JPWO2014157700A1

JPWO2014157700A1 - インバータ装置

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Publication number: JPWO2014157700A1
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Inventors: 祐輔岩松; 後藤　周作; 周作後藤
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Filing date: 2014-03-28
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Abstract

このインバータ装置（１）は、直流電源（１０）に接続され、所定周期毎に２組のスイッチング素子（Ｑ１−Ｑ４）を交互にオン／オフさせることにより直流電力を交流電力に変換するインバータ回路（２）と、インバータ回路の２つの出力端子間に接続された少なくとも１つのスイッチング素子（Ｑ５−Ｑ６）で構成されたクランプ回路（３）と、インバータ回路及びクランプ回路のスイッチング素子のオン及びオフを制御する制御部（５）を備え、制御部は、少なくとも交流電圧のゼロクロス点付近で前記２組のスイッチング素子を全てオフさせるときに、クランプ回路を短絡させ、それによって交流電圧の極性（又は符号）と出力電流の極性（又は符号）が異なる場合でも、電流制御を可能にする。

Description

本発明は、直流電力をスイッチングして交流電力に変換するインバータ装置に関する。

直流電力をスイッチングして交流電力に変換するインバータ装置では、ＦＥＴ(Field Effect Transistor)やＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)等の半導体スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子とする）でハーフブリッジ又はフルブリッジのインバータ回路を構成し、２組のスイッチング素子を交互にオン／オフさせて直流電力を交流電力に変換している。ところで、負荷には抵抗成分の他にインダクタンス成分やキャパシタンス成分が含まれるため、全てのスイッチング素子がオフしている状態でも、インダクタやキャパシタに蓄えられた電力が、スイッチング素子の寄生ダイオードや転流ダイオードなどを介して直流電源やバッファコンデンサなどに逆流する場合がある。

図１５は、インダクタやキャパシタに蓄えられた電力が直流電源やバッファコンデンサに逆流することを防止するために提案された、米国特許第７，０４６，５３４号に記載された従来のインバータ装置の回路構成を示す。図１５に示すように、直流電源１１１の両端子１０１と１０２には、スイッチング素子ＱＡとＱＢの直列回路及びスイッチング素子ＱＣとＱＤの直列回路が並列接続されたフルブリッジのインバータ回路が接続されている。また、スイッチング素子ＱＡとＱＢの接続点１０５とスイッチング素子ＱＣとＱＤの接続点１０６から、それぞれ出力線１０７及び１０８が引き出されている。出力線１０７及び１０８は、インダクタＬ１及びＬ２を介して負荷又は電力系統１１２に接続されている。また、出力線１０７及び１０８の間には、スイッチング素子Ｅと整流ダイオードＤＥの直列回路とスイッチング素子Ｆと整流ダイオードＤＦの直列回路が逆並列接続されたクランプ回路が接続されている。なお、ダイオードＤＡ〜ＤＤは、それぞれスイッチング素子ＱＡ〜ＱＤの寄生ダイオード又は転流ダイオードである。

制御部１１３は、交流電源の周波数（例えば５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）の半周期ごとに、スイッチング素子ＱＡとＱＤ及びスイッチング素子ＱＢとＱＣをそれぞれ交互にＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御する。また、スイッチング素子ＱＡとＱＤのオン及びオフのタイミング及びスイッチング素子ＱＢとＱＣのオン及びオフのタイミングは、それぞれ同期している。さらに、制御部１１３は、ＡＣ出力端子１０３と１０４の間のＡＣ電圧（極性又は符号）に応じてスイッチング素子ＱＥ及びＱＦをオン／オフさせる。

図１６は、交流電圧Ｖ_ＡＣとＡＣ出力電流Ｉ_ＯＵＴの位相が一致している場合における各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＦのオン／オフを示すタイミングチャートである。交流の正の半周期の間、制御部１１３はスイッチング素子ＱＡ及びＱＤに対してＰＷＭ制御を行い、それによってＡＣ出力端子１０３と１０４の間のＡＣ電圧（極性又は符号）が正（＋）になり、制御部１１３に設けられた例えばコンパレータの出力（同期信号）は正の値を示す。この間、制御部１１３はスイッチング素子ＱＥをオンさせる。ＰＷＭ制御によりスイッチング素子ＱＡ及びＱＤがオンしている間、電流は直流電源１１１からスイッチング素子ＱＡ、インダクタＬ１、負荷又は電力系統１１２、インダクタＬ２、スイッチング素子ＱＤ、直流電源１１１の順に流れる。一方、ＰＷＭ制御によりスイッチング素子ＱＡ及びＱＤがオフしている間、インダクタＬ１及びＬ２に発生した誘導起電力によるインダクタ電流は、整流ダイオードＤＥ及びスイッチング素子ＱＥに転流し、負荷又は電力系統１１２に流れ、バッファコンデンサＣ１には流れない。スイッチング素子ＱＡ及びＱＤのＰＷＭ制御と、インダクタＬ１及びＬ２の作用により、このインバータ装置１００からの交流電圧Ｖ_ＡＣ及び出力電流Ｉ_ＯＵＴは、それぞれ略正弦波状となる。交流の負の半周期の間についても、スイッチング素子ＱＢ及びＱＣに対してＰＷＭ制御を行い、その間スイッチング素子ＱＦをオンさせることにより、電流の向きを反転させて同様の動作を行う。すなわち、スイッチング素子ＱＥと整流ダイオードＤＥの直列回路とスイッチング素子ＱＦと整流ダイオードＤＦの直列回路を逆並列接続したクランプ回路は、スイッチング素子Ａ〜Ｄの全てがオフしている間、直流電源１１１及びバッファコンデンサＣ１を負荷又は電力系統１１２から完全に切り離す機能を果たす。

