。制御回路２４は、フィルタ回路２３に３つ以上の電圧レベルを有する前記交流電圧を出力するようにスイッチング素子を制御する第１モードと、フィルタ回路２３に２つの電圧レベルを有する前記交流電圧を出力するようにスイッチング素子を制御する第２モードとを有する。本電力変換装置２０の交流側の出力経路が結合されて並列運転する際、並列運転される複数の電力変換装置２０の内、少なくとも１つが第２モードで動作する。
【選択図】図１０

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換システム及び電力変換装置に関する。

直流電力を交流電力に変換する電力変換装置の多くでは、ブリッジ回路を用いたインバータ回路が用いられる。ブリッジ回路では、直流電源に接続されるハイサイド基準線とローサイド基準線の間に、直列接続された２つのスイッチング素子（アーム）が２つ並列に接続される。２つのアームの４つのスイッチング素子の内、第１スイッチング素子及び第４スイッチング素子と、第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子とが相補的に動作する。これにより、ハイサイド基準電位とローサイド基準電位が、それぞれの出力時間が調整されながら交互に出力される。この２レベルで規定される信号が後段のフィルタ回路を通過することにより、正弦波状の交流電圧が生成される。以下、本明細書では当該制御方式をバイポーラＰＷＭ方式と呼ぶ。

ブリッジ回路とフィルタ回路の間にクランプ回路を挿入する回路構成が提案されている（例えば、特許文献１参照）。この回路構成では、ブリッジ回路の両端出力をクランプ回路で短絡させる期間を挿入することができる。従ってハイサイド基準電位、ゼロ電位、ローサイド基準電位の３レベルをフィルタ回路に出力することができる。正弦波の正領域ではハイサイド基準電位とゼロ電位の２レベルで規定される信号が出力され、正弦波の負領域ではゼロ電位とローサイド基準電位の２レベルで規定される信号が出力される。この３レベルで規定される信号が後段のフィルタ回路を通過することにより、正弦波状の交流電圧が生成される。以下、本明細書では当該制御方式をクランプ制御方式と呼ぶ。

クランプ制御方式ではバイポーラＰＷＭ方式と比較して、フィルタ回路に出力される電圧振幅を半分にすることができるため、損失を低減でき高効率な電力変換が可能である。

太陽電池、燃料電池、蓄電池などの直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する電力変換装置（パワーコンディショナ）を並列に接続して運転するシステムが増えてきている。

国際公開第２０１４／１５７７００号

商用電力系統（以下、系統という）から切り離された負荷に対して、並列接続された複数の電力変換装置から負荷に交流電力を供給する場合において、当該複数の電力変換装置がクランプ制御方式で駆動されている場合、デッドタイムに起因するゼロクロス期間の出力電圧の歪が大きくなる。これにより、ゼロクロスを検出して同期制御をとる負荷に悪影響を与える。特に並列運転される台数が増えるほど、多くの出力が重なることになり、負荷側のゼロクロス歪が大きくなる。

本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、並列運転時において、ゼロクロス歪を抑えつつ高効率な電力変換を行う電力変換システム及び電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある態様の電力変換システムは、複数の電力変換装置を備え、前記複数の電力変換装置の交流側の出力経路が結合されて並列運転する電力変換システムであって、前記電力変換装置は、入力される直流電圧を変換して交流電圧を出力可能なブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の出力する前記交流電圧の高周波成分を減衰するフィルタ回路と、前記ブリッジ回路と前記フィルタ回路の間に介在し、前記ブリッジ回路の出力側を短絡可能なクランプ回路と、を備える。前記複数の電力変換装置のうち少なくとも１の電力変換装置のブリッジ回路及びクランプ回路は前記フィルタ回路に３つ以上の電圧レベルを有する前記交流電圧を出力する第１モードで動作し、残りの電力変換装置のブリッジ回路及びクランプ回路は前記フィルタ回路に２つの電圧レベルを有する前記交流電圧を出力する第２モードで動作する。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、並列運転時において、ゼロクロス歪を抑えつつ高効率な電力変換を行う電力変換システム及び電力変換装置を実現できる。

本発明の実施の形態で使用される電力変換装置の構成を説明するための図である。 第１動作モードにおける、第１スイッチング素子〜第６スイッチング素子の駆動信号、インバータ回路の出力電圧値Ｖｏｕｔ、リアクトル電流値ＩＬ、リアクトル電流値ＩＬの平均電流値ＩＬａｖｅ、出力電流値Ｉｏｕｔを示す図である。 第２動作モードにおける、第１スイッチング素子〜第６スイッチング素子の駆動信号、インバータ回路の出力電圧値Ｖｏｕｔ、リアクトル電流値ＩＬ、リアクトル電流値ＩＬの平均電流値ＩＬａｖｅ、出力電流値Ｉｏｕｔを示す図である。 第１動作モードにおけるインバータ回路の出力電圧値Ｖｏｕｔと、第２動作モードにおけるインバータ回路の出力電圧値Ｖｏｕｔを比較した図である。 デッドタイム誤差電圧を補償する機能を有する制御部の構成例を示す図である。 比較例に係る電力変換システムの構成を説明するための図である。 図７（ａ）−（ｃ）は、図６の第１の電力変換装置、第２の電力変換装置、第３の電力変換装置の出力電圧値Ｖｏｕｔ１−Ｖｏｕｔ３と出力電流値Ｉｏｕｔ１−Ｉｏｕｔ３の波形を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換システムの構成を説明するための図である。 図９（ａ）−（ｃ）は、図８の第１の電力変換装置、第２の電力変換装置、第３の電力変換装置の出力電圧値Ｖｏｕｔ１−Ｖｏｕｔ３と出力電流値Ｉｏｕｔ１−Ｉｏｕｔ３の波形を示す図である。 図８に示した電力変換システムで使用される電力変換装置の構成を説明するための図である。 図１０の切替判定部が内部に保持する動作モード一覧テーブルの一例を示す図である。 図１０の切替判定部の基本動作を示すフローチャートである。 図１０の切替判定部の応用動作例を示すフローチャートである（その１）。 図１４は、図１０の切替判定部の応用動作例を示すフローチャートである（その２）。 図１３、図１４に示した応用動作例を用いた動作モードの切替処理の一例を示す図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換システムの構成を説明するための図である。 図１６のマスタ制御装置の基本動作を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態２の変形例に係る電力変換システムの構成を説明するための図である。 本発明の実施の形態３に係る電力変換システムの構成を説明するための図である。 本発明の実施の形態４に係る電力変換システムの構成を説明するための図である。 クランプ回路を含まない電力変換装置の構成を説明するための図である。

図１は、本発明の実施の形態で使用される電力変換装置２０の構成を説明するための図である。電力変換装置２０は直流電源１０から供給される直流電力を交流電力に変換して負荷３０に供給する。直流電源１０は例えば太陽電池または燃料電池であり、その場合、電力変換装置２０は太陽電池または燃料電池により発電された直流電力を交流電力に変換するパワーコンディショナとして機能する。また直流電源１０は蓄電池であってもよい。その場合、電力変換装置２０は双方向パワーコンディショナとして機能する。図１には系統を描いていないが、電力変換装置２０の交流出力経路にリレー（不図示）を設け、当該リレーを系統側に切り替えることにより、系統連系できる構成であってもよい。また系統から完全に独立した電源であってもよい。

電力変換装置２０の第１コンデンサＣ１は、直流電源１０の電圧を平滑化する。ブリッジ回路２１は、直流電源１０から供給される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路として機能する。ブリッジ回路２１は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２が直列接続された第１アームと、第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４が直列接続された第２アームを含み、第１アームと第２アームは直流電源１０に並列接続される。

