JP7035849B2 - 昇圧コンバータの制御方法、及び制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、昇圧コンバータの制御方法、及び制御装置に関する。

特許文献１では、二次電池の電圧を変換してインバータに供給する電力変換回路を制御する制御システムが開示されている。この制御システムでは、電力変換回路が出力する電圧が所定の電圧値となるように電圧フィードバック制御するのに加えて、電力変換回路に流れる電流が所定の電流値となるように電流フィードバック制御を実施する。

特開２００１－２５３６５３号

しかしながら、特許文献１に開示された技術では、電力変換回路の出力電流が負荷側の要求電力の変動に応じて急増すると、電圧フィードバック制御における指令値と実際値との偏差が飽和する場合がある。そうすると、特に電力変換回路の入力電圧と出力電圧との差異が小さい場合には当該電圧フィードバック制御による補償性能が悪化し、結果として電力変換回路の電圧応答性が悪化するという課題がある。

本発明は、負荷側の要求電力の変動に応じて電力変換回路（昇圧コンバータ）の出力電力が急増した場合でも、昇圧コンバータの電圧応答性が悪化することを抑制する技術を提供することを目的とする。

本発明による昇圧コンバータの制御方法によれば、入力電圧を昇圧して負荷側に出力する昇圧コンバータの制御方法において、昇圧コンバータへの出力電圧指令値と検出した出力電圧との偏差に基づいて入力電流指令値を算出し、検出した昇圧コンバータの入力電流と入力電流指令値との偏差を補償する入力電流補償指令値を算出し、入力電流補償指令値と入力電圧と出力電圧とに基づいて昇圧コンバータへのデューティ指令値を算出し、デューティ指令値に応じた電圧を出力するように昇圧コンバータを制御する。負荷側の要求電力が急増したと判定した場合には、入力電流指令値よりも大きい負荷変動時電流指令値を設定し、入力電流補償指令値を、入力電流指令値に代えて、負荷変動時電流指令値と検出した入力電流との偏差に基づいて算出する。

本発明によれば、負荷側の要求電力が急増したと判定した場合には、入力電流補償指令値が入力電流指令値よりも大きい負荷変動時電流指令値と検出した入力電流との偏差に基づいて算出されるので、電圧フィードバック制御による補償性能の悪化を抑制し、結果として昇圧コンバータの電圧応答性を改善することができる。

図１は、第１実施形態の昇圧コンバータ制御システムを示すブロック図である。 図２は、第１実施形態の昇圧コンバータ制御システムが備える制御装置の詳細を示すブロック図である。 図３は、第１実施形態の電圧制御部の詳細を示すブロック図である。 図４は、第１実施形態の電流制御部の詳細を示すブロック図である。 図５は、第１実施形態のゲート信号算出処理を示すフローチャートである。 図６は、従来技術による昇圧コンバータの制御結果を示すタイムチャートである。 図７は、第１実施形態の昇圧コンバータ制御システムの一例による昇圧コンバータの制御結果を示すタイムチャートである。 図８は、第１実施形態の昇圧コンバータ制御システムの他の例による昇圧コンバータの制御結果を示すタイムチャートである。 図９は、第２実施形態の電流制御部の詳細を示すブロック図である。 図１０は、第２実施形態のゲート信号算出処理を示すフローチャートである。 図１１は、第２実施形態の昇圧コンバータ制御システムによる昇圧コンバータの制御結果を示すタイムチャートである。 図１２は、従来技術による昇圧コンバータ制御システムが備える制御装置の詳細を示すブロック図である。

（第１実施形態）
図１は、本発明の一実施形態に係る昇圧コンバータの制御方法が適用される昇圧コンバータ制御システム１００を示すブロック図である。以下では、図１を参照して昇圧コンバータ制御システム１００の構成について説明する。

昇圧コンバータ制御システム１００は、バッテリ１０と、負荷２０と、昇圧コンバータ３０と、電圧センサ２、８と、電流センサ６と、制御装置９０とを備える。また、制御対象である昇圧コンバータ３０は、主に、コンデンサ１、７と、リアクトル（インダクタンス）３と、スイッチング素子４ａ、４ｂとを含んで構成される。

バッテリ１０は、昇圧コンバータ３０に直流電力を供給する。バッテリ１０は、例えば、充放電可能なリチウムイオン２次電池である。

負荷２０は、昇圧コンバータ３０から出力される直中電力を消費する。負荷２０は、昇圧コンバータ制御システム１００が車両に適用される場合は、例えばモータ等である。

昇圧コンバータ３０は、入力された電圧（入力電圧Ｖｉｎ）を昇圧して、昇圧後の出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。

コンデンサ１は、スイッチング素子４ａ、４ｂがスイッチングすることに起因して入力電圧Ｖｉｎに発生する脈流（電圧リップル）を吸収することにより入力電圧Ｖｉｎを整流する。

電圧センサ２は、コンデンサ１に付設され、昇圧コンバータ３０の入力電圧Ｖｉｎすなわちコンデンサ１の電圧を検出して、検出した電圧値を制御装置９０に送信する。

リアクトル３は、スイッチング素子４ａがオン、４ｂがオフのときにバッテリ１０からの電気エネルギーを蓄積し、蓄積した電気エネルギーをスイッチング素子４ａがオフ、４ｂがオンのときに放電する。これにより、昇圧コンバータ３０は、バッテリ１０からの直流電圧（入力電圧Ｖｉｎ）を昇圧することができる。昇圧後の電圧値（出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値）は、スイッチング素子４ａをオンする時間の割合（デューティ比）を変更することにより任意に調整することができる。また、リアクトル３は、スイッチング素子４ａ、４ｂがスイッチングすることに起因して発生する電流リップルを抑制する機能も有している。