ところが、上記のように負荷には抵抗成分の他にインダクタンス成分やキャパシタンス成分が含まれるため、負荷又は電力系統１１２の電圧と電流の位相がずれる場合があり得る。図１７は、一例として出力電流Ｉ_ＯＵＴの位相が交流電圧Ｖ_ＡＣの位相に対して遅れている場合を示す。図１７において、期間Ｔ１では、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの位相が負になっているにもかかわらず、交流電圧Ｖ_ＡＣの位相は正である。図１５に示す従来のインバータ装置では、制御部１１３は、負荷又は電力系統１１２の電圧（極性又は符号）に基づいて、スイッチング素子ＱＥ及びＱＦのオン／オフを制御している。そのため、期間Ｔ１においては、スイッチング素子ＱＥがオフし、スイッチング素子ＱＦがオンしている。期間Ｔ１では、出力電流Ｉ_ＯＵＴは、正の方向、すなわち図１５中矢印で示す方向に流れるけれども、スイッチング素子ＱＦがオンしていても整流ダイオードＤＦは出力電流Ｉ_ＯＵＴに対して逆方向バイアスであり、出力電流Ｉ_ＯＵＴはこのルートには流れない。一方、整流ダイオードＤＥは出力電流Ｉ_ＯＵＴに対して順方向バイアスであるけれども、スイッチング素子ＱＥは既にオフしているため、出力電流Ｉ_ＯＵＴはこのルートにも流れない。その結果、出力電流Ｉ_ＯＵＴは、スイッチング素子ＱＢ／ＱＣの寄生ダイオード又は転流ダイオードＤＢ／ＤＣを介してバッファコンデンサＣ１に逆流し、スイッチング素子ＱＢ／ＱＣがオフの期間において、バッファコンデンサＣ１を負荷又は電力系統１１２から切り離せない。また、この電流経路は、スイッチング素子ＱＢ／ＱＣのオン又はオフ状態にかかわらず同一経路となるため、出力線１０７と１０８の間の出力電圧は、期間Ｔ１において常にＶ_ＩＮとなり、ＰＷＭ制御不能（又は電流制御不能）になる。交流電圧Ｖ_ＡＣの位相が正で出力電流Ｉ_ＯＵＴの位相が負である期間Ｔ２についても同様である。そのため、実際の電流波形は図１７に示すようなきれいな正弦波にはならず、図１８に示すようないびつな波形になる。換言すれば、従来のインバータ装置１００のように、負荷又は電力系統１１２の電圧に基づいてクランプ回路のスイッチング素子ＱＥ及びＱＦを制御する場合、交流電圧Ｖ_ＡＣの極性（又は符号）と出力電流Ｉ_ＯＵＴの極性（又は符号）が一致していない期間では、インダクタＬ１及びＬ２などに蓄えられた電力による電流制御ができないという問題を有している。また、図１６に示す例では、スイッチング素子ＱＥとＱＦが同時にオンすることによる短絡を防止するため、交流電圧のゼロクロス点付近にスイッチング素子ＱＥ及びＱＦのいずれもがオフしているデッドオフタイムを設けている。その場合、出力電流Ｉ_ＯＵＴの位相が交流電圧Ｖ_ＡＣの位相が同期していたとしても、インダクタＬ１及びＬ２による電流がスイッチング素子ＱＡ〜ＱＤの寄生ダイオード又は転流ダイオードＤＡ〜ＤＤを介してバッファコンデンサＣ１に流れ、一時的に電流制御ができない。

また、この従来のインバータ装置１００の制御方法によれば、上記のように交流電圧Ｖ_ＡＣの電圧の極性（又は符号）によりスイッチング素子のオン／オフを切り替えているが、電圧の極性（又は符号）の判定誤差や、交流電圧Ｖ_ＡＣが電力系統である場合の電圧外乱（停電やタップ切り替えによる電圧位相跳躍など）により、例えばスイッチング素子ＱＡ／ＱＤのオン期間中に、瞬時に交流電圧Ｖ_ＡＣの電圧の極性（又は符号）が切り替わった場合、スイッチング祖素ＱＡ・ＱＤとＱＦ又はＱＢ／ＱＣとＱＥが同時にオンすることにより、短絡電流が流れる可能性がある。さらに、制御部１１３に交流電圧Ｖ_ＡＣの電圧の極性（又は符号）を判定する回路を備える必要があり、構造及び制御が複雑になったり、コストアップの要因になったりする。

本発明は、上記従来例の問題点を解決するためになされたものであり、交流電圧の極性（又は符号）と出力電流の極性（又は符号）が異なる期間においても、インダクタなどに蓄えられた電力による電流制御が可能なインバータ装置を提供することを目的としている。また、交流電圧の位相極性（又は符号）と出力電流の極性（又は符号）が一致している期間においても、インバータ回路を構成するスイッチング素子の寄生ダイオード又は転流ダイオードを介して、インダクタ電流がバッファコンデンサに逆流しないようにしたインバータ装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するため、本発明の一態様に係るインバータ装置は、直流電源に接続され、所定の制御信号に従って２組のスイッチング素子を交互にオン／オフさせることにより直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路の２つの出力端子間に接続された少なくとも１つのスイッチング素子で構成されたクランプ回路と、前記インバータ回路及び前記クランプ回路のスイッチング素子のオン及びオフを制御する制御部を備え、前記制御部は、前記２組のスイッチング素子を全てオフさせるときに前記クランプ回路を短絡させ、それによって交流電圧の極性と出力電流の極性が異なっている期間でも、電流制御を可能にすることを特徴とする。

前記制御部は、前記所定の制御信号の所定の期間中、前記２組のスイッチング素子のうちいずれか１組に対してＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ制御中も、前記２組のスイッチング素子を全てオフさせるときに、前記クランプ回路を短絡させることが好ましい。

前記２組のスイッチング素子のうち一組のスイッチング素子又は他の一組のスイッチング素子をオフさせてから前記クランプ回路を短絡させるまでの間、及び前記クランプ回路を非短絡とさせてから前記一組のスイッチング素子又は前記他の一組のスイッチング素子をオンさせるまでの間に、デッドタイムを設けることが好ましい。

前記クランプ回路は、短絡状態と、前記インバータ回路からの出力電圧が正のときに逆バイアスとなる整流状態と、前記出力電圧が負のときに逆バイアスとなる整流状態と、遮断状態のいずれかをとることができ、前記制御部は、前記デッドタイムの間、前記クランプ回路を、そのときの前記出力電圧に対して逆バイアスとなる整流状態に制御することが好ましい。

前記制御部は、電圧が正の領域で同じ波形が繰り返し連続する第１搬送波信号と、電圧が負の領域で同じ波形が繰り返し連続する第２搬送波信号と、交流電源の周波数と同じ周波数を有し、電圧が正の領域と負の領域で交互に正弦波状に変化する指令電圧信号を用い、電圧が正の領域において、前記指令電圧信号の値が前記第１搬送波信号の値よりも高い期間、前記インバータ回路を構成する一組のスイッチング素子をオンさせ、前記指令電圧信号の値が前記第１搬送波信号の値よりも低い期間、前記一組のスイッチング素子をオフさせ、前記クランプ回路を短絡させ、電圧が負の領域において、前記指令電圧信号の値が前記第２搬送波信号の値よりも低い期間、前記インバータ回路を構成する他の一組のスイッチング素子をオンさせ、前記指令電圧信号の値が前記第２搬送波信号の値よりも高い期間、前記他の一組のスイッチング素子をオフさせ、前記クランプ回路を短絡させることが好ましい。