第１スイッチング素子Ｑ１〜第４スイッチング素子Ｑ４には例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使用できる。第１還流ダイオードＤ１〜第４還流ダイオードＤ４は、第１スイッチング素子Ｑ１〜第４スイッチング素子Ｑ４にそれぞれ並列に、逆向きに接続される。なお第１スイッチング素子Ｑ１〜第４スイッチング素子Ｑ４にＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用してもよい。この場合、第１還流ダイオードＤ１〜第４還流ダイオードＤ４は、ソースからドレイン方向に形成される寄生ダイオードを利用できる。

以上の構成を持つブリッジ回路２１は、直流電源１０から入力される直流電圧を、２つの電圧レベル（正側基準電圧＋Ｖｂ、負側基準電圧−Ｖｂ）の組み合わせで規定される交流電圧に変換して、第１アームの中点Ｎ１と第２アームの中点Ｎ２から出力する。

クランプ回路２２は、ブリッジ回路２１とフィルタ回路２３の間に設けられ、ブリッジ回路２１の出力端子（Ｎ１、Ｎ２）間を短絡可能であり、短絡時の導通方向を切替可能な回路である。クランプ回路２２は、逆向きに直列接続された第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６を含み、直列接続された第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６は、ブリッジ回路２１の出力端子（Ｎ１、Ｎ２）間に接続される。

図１に示す例では、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６にＩＧＢＴが使用され、第５スイッチング素子Ｑ５のコレクタ端子がブリッジ回路２１の第１出力線に接続され、第６スイッチング素子Ｑ６のコレクタ端子がブリッジ回路２１の第２出力線に接続される。第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６のエミッタ端子同士が接続される。第５スイッチング素子Ｑ５と並列に、エミッタからコレクタの方向に電流が流れる向きに第５還流ダイオードＤ５が接続され、第６スイッチング素子Ｑ６と並列に、エミッタからコレクタの方向に電流が流れる向きに第６還流ダイオードＤ６が接続される。

なお第５スイッチング素子Ｑ５、第６スイッチング素子Ｑ６にＭＯＳＦＥＴを使用する場合、第５還流ダイオードＤ５、第６還流ダイオードＤ６に、ソースからドレイン方向に形成される寄生ダイオードを利用できる。図１では第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６のエミッタ端子同士が接続される向きに第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６が設置される例を示しているが、コレクタ端子同士が接続される向きに第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６が設置されてもよい。

フィルタ回路２３は、第１リアクトルＬ１、第２リアクトルＬ２及び第２コンデンサＣ２を含み、クランプ回路２２を通過したブリッジ回路２１の出力電圧および出力電流の高調波成分を減衰させて、ブリッジ回路２１の出力電圧および出力電流を正弦波に近づける。フィルタ回路２３から出力される交流電力は負荷３０に供給される。

制御回路２４は、ブリッジ回路２１及びクランプ回路２２に含まれる第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６を制御して、電力変換装置２０を駆動する。制御回路２４は、電圧検出部４１、電流検出部４２、電圧検出部４３、制御部４４、第１ＰＷＭ信号生成部４５、第２ＰＷＭ信号生成部４６、スイッチ部４７、駆動部４８及びスイッチングパターン切替部４９を含む。制御回路２４の構成は、ハードウェア資源とソフトウェア資源の協働、またはハードウェア資源のみにより実現できる。ハードウェア資源としてアナログ素子、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＦＰＧＡ、その他のＬＳＩを利用できる。ソフトウェア資源としてファームウェア等のプログラムを利用できる。

制御回路２４は、フィルタ回路２３に３つ電圧レベルを出力するように第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６を制御する第１動作モードと、フィルタ回路２３に２つの電圧レベルを出力するように第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６を制御する第２動作モードをサポートしている。第１動作モードが上述したクランプ制御方式に対応し、第２動作モードが上述したバイポーラＰＷＭ方式に対応する。

電圧検出部４１は、ブリッジ回路２１の入力電圧（直流バス電圧値Ｖｂ）を検出して制御部４４に出力する。電流検出部４２は、第１リアクトルＬ１に流れる交流電流（リアクトル電流値ＩＬ）を電流センサＣＴを用いて検出して制御部４４に出力する。電圧検出部４３は、フィルタ回路２３を通過後の交流電圧値Ｖａｃを検出して制御部４４に出力する。

制御部４４は、目標電流値Ｉｒｅｆ、リアクトル電流値ＩＬ、直流バス電圧値Ｖｂ及び交流電圧Ｖａｃをもとに電圧指令値Ｖｒｅｆを生成する。電圧指令値Ｖｒｅｆの具体的な生成方法は後述する。

第１ＰＷＭ信号生成部４５は、制御部４４から供給される電圧指令値Ｖｒｅｆと第１動作モード用の搬送波をもとに、第１動作モードで使用されるＰＷＭ信号を生成する。第２ＰＷＭ信号生成部４６は、制御部４４から供給される電圧指令値Ｖｒｅｆと第２動作モード用の搬送波をもとに、第２動作モードで使用されるＰＷＭ信号を生成する。第１ＰＷＭ信号生成部４５及び第２ＰＷＭ信号生成部４６はそれぞれ、電圧指令値Ｖｒｅｆと搬送波を比較するコンパレータを有し、当該コンパレータは比較結果に応じてハイレベル信号またはローレベル信号を出力する。

第１動作モード用の搬送波は、電圧指令値Ｖｒｅｆが正の半周期で使用される第１搬送波と、電圧指令値Ｖｒｅｆが負の半周期で使用される第２搬送波の２つの搬送波を用いる。第１搬送波と第２搬送波は、電圧指令値Ｖｒｅｆのゼロレベルを基準に線対称な２つの三角波で構成される。第２動作モード用の搬送波は１つの三角波で構成される。なお第１動作モード用の搬送波の振幅は、第２動作モード用の搬送波の振幅の半分になる。

スイッチ部４７は、制御部４４から入力される電圧指令値Ｖｒｅｆを第１ＰＷＭ信号生成部４５に出力するか、第２ＰＷＭ信号生成部４６に出力するか、スイッチングパターン切替部４９からの制御信号に応じて切り替えるＣ接点スイッチである。

駆動部４８は、第１ＰＷＭ信号生成部４５または第２ＰＷＭ信号生成部４６から供給されるＰＷＭ信号にもとづき、第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６のゲート端子に供給する駆動信号を生成する。第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６の駆動信号はそれぞれ、第１アンプＡ１〜第６アンプＡ６で電圧増幅されて、第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６のゲート端子に印加される。

図２は、第１動作モードにおける、第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６の駆動信号、インバータ回路の出力電圧値Ｖｏｕｔ、リアクトル電流値ＩＬ、リアクトル電流値ＩＬの平均電流値ＩＬａｖｅ、出力電流値Ｉｏｕｔを示す図である。リアクトル電流値ＩＬにはリプルが重畳されており、フィルタ回路２３により平均化される。

第１動作モードにおいて電圧指令値Ｖｒｅｆが正のとき、駆動部４８は第１動作モード用のＰＷＭ信号をもとに第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３をオフ状態に制御する駆動信号、及び第６スイッチング素子Ｑ６をオン状態に制御する駆動信号を生成する。また駆動部４８は第１動作モード用のＰＷＭ信号をもとに、第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４の２つと、第５スイッチング素子Ｑ５とを相補的にオン／オフさせるように制御する駆動信号を生成する。

第１動作モードにおいて電圧指令値Ｖｒｅｆが負のとき、駆動部４８は第１動作モード用のＰＷＭ信号をもとに第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４をオフ状態に制御する駆動信号、及び第５スイッチング素子Ｑ５をオン状態に制御する駆動信号を生成する。また駆動部４８は第１動作モード用のＰＷＭ信号をもとに、第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３の２つと、第６スイッチング素子Ｑ６とを相補的にオン／オフさせるように制御する駆動信号を生成する。

