JP2014192914A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】デッドタイムの影響による出力電圧変動に対しても制御が不安定とならないＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】電圧変換部１１と、電圧検出部１３と、目標電圧と検出電圧を用いて制御対象電圧の予測値であるガイド電圧を演算するガイド電圧演算部２１と、ガイド電圧と検出電圧との偏差とガイド電圧しきい値との比較により制御モードを決定し、この制御モードから制御ゲインを設定する制御ゲイン設定部２２と、この制御ゲインを用いて、電圧変換部１１を制御するフィードバック制御部３０とを備える。
【選択図】図１

Description

この発明は、あらゆる出力電圧変動要因に対して制御が不安定とならないＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。

直流電源の直流電圧を目標の直流電圧に変換して負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータが、ハイブリッド自動車や電気自動車など各種の用途に使用されている。ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、目標電圧の変動、負荷変動、およびデッドタイムの影響等あらゆる要因で変動する。
この出力電圧の変動に対して、目標電圧と出力電圧の偏差と目標電圧の変化率によって出力電圧フィードバック制御のゲインを調整する電力変換装置が開示されている（例えば、特許文献１参照）。

特許３９６９１６５号公報（段落［０２０２］〜［０２１０］、図１）

特許文献１の開示発明は、目標電圧の変動、負荷変動に対しては有効であるが、デッドタイムの影響に対しては、ゲインを大きくする必要があり、制御が不安定になりやすい問題がある。

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、デッドタイムの影響による出力電圧変動に対しても制御が不安定とならない制御部を備えたＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、第１直流電圧を第２直流電圧に変換する電圧変換部と、目標電圧に対する制御対象電圧を検出する電圧検出部と、目標電圧を用いて制御対象電圧の予測値であるガイド電圧を演算するガイド電圧演算部と、ガイド電圧と電圧検出部が検出した検出電圧と予め設定されたガイド電圧しきい値との比較により制御モードを決定し、制御モードから制御ゲインを設定する制御ゲイン設定部と、制御ゲインを用いて、目標電圧と検出電圧との偏差に応じたフィードバック制御により電圧変換部を制御するフィードバック制御部とを備えたものである。

この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、上記のように構成されているため、目標電圧の変動、負荷の変動およびデッドタイムの影響による出力電圧変動に対しても制御が不安定とならないＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。

この発明の実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータに係る構成図である。 この発明の実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータに係る制御部の構成図である。 この発明の実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータに係る説明図である。 この発明の実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータに係る制御モード決定部の動作フローである。 この発明の実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータに係る制御モード決定部の動作フローである。 この発明の実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータに係る動作説明図である。 この発明の実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータに係る他の構成図である。 この発明の実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータに係る他の構成図である。 この発明の実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータに係る他の構成図である。 この発明の実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータに係る他の構成図である。 この発明の実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータに係る他の構成図である。 この発明の実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータに係る構成図である。 この発明の実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータに係る制御部の構成図である。 この発明の実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータに係る制御ゲイン設定部の動作フローである。 この発明の実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータに係る動作説明図である。

実施の形態１．
実施の形態１は、電圧変換部と、電圧検出部と、目標電圧と検出電圧の間から逸脱しないように制御対象電圧の予測値であるガイド電圧を演算するガイド電圧演算部と、ガイド電圧と検出電圧との偏差とガイド電圧しきい値との比較により制御モードを決定し、この制御モードから制御ゲインを設定する制御ゲイン設定部と、この制御ゲインを用いて、フィードバック制御により電圧変換部を制御する構成のＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。

以下、本願発明の実施の形態１の構成、動作について、ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である図１、制御部の構成図である図２、説明図である図３、制御モード決定部の動作フローである図４および図５、動作説明図である図６、ＤＣ／ＤＣコンバータの他の構成図である図７〜図１１に基づいて説明する。

以下の説明では、ＤＣ／ＤＣコンバータの構成と制御部の構成をまず説明する。次に、本願発明が解決すべきデッドタイムの影響による出力電圧変動について説明する。その後、実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータの機能および動作について説明する。