または、前記制御部は、電圧が正の領域で同じ波形が繰り返し連続する搬送波信号と、交流電源の周波数と同じ周波数を有し、電圧が交流電源の正の半周期における正弦波状に変化する指令電圧信号を用い、前記指令電圧信号の符号が正の領域において、前記指令電圧信号の値が前記搬送波信号の値よりも高い期間、前記インバータ回路を構成する一組のスイッチング素子をオンさせ、前記指令電圧信号の値が前記搬送波信号の値よりも低い期間、前記一組のスイッチング素子をオフさせ、前記クランプ回路を短絡させ、前記指令電圧信号の符号が負の領域において、前記指令電圧信号の値が前記搬送波信号の値よりも高い期間、前記インバータ回路を構成する他の一組のスイッチング素子をオンさせ、前記指令電圧信号の値が前記搬送波信号の値よりも低い期間、前記他の一組のスイッチング素子をオフさせ、前記クランプ回路を短絡させることが好ましい。

前記クランプ回路は、寄生ダイオード又は転流ダイオードが互いに逆向きになるように２つの半導体スイッチング素子を直列接続したものであることが好ましい。

または、前記クランプ回路は、１つの半導体スイッチング素子の寄生ダイオード又は転流ダイオードと整流ダイオードが互いに逆向きになるように接続された直列回路を２つ逆並列接続したものであることが好ましい。

前記クランプ回路は、寄生ダイオード又は転流ダイオードが互いに逆向きになるように２つの半導体スイッチング素子を直列接続したものであり、前記２組のスイッチング素子のうち一組のスイッチング素子又は他の一組のスイッチング素子をオンさせている間、前記インバータ回路からの出力電圧に対して前記寄生ダイオード又は転流ダイオードが順バイアスとなる方の前記クランプ回路の半導体スイッチング素子をオンさせることが好ましい。

または、前記インバータ回路は、エミッタとコレクタが接続された２つのＩＧＢＴの直列回路を２つ並列接続して構成され、前記クランプ回路は、コレクタ同士が接続された２つのＩＧＢＴの直列回路で構成され、エミッタ電位が同じＩＧＢＴの駆動回路は同じ電源に接続されていることが好ましい。

または、前記クランプ回路は、寄生ダイオードを有さないディユアルゲート型のＧａＮ／ＡｌＧａＮ双方向スイッチング素子であることが好ましい。

前記制御部は、前記指令電圧信号の電圧及び周波数の少なくとも一方を変化させることが可能であり、それによって誘導性負荷又は容量性負荷を駆動させることが好ましい。

前記直流電源は、前記インバータ回路の入力端子に直接的に又は間接的に接続された二次電池であり、前記制御部は、前記インバータ回路を同期整流回路として駆動し、前記インバータ回路の２つの出力端子間に接続された交流電力系統からの電力を前記二次電池に充電させることが好ましい。

交流電圧の電圧を検出する電圧検出部をさらに備え、前記制御部は、前記指令電圧信号を変化させることにより、前記インバータ回路からの出力に周期的な無効電力変動を発生させ、前記電圧検出部により検出される電圧変動又は周波数変動に基づいて、このインバータ装置が電力系統から切り離されて単独運転をしているか否かを検出することが好ましい。

このように、本発明に係るインバータ装置は、負荷又は電力系統の出力電圧の位相及び出力電流の位相にかかわらず、インバータ回路を構成するスイッチング素子が全てオフさせているときに、クランプ回路を短絡させている。そのため、クランプ回路がスイッチング素子とダイオードの直列回路で構成された従来のインバータ装置と異なり、交流電圧の極性（又は符号）と出力電流の極性（又は符号）が異なる期間でも、電流はクランプ回路を介して流れる。その結果、交流電圧の極性（又は符号）と出力電流の極性（又は符号）が異なる期間でも、インダクタなどに蓄えられた電力による電流制御が可能となる。また、スイッチング素子のオン／オフ制御に関して、交流電圧の極性（又は符号）の検出が不要であるため、交流電圧の極性（又は符号）の判定誤差や、交流電圧が電力系統である場合の電圧外乱による短絡の危険性が無く、安全なインバータ装置を提供することができる。

図１は、本発明の一実施形態に係るインバータ装置の構成を示す回路図である。図２は、上記実施形態における３つの基本動作モードにおける等価回路と電流の流れを示す図である。図３は、上記実施形態におけるＰＷＭ制御のタイムチャートである。図４は、上記実施形態における制御部の内部処理における動作モード判定を示す図である。図５は、上記実施形態におけるデッドタイムの定義を示す図である。図６は、上記実施形態における基本動作モード以外の動作モードにおける等価回路と電流の流れを示す図である。図７は、上記実施形態におけるＰＷＭ制御の変形例を示すタイムチャートである。図８は、上記変形例における制御部の内部処理における動作モード判定を示す図である。図９は、上記実施形態におけるインバータ装置の他の構成を示す回路図である。図１０（ａ）及び（ｂ）は、スイッチング素子としてＭＯＳ−ＦＥＴを使用した構成例を示す図である。図１１（ａ）及び（ｂ）は、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用い、クランプ回路としていわゆる２アーム構成とした例を示す図である。図１２（ａ）及び（ｂ）は、スイッチング素子としてＭＯＳ−ＦＥＴを用い、クランプ回路としていわゆる２アーム構成とした例を示す図である。図１３は、スイッチング素子として、ＧａＮ／ＡｌＧａＮ双方向スイッチング素子を用いた例を示す図である。図１４は、ＧａＮ／ＡｌＧａＮ双方向スイッチング素子の断面構成を示す図である。図１５は、従来のインバータ装置の構成を示す回路図である。図１６は、従来のインバータ装置において、交流電圧の位相と出力電流の位相が一致している場合におけるタイミングチャートである。図１７は、従来のインバータ装置において、交流電圧の位相と出力電流の位相がずれている場合におけるタイミングチャートである。図１８は、従来のインバータ装置において、出力電圧の位相と出力電流の位相がずれている場合に出力電流の制御ができていない状態を示す電圧・電流波形図である。