図３は、第２動作モードにおける、第１スイッチング素子Ｑ１〜第６スイッチング素子Ｑ６の駆動信号、インバータ回路の出力電圧値Ｖｏｕｔ、リアクトル電流値ＩＬ、リアクトル電流値ＩＬの平均電流値ＩＬａｖｅ、出力電流値Ｉｏｕｔを示す図である。

第２動作モードにおいて、駆動部４８は第２動作モード用のＰＷＭ信号をもとに第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６をオフ状態に制御する駆動信号を生成する。また駆動部４８は第２動作モード用のＰＷＭ信号をもとに、第１スイッチング素子Ｑ１及び第４スイッチング素子Ｑ４の２つと、第２スイッチング素子Ｑ２及び第３スイッチング素子Ｑ３とを相補的にオン／オフさせるように制御する駆動信号を生成する。

図２に示したクランプ制御方式と図３に示したバイポーラＰＷＭ方式を比較するとクランプ制御方式では、ゼロクロス付近でデッドタイムによる制御不感帯に起因する歪が発生しているが、バイポーラＰＷＭ方式ではゼロクロス付近で歪が発生していない。またバイポーラＰＷＭ方式の方がクランプ制御方式より、リアクトル電流値ＩＬの極性が反転するタイミングがゼロクロス地点より離れた位置で発生する。これはバイポーラＰＷＭ方式の方が、電流リプルが大きいためである。

図４は、第１動作モードにおけるインバータ回路の出力電圧値Ｖｏｕｔと、第２動作モードにおけるインバータ回路の出力電圧値Ｖｏｕｔを比較した図である。第１動作モードに対応するクランプ制御方式では出力電圧値Ｖｏｕｔの振幅が直流電源１０の電圧と同じ振幅になるが、第２動作モードに対応するバイポーラＰＷＭ方式では出力電圧値Ｖｏｕｔの振幅が直流電源１０の電圧の２倍の振幅となる。従って、クランプ制御方式ではバイポーラＰＷＭ方式と比較して、フィルタ回路２３に印加される電圧が半減されるため損失が小さくなる。

図５は、デッドタイム誤差電圧を補償する機能を有する制御部４４の構成例を示す図である。制御部４４は、減算部４４ａ、補償部４４ｂ、第１加算部４４ｃ、第２加算部４４ｄ、及び補償値生成部４４ｅを含む。

減算部４４ａは、目標電流値Ｉｒｅｆから電流検出部４２で検出されたリアクトル電流値ＩＬから求められる出力電流値Ｉｏｕｔを減算する。補償部４４ｂは、目標電流値Ｉｒｅｆと出力電流値Ｉｏｕｔとの偏差をもとに、ＰＩ補償またはＰ補償により、デッドタイム誤差電圧補償前の電圧指令値Ｖｒｅｆｐを生成する。第１加算部４４ｃは当該電圧指令値Ｖｒｅｆｐに、電圧検出部４３で検出された交流電圧値Ｖａｃを、電圧検出部４１で検出されたバス電圧値Ｖｂで割った電圧を加算して外乱成分を補償する。

第２加算部４４ｄは、外乱成分が補償されたデッドタイム誤差電圧補償前の電圧指令値Ｖｒｅｆｐに、補償値生成部４４ｅから供給されるデッドタイム誤差補償値を加算して、デッドタイム誤差補償後の電圧指令値Ｖｒｅｆを生成する。当該電圧指令値Ｖｒｅｆは、スイッチ部４７を介して第１ＰＷＭ信号生成部４５または第２ＰＷＭ信号生成部４６に出力されると共に、制御部４４内の補償値生成部４４ｅに出力される。

補償値生成部４４ｅは、第２加算部４４ｄから入力される電圧指令値Ｖｒｅｆと出力電圧値Ｖｏｕｔをもとに、デッドタイム誤差電圧を補償するためのデッドタイム誤差補償値を生成する。出力電圧値Ｖｏｕｔは、フィルタ回路２３の前段に別の電圧検出部（不図示）を設けて検出してもよいし、電圧検出部４３で検出される交流電圧値Ｖａｃと電流検出部４２で検出されるリアクトル電流値ＩＬと第１リアクトルＬ１の定数をもとに演算により求めてもよい。

図５に示したデッドタイム誤差電圧の補償方式は、電圧方式に分類される補償方式である。この点、出力電流値Ｉｏｕｔの位相から電流の極性を検出して、デッドタイム誤差補償値を決定する電流方式を用いてもよい。

図６は、比較例に係る電力変換システム１の構成を説明するための図である。電力変換システム１は、図１に示した電力変換装置２０を複数備える。複数の電力変換装置２０の交流側の出力経路が結合されて並列運転される。すなわち、複数の電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・の各出力電流Ｉｏｕｔ１、Ｉｏｕｔ２、Ｉｏｕｔ３、・・・の合成電流が負荷電流Ｉｌａｏｄとして負荷３０に供給される。複数の電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・の全てを第１動作モードで動作させれば、最も電力変換効率を高くすることができる。

図７（ａ）−（ｃ）は、図６の第１の電力変換装置２０ａ、第２の電力変換装置２０ｂ、第３の電力変換装置２０ｃの出力電圧値Ｖｏｕｔ１−Ｖｏｕｔ３と出力電流値Ｉｏｕｔ１−Ｉｏｕｔ３の波形を示す図である。クランプ制御方式ではゼロクロス期間Ｔｚに、３レベルで規定される出力電圧値Ｖｏｕｔ１−Ｖｏｕｔ３の極性が反転する。従って、このゼロクロス期間Ｔｚに歪が発生しやすい。

電力変換システム１が系統から自立した状態では、基準となる系統電圧が存在しないため、系統電圧をもとにゼロクロスの位置を確定させることができない。上述のように、クランプ制御方式で駆動される電力変換装置２０の出力電圧はゼロクロス付近に歪が発生しやすい。従って当該出力電圧をもとにゼロクロスの位置を測定する場合、誤差が生じやすくなる。

図８は、本発明の実施の形態１に係る電力変換システム１の構成を説明するための図である。複数の電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・の接続形態は、図６に示した比較例に係る接続形態と同じである。実施の形態１では、複数の電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・の内、第１動作モードで動作する電力変換装置２０と、第２動作モードで動作する電力変換装置２０が混在するように並列運転する。すなわち、複数の電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・の内、少なくとも１台を第２動作モードで動作させる。

図８に示す例では、第１の電力変換装置２０ａを第２動作モードで動作させ、第２の電力変換装置２０ｂ及び第３の電力変換装置２０ｃを第１動作モードで動作させている。第２動作モードで動作させる電力変換装置２０の台数が多いほどゼロクロス歪が少なくなるが変換効率が低下する。一方、第２動作モードで動作させる電力変換装置２０の台数が少ないほどゼロクロス歪が多くなるが変換効率が向上する。このように、ゼロクロス歪の抑制と変換効率はトレードオフの関係にあり、設計者は実験やシミュレーションの結果、負荷３０の用途などを考慮して、第２動作モードで動作させる電力変換装置２０の台数を決定する。

図９（ａ）−（ｃ）は、図８の第１の電力変換装置２０ａ、第２の電力変換装置２０ｂ、第３の電力変換装置２０ｃの出力電圧値Ｖｏｕｔ１−Ｖｏｕｔ３と出力電流値Ｉｏｕｔ１−Ｉｏｕｔ３の波形を示す図である。バイポーラＰＷＭ方式では、２レベルで規定される出力電圧値Ｖｏｕｔ１の振幅が固定されておりゼロクロス付近においても変化しない。従って、ゼロクロス付近での歪が、クランプ制御方式と比較して少なくなる。

図８に示す複数の電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・は通信線５０で接続される。例えば、複数の電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・間において、所定のシリアル通信規格（例えば、ＲＳ−４８５規格）に準拠した半二重通信で相互にデータが通信される。