まず、図１、２に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータの構成と制御部の構成を説明する。
図１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、電圧変換部１１と制御部１２と電圧検出部１３から構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、入力端子に接続されたバッテリ２の直流電圧（入力電圧）Ｖｉｎを、負荷３に要求される直流電圧（出力電圧）Ｖｏｕｔに変換して出力する。出力電圧Ｖｏｕｔは、電圧検出部１３で検出される。
電圧変換部１１は、上下アームのスイッチング半導体Ｑ１、Ｑ２と、リアクトルＬ１と、入力平滑コンデンサＣ１と、出力平滑コンデンサＣ２とから構成される。
なお、直流電圧（入力電圧）Ｖｉｎが本発明の第１直流電圧であり、直流電圧（出力電圧）Ｖｏｕｔが本発明の第２直流電圧である。スイッチング半導体Ｑ１が本発明の第１スイッチング半導体であり、スイッチング半導体Ｑ２が本発明の第２スイッチング半導体である。入力平滑コンデンサＣ１が本発明の入力側平滑コンデンサであり、出力平滑コンデンサＣ２が本発明の出力側平滑コンデンサである。

図２において、制御部１２は、制御モード決定部２０とフィードバック制御部３０から構成される。制御モード決定部２０は、ガイド電圧演算部２１と制御ゲイン設定部２２とから構成される。制御モード決定部２０は、電圧検出部１３で検出した出力電圧Ｖｏｕｔと出力電圧Ｖｏｕｔの目標電圧であるＶｏｕｔ^＊からガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅを演算し、このガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅからフィードバック制御部３０へ出力するＰＩＤ制御のゲインを設定する。
フィードバック制御部３０は、比較器３１とＰＩＤ制御部３２とゲート信号生成部３３とから構成される。比較器３１は、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｏｕｔ^＊との偏差を求める。ＰＩＤ制御部３２は、この偏差と制御モード決定部２０の出力であるＰＩＤ制御のゲイン（Ｇｐ、Ｇｉ、Ｇｄ）から電圧変換部１１のスイッチング半導体Ｑ１、Ｑ２を制御（ＯＮ／ＯＦＦ）するデューティを演算する。ゲート信号生成部３３は、このデューティに基づき電圧変換部１１のスイッチング半導体Ｑ１、Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦするゲート信号を生成する。

次に、本願発明が解決すべきデッドタイムの影響による出力電圧変動について、図３に基づいて説明する。なお、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１を例として説明する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧Ｖｏｕｔ^＊に制御する時、目標電圧、負荷の変動と同様に図３に示すようなデッドタイムの影響によって、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｏｕｔ^＊の偏差が大きくなることがある。

スイッチング半導体Ｑ２のオンデューティをｄｏｎ、スイッチング周期をＴ、デッドタイムをｔｄ、リアクトルＬ１の平均電流をＩＬ＿ａｖｅ、リアクトルＬ１のリップル電流をＩｒとする。
ＩＬ＿ａｖｅ≧Ｉｒ／２のときは、デッドタイム期間は、スイッチング半導体Ｑ２のオン時間に重ならないため、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの関係は式（１）で表される。

−Ｉｒ／２＜ＩＬ＿ａｖｅ＜Ｉｒ／２のときは、デッドタイム期間の片方がスイッチング半導体Ｑ２のオン時間に重なるため、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの関係は式（２）で表される。

ＩＬ＿ａｖｅ≦−Ｉｒ／２のときは、デッドタイム期間の両方が、スイッチング半導体Ｑ２のオン時間に重なるため、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの関係は式（３）で表される。

このように同じオンデューティで駆動していても、負荷を変化させるとＩＬ＿ａｖｅとＩｒの関係により、出力電圧Ｖｏｕｔが変動することがある。
先行技術文献１では、その際に目標電圧Ｖｏｕｔ^＊または負荷のどちらが変化した場合でもフィードバック制御のゲインを調節している。しかし、フィードバックのゲインを調節することはフィードバックの制御系が不安定になりやすいという問題がある。

次に、実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータ１の機能および動作について、図４、５および図６に基づいて説明する。
図４、５は、図２の制御モード決定部２０の動作フローである。図６はＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作説明図であり、出力電圧Ｖｏｕｔ、目標電圧Ｖｏｕｔ^＊および以下で説明するガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅと通常制御／高応答制御の関係を示す。