本発明の一実施形態に係るインバータ装置について、図面を参照しつつ詳細に説明する。図１に示すように、本実施形態に係るインバータ装置１において、直流電源１０の両端子１１と１２には、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の直列回路及びスイッチング素子Ｑ３とＱ４の直列回路が並列接続されてフルブリッジのインバータ回路２が構成されている。また、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点１５とスイッチング素子Ｑ３とＱ４の接続点１６から、それぞれ出力線１７及び１８が引き出されている。出力線１７及び１８は、インダクタＬ１及びＬ２を介して負荷又は電力系統４に接続されている。また、出力線１７及び１８の間には、１つのスイッチング素子Ｑ５とＱ６が、その寄生ダイオード又は転流ダイオードＤ５とＤ６が互いに逆向きとなるように直列接続されて、クランプ回路３が構成されている。特に、図１に示す構成例では、スイッチング素子Ｑ５のエミッタとスイッチング素子Ｑ６のエミッタが接続されている。なお、ダイオードＤ１〜Ｄ４は、それぞれスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の寄生ダイオード又は転流ダイオードを示す。また、図１では、半導体スイッチング素子の一例としてＩＧＢＴを示している。

制御部５は、例えば交流電源の周波数（例えば５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）の半周期ごとに、スイッチング素子Ｑ１とＱ４及びスイッチング素子Ｑ２とＱ３をそれぞれ交互にＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御する。また、スイッチング素子Ｑ１とＱ４のオン及びオフのタイミング及びスイッチング素子Ｑ２とＱ３のオン及びオフのタイミングは、それぞれ同期している。図１に示す例では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としてＩＧＢＴを用いているので、制御部５は、これらＩＧＢＴのゲート電圧を制御することによってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン／オフを制御する。

この実施形態においては、説明を簡単にするため、制御部５は、交流電圧Ｖ_ＡＣの電圧（極性又は符号）にかかわらず、後述する指令電圧信号の半周期ごとにインバータ回路２の１組のスイッチング素子Ｑ１とＱ４及び他の１組のスイッチング素子Ｑ２とＱ３をオン／オフするタイミングに合わせて、クランプ回路３のスイッチング素子Ｑ５とＱ６のオン／オフを制御しているものとする。この実施形態における各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン／オフとそのときの動作状態の関係を表１に示す。但し、後述するデッドオフタイムは設定していないものとする。また、図２（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ下記表１におけるモード１〜３における等価回路と電流の流れを示す。なお、交流電圧の位相が跳躍した場合に、上記指令電圧信号の電圧値を急激に変化させて、位相跳躍に追従させる場合があるので、本発明はこの実施形態の記載に限定されるものではない。

この実施形態では、指令電圧信号の正の半周期において、制御部５は、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１とＱ４のオン／オフをＰＷＭ制御しており、上記モード１とモード３を交互に繰り返し実行する。モード１では、制御部５は、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１とＱ４をオンさせ、スイッチング素子Ｑ２とＱ３をオフさせる。図２（ａ）に示すように、電流は、直流電源１０から、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ１、負荷又は電力系統４、直流電源１０の順に流れる。（上記位相跳躍に追従する場合や後述する充電動作時には、経路は同じであるが電流が逆向きに流れる場合もある。）このとき、クランプ回路３のスイッチング素子Ｑ５はオフし、スイッチング素子Ｑ６がオンしている。スイッチング素子Ｑ５の寄生ダイオード又は転流ダイオードＤ５は、交流電圧に対して逆バイアスになっているので、クランプ回路３には電流は流れず、出力電流は負荷又は電力系統４に流れる。

モード３では、制御部５は、インバータ回路２の全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフさせ、スイッチング素子Ｑ５とＱ６をオンさせてクランプ回路３を短絡させる。モード１において、スイッチング素子Ｑ１とＱ４がオンすることによってインダクタＬ１及びＬ２に電流が流れ、インダクタＬ１及びＬ２に磁束が発生する。スイッチング素子Ｑ１とＱ４がオフすると、インダクタＬ１とＬ２に生じる磁束が変化するので、インダクタＬ１及びＬ２に誘導起電力が発生し、それによって電流が流れる。図２（ｃ）に示すように、インダクタＬ１及びＬ２に生じた誘導起電力による電流は、クランプ回路３を通ってインダクタＬ１及びＬ２、負荷又は電力系統４に流れる。そのため、この電流が、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の寄生ダイオード又は転流ダイオードＤ１〜Ｄ４を介してバッファコンデンサＣ１に逆流することはない。

指令電圧信号（≒出力電圧Ｖ_ＯＵＴ）のゼロクロス点を挟んで指令電圧信号の正の半周期から負の半周期に移行する場合、制御部５は、上記モード１、モード３、モード２の順に実行する。モード１からモード３へ移行する手順は上記と同様である。モード３からモード２に移行する場合、クランプ回路３のスイッチング素子Ｑ６をオフし、スイッチング素子Ｑ２とＱ３をオンする。このとき、交流電圧Ｖ_ＡＣの位相に対して出力電流Ｉ_ＯＵＴの位相が遅れている場合でも、モード３においてクランプ回路３が短絡しているので、交流電圧Ｖ_ＡＣの位相に対して出力電流Ｉ_ＯＵＴの位相のずれにかかわらず、そのまま電流は、ランプ回路３を介して負荷又は電力系統４に流れる。交流電圧Ｖ_ＡＣの位相に対して出力電流Ｉ_ＯＵＴの位相が進んでいる場合も同様である。指令電圧信号の正の半周期に移行すると、制御部５は、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ２とＱ３のオン／オフをＰＷＭ制御しており、上記モード２とモード３を交互に繰り返し実行する。指令電圧信号のゼロクロス点を挟んで指令電圧信号の負の半周期から正の半周期に移行する場合も上記と同様である。その結果、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の全てがオフしているときは、インバータ回路２は、クランプ回路３によって負荷又は電力系統４から完全に切り離される。

通常、交流電圧Ｖ_ＡＣの位相に対する出力電流Ｉ_ＯＵＴの位相のずれは、交流電圧のゼロクロス点の付近で発生する。そのため、交流電圧のゼロクロス点を含むように上記モード３を実行する、すなわち、インバータ回路２を構成する２組のスイッチング素子Ｑ１とＱ４及びＱ２とＱ３を全てオフさせるときに、クランプ回路３を短絡させればよい。ところで、この実施形態においては、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１とＱ４又はＱ２とＱ３のオン／オフをＰＷＭ制御しており、同時に、ＰＷＭ制御中、クランプ回路３を短絡させる時間もＰＷＭ制御している。

図３に、この実施形態におけるＰＷＭ制御のタイムチャートを示す。また、図４は、制御部５の内部処理における動作モード判定を示す。図３において、最上段は、制御部５がＰＷＭ制御に用いる３つの第１搬送波信号、第２搬送波信号及び指令電圧信号の波形を示す。第１搬送波信号は、電圧が正の領域で同じ波形（例えば、三角波）が繰り返し連続する波形を有する。第２搬送波信号は、電圧が負の領域で同じ波形（例えば、三角波）が繰り返し連続する波形を有する。指令電圧信号は、例えば、交流電源の周波数と同じ周波数を有し、電圧が正の領域と負の領域で交互に正弦波状に変化する波形を有する。なお、第１搬送波信号、第２搬送波信号及び指令電圧信号の波形は、図３に例示するものに限定されず、例えば放物線状に変化する波形など、少なくとも１つが時間の経過に対して電圧値が非線型に変化する波形であればよい。