上述の第１動作モードと第２動作モードは、インバータ回路のスイッチング方式に係るモードであるが、出力目標に係るモードとして電圧制御方式と電流制御方式がある。電圧制御方式は、出力電圧値を目標電圧値に合わせるようにフィードバック制御する方式であり、電流制御方式は、出力電流値を目標電流値に合わせるようフィードバック制御する方式である。

図８に示す複数の電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・が全て電圧制御方式で運転される場合、同期信号と、動作モード（スイッチング方式）の状態を示すステータス信号が電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・間で相互通信される。これにより、各電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・は、全ての電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・の動作モードを共有することができる。

図１０は、図８に示した電力変換システム１で使用される電力変換装置２０の構成を説明するための図である。当該電力変換装置２０は、図１に示した電力変換装置２０の構成に、切替判定部５１及び通信部５２が追加された構成である。通信部５２は、通信線５０にアクセスして他の電力変換装置２０と通信する。切替判定部５１は、通信部５２を介して他の電力変換装置２０に自機の動作モードを通知すると共に、他の電力変換装置２０から動作モードを取得する。

図１１は、図１０の切替判定部５１が内部に保持する動作モード一覧テーブル５１ａの一例を示す図である。動作モード一覧テーブル５１ａには、並列接続されている複数の電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・の動作モードが保持される。

図１２は、図１０の切替判定部５１の基本動作を示すフローチャートである。切替判定部５１は、所定時間が経過すると（Ｓ１０のＹ）、他の電力変換装置２０の切替判定部５１と相互通信し、自機の動作モードを他の電力変換装置２０に通知すると共に、他の電力変換装置２０から動作モードを取得する（Ｓ１１）。その際、動作が停止した電力変換装置２０があれば、当該電力変換装置２０の動作モードを停止中に更新する。なお、前回の相互通信からステータスに変更があるときのみ、ステータス変更を通知する設定でもよい。

切替判定部５１は、相互通信により取得した他の電力変換装置２０の動作モードをもとに動作モード一覧テーブル５１ａを更新する（Ｓ１２）。その際、切替判定部５１は稼働中の電力変換装置２０の出力電力を合算して、稼働中の電力変換装置２０の合計容量を算出する。さらに切替判定部５１は、稼働中の電力変換装置２０の合計容量を、第２動作モードで動作中の電力変換装置２０の出力容量で割って、第２動作モードで動作中の電力変換装置２０の割合を算出する。なお太陽光発電システムのように、日射条件などにより発電量が変化するシステムでは、ステップＳ１１の相互通信において、発電量も相互に通知する必要がある。なお各電力変換装置２０の出力電力が等しくなるように並列運転されている場合、稼働中の電力変換装置２０の容量の代わりに、稼働台数を使用してもよい。

切替判定部５１は、第２動作モードで動作中の電力変換装置２０の割合が所定の範囲に収まるよう、自機の電力変換装置２０の動作モードを決定し、スイッチングパターン切替部４９に設定する。スイッチングパターン切替部４９は、設定された動作モードに応じてスイッチ部４７を制御する。

ステップＳ１１及びステップＳ１２に係る処理が、電力変換装置２０の動作が停止するまで（Ｓ１３のＹ）、所定の周期（Ｓ１０）で繰り返し実行される（Ｓ１３Ｎ）。

以上に説明した基本動作では、各電力変換装置２０の切替判定部５１が同じタイミングで独立に動作モードを切り替えているため、切り替え後の第２動作モードで動作中の電力変換装置２０の割合が、所定の範囲を超えて大きく／小さくなりすぎる可能性がある。

図１３は、図１０の切替判定部５１の応用動作例を示すフローチャートである（その１）。図１４は、図１０の切替判定部５１の応用動作例を示すフローチャートである（その２）。応用動作例では、切り替え後の第２動作モードで動作中の電力変換装置２０の割合が、所定の範囲を超えて大きく／小さくなり過ぎることを防止する仕組みが導入されている。

電力変換装置２０の動作開始後、ユーザの操作やシステム異常などにより、電力変換装置２０の動作が停止した場合（Ｓ２０のＹ）、本フローチャートに係る処理が終了する。電力変換装置２０の動作中において（Ｓ２０のＮ）、動作の開始または前回の相互通信から所定時間が経過すると（Ｓ２１のＹ）、切替判定部５１は他の電力変換装置２０の切替判定部５１と相互通信し、自機の動作モードを他の電力変換装置２０に通知すると共に、他の電力変換装置２０から動作モードを取得する（Ｓ２３）。切替判定部５１は、相互通信により取得した他の電力変換装置２０の動作モードをもとに動作モード一覧テーブル５１ａを更新する（Ｓ２４）。

切替判定部５１は、更新後の動作モードをもとに、第２動作モードで動作する電力変換装置２０の割合Ｐ２を算出する（Ｓ２５）。切替判定部５１は割合Ｐ２と、所定の範囲の最小値Ｐｍｉｎを比較する（Ｓ２６）。割合Ｐ２が最小値Ｐｍｉｎより小さい場合（Ｓ２６のＹ）、切替判定部５１は自機が第１動作モードで動作中か否か判定する（Ｓ２７）。第１動作モードで動作中でない場合（Ｓ２７のＮ）、現在の状態を維持してステップＳ２０に遷移する。第１動作モードで動作中の場合（Ｓ２７のＹ）、切替判定部５１は擬似乱数を用いて待機時間を生成する（Ｓ３０）。待機時間を生成した後、自機が待機状態に入り（Ｓ３１）、ステップＳ２０に遷移する。

ステップＳ２６において、割合Ｐ２が最小値Ｐｍｉｎ以上の場合（Ｓ２６のＮ）、切替判定部５１は割合Ｐ２と、所定の範囲の最大値Ｐｍａｘを比較する（Ｓ２８）。割合Ｐ２が最大値Ｐｍａｘ以下の場合（Ｓ２８のＮ）、現在の状態を維持してステップＳ２０に遷移する。割合Ｐ２が最大値Ｐｍａｘより大きい場合（Ｓ２８のＹ）、切替判定部５１は自機が第２動作モードで動作中か否か判定する（Ｓ２９）。第２動作モードで動作中でない場合（Ｓ２９のＮ）、現在の状態を維持してステップＳ２０に遷移する。第２動作モードで動作中の場合（Ｓ２９のＹ）、切替判定部５１は擬似乱数を用いて待機時間を生成する（Ｓ３０）。待機時間を生成した後、自機が待機状態に入り（Ｓ３１）、ステップＳ２０に遷移する。

ステップＳ２１において、前回の相互通信から所定時間が経過する前に（Ｓ２１のＮ）、ステップＳ３１における待機状態の開始から、ステップＳ３０で生成された待機時間が経過した場合（Ｓ２２のＹ）、図１４のステップＳ３２に進む。

切替判定部５１は再度、割合Ｐ２と最小値Ｐｍｉｎを比較する（Ｓ３２）。割合Ｐ２が最小値Ｐｍｉｎより小さい場合（Ｓ３２のＹ）、切替判定部５１は自機が第１動作モードで動作中か否か判定する（Ｓ３３）。第１動作モードで動作中でない場合（Ｓ３３のＮ）、現在の状態を維持してステップＳ２０に遷移する。第１動作モードで動作中の場合（Ｓ３３のＹ）、切替判定部５１は自機の動作モードを、第１動作モードから第２動作モードに切り替える（Ｓ３４）。その後、ステップＳ２０に遷移する。

