JP2014192914A - Dc/dcコンバータ - Google Patents

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Abstract

【課題】デッドタイムの影響による出力電圧変動に対しても制御が不安定とならないDC/DCコンバータを提供する。
【解決手段】電圧変換部11と、電圧検出部13と、目標電圧と検出電圧を用いて制御対象電圧の予測値であるガイド電圧を演算するガイド電圧演算部21と、ガイド電圧と検出電圧との偏差とガイド電圧しきい値との比較により制御モードを決定し、この制御モードから制御ゲインを設定する制御ゲイン設定部22と、この制御ゲインを用いて、電圧変換部11を制御するフィードバック制御部30とを備える。
【選択図】図1

Description

この発明は、あらゆる出力電圧変動要因に対して制御が不安定とならないDC/DCコンバータに関するものである。
直流電源の直流電圧を目標の直流電圧に変換して負荷に供給するDC/DCコンバータが、ハイブリッド自動車や電気自動車など各種の用途に使用されている。DC/DCコンバータの出力電圧は、目標電圧の変動、負荷変動、およびデッドタイムの影響等あらゆる要因で変動する。
この出力電圧の変動に対して、目標電圧と出力電圧の偏差と目標電圧の変化率によって出力電圧フィードバック制御のゲインを調整する電力変換装置が開示されている(例えば、特許文献1参照)。
特許3969165号公報(段落[0202]〜[0210]、図1)
特許文献1の開示発明は、目標電圧の変動、負荷変動に対しては有効であるが、デッドタイムの影響に対しては、ゲインを大きくする必要があり、制御が不安定になりやすい問題がある。
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、デッドタイムの影響による出力電圧変動に対しても制御が不安定とならない制御部を備えたDC/DCコンバータを提供することを目的とする。
この発明に係るDC/DCコンバータは、第1直流電圧を第2直流電圧に変換する電圧変換部と、目標電圧に対する制御対象電圧を検出する電圧検出部と、目標電圧を用いて制御対象電圧の予測値であるガイド電圧を演算するガイド電圧演算部と、ガイド電圧と電圧検出部が検出した検出電圧と予め設定されたガイド電圧しきい値との比較により制御モードを決定し、制御モードから制御ゲインを設定する制御ゲイン設定部と、制御ゲインを用いて、目標電圧と検出電圧との偏差に応じたフィードバック制御により電圧変換部を制御するフィードバック制御部とを備えたものである。
この発明に係るDC/DCコンバータは、上記のように構成されているため、目標電圧の変動、負荷の変動およびデッドタイムの影響による出力電圧変動に対しても制御が不安定とならないDC/DCコンバータを提供できる。
この発明の実施の形態1のDC/DCコンバータに係る構成図である。 この発明の実施の形態1のDC/DCコンバータに係る制御部の構成図である。 この発明の実施の形態1のDC/DCコンバータに係る説明図である。 この発明の実施の形態1のDC/DCコンバータに係る制御モード決定部の動作フローである。 この発明の実施の形態1のDC/DCコンバータに係る制御モード決定部の動作フローである。 この発明の実施の形態1のDC/DCコンバータに係る動作説明図である。 この発明の実施の形態1のDC/DCコンバータに係る他の構成図である。 この発明の実施の形態1のDC/DCコンバータに係る他の構成図である。 この発明の実施の形態1のDC/DCコンバータに係る他の構成図である。 この発明の実施の形態1のDC/DCコンバータに係る他の構成図である。 この発明の実施の形態1のDC/DCコンバータに係る他の構成図である。 この発明の実施の形態2のDC/DCコンバータに係る構成図である。 この発明の実施の形態2のDC/DCコンバータに係る制御部の構成図である。 この発明の実施の形態2のDC/DCコンバータに係る制御ゲイン設定部の動作フローである。 この発明の実施の形態2のDC/DCコンバータに係る動作説明図である。
実施の形態1.