スイッチング素子４ａ、４ｂは、例えばＩＧＢＴやＭＯＳ－ＦＥＴ等のパワー半導体素子で構成される。また、各スイッチング素子４ａ、４ｂには、ダイオード５ａ、５ｂがそれぞれ並列に接続される。

電流センサ６は、リアクトル３に流れる電流を検出して、検出した電流値を入力電流ＩＬとして制御装置９０に送信する。

コンデンサ７は、スイッチング素子４ａ、４ｂがスイッチングすることに起因して出力電圧Ｖｏｕｔに発生する脈流（電圧リップル）を吸収することにより出力電圧Ｖｏｕｔを整流する。

電圧センサ８は、昇圧コンバータ３０の出力電圧、すなわちコンデンサ７の電圧を検出して、検出した電圧値を出力電圧Ｖｏｕｔとして制御装置９０に送信する。

制御装置９０は、例えば、中央演算装置（ＣＰＵ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、および、入出力インタフェース（Ｉ／Ｏインタフェース）を備える１又は複数のコントローラにより構成される。制御装置９０は、入力電圧Ｖｉｎの検出値、出力電圧Ｖｏｕｔの検出値、入力電流ＩＬの検出値、及び、外部（例えば他のコントローラ）から入力される出力電圧指令値Ｖｏｕｔ_ａｓｔｒに基づいて、昇圧コンバータ３０が備えるスイッチング素子４ａのデューティ比を指示するゲート信号を生成し、昇圧コンバータ３０へ出力する。なお、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ_ａｓｔｒは、昇圧コンバータ制御システム１００が例えば車両に適用される場合には、モータに所望のトルクを発生させるためのドライバのアクセル操作量に応じて公知の方法を用いて算出される。制御装置９０の詳細については図２を参照して説明する。

図２は、制御装置９０の構成を示すブロック図である。

制御装置９０は、電圧制御部９１と、電流指令値切替部９２と、電流制御部９３と、減算器９４と、除算器９５と、ＰＷＭ生成部９６と、から構成される。

電圧制御部９１は、外部から入力される出力電圧指令値Ｖｏｕｔ_ａｓｔｒと、昇圧コンバータ３０の出力電圧の検出値である出力電圧Ｖｏｕｔとに基づいて、電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'を算出し、電流指令値切替部９２に出力する。電圧制御部９１は例えば図３で示す構成により実現される。

図３は、本実施形態の電圧制御部９１の構成を示すブロック図である。電圧制御部９１は、減算器９１１とＰＩ補償器９１２とから構成される。減算器９１１は、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ_ａｓｔｒから出力電圧Ｖｏｕｔを減算して得た値をＰＩ補償器９１２に出力する。

ＰＩ補償器９１２は、いわゆるＰＩ制御を実行する演算器である。ＰＩ補償器９１２は、指令値（出力電圧指令値Ｖｏｕｔ_ａｓｔｒ）に実電流（出力電圧Ｖｏｕｔ）を追従させるべく、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ_ａｓｔｒと出力電圧Ｖｏｕｔの偏差を補償する電圧フィードバック制御により電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'を算出する。

電流指令値切替部９２は、電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'と、負荷電流を考慮して算出される電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２のいずれか一方を入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒとして出力する。電流指令値切替部９２の動作、および電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２の詳細については後述する。

電流制御部９３は、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒと、リアクトル３を流れる電流の検出値である入力電流ＩＬとに基づいて、目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒを算出し、除算器９５に出力する。電流制御部９３は例えば図４で示す構成により実現される。

図４は、本実施形態の電流制御部９３の構成を示すブロック図である。電流制御部９３は、減算器９３１とＰＩ補償器９３２とから構成される。減算器９３１は、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒから入力電流ＩＬを減算して得た値をＰＩ補償器９３２に出力する。

ＰＩ補償器９３２は、ＰＩ制御を実行する制御器である。ＰＩ補償器９３２は、指令値（入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ）に実電流（入力電流ＩＬ）を追従させるべく、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒと入力電流ＩＬの偏差を補償する電流フィードバック制御により目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒを算出する。目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒの算出方法等については後述する。

減算器９４は、昇圧コンバータ３０の入力電圧の検出値である入力電圧Ｖｉｎから目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒを減算して得た値を除算器９５に出力する。

除算器９５は、入力電圧Ｖｉｎと目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒとの偏差を出力電圧Ｖｏｕｔで除算することにより、昇圧コンバータ３０が備えるスイッチング素子４ａのデューティ比を指令するデューティ指令値Ｄを算出し、ＰＷＭ生成部９６に出力する。

ＰＷＭ生成部９６は、デューティ指令値Ｄをスイッチング素子４ａ、４ｂを駆動させるためのゲート信号に変換して、昇圧コンバータ３０に出力する。

そして、昇圧コンバータ３０は、ゲート信号に従ってスイッチング素子４ａ、４ｂを駆動することにより出力電圧指令値Ｖｏｕｔ_ａｓｔｒに応じた出力電圧Ｖｏｕｔを負荷側に供給する。