ステップＳ３２において、割合Ｐ２が最小値Ｐｍｉｎ以上の場合（Ｓ３２のＮ）、切替判定部５１は割合Ｐ２と最大値Ｐｍａｘを比較する（Ｓ３５）。割合Ｐ２が最大値Ｐｍａｘ以下の場合（Ｓ３５のＮ）、現在の状態を維持してステップＳ２０に遷移する。割合Ｐ２が最大値Ｐｍａｘより大きい場合（Ｓ３５のＹ）、切替判定部５１は自機が第２動作モードで動作中か否か判定する（Ｓ３６）。第２動作モードで動作中でない場合（Ｓ３６のＮ）、現在の状態を維持してステップＳ２０に遷移する。第２動作モードで動作中の場合（Ｓ３６のＹ）、切替判定部５１は自機の動作モードを、第２動作モードから第１動作モードに切り替える（Ｓ３７）。その後、ステップＳ２０に遷移する。

図１５は、図１３、図１４に示した応用動作例を用いた動作モードの切替処理の一例を示す図である。この例では、第１の電力変換装置２０ａ、第２の電力変換装置２０ｂ、及び第３の電力変換装置２０ｃの３台が並列運転しており、最初の動作モード一覧更新処理において、第２動作モードで動作中の電力変換装置２０の割合が所定の範囲を逸脱している場合の例である。第１の電力変換装置２０ａ、第２の電力変換装置２０ｂ、及び第３の電力変換装置２０ｃの切替判定部５１は、擬似乱数を発生させて待機時間を生成する。図１５に示す例では第１の電力変換装置２０ａの待機時間が最も短く、第３の電力変換装置２０ｃの待機時間が次に短く、第２の電力変換装置２０ｂの待機時間が最も長い。

次の動作モード一覧更新処理において、第１の電力変換装置２０ａの切替判定部５１は動作モードを切り替える。第２の電力変換装置２０ｂ及び第３の電力変換装置２０ｃは待機状態であるため、動作モードの切り替えは発生しない。

その次の動作モード一覧更新処理において、待機状態が解除された第３の電力変換装置２０ｃの切替判定部５１は、第２動作モードで動作中の電力変換装置２０の割合が所定の範囲内か否か再度判定する。図１５では、第１の電力変換装置２０ａの動作モードの切り替えにより、第２動作モードで動作中の電力変換装置２０の割合が所定の範囲内に収まった例を示している。再判定結果に基づき、第３の電力変換装置２０ｃの切替判定部５１は、動作モードの切り替えを中止する。

その次の動作モード一覧更新処理において、待機状態が解除された第２の電力変換装置２０ｂの切替判定部５１は、第２動作モードで動作中の電力変換装置２０の割合が所定の範囲内か否か再度判定する。再判定結果に基づき、第２の電力変換装置２０ｂの切替判定部５１は、動作モードの切り替えを中止する。

このように動作モードを切り替える前に、擬似乱数から生成される待機時間を設定することにより、各電力変換装置２０の相互干渉を避けることができる。擬似乱数として、相互通信が行われる周期に対して、十分に長い時間の範囲で数値を発生させる。これにより、単位周期内において、多数の電力変換装置２０の動作モードが切り替わることを防止することができる。なおゼロクロス歪の抑制に関しては過渡的な応答が要求されないため、動作モードの切り替わりは高速処理する必要性が低く、比較的長い待機時間を設定しても許容される。

以上に説明した電力変換システム１において、複数の電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・は第２動作モードで起動する。その後、上述の応答動作例で説明した処理に従い、一部の電力変換装置２０の動作モードが第２動作モードから第１動作モードに切り替わる。このように、ゼロクロス歪が発生しにくい第２動作モードで起動し、定常的に落ち着いてから、幾つかの電力変換装置２０を第１動作モードに切り替える。これにより、ゼロクロス歪を抑えつつ、徐々に電力変換システム１全体の変換効率を上げていくことができる。

以上説明したように実施の形態１によれば、複数の電力変換装置２０を並列運転する際、第１動作モードで動作する電力変換装置２０と第２動作モードで動作する電力変換装置２０とを混在させることにより、ゼロクロス歪を抑えつつ高効率な電力変換を行うことができる。第１動作モードでは電圧振幅を小さくすることができるためスイッチング損失を抑えることができる。しかしながらゼロクロス付近で、デッドタイムに起因する歪が発生する。一方、第２動作モードではゼロクロス付近で、デッドタイムに起因する歪が発生しない。そこで両者を混在させることにより、ゼロクロス歪を抑制しつつ、変換効率を向上させることができる。

また第１動作モードと第２動作モードのいずれの場合においても、電流極性と電圧極性を問わず、適切に電流を制御することができる。また第１動作モードと第２動作モードのいずれの場合においても、コモンモード電圧を一定に保つことができ、漏洩電流の増加を抑制することができる。

また相補的に動作する２組のスイッチング素子が同時にオン状態にならないように、２組のスイッチング素子が同時にオフするデッドタイム期間が設けられる。これにより貫通電流を防止し、消費電力の増大と誤動作を抑制することができる。

また第１動作モードと第２動作モードに応じて、適切なデッドタイム誤差補償値を生成して、電圧指令値Ｖｒｅｆｐに加えることにより、デッドタイム誤差の影響を低減することができる。

また通信手段を用いて常に１台以上が第２動作モードで動作する電力変換装置２０が存在する状態を維持する。これにより、第２動作モードで動作する電力変換装置２０が存在しない状態の発生を防止し、ゼロクロス歪の悪影響が大きくなる事態を回避することができる。

図１６は、本発明の実施の形態２に係る電力変換システム１の構成を説明するための図である。実施の形態２に係る電力変換システム１は、図８に示した実施の形態１に係る電力変換システム１の構成に、マスタ制御装置６０が追加された構成である。マスタ制御装置６０は、複数の電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・と通信線５０で接続され、複数の電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・のそれぞれに動作モードを指定する。

図１７は、図１６のマスタ制御装置６０の基本動作を示すフローチャートである。マスタ制御装置６０は、所定時間が経過すると（Ｓ４０のＹ）、複数の電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・に動作モードを照会する（Ｓ４１）。マスタ制御装置６０は、複数の電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・からの動作モードの回答を収集する（Ｓ４２）。

マスタ制御装置６０は、収集した動作モードをもとに、第２動作モードで動作中の電力変換装置２０の割合が所定の割合になるように、各電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・の動作モードの割り当てを決定する（Ｓ４３）。マスタ制御装置６０は、決定した各電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・の動作モードを各電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・に配信する（Ｓ４４）。以上のステップＳ４１〜ステップＳ４４に係る処理が、電力変換システム１の動作が停止するまで（Ｓ４５のＹ）、所定の周期（Ｓ４０）で繰り返し実行される（Ｓ４５Ｎ）。

以上説明したように実施の形態２によれば、実施の形態１と同様の効果を奏する。さらに複数の電力変換装置２０に対して共通の上位のマスタ制御装置６０を設け、マスタ制御装置６０が各電力変換装置２０に動作モードを割り当てることにより、各電力変換装置２０内の切替判定部５１を省略することができる。

また複数の電力変換装置２０間で相互通信する必要がなく、各電力変換装置２０がマスタ制御装置６０とのみ通信すればよいため通信処理を単純化することができる。また図１７のステップＳ４１及びステップＳ４２で説明した動作モードの照会、収集処理を省略すれば、マスタ制御装置６０から電力変換装置２０への片方向通信とすることができ、双方向通信と比較して低コストな通信手段で構成できる。

図１８は、本発明の実施の形態２の変形例に係る電力変換システム１の構成を説明するための図である。実施の形態２の変形例に係る電力変換システム１は、図１６に示した実施の形態２に係る電力変換システム１の構成に、電圧検出部６１及びゼロクロス歪測定部６２が追加された構成である。