図３において、第２〜５段目は、インバータ回路２の１組のスイッチング素子Ｑ１とＱ４、クランプ回路３のスイッチング素子Ｑ５、インバータ回路２の他の１組のスイッチング素子Ｑ２とＱ３、クランプ回路３のスイッチング素子Ｑ６のオン／オフ状態を表す。指令電圧信号（すなわち、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ）の正の半周期に着目すると、制御部５は、指令電圧信号の値が第１搬送波信号の値よりも高い期間、スイッチング素子Ｑ１とＱ４をオンさせ、指令電圧信号の値が第１搬送波信号の値よりも低い期間、スイッチング素子Ｑ１とＱ４をオフさせると共にスイッチング素子Ｑ５をオンさせている。一方、交流電圧の正の半周期の間、制御部５は、スイッチング素子Ｑ２とＱ３を常時オフさせており、またスイッチング素子Ｑ６を常時オンさせている。スイッチング素子Ｑ５とＱ６が同時にオンしている期間、クランプ回路３は短絡している。

同様に、指令電圧信号（出力電圧Ｖ_ＯＵＴ）の負の半周期の領域において、制御部５は、指令電圧信号の値が第２搬送波信号の値よりも低い期間、インバータ回路２を構成する他の一組のスイッチング素子Ｑ２とＱ３をオンさせ、指令電圧信号の値が第２搬送波信号の値よりも高い期間、他の一組のスイッチング素子Ｑ２とＱ３をオフさせると共にスイッチング素子Ｑ６をオンさせる。また、交流電圧の負の半周期の間、制御部５は、スイッチング素子Ｑ１とＱ４を常時オフさせており、またスイッチング素子Ｑ５を常時オンさせている。

図４に示すように、制御部５は例えば２つの比較器を有しており、第１搬送波信号と指令電圧信号は第１比較器に入力されてその電圧が比較され、第２搬送波信号と指令電圧信号は第２比較器に入力されてその電圧が比較される。制御部５内の動作モード判定部は、図示するテーブルに従って、動作モードがモード１、モード２、モード３のいずれに該当するかを判定し、制御部５は判定結果に従ってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン／オフを制御する。制御部５によるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン／オフ制御は、ディジタル制御であってもよいし、アナログ制御であってもよい。後者の場合、例えば、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のベース又はゲート駆動回路としてＯＰアンプを用い、各ＯＰアンプに第１搬送波信号と指令電圧信号又は第２搬送波信号と指令電圧信号を入力する。それによって、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、図３に示すタイムチャートに従ってオン／オフされることができる。

図３から明らかなように、指令電圧信号の正又は負の半周期のＰＷＭ制御において、指令電圧信号のゼロクロス点付近では、スイッチング素子Ｑ１とＱ４又はＱ２とＱ３がオンしている時間は短く、スイッチング素子Ｑ５又はＱ６がオンしている時間が長い。一方、交流電圧の正又は負の半周期の中間点付近においては、スイッチング素子Ｑ１とＱ４又はＱ２とＱ３がオンしている時間は長く、スイッチング素子Ｑ５又はＱ６がオンしている時間が短い。そのため、このインバータ装置１の出力端子１３と１４の間の出力電圧Ｖ_ＯＵＴの平均電圧は、正弦波に近似される。

指令電圧信号のゼロクロス点を含む期間Ｔ０に着目すると、インバータ回路２を構成する２組のスイッチング素子Ｑ１とＱ４及びＱ２とＱ３が全てオフし、クランプ回路３を構成するスイッチング素子Ｑ５とＱ６がオンしている。すなわち、図２（ｃ）に示すモード３の状態にあるので、クランプ回路３が短絡し、出力電流は、その極性にかかわらずクランプ回路３に転流し、インバータ回路２及びバッファコンデンサＣ１には流れない。

交流電圧Ｖ_ＡＣの位相に対する出力電流Ｉ_ＯＵＴの位相のずれがこの期間Ｔ０内に収まるように、スイッチング素子Ｑ５又はＱ６のオン時間をＰＷＭ制御すれば、出力電圧の位相と出力電流の位相が一致していない期間においても、インダクタなどに蓄えられた電力による電流を制御することが可能になる。

この実施形態においては、制御部５は、指令電圧信号の正又は負の半周期ごとに、２組のスイッチング素子Ｑ１とＱ４及びＱ２とＱ３のいずれか１組に対してＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ制御中も、２組のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を全てオフさせるときに、スイッチング素子Ｑ５とＱ６を同時にオンさせてクランプ回路３を短絡させている。そのため、ＰＷＭ制御中においても、インダクタＬ１及びＬ２などに起因する電流がインバータ回路２及びバッファコンデンサＣ１に逆流することはない。

次に、デッドタイムについて説明する。図３に示すタイムチャートにおいて、例えばスイッチング素子Ｑ１とＱ４がオンするタイミングとスイッチング素子Ｑ５がオフするタイミングは、ほぼ同時に描かれている。スイッチング素子Ｑ１とＱ４がオフするタイミングとスイッチング素子Ｑ５がオンするタイミングについても同様である。しかしながら、周知のように、複数の半導体スイッチング素子を同時にオン又はオフさせることは不可能である。仮に、スイッチング素子Ｑ１とＱ４をオフするタイミングよりもスイッチング素子Ｑ５をオンするタイミングの方が早かったとすると、直流電源１０がクランプ回路３によって短絡されてしまい、大電流が流れてインバータ回路２やクランプ回路３が焼損してしまう虞がある。そのため、制御部５は、一組のスイッチング素子Ｑ１とＱ４又はＱ２とＱ３をオフさせてからクランプ回路３を短絡させるまでの間、及びクランプ回路３を非短絡としてから一組のスイッチング素子Ｑ１とＱ４又はＱ２とＱ３をオンさせるまでの間に、デッドタイムを設けている。デッドタイムの定義を図５に示す。この実施形態におけるデッドタイムとは、スイッチング素子Ｑ２とＱ３が常時オフでスイッチング素子Ｑ６が常時オンの状態で、スイッチング素子Ｑ１とＱ４とＱ５がオフの状態、及び、スイッチング素子Ｑ１とＱ４が常時オフでスイッチング素子Ｑ５が常時オンの状態で、スイッチング素子Ｑ２とＱ３とＱ６がオフの状態をいうものとする。