続いて、制御装置９０の動作の詳細を図５を参照して説明する。

図５は、第１実施形態の昇圧コンバータ３０の制御方法によるゲート信号算出処理を示すフローチャートである。図５で示す開始から終了までにかかる一制御周期は、昇圧コンバータ制御システム１００が起動している間一定の間隔で常時実行されるように上記コントローラ（制御装置９０）にプログラムされている。

ステップＳ１０では、制御装置９０は、昇圧コンバータ３０に付設された各センサの検出値（入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、入力電流ＩＬ）、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ_ａｓｔｒ、および、記憶された一制御周期前のデューティ指令値Ｄをそれぞれ取得する。

ステップＳ２０では、制御装置９０は、現在のデューティ指令値Ｄが飽和しているか否かを判定するために、一制御周期前に算出されたデューティ指令値Ｄが所定値以上か否かを判定する。ここでの所定値は、スイッチング素子４ａ、４ｂのデッドタイム等を考慮して、デューティ指令値Ｄによって実際のデューティ比が飽和していることを判定可能な値が設定される。なお、デューティ比は０～１の範囲内の値であって、デッドタイム等を考慮せずに言えば、デューティ比＝１の状態が飽和状態となる。

デューティ指令値Ｄが所定値以上の場合は、スイッチング素子４ａのデューティ比が飽和していると判断して、ステップＳ３０の処理に移行する。デューティ指令値Ｄが所定値未満の場合は、スイッチング素子４ａのデューティ比は飽和していないと判断してステップＳ４０の処理に移行する。

ここで、デューティ指令値Ｄが所定値以上の場合、すなわち、スイッチング素子４ａのデューティ比（ＯＮデューティ比）が飽和していると判断される場合は、負荷側から要求される電力（負荷電力）が急増したと判定することができる。

負荷電力が急増した場合、負荷２０がコンデンサ７の電気エネルギーを消費するために出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。一方、昇圧コンバータ３０の入力側では、負荷電力が増えるのに応じて入力電力も増大する。しかしながら、入力電圧Ｖｉｎは一定であるため、負荷電力の増大に応じて必要となるコンデンサ７及び負荷２０への電力を確保するために入力電流ＩＬが上昇する。

負荷電力の急増（負荷変動）に伴うこれらの変動、すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔの低下および入力電流ＩＬの上昇は、電圧制御部９１による電圧フィードバック制御と電流制御部９３による電流フィードバック制御とにより補償される。より詳細には、電圧制御部９１は出力電圧Ｖｏｕｔの低下を補償するように電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'を増加させる。このとき、電流制御部９３は、負荷電力の増加に伴う出力電流の増加（変動）を補償するように出力電流を低下させるように作用する。

しかし、入力電流ＩＬは負荷変動に対して瞬時に大きくなる一方で電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ’は電圧制御部９１による補償遅れがあるため、制御誤差が発生する。その結果、入力電流ＩＬに対して電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ’が一時的に小さくなり、デューティ指令値Ｄが上昇する。

従って、ステップＳ２０においてデューティ指令値Ｄが所定値以上か否かを判定することにより、負荷電力が急増したか否かを判定することができる。なお、ここでの負荷電力（負荷電流）が「急増」するとは、電圧フィードバック制御の追従性（応答性）を悪化させる程度に負荷電流が増加することをいう。以下フローに戻って説明を続ける。

ステップＳ３０は、デューティ指令値Ｄが所定値以上と判定された場合、すなわち、負荷電流が急増した場合に実行される処理である。ステップＳ３０では、制御装置９０（電流指令値切替部９２）は、負荷電流を考慮した電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２を入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒに設定する。換言すると、電流指令値切替部９２は、ステップＳ２０においてデューティ指令値Ｄが飽和していると判定された場合は、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒの設定値を電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'から電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２に切替える。電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２が入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒとして設定されると、ステップＳ７０の処理が実行される。

電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２としては、例えば、デューティ指令値Ｄが飽和している時における負荷電流（この場合の負荷電流を以下では外乱とも称する）に相当する入力電流ＩＬが設定される。デューティ指令値Ｄが１で出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎと等しい場合は、スイッチング素子４ａは常時オンであり、且つ、コンデンサ７から電流が流れないため、入力電流ＩＬは負荷電流と等しくなる。よって、電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２に、負荷電流に相当する電流（入力電流ＩＬ）を設定することにより、出力電圧Ｖｏｕｔの応答性を向上させることができる。

また、電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２として、入力電流ＩＬより大きい値を設定してもよい。当該値は、例えば、昇圧コンバータ制御システム１００及び負荷２０に係るハード構成上流せる電流の最大値を考慮して決定してもよい。この場合、電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２として入力電流ＩＬを設定した場合よりも、負荷電流に対する入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒがより大きくなるので、出力電圧Ｖｏｕｔの応答性をより向上させることができる。

他方、ステップＳ４０は、デューティ指令値Ｄが所定値未満と判定された場合、すなわち、負荷電流が急増していないと判断される場合に実行される処理である。ステップＳ４０では、制御装置９０は、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒの設定値が電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２から電圧制御部９１の出力値である電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'に切替られるか否か（復帰したか否か）を判定する。具体的には、一制御周期前のステップＳ２０においてデューティ指令値Ｄが所定値以上と判定されていた場合（ステップＳ２０がＹＥＳ判定だった場合）には、本制御周期において入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒの設定値が電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２から電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'に復帰すると判定する。