電圧検出部６１は、電力変換システム１から交流電力が供給される負荷３０に印加される交流電圧を検出する。ゼロクロス歪測定部６２は、検出された交流電圧からゼロクロス歪を測定する。マスタ制御装置６０は、ゼロクロス歪測定部６２において測定されたゼロクロス歪の大きさに応じて、複数の電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・の内、第２動作モードで動作する電力変換装置２０の割合を適応的に変化させる。具体的には測定されたゼロクロス歪が多いほど当該割合を大きくし、測定されたゼロクロス歪が少ないほど当該割合を小さくする。

このように実施の形態２の変形例によれば、負荷３０に印加される電圧のゼロクロス歪を測定して、当該ゼロクロス歪に応じて、第２動作モードで動作する電力変換装置２０の割合を適応的に変化させる。これにより、負荷３０に印加される電圧のゼロクロス歪を一定値以下に抑えることができる。また、ゼロクロス歪の抑制と高効率化のバランスを最適化した運転が可能となる。

図１９は、本発明の実施の形態３に係る電力変換システム１の構成を説明するための図である。実施の形態３に係る電力変換システム１では、複数の電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・の内、１台を電圧制御方式で運転し、残りを電流制御方式で運転する。図１９に示す例では、第１の電力変換装置２０ａが電圧制御方式であり、第２の電力変換装置２０ｂ、第３の電力変換装置２０ｃ・・・が電流制御方式である。

電圧制御方式の電力変換装置２０は電力変換システム１の交流出力電圧を規定し、電流制御方式の電力変換装置２０は当該交流出力電圧に、出力電流を重畳させる。電圧制御方式の電力変換装置２０は出力電流を規定せず、負荷３０で消費される電流から、電流制御方式の電力変換装置２０の出力電流を引いた電流を出力する。すなわち、電圧制御方式の電力変換装置２０からは、負荷３０の容量が、電圧制御方式の電力変換装置２０の出力容量を差し引いた容量に見える。なお、複数の電力変換装置２０ａ、２０ｂ、２０ｃ・・・間において、同期をとるための通信は必要ない。

以上の構成において、電圧制御方式の電力変換装置２０は第２動作モードで動作し、電流制御方式の電力変換装置２０は第１動作モードで動作する。電圧制御方式の電力変換装置２０は電力変換システム１の交流出力電圧を規定するため、ゼロクロス歪が少ない第２動作モードで動作する。一方、電流制御方式の電力変換装置２０は高効率な第１動作モードで動作する。

以上説明したように実施の形態３によれば、実施の形態１と同様の効果を奏する。さらに通信線５０が不要であるため、電力変換システム１を低コストで構築することができる。

図２０は、本発明の実施の形態４に係る電力変換システム１の構成を説明するための図である。実施の形態４に係る電力変換システム１では、クランプ回路２２を含む電力変換装置２０と、クランプ回路２２を含まない電力変換装置２０を混在させる。クランプ回路２２を含まない電力変換装置２０は、第１動作モードに対応するクランプ制御方式をサポートしておらず、常時、第２動作モードに対応するバイポーラＰＷＭ方式で駆動される。クランプ回路２２を含む電力変換装置２０は第１動作モードで動作する。図２０に示す例では、第１の電力変換装置２０ａがクランプ回路２２を含まない電力変換装置２０であり、第２の電力変換装置２０ｂ、第３の電力変換装置２０ｃ・・・がクランプ回路２２を含む電力変換装置２０である。

図２１は、クランプ回路２２を含まない電力変換装置２０の構成を説明するための図である。図１に示した電力変換装置２０と比較して、クランプ回路２２、第１ＰＷＭ信号生成部４５、スイッチ部４７、スイッチングパターン切替部４９、第５アンプＡ５、第６アンプＡ６が省略される。

以上説明したように実施の形態４によれば、実施の形態１と同様の効果を奏する。さらにクランプ制御方式をサポートしない既存の電力変換装置２０に、クランプ制御方式をサポートした電力変換装置２０を後付けする場合に、ゼロクロス歪を抑えつつ高効率な電力変換を行う電力変換システム１を構築することができる。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

例えば実施の形態２では、マスタ制御装置６０が複数の電力変換装置２０の外部に設置される例を説明した。この点、複数の電力変換装置２０のいずれか１つの制御回路２４内に、マスタ制御装置６０の機能が実装されてもよい。

また上述の実施の形態ではクランプ回路２２が２つのスイッチング素子で構成される例を説明した。この点、クランプ回路２２を構成するスイッチング素子の数を増やして、３つ以上のレベルの電圧をフィルタ回路２３に出力できるようにしてもよい。例えば、第１動作モードにおいて５レベルの電圧をフィルタ回路２３に出力してもよい。この場合、第１動作モードにおける電圧振幅をより小さくすることができ、スイッチング損失をより低減することができる。

また電力変換装置２０は、第１動作モードと第２動作モードをユーザが切替可能な操作部（例えば、切替スイッチ）を備えてもよい。制御回路２４は当該操作部から、ユーザが選択した動作モードを含むモード選択信号を受信し、当該モード選択信号に応じて動作モードを決定する。