図４、５の動作フローは、Ｓ１０１〜Ｓ１０５までがガイド電圧演算部２１の動作フローであり、Ｓ１０６〜Ｓ１１５までが制御ゲイン設定部２２の動作フローを表している。

まず、ガイド電圧演算部２１の動作概要を説明する。
ガイド電圧演算部２１では、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅが必ず出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｏｕｔ^＊の間の値になるように演算される。ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅが出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｏｕｔ^＊の間の値から逸脱する場合は、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｏｕｔ^＊の近い方の値に設定する。
こうすることで、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｏｕｔ^＊と反対の方向に変化したとき、すなわち目標電圧Ｖｏｕｔ^＊の変更以外の原因で出力電圧Ｖｏｕｔが変化したときのみ、偏差ΔＶｏｇの絶対値が大きくなる。

次に、制御ゲイン設定部２２の動作概要を説明する。
制御ゲイン設定部２２では、ゲインの小さい通常制御とゲインの大きい高応答制御の２つの制御モードがある。制御ゲイン設定部２２では、現状の制御モードを制御フラグに設定することで、制御モードを管理している。
通常制御時にガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅと出力電圧Ｖｏｕｔの偏差ΔＶｏｇの絶対値が第１しきい値ΔＶｏｈを超えたときに、制御モードを高応答制御に切り替える。また、高応答制御時に偏差ΔＶｏｇの絶対値が第２しきい値ΔＶｏｌを下回ったときに、制御モードを通常制御に切り替える。ここで、第１しきい値ΔＶｏｈは第２しきい値ΔＶｏｌ以上の値で、第１しきい値ΔＶｏｈと第２しきい値ΔＶｏｌが等しくない場合はヒステリシスを設けることになる。
なお、第１しきい値ΔＶｏｈおよび第２しきい値ΔＶｏｌが本発明のガイド電圧しきい値である。

図４、５の動作フローのステップＳ１０１〜Ｓ１０５を説明する。
動作が開始されると、ステップＳ１０１ではＶｏｕｔ≧Ｖｏｕｔ^＊＞ＶｇｕｉｄｅまたはＶｇｕｉｄｅ≧Ｖｏｕｔ^＊＞Ｖｏｕｔのときに、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅが出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｏｕｔ^＊の間の値ではなく、出力電圧Ｖｏｕｔより目標電圧Ｖｏｕｔ^＊に近い値であるため、ステップＳ１０２に進む。
ステップＳ１０２でガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅを目標電圧Ｖｏｕｔ^＊に更新して、ステップＳ１０５に進む。
ステップＳ１０１で条件が成立しない場合は、ステップＳ１０３に進む。
ステップＳ１０３でＶｏｕｔ^＊＞Ｖｏｕｔ＞ＶｇｕｉｄｅまたはＶｇｕｉｄｅ＞Ｖｏｕｔ＞Ｖｏｕｔ^＊のときには、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅが出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｏｕｔ^＊の間の値ではなく、目標電圧Ｖｏｕｔ^＊より出力電圧Ｖｏｕｔに近い値であるため、ステップＳ１０４に進む。
ステップＳ１０４では、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅを出力電圧Ｖｏｕｔに更新して、ステップＳ１０５に進む。
ステップＳ１０３で条件が成立しない場合は、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅは出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｏｕｔ^＊の間の値であるため、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅの値は変更せず、保持したままステップＳ１０５に進む。
ステップＳ１０５では、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅと出力電圧Ｖｏｕｔの偏差ΔＶｏｇを計算する。

次に、図４、５の動作フローのステップＳ１０６〜Ｓ１１５を説明する。
ステップＳ１０６では、現状の制御モードが通常制御か高応答制御かを制御フラグで判定する。通常制御である場合は、ステップＳ１０７へ進む。通常制御でない場合、すなわち高応答制御の場合は、ステップＳ１１０へ進む。
ステップＳ１０７では、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅと出力電圧Ｖｏｕｔの偏差ΔＶｏｇの絶対値が第１しきい値ΔＶｏｈ以上であるかどうかを判定する。この条件が成立している場合は、ステップＳ１０８へ進む。
ステップＳ１０８では、制御モードを高応答制御に変更し、ステップＳ１１３へ進む。
ステップＳ１０７の条件が成立しない場合は、ステップＳ１０９へ進む。
ステップＳ１０９は、制御モードは通常制御のままとし、ステップＳ１１３へ進む。