入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒの設定値が電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'に復帰すると判定されると、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒの設定値を電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'に切替えるためにステップＳ５０の処理が実行される。一制御周期前のステップＳ２０もＮＯ判定だった場合は、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒの設定値を引き続き電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'とするためにステップＳ６０の処理が実行される。

ステップＳ５０では、制御装置９０は、電圧制御部９１のＰＩ補償器９１２（図３参照）が備える積分器を初期化する。積分器の初期化は、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒの設定値を電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'に切替える際に、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒが急峻に変化しないようにするために行われる。例えば、本実施形態のように電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'が積分器を有するＰＩ補償器９１２を用いたＰＩ制御で算出される場合は、目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒが電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２に基づいて算出された後、再び電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'に基づいて算出される場合に積分器を次式（１）で初期化する。これにより、一制御周期前の入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ（入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ_ｚ）と、本制御周期において算出される入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒを一致させることができる。

ただし、式（１）中のＩ０は、ＰＩ補償器９１２が有する積分器の初期化値、Ｋｐは、ＰＩ補償器９１２で行われる比例制御の係数（比例ゲイン）、Ｋｉは、ＰＩ補償器９１２で行われる積分制御の係数（積分ゲイン）、Ｖｏｕｔは、出力電圧Ｖｏｕｔ、Ｖｏｕｔ_ａｓｔｒは出力電圧指令値である。

ステップＳ５０において積分器の初期化処理を行うことにより、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒが電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２から電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'に切り替わる時に、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒが急峻に変化することに起因して生じるハンチングを防止することができる。これにより、当該ハンチングを防止することができない場合に比べて出力電圧Ｖｏｕｔの応答性を向上させることができる。初期化処理が実行されると、続くステップＳ６０の処理が実行される。

ステップＳ６０は、少なくともデューティ指令値Ｄが飽和していない場合に実行される処理である。ステップＳ６０では、制御装置９０（電流指令値切替部９２）は、電圧制御部９１から出力される電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'を入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒに設定する。電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'が入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒとして設定されると、ステップＳ７０の処理が実行される。

ステップＳ７０では、制御装置９０は、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒに基づくゲート信号を算出する。より詳細には、まず、制御装置９０（電流制御部９３）が入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒに基づいて目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒを算出する。目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒは、図１で示すリアクトル３に印加する電圧の指令値である。そして、制御装置９０は、減算器９４と除算器９５とを用いて、目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒと、入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧Ｖｏｕｔとからスイッチング素子４ａのデューティ指令値Ｄを算出する。

ここで、昇圧コンバータ３０の入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの関係をデューティ指令値Ｄとリアクトル３の電圧（リアクトル電圧ＶＬ）とを用いて表すと、次式（２）の通りとなる。なお、デューティ指令値Ｄは、０～１の範囲で表される値とする。

上記式（２）において、リアクトル電圧ＶＬを目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒに置き換えると、デューティ指令値Ｄは以下式（３）で表すことができる。

そして、制御装置９０（ＰＷＭ生成部９６）は、上記式（３）により算出したデューティ指令値ＤをＰＷＭ信号に変換して、ゲート信号として昇圧コンバータ３０に出力する。これにより、スイッチング素子４ａ、４ｂを入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒに基づいて算出されたデューティ指令値Ｄに従って駆動させることができる。以上が、本実施形態の一制御周期にかかるゲート信号算出処理の詳細である。

ここで、本実施形態の昇圧コンバータ３０の制御方法を適用することにより得られる効果を説明する前に、従来技術による昇圧コンバータ３０の制御方法による制御結果について説明する。

図１２は、従来技術による昇圧コンバータ制御システムの一例を示すブロック図である。図１２では、図２で示した第１実施形態の昇圧コンバータ制御システム１００と同様の構成には同じ指示番号を付し、説明を省略する。図示するように、従来技術による昇圧コンバータ制御システムは、電流指令値切替部９２を有さない点、及び、負荷電力を考慮した電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２を算出しない点が昇圧コンバータ制御システム１００と相違する。すなわち、従来技術では、電圧制御部９１の出力であるＩＬ_ａｓｔｒが常に電流制御部９３に入力される。

図６は、従来技術による昇圧コンバータ３０の制御結果を示すタイムチャートである。横軸は時間を表し、縦軸は、上段から順に出力電圧（Ｖｏｕｔ）、入力電流（ＩＬ）およびデューティ指令値（Ｄ）を表している。

図６では、時間０．２において負荷電力を急増させたときの昇圧コンバータ制御システム（図１２参照）の各値の時間波形が示されている。

時間０．２において負荷電力が急増した場合、負荷２０がコンデンサ７の電気エネルギーを消費するため出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。一方、昇圧コンバータ３０の入力側では、コンデンサ７および負荷２０へ電気エネルギーを供給するために入力電流が上昇する。

出力電圧Ｖｏｕｔの低下および入力電流ＩＬの上昇は、電圧フィードバック制御（電圧制御部９１）と電流フィードバック制御（電流制御部９３）とにより補償される。しかし、入力電流ＩＬは負荷変動に対して瞬時に大きくなる一方、電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ’は電圧制御部９１による補償遅れがあるため制御誤差が発生する。その結果、入力電流ＩＬに対して電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ’が一時的に小さくなるため、時刻０．２以降デューティ指令値が上昇する。