なお、実施の形態は、以下の項目によって特定されてもよい。

［項目１］
入力される直流電圧を変換して交流電圧を出力可能なブリッジ回路（２１）と、
前記ブリッジ回路（２１）の出力する前記交流電圧の高周波成分を減衰するフィルタ回路（２３）と、
前記ブリッジ回路（２１）と前記フィルタ回路（２３）の間に介在し、前記ブリッジ回路（２１）の出力側を短絡可能なクランプ回路（２２）と、
前記ブリッジ回路（２１）及び前記クランプ回路（２２）に含まれるスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を制御する制御回路（２４）と、を備え、
前記制御回路（２４）は、
前記フィルタ回路（２３）に３つ以上の電圧レベルを有する前記交流電圧を出力するように前記スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を制御する第１モードと、前記フィルタ回路（２３）に２つの電圧レベルを有する前記交流電圧を出力するように前記スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を制御する第２モードとを有し、
本電力変換装置（２０）の交流側の出力経路が結合されて並列運転する際、並列運転される複数の電力変換装置（２０）の内、少なくとも１つが前記第２モードで動作することを特徴とする電力変換装置（２０）。
これによれば、ゼロクロス歪を抑えつつ高効率な電力変換を行うことができる。
［項目２］
前記ブリッジ回路（２１）は、直列接続された第１のスイッチング素子（Ｑ１）及び第２のスイッチング素子（Ｑ２）と、直列接続された第３のスイッチング素子（Ｑ３）及び第４のスイッチング素子（Ｑ４）を含み、
前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）及び前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）の両端と、前記第３のスイッチング素子（Ｑ３）及び前記第４のスイッチング素子（Ｑ４）の両端は、直流電源（１０）に並列に接続され、
前記クランプ回路（２２）は、互いに逆向きになるように直列に接続された第５のスイッチング素子（Ｑ５）と第６のスイッチング素子（Ｑ６）を含み、
前記制御回路（２４）は、
前記第１モードにおいて前記複数のスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）のオン／オフを指定する電圧指令値が正のとき、前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）及び前記第３のスイッチング素子（Ｑ３）をオフ状態に制御し、前記第６のスイッチング素子（Ｑ６）をオン状態に制御し、前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）及び前記第４のスイッチング素子（Ｑ４）の２つと、前記第５のスイッチング素子（Ｑ５）とを相補的にオン／オフさせるように制御し、
前記第１モードにおいて前記電圧指令値が負のとき、前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）及び前記第４のスイッチング素子（Ｑ４）をオフ状態に制御し、前記第５のスイッチング素子（Ｑ５）をオン状態に制御し、前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）及び前記第３のスイッチング素子（Ｑ３）の２つと、前記第６のスイッチング素子（Ｑ６）とを相補的にオン／オフさせるように制御し、
前記第２モードにおいて、前記第５のスイッチング素子（Ｑ５）及び前記第６のスイッチング素子（Ｑ６）をオフ状態に制御し、前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）及び前記第４のスイッチング素子（Ｑ４）の２つと、前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）及び前記第３のスイッチング素子（Ｑ３）の２つとを相補的にオン／オフさせるように制御することを特徴とする項目１に記載の電力変換装置（２０）。
これによれば、第１モードにおいて３レベルの電圧を出力することができ、第２モードにおいて２レベルの電圧を出力することができる。
［項目３］
並列運転している他の電力変換装置（２０）に自己の動作モードを通知するための通信部（５２）をさらに備えることを特徴とする項目１または２に記載の電力変換装置（２０）。
これによれば、並列運転している複数の電力変換装置（２０）間で、各電力変換装置（２０）の動作モードを共有することができる。
［項目４］
複数の電力変換装置（２０）を備え、前記複数の電力変換装置（２０）の交流側の出力経路が結合されて並列運転する電力変換システム（１）であって、
前記電力変換装置（２０）は、
入力される直流電圧を変換して交流電圧を出力可能なブリッジ回路（２１）と、
前記ブリッジ回路（２１）の出力する前記交流電圧の高周波成分を減衰するフィルタ回路（２３）と、
前記ブリッジ回路（２１）と前記フィルタ回路（２３）の間に介在し、前記ブリッジ回路（２１）の出力側を短絡可能なクランプ回路（２２）と、
を備え、
前記複数の電力変換装置（２０）のうち少なくとも１の電力変換装置（２０）のブリッジ回路（２１）及びクランプ回路（２２）は前記フィルタ回路（２３）に３つ以上の電圧レベルを有する前記交流電圧を出力する第１モードで動作し、残りの電力変換装置（２０）のブリッジ回路（２１）及びクランプ回路（２２）は前記フィルタ回路（２３）に２つの電圧レベルを有する前記交流電圧を出力する第２モードで動作することを特徴とする電力変換システム（１）。
これによれば、ゼロクロス歪を抑えつつ高効率な電力変換を行うことができる。
［項目５］
前記ブリッジ回路（２１）は、直列接続された第１のスイッチング素子（Ｑ１）及び第２のスイッチング素子（Ｑ２）と、直列接続された第３のスイッチング素子（Ｑ３）及び第４のスイッチング素子（Ｑ４）を含み、
前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）及び前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）の両端と、前記第３のスイッチング素子（Ｑ３）及び前記第４のスイッチング素子（Ｑ４）の両端は、直流電源（１０）に並列に接続され、
前記クランプ回路（２２）は、互いに逆向きになるように直列に接続された第５のスイッチング素子（Ｑ５）と第６のスイッチング素子（Ｑ６）を含み、
前記第１モードにおいて前記フィルタ回路（２３）から出力される交流電圧が正のとき、前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）及び前記第３のスイッチング素子（Ｑ３）をオフ状態にし、前記第６のスイッチング素子（Ｑ６）をオン状態にし、前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）及び前記第４のスイッチング素子（Ｑ４）の２つと、前記第５のスイッチング素子（Ｑ５）とを相補的にオン／オフし、
前記第１モードにおいて前記フィルタ回路（２３）から出力される交流電圧が負のとき、前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）及び前記第４のスイッチング素子（Ｑ４）をオフ状態にし、前記第５のスイッチング素子（Ｑ５）をオン状態にし、前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）及び前記第３のスイッチング素子（Ｑ３）の２つと、前記第６のスイッチング素子（Ｑ６）とを相補的にオン／オフし、
前記第２モードにおいて、前記第５のスイッチング素子（Ｑ５）及び前記第６のスイッチング素子（Ｑ６）をオフ状態にし、前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）及び前記第４のスイッチング素子（Ｑ４）の２つと、前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）及び前記第３のスイッチング素子（Ｑ３）の２つとを相補的にオン／オフすることを特徴とする項目４に記載の電力変換システム（１）。
これによれば、第１モードにおいて３レベルの電圧を出力することができ、第２モードにおいて２レベルの電圧を出力することができる。
［項目６］
各電力変換装置（２０）は、並列運転している他の電力変換装置（２０）に自己の動作モードを通知するための通信部（５１）をさらに備えることを特徴とする項目４または５に記載の電力変換システム（１）。
これによれば、並列運転している複数の電力変換装置（２０）間で、各電力変換装置（２０）の動作モードを共有することができる。
［項目７］
前記複数の電力変換装置（２０）は、前記第２モードで起動し、その後、一部の電力変換装置（２０）が前記第１モードに切り替わることを特徴とする項目６に記載の電力変換システム（１）。
これによれば、立ち上がり時のゼロクロス歪を抑制することができる。
［項目８］
前記複数の電力変換装置（２０）のそれぞれに動作モードを指定する制御装置（６０）をさらに備えることを特徴とする項目４または５に記載の電力変換システム（１）。
これによれば、統括的な動作モードの管理が可能となる。
［項目９］
本電力変換システム（１）から交流電力が供給される負荷（３０）に印加される交流電圧を検出する電圧検出部（６１）と、
検出された交流電圧からゼロクロス歪を測定するゼロクロス歪測定部（６２）と、をさらに備え、
前記制御装置（６０）は、前記ゼロクロス歪測定部（６１）において測定されたゼロクロス歪の大きさに応じて、前記複数の電力変換装置（２０）のうち、前記第２モードで動作する前記電力変換装置（２０）の割合を決定することを特徴とする項目８に記載の電力変換システム（１）。
［項目１０］
前記複数の電力変換装置（２０）の内、１つが電圧制御方式の電力変換装置（２０）であり、残りが電流制御方式の電力変換装置（２０）であり、
前記電圧制御方式の電力変換装置（２０）は前記第２モードで動作し、前記電流制御方式の電力変換装置（２０）は前記第１モードで動作することを特徴とする項目４または５に記載の電力変換システム（１）。
これによれば、ゼロクロス歪を抑えつつ高効率な電力変換を行うことができる。
［項目１１］
第１の電力変換装置（２０）と第２の電力変換装置（２０）を備え、前記第１の電力変換装置（２０）と前記第２の電力変換装置（２０）の交流側の出力経路が結合されて並列運転する電力変換システム（１）であって、
前記第１の電力変換装置（２０）は、
入力される直流電圧を変換して交流電圧を出力可能な第１ブリッジ回路（２１）と、
前記第１ブリッジ回路の出力する交流電圧の高周波成分を減衰する第１フィルタ回路（２３）と、
前記第１ブリッジ回路（２１）と前記第１フィルタ回路（２３）の間に介在し、前記第１ブリッジ回路（２１）の出力側を短絡可能なクランプ回路（２２）と、
を備え、
前記第１ブリッジ回路（２１）及び前記クランプ回路（２２）は前記フィルタ回路（２３）に３つ以上の電圧レベルを有する前記交流電圧を出力するように動作し、
前記第２の電力変換装置（２０）は、
入力される直流電圧を変換して２つの電圧レベルを有する交流電圧を出力する第２ブリッジ回路（２１）と、
前記第２ブリッジ回路（２１）の出力する交流電圧の高周波成分を減衰する第２フィルタ回路（２３）と、
を備えることを特徴とする電力変換システム（１）。
これによれば、クランプ回路（２２）を有する第１の電力変換装置（２０）とクランプ回路（２２）を有しない第２の電力変換装置（２０）の並列運転において、ゼロクロス歪を抑えつつ高効率な電力変換を行うことができる。
［項目１２］
入力される直流電圧を変換して交流電圧を出力可能なブリッジ回路（２１）と、
前記ブリッジ回路（２１）の出力する前記交流電圧の高周波成分を減衰するフィルタ回路（２３）と、
前記ブリッジ回路（２１）と前記フィルタ回路（２３）の間に介在し、前記ブリッジ回路（２１）の出力側を短絡可能なクランプ回路（２２）と、
前記ブリッジ回路（２１）及び前記クランプ回路（２２）に含まれるスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を制御する制御回路（２４）と、を備え、
前記制御回路（２４）は、
前記フィルタ回路（２３）に３つ以上の電圧レベルを有する前記交流電圧を出力するように前記スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を制御する第１モードと、前記フィルタ回路（２３）に２つの電圧レベルを有する前記交流電圧を出力するように前記スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を制御する第２モードとを有し、
前記制御回路（２４）の第１モードと第２モードとを切り替え可能に構成されていることを特徴とする電力変換装置（２０）。
これによれば、ゼロクロス歪を抑えつつ高効率な電力変換を行うことができる。