実施の形態1は、電圧変換部と、電圧検出部と、目標電圧と検出電圧の間から逸脱しないように制御対象電圧の予測値であるガイド電圧を演算するガイド電圧演算部と、ガイド電圧と検出電圧との偏差とガイド電圧しきい値との比較により制御モードを決定し、この制御モードから制御ゲインを設定する制御ゲイン設定部と、この制御ゲインを用いて、フィードバック制御により電圧変換部を制御する構成のDC/DCコンバータに関するものである。
以下、本願発明の実施の形態1の構成、動作について、DC/DCコンバータの構成図である図1、制御部の構成図である図2、説明図である図3、制御モード決定部の動作フローである図4および図5、動作説明図である図6、DC/DCコンバータの他の構成図である図7〜図11に基づいて説明する。
以下の説明では、DC/DCコンバータの構成と制御部の構成をまず説明する。次に、本願発明が解決すべきデッドタイムの影響による出力電圧変動について説明する。その後、実施の形態1のDC/DCコンバータの機能および動作について説明する。
まず、図1、2に基づいて、DC/DCコンバータの構成と制御部の構成を説明する。
図1において、DC/DCコンバータ1は、電圧変換部11と制御部12と電圧検出部13から構成される。DC/DCコンバータ1は、入力端子に接続されたバッテリ2の直流電圧(入力電圧)Vinを、負荷3に要求される直流電圧(出力電圧)Voutに変換して出力する。出力電圧Voutは、電圧検出部13で検出される。
電圧変換部11は、上下アームのスイッチング半導体Q1、Q2と、リアクトルL1と、入力平滑コンデンサC1と、出力平滑コンデンサC2とから構成される。
なお、直流電圧(入力電圧)Vinが本発明の第1直流電圧であり、直流電圧(出力電圧)Voutが本発明の第2直流電圧である。スイッチング半導体Q1が本発明の第1スイッチング半導体であり、スイッチング半導体Q2が本発明の第2スイッチング半導体である。入力平滑コンデンサC1が本発明の入力側平滑コンデンサであり、出力平滑コンデンサC2が本発明の出力側平滑コンデンサである。
図2において、制御部12は、制御モード決定部20とフィードバック制御部30から構成される。制御モード決定部20は、ガイド電圧演算部21と制御ゲイン設定部22とから構成される。制御モード決定部20は、電圧検出部13で検出した出力電圧Voutと出力電圧Voutの目標電圧であるVoutからガイド電圧Vguideを演算し、このガイド電圧Vguideからフィードバック制御部30へ出力するPID制御のゲインを設定する。
フィードバック制御部30は、比較器31とPID制御部32とゲート信号生成部33とから構成される。比較器31は、出力電圧Voutと目標電圧Voutとの偏差を求める。PID制御部32は、この偏差と制御モード決定部20の出力であるPID制御のゲイン(Gp、Gi、Gd)から電圧変換部11のスイッチング半導体Q1、Q2を制御(ON/OFF)するデューティを演算する。ゲート信号生成部33は、このデューティに基づき電圧変換部11のスイッチング半導体Q1、Q2をON/OFFするゲート信号を生成する。
次に、本願発明が解決すべきデッドタイムの影響による出力電圧変動について、図3に基づいて説明する。なお、図1のDC/DCコンバータ1を例として説明する。
DC/DCコンバータ1の出力電圧Voutを目標電圧Voutに制御する時、目標電圧、負荷の変動と同様に図3に示すようなデッドタイムの影響によって、出力電圧Voutと目標電圧Voutの偏差が大きくなることがある。
スイッチング半導体Q2のオンデューティをdon、スイッチング周期をT、デッドタイムをtd、リアクトルL1の平均電流をIL_ave、リアクトルL1のリップル電流をIrとする。
IL_ave≧Ir/2のときは、デッドタイム期間は、スイッチング半導体Q2のオン時間に重ならないため、入力電圧Vinと出力電圧Voutの関係は式(1)で表される。
Figure 2014192914