一般的に、直流電源などの短絡を防止するために、一時的に全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオフさせるデッドタイムを設けることが考えられる。ところが、前述のように、クランプ回路３を構成するスイッチング素子Ｑ５とＱ６は、寄生ダイオード又は転流ダイオードＤ５とＤ６が互いに逆向きになるように接続されている。そのため、この実施形態の構成において、スイッチング素子Ｑ５とＱ６を同時にオフすると、クランプ回路３が遮断状態となり、図６（ａ）に示すように、電流Ｉ_ＯＵＴは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は寄生ダイオード又は転流ダイオードＤ１〜Ｄ４を介してバッファコンデンサＣ１に逆流する。そこで、図６（ｂ）に示すように、制御部５は、ＰＷＭ制御中、上記デッドタイムの間、クランプ回路３を、そのときの指令電圧信号に対して逆バイアスとなる整流状態に制御する。具体的には、図３において、指令電圧信号の正の半周期中、常時スイッチング素子Ｑ６をオンし、指令電圧信号の負の半周期中、常時スイッチング素子Ｑ５をオンし続けている。クランプ回路３は、図２（ｃ）に示す短絡状態と、図２（ａ）に示す指令電圧信号が正のときに逆バイアスとなる整流状態と、図２（ｂ）に指令電圧信号が負のときに逆バイアスとなる整流状態と、図６（ａ）に示す遮断状態のいずれかをとることができる。但し、図６（ａ）に示す遮断状態は、このインバータ装置１が起動していないときにのみ取り得る状態である。

次に、上記デッドタイムを考慮に入れた各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン／オフとそのときの動作状態の関係を表２に示す。

指令電圧信号の正の半周期において、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１とＱ４のオン／オフをＰＷＭ制御する場合、制御部５は、モード１、デッドタイム１、モード３、デッドタイム１、モード１の順に繰り返し実行する。この間、スイッチング素子Ｑ６はオンしたままである。また、交流電圧の負の半周期において、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ２とＱ３のオン／オフをＰＷＭ制御する場合、制御部５は、モード２、デッドタイム２、モード３、デッドタイム２、モード２の順に繰り返し実行する。この間、スイッチング素子Ｑ５はオンしたままである。交流電圧の正の半周期から負の半周期に切り替わる場合、制御部５は、モード１、デッドタイム１、モード３、デッドタイム２、モード２の順に実行する。この間、全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が同時にオフすることはない。

次に、この実施形態におけるＰＷＭ制御の変形例を図７及び図８に示す。図７は、この変形例におけるＰＷＭ制御のタイムチャートを示す。また、図８は、この変形例における制御部５の内部処理における動作モード判定を示す。図３に示す例では、２つの搬送波信号と指令電圧信号を用いてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のＰＷＭ制御を行っているが、図７に示す変形例では、１つの搬送波信号と指令電圧信号に基づいてＰＷＭ制御を行っている。図７において、最上段は、制御部５がＰＷＭ制御に用いる搬送波信号及び指令電圧信号の波形を示す。搬送波信号は、図３における第１搬送波信号と同じく、電圧が正の領域で同じ波形（例えば、三角波）が繰り返し連続する波形を有する。指令電圧信号は、例えば、交流電源の周波数と同じ周波数を有し、電圧が正の領域と負の領域で交互に正弦波状に変化する波形を有し、制御部５は、指令電圧信号を全波整流して使用する。図２の第２段は、指令電圧信号の符号、すなわち指令電圧信号の正の半周期と負の半周期のタイミングを表す。図７の第３段から第６段は、図３の第２段から第５段と同じである。

指令電圧信号の符号が正、すなわち、指令電圧信号の正の半周期に着目すると、制御部５は、指令電圧信号の値が搬送波信号の値よりも高い期間、スイッチング素子Ｑ１とＱ４をオンさせ、指令電圧信号の値が搬送波信号の値よりも低い期間、スイッチング素子Ｑ１とＱ４をオフさせると共にスイッチング素子Ｑ５をオンさせている。一方、指令電圧信号の正の半周期の間、制御部５は、スイッチング素子Ｑ２とＱ３を常時オフさせており、またスイッチング素子Ｑ６を常時オンさせている。スイッチング素子Ｑ５とＱ６が同時にオンしている期間、クランプ回路３は短絡している。

同様に、指令電圧信号の符号が負、すなわち、指令電圧信号の負の半周期の領域において、制御部５は、指令電圧信号の値が搬送波信号の値よりも高い期間、インバータ回路２を構成する他の一組のスイッチング素子Ｑ２とＱ３をオンさせ、指令電圧信号の値が搬送波信号の値よりも低い期間、他の一組のスイッチング素子Ｑ２とＱ３をオフさせると共にスイッチング素子Ｑ６をオンさせる。また、指令電圧信号の負の半周期の間、制御部５は、スイッチング素子Ｑ１とＱ４を常時オフさせており、またスイッチング素子Ｑ５を常時オンさせている。

図８に示すように、制御部５は例えば１つの比較器を有しており、搬送波信号と全波整流された指令電圧信号は比較器に入力されてその電圧が比較される。制御部５内の動作モード判定部は、比較器の出力と指令電圧信号の符号（電圧符号）に基づいて、図示するテーブルに従って、動作モードがモード１、モード２、モード３のいずれに該当するかを判定し、制御部５は判定結果に従ってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン／オフを制御する。それによって、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、図７に示すタイムチャートに従ってオン／オフされることができる。この変形例によれば、比較器と搬送波信号の数を半減することができ、制御部５の構成及び制御部５における演算処理を簡略化することができる。また、２つの搬送波信号を用いる場合と比較して、搬送波信号同士の誤差による影響を回避することができる。

次に、この実施形態に係るインバータ装置１の他の構成例を図９に示す。図１に示す構成と比較して、クランプ回路３を構成するスイッチング素子Ｑ５とＱ６を置き換えたものであり、スイッチング素子Ｑ５のコレクタとスイッチング素子Ｑ６のコレクタ同士が接続されている。また、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに対して逆バイアスとなる整流状態を維持するために、スイッチング素子Ｑ５とＱ６の位置も入れ替わっている。図９に示す構成によれば、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ６のエミッタが同電位となり、スイッチング素子Ｑ３のエミッタとスイッチング素子Ｑ５のエミッタが同電位となる。また、スイッチング素子Ｑ２のエミッタとスイッチング素子Ｑ４のエミッタが同電位となる。このように、エミッタの電位が同じスイッチング素子（ＩＧＢＴ）に対しては、図９に示すように、駆動回路に対して同じ電源電圧を共用することができる。そのため、図１では具体的に記載していないが、スイッチング素子Ｑ５とＱ６用の電源を省略することができる。