この状態においては、負荷２０による電力消費及びデューティ比上昇による昇圧比の低下のために出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。一方で、ダイオード５ａ（スナバダイオード）の存在により出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎよりも原則小さくならない。そのため、特に入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの差が小さい場合には、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎと同じ値まで低下し、その値で定常となる（厳密にはリアクトル３の影響により多少の変動があるが、本説明においては無視する）。このとき、電圧制御部９１に入力される電流指令値Ｖｏｕｔ_ａｓｔｒと出力電圧Ｖｏｕｔのセンサ値との偏差（電圧偏差）は一定値でこれ以上大きくならない状態（飽和状態）となるので、電圧フィードバック制御による補償に遅れが発生する。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔの応答性が悪化してしまう。

また、上述のとおり、上記の制御誤差が発生している間はデューティ指令値が上昇していき上限値である１（上アーム（スイッチング素子４ａ）が常時オン）の状態で飽和してしまう（時刻０．２から０．２２付近を参照）。この状態ではスイッチング素子４ａ、４ｂを制御できないので、これまでスイッチング制御によって抑えられていた出力電圧振動が発生してしまう。

その後、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒは電流制御部９３により外乱が補償されるため、出力電圧Ｖｏｕｔは徐々に増加する（時間０．２２以降を参照）。そして、さらに間が経過して入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒと入力電流ＩＬとの入力電流偏差が小さくなると、デューティ比が低下していくとともに、出力電圧Ｖｏｕｔが出力電圧指令値に向かって上昇していく。

以上のように、従来技術では、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの差が小さい場合に負荷電力が急増した場合、換言すると、負荷電力が変動したことに起因して出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎと同等の値にまで低下するような場合には、電圧フィードバック制御による補償が遅れてしまう。これは、負荷電力が大きい状態にもかかわらず、その補償を適切に実行するために必要な電圧偏差が小さいことに起因する。その結果、電圧偏差が飽和することにより出力電圧Ｖｏｕｔの応答性が悪化してしまい、デューティ比の飽和状態が継続する。

すなわち、従来技術には、昇圧コンバータ３０の出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎ以下にならないという特性に起因する電圧偏差の飽和により、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの差が小さい場合に負荷電力が急増した場合には、電圧制御部９１における電圧フィードバック制御による補償が遅れ、出力電圧Ｖｏｕｔの応答性が悪化するという課題がある。

これに対して、本実施形態の昇圧コンバータ３０の制御方法を適用することにより得られる効果について以下説明する。

図７、８は、第１実施形態の昇圧コンバータ制御システム１００による昇圧コンバータ３０の制御結果を示すタイムチャートである。横軸は時間を表し、縦軸は、上段から順に出力電圧（Ｖｏｕｔ）、入力電流（ＩＬ）およびデューティ指令値（Ｄ）を表している。

図７では、時間０．２において負荷電力を急増させたときの昇圧コンバータ制御システム（図１２参照）の各値の時間波形が示されている。

本実施形態においても、時間０．２において負荷電力が急増した場合、負荷２０がコンデンサ７の電気エネルギーを消費することにより出力電圧Ｖｏｕｔが低下するとともに、コンデンサ７および負荷２０に電気エネルギーを供給するために入力電流ＩＬが上昇する。その結果、上述したとおり入力電流ＩＬに対して電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ’が小さくなるので、時刻０．２以降デューティ指令値Ｄが上昇する。

ここで、本実施形態の昇圧コンバータ制御システム１００では、デューティ指令値Ｄが飽和したと判定された場合（例えば図中のｔ０参照）には、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒとして負荷電流を考慮した電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２が設定される（図中の矢印参照）。ここでの電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２は入力電流ＩＬであるため、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒと入力電流ＩＬとの偏差をなくすことができる。その結果、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒが入力電流ＩＬに従来技術よりも早く収束し、外乱をより素早く補償できるので、出力電圧Ｖｏｕｔの応答性を従来技術に比べて改善することができる。

図８は、デューティ指令値Ｄが飽和したと判定された場合に電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ’として設定される電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２を入力電流ＩＬよりも大きい値にした場合の制御結果を示している。この場合、電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２に入力電流ＩＬよりも大きな値が設定されるので、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒがより大きくなる（図中の矢印参照）。その結果、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒの追従性を向上させ、入力電流ＩＬにより早く収束させることができるので、図示するとおり、出力電圧Ｖｏｕｔの応答性をさらに向上させることができる。

以上、第１実施形態の昇圧コンバータ３０の制御方法によれば、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して負荷２０側に出力する昇圧コンバータ３０の制御方法において、昇圧コンバータ３０への出力電圧指令値Ｖｏｕｔ_ａｓｔｒと検出した出力電圧Ｖｏｕｔとの偏差に基づいて入力電流指令値（電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'）を算出し、検出した昇圧コンバータ３０の入力電流ＩＬと入力電流指令値（電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'）との偏差を補償する入力電流補償指令値（目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒ）を算出し、入力電流補償指令値（目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒ）と入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとに基づいて昇圧コンバータ３０へのデューティ指令値Ｄを算出し、デューティ指令値Ｄに応じた電圧を出力するように昇圧コンバータ３０を制御する。負荷２０側の要求電力（負荷電流）が急増したと判定した場合には、入力電流指令値（電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'）よりも大きい負荷変動時電流指令値（電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２）を設定し、入力電流補償指令値（目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒ）を、入力電流指令値（電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'）に代えて、負荷変動時電流指令値（電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２）と検出した入力電流ＩＬとの偏差に基づいて算出する。