−Ir/2<IL_ave<Ir/2のときは、デッドタイム期間の片方がスイッチング半導体Q2のオン時間に重なるため、入力電圧Vinと出力電圧Voutの関係は式(2)で表される。
Figure 2014192914
IL_ave≦−Ir/2のときは、デッドタイム期間の両方が、スイッチング半導体Q2のオン時間に重なるため、入力電圧Vinと出力電圧Voutの関係は式(3)で表される。
Figure 2014192914
このように同じオンデューティで駆動していても、負荷を変化させるとIL_aveとIrの関係により、出力電圧Voutが変動することがある。
先行技術文献1では、その際に目標電圧Voutまたは負荷のどちらが変化した場合でもフィードバック制御のゲインを調節している。しかし、フィードバックのゲインを調節することはフィードバックの制御系が不安定になりやすいという問題がある。
次に、実施の形態1のDC/DCコンバータ1の機能および動作について、図4、5および図6に基づいて説明する。
図4、5は、図2の制御モード決定部20の動作フローである。図6はDC/DCコンバータ1の動作説明図であり、出力電圧Vout、目標電圧Voutおよび以下で説明するガイド電圧Vguideと通常制御/高応答制御の関係を示す。
図4、5の動作フローは、S101〜S105までがガイド電圧演算部21の動作フローであり、S106〜S115までが制御ゲイン設定部22の動作フローを表している。
まず、ガイド電圧演算部21の動作概要を説明する。
ガイド電圧演算部21では、ガイド電圧Vguideが必ず出力電圧Voutと目標電圧Voutの間の値になるように演算される。ガイド電圧Vguideが出力電圧Voutと目標電圧Voutの間の値から逸脱する場合は、出力電圧Voutと目標電圧Voutの近い方の値に設定する。
こうすることで、出力電圧Voutが目標電圧Voutと反対の方向に変化したとき、すなわち目標電圧Voutの変更以外の原因で出力電圧Voutが変化したときのみ、偏差ΔVogの絶対値が大きくなる。
次に、制御ゲイン設定部22の動作概要を説明する。
制御ゲイン設定部22では、ゲインの小さい通常制御とゲインの大きい高応答制御の2つの制御モードがある。制御ゲイン設定部22では、現状の制御モードを制御フラグに設定することで、制御モードを管理している。
通常制御時にガイド電圧Vguideと出力電圧Voutの偏差ΔVogの絶対値が第1しきい値ΔVohを超えたときに、制御モードを高応答制御に切り替える。また、高応答制御時に偏差ΔVogの絶対値が第2しきい値ΔVolを下回ったときに、制御モードを通常制御に切り替える。ここで、第1しきい値ΔVohは第2しきい値ΔVol以上の値で、第1しきい値ΔVohと第2しきい値ΔVolが等しくない場合はヒステリシスを設けることになる。
なお、第1しきい値ΔVohおよび第2しきい値ΔVolが本発明のガイド電圧しきい値である。
図4、5の動作フローのステップS101〜S105を説明する。
動作が開始されると、ステップS101ではVout≧Vout>VguideまたはVguide≧Vout>Voutのときに、ガイド電圧Vguideが出力電圧Voutと目標電圧Voutの間の値ではなく、出力電圧Voutより目標電圧Voutに近い値であるため、ステップS102に進む。
ステップS102でガイド電圧Vguideを目標電圧Voutに更新して、ステップS105に進む。
ステップS101で条件が成立しない場合は、ステップS103に進む。
ステップS103でVout>Vout>VguideまたはVguide>Vout>Voutのときには、ガイド電圧Vguideが出力電圧Voutと目標電圧Voutの間の値ではなく、目標電圧Voutより出力電圧Voutに近い値であるため、ステップS104に進む。
ステップS104では、ガイド電圧Vguideを出力電圧Voutに更新して、ステップS105に進む。
ステップS103で条件が成立しない場合は、ガイド電圧Vguideは出力電圧Voutと目標電圧Voutの間の値であるため、ガイド電圧Vguideの値は変更せず、保持したままステップS105に進む。