１０ 直流電源、 ２０ 電力変換装置、 ２１ ブリッジ回路、 ２２ クランプ回路、 ２３ フィルタ回路、 ２４ 制御回路、 Ｑ１ 第１スイッチング素子、 Ｑ２ 第２スイッチング素子、 Ｑ３ 第３スイッチング素子、 Ｑ４ 第４スイッチング素子、 Ｑ５ 第５スイッチング素子、 Ｑ６ 第６スイッチング素子、 Ｄ１ 第１還流ダイオード、 Ｄ２ 第２還流ダイオード、 Ｄ３ 第３還流ダイオード、 Ｄ４ 第４還流ダイオード、 Ｄ５ 第５還流ダイオード、 Ｄ６ 第６還流ダイオード、 Ｃ１ 第１コンデンサ、 Ｃ２ 第２コンデンサ、 Ｌ１ 第１リアクトル、 Ｌ２ 第２リアクトル、 Ａ１ 第１アンプ、 Ａ２ 第２アンプ、 Ａ３ 第３アンプ、 Ａ４ 第４アンプ、 Ａ５ 第５アンプ、 Ａ６ 第６アンプ、 ３０ 負荷、 ４１ 電圧検出部、 ４２ 電流検出部、 ４３ 電圧検出部、 ４４ 制御部、 ４５ 第１ＰＷＭ信号生成部、 ４６ 第２ＰＷＭ信号生成部、 ４７ スイッチ部、 ４８ 駆動部、 ４９ スイッチングパターン切替部、 ５０ 通信線、 ５１ 切替判定部、 ５２ 通信部、 ４４ａ 減算部、 ４４ｂ 補償部、 ４４ｃ 第１加算部、 ４４ｄ 第２加算部、 ４４ｅ 補償値生成部、 ６０ マスタ制御装置、 ６１ 電圧検出部、 ６２ ゼロクロス歪測定部、 １ 電力変換システム。

Claims (9)

1. 複数の電力変換装置を備え、前記複数の電力変換装置の交流側の出力経路が結合されて並列運転する電力変換システムであって、
   前記電力変換装置は、
   入力される直流電圧を変換して交流電圧を出力可能なブリッジ回路と、
   前記ブリッジ回路の出力する前記交流電圧の高周波成分を減衰するフィルタ回路と、
   前記ブリッジ回路と前記フィルタ回路の間に介在し、前記ブリッジ回路の出力側を短絡可能なクランプ回路と、
   を備え、
   前記複数の電力変換装置のうち少なくとも１の電力変換装置のブリッジ回路及びクランプ回路は前記フィルタ回路に３つ以上の電圧レベルを有する前記交流電圧を出力する第１モードで動作し、残りの電力変換装置のブリッジ回路及びクランプ回路は前記フィルタ回路に２つの電圧レベルを有する前記交流電圧を出力する第２モードで動作することを特徴とする電力変換システム。
2. 前記ブリッジ回路は、直列接続された第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子と、直列接続された第３のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を含み、
   前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の両端と、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の両端は、直流電源に並列に接続され、
   前記クランプ回路は、互いに逆向きになるように直列接続された第５のスイッチング素子及び第６のスイッチング素子を含み、
   前記第１モードにおいて前記フィルタ回路から出力される交流電圧が正のとき、前記第２のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子をオフ状態にし、前記第６のスイッチング素子をオン状態にし、前記第１のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の２つと、前記第５のスイッチング素子とを相補的にオン／オフし、
   前記第１モードにおいて前記フィルタ回路から出力される交流電圧が負のとき、前記第１のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子をオフ状態にし、前記第５のスイッチング素子をオン状態にし、前記第２のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子の２つと、前記第６のスイッチング素子とを相補的にオン／オフし、
   前記第２モードにおいて、前記第５のスイッチング素子及び前記第６のスイッチング素子をオフ状態にし、前記第１のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の２つと、前記第２のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子の２つとを相補的にオン／オフすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換システム。
3. 各電力変換装置は、並列運転している他の電力変換装置に自己の動作モードを通知するための通信部をさらに備えることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換システム。
4. 前記複数の電力変換装置は、前記第２モードで起動し、その後、一部の電力変換装置が前記第１モードに切り替わることを特徴とする請求項３に記載の電力変換システム。
5. 前記複数の電力変換装置のそれぞれに動作モードを指定する制御装置をさらに備えることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換システム。
6. 本電力変換システムから交流電力が供給される負荷に印加される交流電圧を検出する電圧検出部と、
   検出された交流電圧からゼロクロス歪を測定するゼロクロス歪測定部と、をさらに備え、
   前記制御装置は、前記ゼロクロス歪測定部において測定されたゼロクロス歪の大きさに応じて、前記複数の電力変換装置のうち、前記第２モードで動作する前記電力変換装置の割合を決定することを特徴とする請求項５に記載の電力変換システム。
7. 前記複数の電力変換装置の内、１つが電圧制御方式の電力変換装置であり、残りが電流制御方式の電力変換装置であり、
   前記電圧制御方式の電力変換装置は前記第２モードで動作し、前記電流制御方式の電力変換装置は前記第１モードで動作することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換システム。
8. 第１の電力変換装置と第２の電力変換装置を備え、前記第１の電力変換装置と前記第２の電力変換装置の交流側の出力経路が結合されて並列運転する電力変換システムであって、
   前記第１の電力変換装置は、
   入力される直流電圧を変換して交流電圧を出力可能な第１ブリッジ回路と、
   前記第１ブリッジ回路の出力する交流電圧の高周波成分を減衰する第１フィルタ回路と、
   前記第１ブリッジ回路と前記第１フィルタ回路の間に介在し、前記第１ブリッジ回路の出力側を短絡可能なクランプ回路と、
   を備え、
   前記第１ブリッジ回路及び前記クランプ回路は前記フィルタ回路に３つ以上の電圧レベルを有する前記交流電圧を出力するように動作し、
   前記第２の電力変換装置は、
   入力される直流電圧を変換して２つの電圧レベルを有する交流電圧を出力する第２ブリッジ回路と、
   前記第２ブリッジ回路の出力する交流電圧の高周波成分を減衰する第２フィルタ回路と、
   を備えることを特徴とする電力変換システム。
9. 入力される直流電圧を変換して交流電圧を出力可能なブリッジ回路と、
   前記ブリッジ回路の出力する前記交流電圧の高周波成分を減衰するフィルタ回路と、
   前記ブリッジ回路と前記フィルタ回路の間に介在し、前記ブリッジ回路の出力側を短絡可能なクランプ回路と、
   前記ブリッジ回路及び前記クランプ回路に含まれるスイッチング素子を制御する制御回路と、を備え、
   前記制御回路は、
   前記フィルタ回路に３つ以上の電圧レベルを有する前記交流電圧を出力するように前記スイッチング素子を制御する第１モードと、前記フィルタ回路に２つの電圧レベルを有する前記交流電圧を出力するように前記スイッチング素子を制御する第２モードとを有し、
   前記制御回路の第１モードと第２モードとを切り替え可能に構成されていることを特徴とする電力変換装置。