ステップＳ１１０では、偏差ΔＶｏｇの絶対値が第２しきい値ΔＶｏｌ以下であるかどうかを判定する。この条件が成立している場合は、ステップＳ１１１へ進む。
ステップＳ１１１では、制御モードを通常制御に変更し、ステップＳ１１３へ進む。
ステップＳ１１０の条件が成立しない場合は、ステップＳ１１２へ進む。
ステップＳ１１２では、制御モードは高応答制御のままとし、ステップＳ１１３へ進む。

ステップＳ１１３では、通常制御か高応答制御かを制御フラグで判定する。通常制御である場合は、ステップＳ１１４へ進む。通常制御でない場合、すなわち高応答制御の場合は、ステップＳ１１５へ進む。
ステップＳ１１４では、ＰＩＤ制御のゲインを通常制御のゲインに設定して、終了する。
ステップＳ１１５では、ＰＩＤ制御のゲインを高応答制御のゲインに設定して、終了する。

図６は、目標電圧Ｖｏｕｔ^＊がステップ状に変化したときの出力電圧Ｖｏｕｔ、目標電圧Ｖｏｕｔ^＊、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅの変化と、通常制御／高応答制御の関係を示している。なお、出力電圧Ｖｏｕｔは太い一点鎖線で、目標電圧Ｖｏｕｔ^＊は太い点線で、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅは細い実線で記載している。
ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅの設定は、期間Ｔ１１、期間Ｔ１５および期間Ｔ１８では出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｏｕｔ^＊は等しい。図４、５の動作フローではステップＳ１０１→ステップＳ１０２と進み、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅは目標電圧Ｖｏｕｔ^＊に更新される。

期間Ｔ１２および期間Ｔ１４では、Ｖｏｕｔ^＊＞Ｖｏｕｔ＞Ｖｇｕｉｄｅの関係になる。図４、５の動作フローではステップＳ１０１→ステップＳ１０３→ステップＳ１０４と進み、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅは出力電圧Ｖｏｕｔに更新される。
期間Ｔ１３ではＶｏｕｔ^＊＞Ｖｇｕｉｄｅ＞Ｖｏｕｔの関係になる。図４、５の動作フローではステップＳ１０１→ステップＳ１０３と進み、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅは維持され、ステップＳ１０５へ進む。
期間Ｔ１６では、Ｖｏｕｔ^＊＜Ｖｏｕｔ＜Ｖｇｕｉｄｅの関係になる。図４、５の動作フローではステップＳ１０１→ステップＳ１０３→ステップＳ１０４と進み、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅは出力電圧Ｖｏｕｔに更新される。
期間Ｔ１７では、Ｖｇｕｉｄｅ＝Ｖｏｕｔ^＊＜Ｖｏｕｔの関係になる。図４、５の動作フローではステップＳ１０１→ステップＳ１０３と進み、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅは維持され、ステップＳ１０５へ進む。
｜ΔＶｏｇ｜すなわち偏差ΔＶｏｇの絶対値が第１しきい値ΔＶｏｈより大きくなり、第２しきい値ΔＶｏｌより小さくなるまでの期間Ｔ１９で高応答制御を行う。
目標電圧Ｖｏｕｔ^＊と出力電圧Ｖｏｕｔの偏差Ｖｅｒｒｏｒは式（４）で求められる。

ＰＩＤ制御の比例項は式（５）となる。

ＰＩＤ制御の積分項は式（６）となる。

ＰＩＤ制御の微分項は式（７）となる。

ＰＩＤ制御の比例項のゲインはＧｐ、積分項のゲインはＧｉ、微分項のゲインはＧｄである。高応答制御を行う場合はこれらのゲイン（Ｇｐ、Ｇｉ、Ｇｄ）の値を大きくする。
例えば、高応答制御では、通常制御のゲイン（Ｇｐ、Ｇｉ、Ｇｄ）の値に対して１０倍の値に設定することで、目標電圧、負荷の変動に対してより早い応答を実現できる。