ステップS105では、ガイド電圧Vguideと出力電圧Voutの偏差ΔVogを計算する。
次に、図4、5の動作フローのステップS106〜S115を説明する。
ステップS106では、現状の制御モードが通常制御か高応答制御かを制御フラグで判定する。通常制御である場合は、ステップS107へ進む。通常制御でない場合、すなわち高応答制御の場合は、ステップS110へ進む。
ステップS107では、ガイド電圧Vguideと出力電圧Voutの偏差ΔVogの絶対値が第1しきい値ΔVoh以上であるかどうかを判定する。この条件が成立している場合は、ステップS108へ進む。
ステップS108では、制御モードを高応答制御に変更し、ステップS113へ進む。
ステップS107の条件が成立しない場合は、ステップS109へ進む。
ステップS109は、制御モードは通常制御のままとし、ステップS113へ進む。
ステップS110では、偏差ΔVogの絶対値が第2しきい値ΔVol以下であるかどうかを判定する。この条件が成立している場合は、ステップS111へ進む。
ステップS111では、制御モードを通常制御に変更し、ステップS113へ進む。
ステップS110の条件が成立しない場合は、ステップS112へ進む。
ステップS112では、制御モードは高応答制御のままとし、ステップS113へ進む。
ステップS113では、通常制御か高応答制御かを制御フラグで判定する。通常制御である場合は、ステップS114へ進む。通常制御でない場合、すなわち高応答制御の場合は、ステップS115へ進む。
ステップS114では、PID制御のゲインを通常制御のゲインに設定して、終了する。
ステップS115では、PID制御のゲインを高応答制御のゲインに設定して、終了する。
図6は、目標電圧Voutがステップ状に変化したときの出力電圧Vout、目標電圧Vout、ガイド電圧Vguideの変化と、通常制御/高応答制御の関係を示している。なお、出力電圧Voutは太い一点鎖線で、目標電圧Voutは太い点線で、ガイド電圧Vguideは細い実線で記載している。
ガイド電圧Vguideの設定は、期間T11、期間T15および期間T18では出力電圧Voutと目標電圧Voutは等しい。図4、5の動作フローではステップS101→ステップS102と進み、ガイド電圧Vguideは目標電圧Voutに更新される。
期間T12および期間T14では、Vout>Vout>Vguideの関係になる。図4、5の動作フローではステップS101→ステップS103→ステップS104と進み、ガイド電圧Vguideは出力電圧Voutに更新される。
期間T13ではVout>Vguide>Voutの関係になる。図4、5の動作フローではステップS101→ステップS103と進み、ガイド電圧Vguideは維持され、ステップS105へ進む。
期間T16では、Vout<Vout<Vguideの関係になる。図4、5の動作フローではステップS101→ステップS103→ステップS104と進み、ガイド電圧Vguideは出力電圧Voutに更新される。
期間T17では、Vguide=Vout<Voutの関係になる。図4、5の動作フローではステップS101→ステップS103と進み、ガイド電圧Vguideは維持され、ステップS105へ進む。
|ΔVog|すなわち偏差ΔVogの絶対値が第1しきい値ΔVohより大きくなり、第2しきい値ΔVolより小さくなるまでの期間T19で高応答制御を行う。
目標電圧Voutと出力電圧Voutの偏差Verrorは式(4)で求められる。
Figure 2014192914
PID制御の比例項は式(5)となる。
Figure 2014192914
PID制御の積分項は式(6)となる。
Figure 2014192914
PID制御の微分項は式(7)となる。
Figure 2014192914