図１０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としてＭＯＳ−ＦＥＴを使用した構成例を示す。図１０において、（ａ）は寄生ダイオードの向きを図１に示す構成例と同様に配置した例を示し、（ｂ）は寄生ダイオードの向きを図９に示す構成例と同様に配置した例を示す。

図１１は、クランプ回路３として、１つの半導体スイッチング素子の寄生ダイオード又は転流ダイオードと整流ダイオードが互いに逆向きになるように接続された直列回路を２つ逆並列接続した、いわゆる２アーム構成とした例を示す。スイッチング素子としてＩＧＢＴを用い、スイッチング素子Ｑ５及びＱ６としてのＩＧＢＴの転流ダイオードと整流ダイオードＤ７及びＤ８の向きが逆になるように接続されている。図１１において、（ａ）は寄生ダイオードの向きを図１に示す構成例と同様に配置した例を示し、（ｂ）は寄生ダイオードの向きを図９に示す構成例と同様に配置した例を示す。また、図１２は、スイッチング素子としてＭＯＳ−ＦＥＴを用い、クランプ回路３として、スイッチング素子とダイオードの直列回路を２つ逆並列接続した、いわゆる２アーム構成としたものである。これら、クランプ回路３を２アーム構成とした場合、ダイオードとスイッチング回路の選択の幅が拡がると共に、ダイオードのリカバリ損失の影響を受けにくくなり、応答速度を速くすることが可能となる。なお、これら２アーム構成のクランプ回路３を備えたインバータ装置１は、図１５に示す従来のインバータ装置１００とハードウエア構成は同じになるが、上記のように、スイッチング素子のオン／オフを制御するソフトウエア構成が異なっている。

図１３は、インバータ回路２を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４及びクランプ回路を構成する単一のスイッチング素子ＱＸとして、ＧａＮ／ＡｌＧａＮ双方向スイッチング素子を用いた例を示す。ＧａＮ／ＡｌＧａＮ双方向スイッチング素子の断面構成を図１４に示す。このＧａＮ／ＡｌＧａＮ双方向スイッチング素子において、ドレイン電極Ｄ１及びＤ２はそれぞれＧａＮ層に達するように形成され、ゲート電極Ｇ１及びＧ２はそれぞれＡｌＧａＮ層の上に形成されている。ゲート電極Ｇ１，Ｇ２に電圧が印加されていない状態では、ゲート電極Ｇ１，Ｇ２の直下のＡｌＧａＮ／ＧａＮヘテロ界面に生じる２次元電子ガス層に電子の空白地帯が生じ、電流は流れない。一方、ゲート電極Ｇ１，Ｇ２に電圧が印加されると、ドレイン電極Ｄ１からＤ２に向かって（又はその逆に）ＡｌＧａＮ／ＧａＮヘテロ界面に電流が流れる。すなわち、ＧａＮ／ＡｌＧａＮ双方向スイッチング素子は双方向に電流を流しうるので、単一のスイッチング素子によってクランプ回路３を構成することができる。また、このＧａＮ／ＡｌＧａＮ双方向スイッチング素子の２つのゲート電極の一方にのみ電圧を印加した場合、交流電圧の極性に対して逆バイアスとなるダイオード特性を示す。さらに、このＧａＮ／ＡｌＧａＮ双方向スイッチング素子は寄生ダイオードを有していないので、インバータ回路２を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてもＧａＮ／ＡｌＧａＮ双方向スイッチング素子を用いることにより、全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４及びＱＸが同時にオフしているデッドオフ状態でも、バッファコンデンサＣ１に電流が逆流することはない。

なお、本発明は、上記実施形態の説明に限定されるものではなく、様々な変形や応用が可能である。上記実施形態では、制御部５は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの正の半周期及び負の半周期において、それぞれスイッチング素子Ｑ１とＱ４及びＱ２とＱ３をＰＷＭ制御しているが、本発明はＰＷＭ制御する場合に限定されない。例えば、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの正の半周期及び負の半周期において、それぞれスイッチング素子Ｑ１とＱ４及びＱ２とＱ３を単純にオン／オフ制御する場合にも本発明を応用することができる。

また、指令電圧信号の電圧及び周波数の一方又は両方を変化させることにより、ＰＷＭ制御におけるパルス幅を任意に変化させることができる。そのため、例えば他の装置からの制御信号に応じて指令電圧信号の電圧及び周波数の少なくとも一方を変化させることにより、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの周波数及び／又は電圧を変化させることができる。それによって、例えばモータなどの誘導性負荷や蛍光灯などの容量性負荷を駆動させることができる。

また、直流電源１０を二次電池とし、インバータ回路２を同期整流回路として駆動してもよい。この二次電池は、その電圧に応じて、直接インバータ回路２の入力端子１１と１２に接続してもよいし、あるいはＤＣ／ＤＣコンバータを介してインバータ回路２の入力端子１１と１２に接続してもよい。二次電池に充電するときは、インバータ回路２の２つの出力端子１３と１４の間に交流電力系統を接続し、電力系統からの電力を二次電池に充電させる。二次電池から放電するときは、上記のようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をスイッチング駆動し、２つの出力端子１３と１４から交流電力を出力する。それによって、二次電池とこのインバータ装置１を非常用電源として用いることができる。

さらに、交流電圧Ｖ_ＡＣの電圧を検出する電圧検出部を設け、制御部５を単独運転検出装置として使用することも可能である。前述のように、指令電圧信号を変化させることにより、インバータ回路２からの出力に周期的な無効電力変動を発生させる。このインバータ装置１が電力系統から切り離されて単独運転をしている場合、電圧検出部により検出される電圧に上記周期的な変動が現れるので、電圧検出部の検出電圧に基づいて、このインバータ装置が電力系統から切り離されて単独運転をしているか否かを検出することができる。

本願は日本国特許出願２０１３−０６９２６６に基づいており、その内容は、上記特許出願の明細書及び図面を参照することによって結果的に本願発明に合体されるべきものである。

また、本願発明は、添付した図面を参照した実施の形態により十分に記載されているけれども、さまざまな変更や変形が可能であることは、この分野の通常の知識を有するものにとって明らかであろう。それゆえ、そのような変更及び変形は、本願発明の範囲を逸脱するものではなく、本願発明の範囲に含まれると解釈されるべきである。