図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１は、バッテリ２の直流電圧である入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに昇圧する昇圧チョッパである。この実施の形態１で説明した制御方法は、図１の昇圧チョッパに限定されず、リアクトルを有し、入力電圧Ｖｉｎまたは出力電圧Ｖｏｕｔをスイッチング半導体のオンデューティを調節することで連続変化させることができるＤＣ／ＤＣコンバータであれば、適用することができる。
実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータ１の制御方法が適用できるＤＣ／ＤＣコンバータの例を図７〜１１に示す。なお、図７〜１１においては、図１における電圧検出部１３を省略している。

図７のＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は降圧チョッパであり、電圧変換部１１１と制御部１１２から構成される。
図８のＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は昇降圧チョッパであり、電圧変換部１２１と制御部１２２から構成される。
図９のＤＣ／ＤＣコンバータ１３０は昇圧チョッパであり、電圧変換部１３１と制御部１３２から構成される。電圧変換部１３１は中間コンデンサＣ８を有し、スイッチング半導体が４直列になっている。リアクトルＬ４に流れる電流がスイッチング周波数の倍となり、リアクトルＬ４のインダクタンス値を小さく設定でき、小型化できるＤＣ／ＤＣコンバータである。
図１０のＤＣ／ＤＣコンバータ１４０は、図９のＤＣ／ＤＣコンバータの降圧型であり、電圧変換部１４１と制御部１４２から構成される。
図１１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５０は、図９のＤＣ／ＤＣコンバータの昇降圧型であり、電圧変換部１５１と制御部１５２から構成される。

実施の形態１においては、出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、この出力電圧Ｖｏｕｔを制御するような回路構成の説明を行ったが、入力電圧Ｖｉｎを制御対象とするような回路構成でも同様のことが可能である。
また、本願発明は、電圧変換部の上下アームのスイッチング半導体（例えば、図１のＱ１とＱ２）が相補にスイッチングして、電力を双方向に移動することができるＤＣ／ＤＣコンバータに対しても適用可能である。
また、電圧変換部は入力側と出力側の両方に平滑コンデンサを設ける構成としたが、入力側と出力側のいずれか片方に平滑コンデンサを設ける構成とすることもできる。

フィードバック制御部３０は、ＰＩＤ制御を用いているが、この実施の形態１の制御方法は、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧Ｖｏｕｔ^＊に追従させる制御で出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｏｕｔ^＊の偏差に対してあるゲインを乗じる制御方法であれば適用することができる。
実施の形態１では、ガイド電圧しきい値を第１しきい値と第２しきい値の２つしか設けていなかったが、さらに多くのガイド電圧しきい値を設けることができる。
また、ＰＩＤ制御のゲインを高応答制御と通常制御の２つの制御モードしか設けていなかったが、さらに多くの制御モードを設けることができる。また、ＰＩＤ制御のゲインを予め決められた値ではなく、ゲインを偏差ΔＶｏｇの絶対値の関数にすることも可能である。

以上説明したように、実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、電圧変換部と、電圧検出部と、目標電圧と検出電圧の間から逸脱しないように制御対象電圧の予測値であるガイド電圧を演算するガイド電圧演算部と、ガイド電圧と検出電圧との偏差とガイド電圧しきい値との比較により制御モードを決定し、この制御モードから制御ゲインを設定する制御ゲイン設定部と、この制御ゲインを用いて、フィードバック制御により電圧変換部を制御する構成である。このため、実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、目標電圧の変動、負荷の変動およびデッドタイムの影響による出力電圧変動に対しても制御が不安定とならないという効果を有する。

また、実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、装置の小型化および変換効率の向上による省エネルギー効果がある。

実施の形態２．
実施の形態１では、制御対象電圧の予測値であるガイド電圧を検出電圧と目標電圧の間から逸脱しないように演算していたが、実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータでは、目標電圧の一次遅れ信号としてガイド電圧を演算する構成としたものである。

以下、本願発明の実施の形態２の構成、動作について、ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である図１２、制御部の構成図である図１３、制御ゲイン設定部の動作フローである図１４、動作説明図である図１５に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。
なお、図１２において、実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である図１と同一あるいは相当部分には、同一の符号を付している。