PID制御の比例項のゲインはGp、積分項のゲインはGi、微分項のゲインはGdである。高応答制御を行う場合はこれらのゲイン(Gp、Gi、Gd)の値を大きくする。
例えば、高応答制御では、通常制御のゲイン(Gp、Gi、Gd)の値に対して10倍の値に設定することで、目標電圧、負荷の変動に対してより早い応答を実現できる。
図1のDC/DCコンバータ1は、バッテリ2の直流電圧である入力電圧Vinを出力電圧Voutに昇圧する昇圧チョッパである。この実施の形態1で説明した制御方法は、図1の昇圧チョッパに限定されず、リアクトルを有し、入力電圧Vinまたは出力電圧Voutをスイッチング半導体のオンデューティを調節することで連続変化させることができるDC/DCコンバータであれば、適用することができる。
実施の形態1のDC/DCコンバータ1の制御方法が適用できるDC/DCコンバータの例を図7〜11に示す。なお、図7〜11においては、図1における電圧検出部13を省略している。
図7のDC/DCコンバータ110は降圧チョッパであり、電圧変換部111と制御部112から構成される。
図8のDC/DCコンバータ120は昇降圧チョッパであり、電圧変換部121と制御部122から構成される。
図9のDC/DCコンバータ130は昇圧チョッパであり、電圧変換部131と制御部132から構成される。電圧変換部131は中間コンデンサC8を有し、スイッチング半導体が4直列になっている。リアクトルL4に流れる電流がスイッチング周波数の倍となり、リアクトルL4のインダクタンス値を小さく設定でき、小型化できるDC/DCコンバータである。
図10のDC/DCコンバータ140は、図9のDC/DCコンバータの降圧型であり、電圧変換部141と制御部142から構成される。
図11のDC/DCコンバータ150は、図9のDC/DCコンバータの昇降圧型であり、電圧変換部151と制御部152から構成される。
実施の形態1においては、出力電圧Voutを検出し、この出力電圧Voutを制御するような回路構成の説明を行ったが、入力電圧Vinを制御対象とするような回路構成でも同様のことが可能である。
また、本願発明は、電圧変換部の上下アームのスイッチング半導体(例えば、図1のQ1とQ2)が相補にスイッチングして、電力を双方向に移動することができるDC/DCコンバータに対しても適用可能である。
また、電圧変換部は入力側と出力側の両方に平滑コンデンサを設ける構成としたが、入力側と出力側のいずれか片方に平滑コンデンサを設ける構成とすることもできる。
フィードバック制御部30は、PID制御を用いているが、この実施の形態1の制御方法は、出力電圧Voutを目標電圧Voutに追従させる制御で出力電圧Voutと目標電圧Voutの偏差に対してあるゲインを乗じる制御方法であれば適用することができる。
実施の形態1では、ガイド電圧しきい値を第1しきい値と第2しきい値の2つしか設けていなかったが、さらに多くのガイド電圧しきい値を設けることができる。
また、PID制御のゲインを高応答制御と通常制御の2つの制御モードしか設けていなかったが、さらに多くの制御モードを設けることができる。また、PID制御のゲインを予め決められた値ではなく、ゲインを偏差ΔVogの絶対値の関数にすることも可能である。
以上説明したように、実施の形態1に係るDC/DCコンバータは、電圧変換部と、電圧検出部と、目標電圧と検出電圧の間から逸脱しないように制御対象電圧の予測値であるガイド電圧を演算するガイド電圧演算部と、ガイド電圧と検出電圧との偏差とガイド電圧しきい値との比較により制御モードを決定し、この制御モードから制御ゲインを設定する制御ゲイン設定部と、この制御ゲインを用いて、フィードバック制御により電圧変換部を制御する構成である。このため、実施の形態1に係るDC/DCコンバータは、目標電圧の変動、負荷の変動およびデッドタイムの影響による出力電圧変動に対しても制御が不安定とならないという効果を有する。
また、実施の形態1に係るDC/DCコンバータは、装置の小型化および変換効率の向上による省エネルギー効果がある。
実施の形態2.