これにより、電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'よりも大きく、負荷電流（外乱）を考慮した電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２に基づいて電流フィードバック制御を実行することができるので、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒと入力電流ＩＬとの偏差を小さくし、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒを入力電流ＩＬに従来技術よりも早く収束させることが可能となる。その結果、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ_ａｓｔｒに対する出力電圧Ｖｏｕｔの応答性を従来よりも改善することができる。

また、第１実施形態の昇圧コンバータ３０の制御方法によれば、デューティ指令値Ｄが所定値を超えた場合に負荷２０側の要求電力が急増したと判定し、検出した入力電流ＩＬを負荷変動時電流指令値（電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２）に設定する。これにより、要求電力が急増したか否かを定量的に判定できるとともに、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒと入力電流ＩＬとの偏差をなくし、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒを入力電流ＩＬにより早く収束させることが可能となる。その結果、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ_ａｓｔｒに対する出力電圧Ｖｏｕｔの応答性をより改善することができる。

また、第１実施形態の昇圧コンバータ３０の制御方法によれば、デューティ指令値Ｄが所定値を超えた場合に負荷２０側の要求電力が急増したと判定し、検出した入力電流ＩＬより大きい値を負荷変動時電流指令値（電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２）に設定する。これにより、要求電力が急増したか否かを定量的に判定できるとともに、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒと入力電流ＩＬとの偏差をなくし、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒを入力電流ＩＬにより早く収束させることが可能となる。その結果、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ_ａｓｔｒに対する出力電圧Ｖｏｕｔの応答性をさらに改善することができる。

また、第１実施形態の昇圧コンバータ３０の制御方法によれば、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒは、積分器を用いたＰＩ制御によって算出され、入力電流補償指令値（目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒ）が負荷変動時電流指令値（電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２）に基づいて算出された後、再び入力電流指令値（電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'）に基づいて算出される場合には、積分器を初期化する。これにより、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒが電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２から電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'に切り替わる時に、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒが急峻に変化することに起因して生じるハンチングを防止することができる。

（第２実施形態）
以下では、第２実施形態の昇圧コンバータ３０の制御方法について説明する。

図９は、第２実施形態の昇圧コンバータ３０の制御方法が適用される昇圧コンバータ制御システム２００を示すブロック図である。図９では、図２で示した昇圧コンバータ制御システム２００と同様の構成には同じ指示番号を付し、説明を省略する。

昇圧コンバータ制御システム２００は、昇圧コンバータ制御システム１００の制御装置９０が備えていた電流指令値切替部９２を有していない一方で、電流制御部出力制限部９７と負荷電流補償演算部９８と加算器９９とを更に有している点が第１実施形態と相違する。これら構成の詳細を中心に第２実施形態の昇圧コンバータ３０の制御方法の詳細について以下説明する。

電流制御部出力制限部９７は、電流制御部９３の出力であるＶＬ_ａｓｔｒ'をデューティ指令値Ｄの飽和を考慮した所定の閾値（下限値Ｖｍｉｎ）で制限し、下限値Ｖｍｉｎ以下の値を目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒとして減算器９４に出力するとともに、その飽和量Ｖｓａｔを負荷電流補償演算部９８に出力する。

ここでの下限値Ｖｍｉｎは、デューティ指令値Ｄが１、すなわち、スイッチング素子４ａ（上アーム）が常時オンとなる場合のリアクトル電圧である。下限値Ｖｍｉｎは次式（４）で表される。

飽和量Ｖｓａｔは、目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒが下限値Ｖｍｉｎを下回る量（飽和量）であって、次式（５）で表される。

負荷電流補償演算部９８は、飽和量Ｖｓａｔに基づいて、電圧制御部９１での電圧フィードバック制御によって補償しきれていない分（補償不足分）の負荷電流（負荷電流補償値Ｉｓａｔ）を推定する。負荷電流補償値Ｉｓａｔは次式（６）で算出される。

ただし、式（６）中のＲはリアクトル３の抵抗成分である。算出された負荷電流補償値Ｉｓａｔは、加算器９９に出力される。

加算器９９は、電圧制御部９１の出力である電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'に負荷電流補償値Ｉｓａｔを加算して得た値を入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒとして電流制御部９３に出力する。

なお、第１実施形態の昇圧コンバータ制御システム１００が実行する処理であって、負荷電流が急増したか否かの判定結果に基づいて入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒの設定値を電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'と電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２とを切替える処理は、本実施形態における飽和量Ｖｓａｔの存在と対応する。すなわち、本実施形態における入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒの設定値は、飽和量Ｖｓａｔが０のときは電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'となり、飽和量Ｖｓａｔが０ではないときは電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'２となる。より具体的には、飽和量Ｖｓａｔが０ではないとき（Ｖｓａｔ≠０）は負荷電流が急増したと判定された場合に対応し、飽和量Ｖｓａｔが０のとき（Ｖｓａｔ＝０）は負荷電流が急増していないと判定された場合に対応する。

次に、本実施形態の制御装置９０の動作の詳細について説明する。

図１０は、第２実施形態の昇圧コンバータ３０の制御方法によるゲート信号算出処理を示すフローチャートである。図１０で示す開始から終了までにかかる一制御周期は、昇圧コンバータ制御システム２００が起動している間一定の間隔で常時実行されるように上記コントローラ（制御装置９０）にプログラムされている。