まず、図１２、１３に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の構成と制御部の構成を説明する。
図１２において、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、電圧変換部２１１と制御部２１２と電圧検出部２１３から構成され、入力端子に接続されたバッテリ２の直流電圧（入力電圧）Ｖｉｎを、負荷３に要求される直流電圧（出力電圧）Ｖｏｕｔに変換して出力する。

図１３において、制御部２１２は、制御モード決定部２２０とフィードバック制御部２３０から構成される。制御モード決定部２２０は、ガイド電圧演算部２２１と制御ゲイン設定部２２２とから構成され、電圧検出部２１３で検出した出力電圧Ｖｏｕｔの目標電圧であるＶｏｕｔ^＊からガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅを演算し、このガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅからフィードバック制御部２３０へ出力するＰＩＤ制御のゲインを生成する。

フィードバック制御部２３０は、比較器２３１とＰＩＤ制御部２３２とゲート信号生成部２３３とから構成される。比較器２３１は、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧Ｖｏｕｔ^＊との偏差を求め、ＰＩＤ制御部２３２は、この偏差と制御モード決定部２２０の出力であるＰＩＤ制御のゲイン（Ｇｐ、Ｇｉ、Ｇｄ）から電圧変換部２１１のスイッチング半導体Ｑ１、Ｑ２を制御（ＯＮ／ＯＦＦ）するデューティを演算する。ゲート信号生成部２３３は、このデューティに基づき電圧変換部２１１のスイッチング半導体Ｑ１、Ｑ２をＯＮ／ＯＦＦするゲート信号を生成する。

実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータ２００と実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータ１の相違点は、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅの演算方法である。図１３において、ガイド電圧演算部２２１は目標電圧Ｖｏｕｔ^＊からガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅを演算している。このガイド電圧演算部２２１は一次遅れフィルタを備えている。したがって、ガイド電圧演算部２２１は、入力される目標電圧Ｖｏｕｔ^＊の一次遅れ信号をガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅとして、制御ゲイン設定部２２２へ出力する。
なお、ガイド電圧演算部２２１のフィルタは目標電圧Ｖｏｕｔ^＊に対する出力電圧Ｖｏｕｔの伝達関数の時定数に近いものを使用する。このように、ガイド電圧演算部２２１のフィルタに目標電圧Ｖｏｕｔ^＊に対する出力電圧Ｖｏｕｔの伝達関数の時定数に近いものを使用することで、目標電圧Ｖｏｕｔ^＊に対する出力電圧Ｖｏｕｔの変化を予測することができる。
フィルタ処理は、マイクロコンピュータでソフトウェア演算してもよく、ハードウェア回路を使用してもよい。

実施の形態１のガイド電圧演算部２１では、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅと出力電圧Ｖｏｕｔの偏差ΔＶｏｇを計算していた。しかし、実施の形態２では、このガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅと出力電圧Ｖｏｕｔの偏差ΔＶｏｇの計算を、制御ゲイン設定部２２２で行っている。

実施の形態２では実施の形態１と異なり、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅはガイド電圧演算部２２１において目標電圧Ｖｏｕｔ^＊から一次遅れ信号として生成されるため、図１４の動作フローは制御ゲイン設定部２２２の動作フローである。

制御ゲイン設定部２２２の動作概要を説明する。
制御ゲイン設定部２２２では、ゲインの小さい通常制御とゲインの大きい高応答制御の２つの制御モードがある。
通常制御時では、目標電圧Ｖｏｕｔ^＊に対する出力電圧（すなわち検出電圧）Ｖｏｕｔの応答が目標電圧Ｖｏｕｔ^＊に対するガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅの応答より遅く、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅと出力電圧Ｖｏｕｔの偏差ΔＶｏｇの絶対値が第１しきい値ΔＶｏｈを超えたときに高応答制御に切り替える。
高応答制御時では、目標電圧Ｖｏｕｔ^＊に対する出力電圧Ｖｏｕｔの応答が目標電圧Ｖｏｕｔ^＊に対するガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅの応答より早いか、高応答制御時に偏差ΔＶｏｇの絶対値が第２しきい値ΔＶｏｌを下回ったときに通常制御に切り替える。
ここで、第１しきい値ΔＶｏｈは、第２しきい値ΔＶｏｌ以上の値とする。第１しきい値ΔＶｏｈと第２しきい値ΔＶｏｌの差がヒステリシスとなる。