実施の形態1では、制御対象電圧の予測値であるガイド電圧を検出電圧と目標電圧の間から逸脱しないように演算していたが、実施の形態2のDC/DCコンバータでは、目標電圧の一次遅れ信号としてガイド電圧を演算する構成としたものである。
以下、本願発明の実施の形態2の構成、動作について、DC/DCコンバータの構成図である図12、制御部の構成図である図13、制御ゲイン設定部の動作フローである図14、動作説明図である図15に基づいて、実施の形態1との差異を中心に説明する。
なお、図12において、実施の形態1のDC/DCコンバータの構成図である図1と同一あるいは相当部分には、同一の符号を付している。
まず、図12、13に基づいて、DC/DCコンバータ200の構成と制御部の構成を説明する。
図12において、DC/DCコンバータ200は、電圧変換部211と制御部212と電圧検出部213から構成され、入力端子に接続されたバッテリ2の直流電圧(入力電圧)Vinを、負荷3に要求される直流電圧(出力電圧)Voutに変換して出力する。
図13において、制御部212は、制御モード決定部220とフィードバック制御部230から構成される。制御モード決定部220は、ガイド電圧演算部221と制御ゲイン設定部222とから構成され、電圧検出部213で検出した出力電圧Voutの目標電圧であるVoutからガイド電圧Vguideを演算し、このガイド電圧Vguideからフィードバック制御部230へ出力するPID制御のゲインを生成する。
フィードバック制御部230は、比較器231とPID制御部232とゲート信号生成部233とから構成される。比較器231は、出力電圧Voutと目標電圧Voutとの偏差を求め、PID制御部232は、この偏差と制御モード決定部220の出力であるPID制御のゲイン(Gp、Gi、Gd)から電圧変換部211のスイッチング半導体Q1、Q2を制御(ON/OFF)するデューティを演算する。ゲート信号生成部233は、このデューティに基づき電圧変換部211のスイッチング半導体Q1、Q2をON/OFFするゲート信号を生成する。
実施の形態2のDC/DCコンバータ200と実施の形態1のDC/DCコンバータ1の相違点は、ガイド電圧Vguideの演算方法である。図13において、ガイド電圧演算部221は目標電圧Voutからガイド電圧Vguideを演算している。このガイド電圧演算部221は一次遅れフィルタを備えている。したがって、ガイド電圧演算部221は、入力される目標電圧Voutの一次遅れ信号をガイド電圧Vguideとして、制御ゲイン設定部222へ出力する。
なお、ガイド電圧演算部221のフィルタは目標電圧Voutに対する出力電圧Voutの伝達関数の時定数に近いものを使用する。このように、ガイド電圧演算部221のフィルタに目標電圧Voutに対する出力電圧Voutの伝達関数の時定数に近いものを使用することで、目標電圧Voutに対する出力電圧Voutの変化を予測することができる。
フィルタ処理は、マイクロコンピュータでソフトウェア演算してもよく、ハードウェア回路を使用してもよい。
実施の形態1のガイド電圧演算部21では、ガイド電圧Vguideと出力電圧Voutの偏差ΔVogを計算していた。しかし、実施の形態2では、このガイド電圧Vguideと出力電圧Voutの偏差ΔVogの計算を、制御ゲイン設定部222で行っている。
実施の形態2では実施の形態1と異なり、ガイド電圧Vguideはガイド電圧演算部221において目標電圧Voutから一次遅れ信号として生成されるため、図14の動作フローは制御ゲイン設定部222の動作フローである。
制御ゲイン設定部222の動作概要を説明する。
制御ゲイン設定部222では、ゲインの小さい通常制御とゲインの大きい高応答制御の2つの制御モードがある。
通常制御時では、目標電圧Voutに対する出力電圧(すなわち検出電圧)Voutの応答が目標電圧Voutに対するガイド電圧Vguideの応答より遅く、ガイド電圧Vguideと出力電圧Voutの偏差ΔVogの絶対値が第1しきい値ΔVohを超えたときに高応答制御に切り替える。
高応答制御時では、目標電圧Voutに対する出力電圧Voutの応答が目標電圧Voutに対するガイド電圧Vguideの応答より早いか、高応答制御時に偏差ΔVogの絶対値が第2しきい値ΔVolを下回ったときに通常制御に切り替える。