ステップＳ１００では、制御装置９０は、現在の制御周期が昇圧コンバータ制御システム２００の起動後１回目（開始タイミング）の制御周期か否かを判定する。本制御周期が起動後１回目と判定されると、負荷電流補償値Ｉｓａｔの初期化を行うためにステップＳ２００の処理に移行する。本制御周期が起動後１回目ではないと判定されると続くステップＳ３００の処理が実行される。

ステップＳ２００では、制御装置９０（負荷電流補償演算部９８）は、負荷電流補償値Ｉｓａｔの初期化を行う。負荷電流補償値Ｉｓａｔは、本ステップにおいて０が代入されることにより、昇圧コンバータ制御システム２００の起動時に１回だけ初期化される。負荷電流補償値Ｉｓａｔが初期化されると、続くステップＳ３００の処理が実行される。

ステップＳ３００では、制御装置９０は、昇圧コンバータ３０に付設された各センサの検出値（入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、入力電流ＩＬ）、および、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ_ａｓｔｒをそれぞれ取得する。

ステップＳ４００では、制御装置９０（電圧制御部９１、電流制御部９３、加算器９９）は、目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒ'を算出する。具体的には、まず、電圧制御部９１が出力電圧指令値Ｖｏｕｔ_ａｓｔｒと出力電圧Ｖｏｕｔとから電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'を算出する。次に、加算器９９が、電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'と負荷電流補償値Ｉｓａｔを加算した値を入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒとして出力する。そして、電流制御部９３は、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒと入力電流ＩＬとに基づいて、電流制御部出力制限部９７により制限される前の目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒ'を算出する。

ステップＳ５００では、制御装置９０（電流制御部出力制限部９７）は、制限前の目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒ'に対して、デューティ比を考慮した制限すなわち上述の下限値Ｖｍｉｎを用いた制限を実施し、目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒを出力する。

なお、負荷電力が急増した場合、目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒ'は、上述のとおり電圧制御部９１による電圧フィードバック制御の補償の遅れにより低下し、ある時点で電流制御部出力制限部９７の下限値Ｖｍｉｎを下回る。下限値Ｖｍｉｎは、上述のとおりデューティ比が１の状態に相当するように設定されるため（上記式（４）参照）、目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒ'が電流制御部出力制限部９７の下限値Ｖｍｉｎを下回ることは、デューティ指令値Ｄが１を超える（飽和する）ことに相当する。この場合は、目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒ'が電流制御部出力制限部９７の下限値Ｖｍｉｎによって制限されるので、下限値Ｖｍｉｎに略一致する値が、目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒとして出力される。

続くステップＳ６００では、制御装置９０は、ステップＳ５００において目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒ'が電流制御部出力制限部９７の下限値Ｖｍｉｎを下回ったかどうか、すなわち、目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒが下限値Ｖｍｉｎに対して飽和したか否かを判定する。目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒが飽和したと判定した場合、換言すると、目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒが下限値Ｖｍｉｎに対して飽和した量（飽和量Ｖｓａｔ）が０より大きい場合には、負荷電流が急増したと判断して、ステップＳ７００の処理が実行される。

ステップＳ７００は、負荷電流が急増したと判定された場合に実行される処理である。ステップＳ７００では、目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒが下限値Ｖｍｉｎに対して飽和した量（飽和量Ｖｓａｔ）が演算され（上記式（５）参照）、負荷電流補償演算部９８に入力される。負荷電流補償演算部９８は、上記式（６）を用いて、飽和量Ｖｓａｔから負荷電流補償値Ｉｓａｔを算出する。この負荷電流補償値Ｉｓａｔは、電圧制御部９１においてデューティ指令値Ｄの飽和により補償できていない分の負荷電流である。よって、加算器９９において負荷電流補償値Ｉｓａｔを電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'に加えた値を入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒに設定することにより入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒと負荷電流との偏差を適切に補償することができる。

一方、ステップＳ６００において目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒ'が下限値Ｖｍｉｎに対して飽和していないと判定された場合は、ステップＳ８００の処理（通常時処理）が実行される。

ステップＳ８００では、負荷電流補償演算部９８へ入力されるＶｓａｔを０とする。これにより、負荷電流補償値Ｉｓａｔも０となるため（上記式（６）参照）、電圧制御部９１の出力である電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ'が入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒに設定される。

ステップＳ９００では、制御装置９０（除算器９５、ＰＷＭ生成部９６）は、目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒに基づいて算出したデューティ指令値Ｄをゲート信号に変換して、昇圧コンバータ３０に出力する。これにより、スイッチング素子４ａ、４ｂを入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒに基づいて算出されたデューティ指令値Ｄに従って駆動させることができる。以上により、第２実施形態の一制御周期にかかるゲート信号算出処理は終了する。

続いて、第２実施形態の昇圧コンバータ３０の制御方法を適用することにより得られる効果について説明する。

図１１は、第２実施形態の昇圧コンバータ制御システム１００による昇圧コンバータ３０の制御結果を示すタイムチャートである。横軸は時間を表し、縦軸は、上段から順に出力電圧（Ｖｏｕｔ）、入力電流（ＩＬ）およびデューティ比（Ｄ）を表している。

図１１では、時間０．２において負荷電力を急増させたときの昇圧コンバータ制御システム２００（図９参照）の各値の時間波形が示されている。

本実施形態においても、時間０．２において負荷電力が急増した場合、負荷２０がコンデンサ７の電気エネルギーを消費するために出力電圧Ｖｏｕｔが低下するとともに、コンデンサ７および負荷２０へ電気エネルギーを供給するために入力電流が上昇する。その結果、上述したとおり入力電流ＩＬに対して電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ’が小さくなるので、時刻０．２以降デューティ比が上昇する。