図１４の動作フローを説明する。
動作が開始されると、ステップＳ２０１でガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅと出力電圧Ｖｏｕｔの偏差ΔＶｏｇを計算し、ステップＳ２０２へ進む。
ステップＳ２０２では、現状の制御モードが通常制御か高応答制御かを制御フラグで判定する。通常制御である場合は、ステップＳ２０３へ進む。通常制御でない場合、すなわち高応答制御の場合は、ステップＳ２０６へ進む。

ステップＳ２０３では、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅは、目標電圧Ｖｏｕｔ^＊と出力電圧Ｖｏｕｔの間に存在し、かつガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅと出力電圧Ｖｏｕｔの偏差ΔＶｏｇの絶対値が第１しきい値ΔＶｏｈ以上であるかどうかを判定する。ここで、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅは目標電圧Ｖｏｕｔ^＊と出力電圧Ｖｏｕｔの間に存在するとは、目標電圧Ｖｏｕｔ^＊に対する出力電圧Ｖｏｕｔの応答が目標電圧Ｖｏｕｔ^＊に対するガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅの応答より遅い場合に相当する。
ステップＳ２０３の条件が成立している場合は、ステップＳ２０４へ進む。
ステップＳ２０４では、制御モードを高応答制御に変更し、ステップＳ２０９へ進む。
ステップＳ２０３の条件が成立しない場合は、ステップＳ２０５へ進む。
ステップＳ２０５では、制御モードは通常制御のままとし、ステップＳ２０９へ進む。

ステップＳ２０６では、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅは、目標電圧Ｖｏｕｔ^＊と出力電圧Ｖｏｕｔの間に存在せず逸脱しているか、または偏差ΔＶｏｇの絶対値が第２しきい値ΔＶｏｌ以下であるかどうかを判定する。ここで、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅは目標電圧Ｖｏｕｔ^＊と出力電圧Ｖｏｕｔの間に存在せず逸脱しているとは、目標電圧Ｖｏｕｔ^＊に対する出力電圧Ｖｏｕｔの応答が目標電圧Ｖｏｕｔ^＊に対するガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅの応答より早い場合に相当する。
ステップＳ２０６の条件が成立している場合は、ステップＳ２０７へ進む。
ステップＳ２０７では、制御モードは通常制御のままとし、ステップＳ２０９へ進む。
ステップＳ２０６の条件が成立しない場合は、ステップＳ２０８へ進む。
ステップＳ２０８では、制御モードを高応答制御に変更し、ステップＳ２０９へ進む。

ステップＳ２０９では、制御モードが通常制御か高応答制御かを判定する。通常制御である場合は、ステップＳ２１０へ進む。通常制御でない場合、すなわち高応答制御の場合は、ステップＳ２１１へ進む。
ステップＳ２１０では、ＰＩＤ制御のゲインを通常制御に対応するゲインを設定して、終了する。
ステップＳ２１１では、ＰＩＤ制御のゲインを高応答制御に対応するゲインを設定して、終了する。

図１５は、目標電圧Ｖｏｕｔ^＊がステップ状に変化したときの出力電圧Ｖｏｕｔ、目標電圧Ｖｏｕｔ^＊およびガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅの変化と、通常制御／高応答制御の関係を表している。制御モードの変化を中心に説明する。なお、出力電圧Ｖｏｕｔは太い一点鎖線で、目標電圧Ｖｏｕｔ^＊は太い点線で、ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅは細い実線で記載している。

ガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅは、目標電圧Ｖｏｕｔ^＊に対してある時定数を持たせて変化させたものであるため、期間Ｔ２２と期間Ｔ２４がガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅの過渡期間である。
｜ΔＶｏｇ｜が第１しきい値ΔＶｏｈを上回り、第２しきい値ΔＶｏｌを下回るまでの期間Ｔ２６で高応答制御を行う。
また期間Ｔ２４ではＶｇｕｉｄｅ＞Ｖｏｕｔの関係になり、出力電圧Ｖｏｕｔがガイド電圧Ｖｇｕｉｄｅより早く応答している。図１４の動作フローでは、｜ΔＶｏｇ｜の値に関わらずＳ２０２→Ｓ２０３→Ｓ２０５と進み、制御モードは通常制御が保持される。