ここで、第1しきい値ΔVohは、第2しきい値ΔVol以上の値とする。第1しきい値ΔVohと第2しきい値ΔVolの差がヒステリシスとなる。
図14の動作フローを説明する。
動作が開始されると、ステップS201でガイド電圧Vguideと出力電圧Voutの偏差ΔVogを計算し、ステップS202へ進む。
ステップS202では、現状の制御モードが通常制御か高応答制御かを制御フラグで判定する。通常制御である場合は、ステップS203へ進む。通常制御でない場合、すなわち高応答制御の場合は、ステップS206へ進む。
ステップS203では、ガイド電圧Vguideは、目標電圧Voutと出力電圧Voutの間に存在し、かつガイド電圧Vguideと出力電圧Voutの偏差ΔVogの絶対値が第1しきい値ΔVoh以上であるかどうかを判定する。ここで、ガイド電圧Vguideは目標電圧Voutと出力電圧Voutの間に存在するとは、目標電圧Voutに対する出力電圧Voutの応答が目標電圧Voutに対するガイド電圧Vguideの応答より遅い場合に相当する。
ステップS203の条件が成立している場合は、ステップS204へ進む。
ステップS204では、制御モードを高応答制御に変更し、ステップS209へ進む。
ステップS203の条件が成立しない場合は、ステップS205へ進む。
ステップS205では、制御モードは通常制御のままとし、ステップS209へ進む。
ステップS206では、ガイド電圧Vguideは、目標電圧Voutと出力電圧Voutの間に存在せず逸脱しているか、または偏差ΔVogの絶対値が第2しきい値ΔVol以下であるかどうかを判定する。ここで、ガイド電圧Vguideは目標電圧Voutと出力電圧Voutの間に存在せず逸脱しているとは、目標電圧Voutに対する出力電圧Voutの応答が目標電圧Voutに対するガイド電圧Vguideの応答より早い場合に相当する。
ステップS206の条件が成立している場合は、ステップS207へ進む。
ステップS207では、制御モードは通常制御のままとし、ステップS209へ進む。
ステップS206の条件が成立しない場合は、ステップS208へ進む。
ステップS208では、制御モードを高応答制御に変更し、ステップS209へ進む。
ステップS209では、制御モードが通常制御か高応答制御かを判定する。通常制御である場合は、ステップS210へ進む。通常制御でない場合、すなわち高応答制御の場合は、ステップS211へ進む。
ステップS210では、PID制御のゲインを通常制御に対応するゲインを設定して、終了する。
ステップS211では、PID制御のゲインを高応答制御に対応するゲインを設定して、終了する。
図15は、目標電圧Voutがステップ状に変化したときの出力電圧Vout、目標電圧Voutおよびガイド電圧Vguideの変化と、通常制御/高応答制御の関係を表している。制御モードの変化を中心に説明する。なお、出力電圧Voutは太い一点鎖線で、目標電圧Voutは太い点線で、ガイド電圧Vguideは細い実線で記載している。
ガイド電圧Vguideは、目標電圧Voutに対してある時定数を持たせて変化させたものであるため、期間T22と期間T24がガイド電圧Vguideの過渡期間である。
|ΔVog|が第1しきい値ΔVohを上回り、第2しきい値ΔVolを下回るまでの期間T26で高応答制御を行う。
また期間T24ではVguide>Voutの関係になり、出力電圧Voutがガイド電圧Vguideより早く応答している。図14の動作フローでは、|ΔVog|の値に関わらずS202→S203→S205と進み、制御モードは通常制御が保持される。
図12のDC/DCコンバータは電圧Vinのバッテリの電圧を出力電圧Voutに昇圧する昇圧チョッパであるが、この実施の形態の制御方法は、図12の昇圧チョッパに限らず、リアクトルを有し、Vinまたは出力電圧Voutをスイッチング半導体のオンデューティを調節することで連続変化させることができるDC/DCコンバータであれば、適用することができる。例えば、実施の形態1で説明した図7〜図11のDC/DCコンバータに対して適用できる。
実施の形態2では、ガイド電圧演算部は一次遅れフィルタを備えているとして説明したが、一次遅れだけには限定されない。回路方式によって最適なフィルタを適用することができる。