１インバータ装置
２インバータ回路
３クランプ回路
４負荷又は電力系統
５制御部
１０直流電源
１３，１４出力端子
Ｌ１，Ｌ２インダクタ
Ｃ１バッファコンデンサ
Ｑ１〜Ｑ６，ＱＸスイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ６寄生ダイオード又は転流ダイオード

Claims

直流電源に接続され、所定の制御信号に従って２組のスイッチング素子を交互にオン／オフさせることにより直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路の２つの出力端子間に接続された少なくとも１つのスイッチング素子で構成されたクランプ回路と、
前記インバータ回路及び前記クランプ回路のスイッチング素子のオン及びオフを制御する制御部を備え、
前記制御部は、前記２組のスイッチング素子を全てオフさせるときに前記クランプ回路を短絡させ、それによって交流電圧の極性と出力電流の極性が異なっている期間でも、電流制御を可能にすることを特徴とするインバータ装置。
前記制御部は、前記所定の制御信号の所定の期間中、前記２組のスイッチング素子のうちいずれか１組に対してＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ制御中も、前記２組のスイッチング素子を全てオフさせるときに、前記クランプ回路を短絡させることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
前記２組のスイッチング素子のうち一組のスイッチング素子又は他の一組のスイッチング素子をオフさせてから前記クランプ回路を短絡させるまでの間、及び前記クランプ回路を非短絡としてから前記一組のスイッチング素子又は前記他の一組のスイッチング素子をオンさせるまでの間に、デッドタイムを設けたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のインバータ装置。
前記クランプ回路は、短絡状態と、前記インバータ回路からの出力電圧が正のときに逆バイアスとなる整流状態と、前記出力電圧が負のときに逆バイアスとなる整流状態と、遮断状態のいずれかをとることができ、
前記制御部は、前記デッドタイムの間、前記クランプ回路を、そのときの前記出力電圧に対して逆バイアスとなる整流状態に制御することを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
前記制御部は、電圧が正の領域で同じ波形が繰り返し連続する第１搬送波信号と、電圧が負の領域で同じ波形が繰り返し連続する第２搬送波信号と、交流電源の周波数と同じ周波数を有し、電圧が正の領域と負の領域で交互に正弦波状に変化する指令電圧信号を用い、
電圧が正の領域において、前記指令電圧信号の値が前記第１搬送波信号の値よりも高い期間、前記インバータ回路を構成する一組のスイッチング素子をオンさせ、
前記指令電圧信号の値が前記第１搬送波信号の値よりも低い期間、前記一組のスイッチング素子をオフさせ、前記クランプ回路を短絡させ、
電圧が負の領域において、前記指令電圧信号の値が前記第２搬送波信号の値よりも低い期間、前記インバータ回路を構成する他の一組のスイッチング素子をオンさせ、
前記指令電圧信号の値が前記第２搬送波信号の値よりも高い期間、前記他の一組のスイッチング素子をオフさせ、前記クランプ回路を短絡させることを特徴とする請求項２、請求項２を引用する請求項３及び請求項４のいずれか一項に記載のインバータ装置。
前記制御部は、電圧が正の領域で同じ波形が繰り返し連続する搬送波信号と、交流電源の周波数と同じ周波数を有し、電圧が交流電源の正の半周期における正弦波状に変化する指令電圧信号を用い、
前記指令電圧信号の符号が正の領域において、前記指令電圧信号の値が前記搬送波信号の値よりも高い期間、前記インバータ回路を構成する一組のスイッチング素子をオンさせ、
前記指令電圧信号の値が前記搬送波信号の値よりも低い期間、前記一組のスイッチング素子をオフさせ、前記クランプ回路を短絡させ、
前記指令電圧信号の符号が負の領域において、前記指令電圧信号の値が前記搬送波信号の値よりも高い期間、前記インバータ回路を構成する他の一組のスイッチング素子をオンさせ、
前記指令電圧信号の値が前記搬送波信号の値よりも低い期間、前記他の一組のスイッチング素子をオフさせ、前記クランプ回路を短絡させることを特徴とする請求項２、請求項２を引用する請求項３及び請求項４のいずれか一項に記載のインバータ装置。
前記クランプ回路は、寄生ダイオード又は転流ダイオードが互いに逆向きになるように２つの半導体スイッチング素子を直列接続したものであることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか一項に記載のインバータ装置。
前記クランプ回路は、１つの半導体スイッチング素子の寄生ダイオード又は転流ダイオードと整流ダイオードが互いに逆向きになるように接続された直列回路を２つ逆並列接続したものであることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか一項に記載のインバータ装置。
前記クランプ回路は、寄生ダイオード又は転流ダイオードが互いに逆向きになるように２つの半導体スイッチング素子を直列接続したものであり、前記２組のスイッチング素子のうち一組のスイッチング素子又は他の一組のスイッチング素子をオンさせている間、前記インバータ回路からの出力電圧に対して前記寄生ダイオード又は転流ダイオードが順バイアスとなる方の前記クランプ回路の半導体スイッチング素子をオンさせることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか一項に記載のインバータ装置。
前記インバータ回路は、エミッタとコレクタが接続された２つのＩＧＢＴの直列回路を２つ並列接続して構成され、前記クランプ回路は、コレクタ同士が接続された２つのＩＧＢＴの直列回路で構成され、エミッタ電位が同じＩＧＢＴの駆動回路は同じ電源に接続されていることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか一項に記載のインバータ装置。
前記クランプ回路は、寄生ダイオードを有さないディユアルゲート型のＧａＮ／ＡｌＧａＮ双方向スイッチング素子であることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか一項に記載のインバータ装置。
前記制御部は、前記指令電圧信号の電圧及び周波数の少なくとも一方を変化させることが可能であり、それによって誘導性負荷又は容量性負荷を駆動させることを特徴とする請求項１乃至請求項１１のいずれか一項に記載のインバータ装置。
前記直流電源は、前記インバータ回路の入力端子に直接的に又は間接的に接続された二次電池であり、前記制御部は、前記インバータ回路を同期整流回路として駆動し、前記インバータ回路の２つの出力端子間に接続された交流電力系統からの電力を前記二次電池に充電させることを特徴とする請求項１乃至請求項１２のいずれか一項に記載のインバータ装置。
交流電圧の電圧を検出する電圧検出部をさらに備え、
前記制御部は、前記指令電圧信号を変化させることにより、前記インバータ回路からの出力に周期的な無効電力変動を発生させ、前記電圧検出部により検出される電圧変動又は周波数変動に基づいて、このインバータ装置が電力系統から切り離されて単独運転をしているか否かを検出することを特徴とする請求項１乃至請求項１３のいずれか一項に記載のインバータ装置。