図１２のＤＣ／ＤＣコンバータは電圧Ｖｉｎのバッテリの電圧を出力電圧Ｖｏｕｔに昇圧する昇圧チョッパであるが、この実施の形態の制御方法は、図１２の昇圧チョッパに限らず、リアクトルを有し、Ｖｉｎまたは出力電圧Ｖｏｕｔをスイッチング半導体のオンデューティを調節することで連続変化させることができるＤＣ／ＤＣコンバータであれば、適用することができる。例えば、実施の形態１で説明した図７〜図１１のＤＣ／ＤＣコンバータに対して適用できる。

実施の形態２では、ガイド電圧演算部は一次遅れフィルタを備えているとして説明したが、一次遅れだけには限定されない。回路方式によって最適なフィルタを適用することができる。
ガイド電圧しきい値を第１しきい値と第２しきい値の２つしか設けていなかったが、さらに多くのガイド電圧しきい値を設けることができる。
また、ＰＩＤ制御のゲインを高応答制御と通常制御の２つの制御モードしか設けていなかったが、さらに多くの制御モードを設けることができる。また、ＰＩＤ制御のゲインを予め決められた値ではなく、ゲインを偏差ΔＶｏｇの絶対値の関数にすることも可能である。

以上説明したように、実施の形態２に係るＤＣ／ＤＣコンバータでは、目標電圧の一次遅れ信号としてガイド電圧を演算する構成としたものである。このため、目標電圧の変動、負荷の変動およびデッドタイムの影響による出力電圧変動に対しても制御が不安定とならないという効果を有する。
また、実施の形態２に係るＤＣ／ＤＣコンバータでは、より簡単な回路構成とすることができる。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。

１，１１０，１２０，１３０，１４０，１５０，２００ ＤＣ／ＤＣコンバータ、
２ バッテリ、３ 負荷、
１１，１１１，１２１，１３１，１４１，１５１，２１１ 電圧変換部、
１２，１１２，１２２，１３２，１４２，１５２，２１２ 制御部、
１３，２１３ 電圧検出部、 ２０，２２０ 制御モード決定部、
２１，２２１ ガイド電圧演算部、２２，２２２ 制御ゲイン設定部、
３０，２３０ フィードバック制御部、３１，２３１ 比較器、
３２，２３２ ＰＩＤ制御部、３３，２３３ ゲート信号生成部、
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング半導体、Ｌ１ リアクトル、Ｃ１ 入力平滑コンデンサ、
Ｃ２ 出力平滑コンデンサ。

Claims (9)

1. 第１直流電圧を第２直流電圧に変換する電圧変換部と、
   目標電圧に対する制御対象電圧を検出する電圧検出部と、
   前記目標電圧を用いて前記制御対象電圧の予測値であるガイド電圧を演算するガイド電圧演算部と、
   前記ガイド電圧と前記電圧検出部が検出した検出電圧と予め設定されたガイド電圧しきい値との比較により制御モードを決定し、前記制御モードから制御ゲインを設定する制御ゲイン設定部と、
   前記制御ゲインを用いて、前記目標電圧と前記検出電圧との偏差に応じたフィードバック制御により前記電圧変換部を制御するフィードバック制御部と、
   を備える構成のＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記制御対象電圧が前記第２直流電圧である構成の請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記制御対象電圧が前記第１直流電圧である構成の請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記ガイド電圧演算部は、さらに前記検出電圧を用いて前記目標電圧と前記検出電圧から逸脱しないように前記ガイド電圧を演算する構成の請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記ガイド電圧演算部は、前記目標電圧をフィルタ処理して前記ガイド電圧を演算する構成の請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 前記制御ゲイン設定部は、２以上の前記ガイド電圧しきい値を有する構成の請求項１から請求項５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 前記制御ゲイン設定部は、２以上の前記制御モードを有する構成の請求項１から請求項６のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
8. 前記電圧変換部は前記第１直流電圧を前記第２直流電圧に変換するとともに、前記第２直流電圧を前記第１直流電圧に変換することができる構成の請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
9. 前記電圧変換部は、リアクトルと、第１、第２スイッチング半導体と、入力側と出力側の片方または両方に平滑コンデンサを有する構成の請求項１から請求項８のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

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