ガイド電圧しきい値を第1しきい値と第2しきい値の2つしか設けていなかったが、さらに多くのガイド電圧しきい値を設けることができる。
また、PID制御のゲインを高応答制御と通常制御の2つの制御モードしか設けていなかったが、さらに多くの制御モードを設けることができる。また、PID制御のゲインを予め決められた値ではなく、ゲインを偏差ΔVogの絶対値の関数にすることも可能である。
以上説明したように、実施の形態2に係るDC/DCコンバータでは、目標電圧の一次遅れ信号としてガイド電圧を演算する構成としたものである。このため、目標電圧の変動、負荷の変動およびデッドタイムの影響による出力電圧変動に対しても制御が不安定とならないという効果を有する。
また、実施の形態2に係るDC/DCコンバータでは、より簡単な回路構成とすることができる。
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
1,110,120,130,140,150,200 DC/DCコンバータ、
2 バッテリ、3 負荷、
11,111,121,131,141,151,211 電圧変換部、
12,112,122,132,142,152,212 制御部、
13,213 電圧検出部、 20,220 制御モード決定部、
21,221 ガイド電圧演算部、22,222 制御ゲイン設定部、
30,230 フィードバック制御部、31,231 比較器、
32,232 PID制御部、33,233 ゲート信号生成部、
Q1,Q2 スイッチング半導体、L1 リアクトル、C1 入力平滑コンデンサ、
C2 出力平滑コンデンサ。

Claims (9)

  1. 第1直流電圧を第2直流電圧に変換する電圧変換部と、
    目標電圧に対する制御対象電圧を検出する電圧検出部と、
    前記目標電圧を用いて前記制御対象電圧の予測値であるガイド電圧を演算するガイド電圧演算部と、
    前記ガイド電圧と前記電圧検出部が検出した検出電圧と予め設定されたガイド電圧しきい値との比較により制御モードを決定し、前記制御モードから制御ゲインを設定する制御ゲイン設定部と、
    前記制御ゲインを用いて、前記目標電圧と前記検出電圧との偏差に応じたフィードバック制御により前記電圧変換部を制御するフィードバック制御部と、
    を備える構成のDC/DCコンバータ。
  2. 前記制御対象電圧が前記第2直流電圧である構成の請求項1に記載のDC/DCコンバータ。
  3. 前記制御対象電圧が前記第1直流電圧である構成の請求項1に記載のDC/DCコンバータ。
  4. 前記ガイド電圧演算部は、さらに前記検出電圧を用いて前記目標電圧と前記検出電圧から逸脱しないように前記ガイド電圧を演算する構成の請求項1から請求項3のいずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。
  5. 前記ガイド電圧演算部は、前記目標電圧をフィルタ処理して前記ガイド電圧を演算する構成の請求項1から請求項3のいずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。
  6. 前記制御ゲイン設定部は、2以上の前記ガイド電圧しきい値を有する構成の請求項1から請求項5のいずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。
  7. 前記制御ゲイン設定部は、2以上の前記制御モードを有する構成の請求項1から請求項6のいずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。
  8. 前記電圧変換部は前記第1直流電圧を前記第2直流電圧に変換するとともに、前記第2直流電圧を前記第1直流電圧に変換することができる構成の請求項1に記載のDC/DCコンバータ。
  9. 前記電圧変換部は、リアクトルと、第1、第2スイッチング半導体と、入力側と出力側の片方または両方に平滑コンデンサを有する構成の請求項1から請求項8のいずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。
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