ここで、本実施形態の昇圧コンバータ制御システム２００では、デューティ指令値Ｄが飽和するタイミング（図中のｔ０参照）において飽和量Ｖｓａｔに基づいて算出される負荷電流補償値Ｉｓａｔが上昇するので、これに応じて入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒが素早く上昇する（図中の矢印参照）。その結果、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒが入力電流ＩＬに従来技術よりも早く収束し、外乱をより素早く補償できるので、出力電圧Ｖｏｕｔの応答性を従来技術に比べて改善することができる。

以上、第２実施形態の昇圧コンバータ３０の制御方法によれば、デューティ指令値Ｄの飽和を考慮して設定される所定閾値（下限値Ｖｍｉｎ）に対する入力電流補償指令値（目標リアクトル電圧ＶＬ_ａｓｔｒ'）の飽和量（Ｖｓａｔ）を算出し、飽和量（Ｖｓａｔ）に基づいて補償不足分としての負荷電流補償値Ｉｓａｔを算出し、飽和量Ｖｓａｔが０より大きい場合に負荷側の要求電力が急増したと判定し、電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ’に負荷電流補償値Ｉｓａｔを加算した値を前記負荷変動時電流指令値（入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒ）に設定する。これにより、入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒと入力電流ＩＬとの偏差を小さくし、入力電流ＩＬに対する入力電流指令値ＩＬ_ａｓｔｒの追従性を向上させることができるので、出力電圧指令値Ｖｏｕｔ_ａｓｔｒに対する出力電圧Ｖｏｕｔの応答性を改善することができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。

３０…昇圧コンバータ
９０…コントローラ（制御装置）

Claims (6)

1. 入力電圧を昇圧して負荷側に出力する昇圧コンバータの制御方法において、
   前記昇圧コンバータへの出力電圧指令値と検出した出力電圧との偏差に基づいて入力電流指令値を算出し、
   検出した前記昇圧コンバータの入力電流と前記入力電流指令値との偏差を補償する入力電流補償指令値を算出し、
   前記入力電流補償指令値と前記入力電圧と前記出力電圧とに基づいて前記昇圧コンバータへのデューティ指令値を算出し、
   前記デューティ指令値に応じた電圧を出力するように前記昇圧コンバータを制御し、
   前記負荷側の要求電力が急増したと判定した場合には、
   前記入力電流指令値よりも大きい負荷変動時電流指令値を設定し、
   前記入力電流補償指令値を、前記入力電流指令値に代えて、前記負荷変動時電流指令値と検出した前記入力電流との偏差に基づいて算出する、
   ことを特徴とする昇圧コンバータの制御方法。
2. 請求項１に記載の昇圧コンバータの制御方法において、
   前記デューティ指令値が所定値を超えた場合に前記負荷側の要求電力が急増したと判定し、
   検出した前記入力電流を前記負荷変動時電流指令値に設定する、
   ことを特徴とする昇圧コンバータの制御方法。
3. 請求項１に記載の昇圧コンバータの制御方法において、
   前記デューティ指令値が所定値を超えた場合に前記負荷側の要求電力が急増したと判定し、
   検出した前記入力電流より大きい値を前記負荷変動時電流指令値に設定する、
   ことを特徴とする昇圧コンバータの制御方法。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載の昇圧コンバータの制御方法において、
   前記入力電流指令値は、積分器を用いたＰＩ制御によって算出され、
   前記入力電流補償指令値が前記負荷変動時電流指令値に基づいて算出された後、再び前記入力電流指令値に基づいて算出される場合には、前記積分器を初期化する、
   ことを特徴とする昇圧コンバータの制御方法。
5. 請求項１に記載の昇圧コンバータの制御方法において、
   前記デューティ指令値の飽和を考慮して設定される所定閾値に対する前記入力電流補償指令値の飽和量を算出し、
   前記飽和量に基づいて、前記補償の不足分としての負荷電流補償値を算出し、
   前記飽和量が０より大きい場合に前記負荷側の要求電力が急増したと判定し、
   前記入力電流指令値に前記負荷電流補償値を加算した値を前記負荷変動時電流指令値に設定する、
   ことを特徴とする昇圧コンバータの制御方法。
6. 入力電圧を昇圧して負荷側に出力する昇圧コンバータの制御装置において、
   前記昇圧コンバータの出力電圧を制御するコントローラを備え、
   前記コントローラは、
   前記昇圧コンバータへの出力電圧指令値と検出した前記出力電圧との偏差に基づいて入力電流指令値を算出し、
   検出した前記昇圧コンバータの入力電流と前記入力電流指令値との偏差を補償する入力電流補償指令値を算出し、
   前記入力電流補償指令値と前記入力電圧と前記出力電圧とに基づいて前記昇圧コンバータへのデューティ指令値を算出し、
   前記デューティ指令値に応じた電圧を出力するように前記昇圧コンバータを制御し、
   前記負荷側の要求電力が急増したと判定した場合には、
   前記入力電流指令値よりも大きい負荷変動時電流指令値を設定し、
   前記入力電流補償指令値を、前記入力電流指令値に代えて、前記負荷変動時電流指令値と検出した前記入力電流との偏差に基づいて算出する、
   ことを特徴とする昇圧コンバータの制御装置。

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