JP2019134533A - 車載用のｄｃｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】出力電流の増大時にインダクタに流れる電流のピーク値を抑制し得る構成を、インダクタのサイズを抑えて実現する。【解決手段】車載用のＤＣＤＣコンバータ１は、デューティ設定部３２Ａと、周波数設定部３２Ｂとを備える。周波数設定部３２Ｂは、電流検出部４４で検出される電流の値に基づき、出力側導電路が所定の通常電流状態である場合にＰＷＭ信号の周波数を第１周波数に設定し、出力側導電路が所定の大電流状態である場合にＰＷＭ信号の周波数を第１周波数よりも大きい第２周波数に設定する。【選択図】図１

Description

本発明は、車載用のＤＣＤＣコンバータに関するものである。

車載用のＤＣＤＣコンバータの構成部品のうち、体格が大きい部品として、コイル、及びコンデンサがある。昨今の車載用のＤＣＤＣコンバータに対する小型化と高出力の要求に応じるために、ＰＷＭスイッチング方式の複数のＤＣＤＣ変換部（以下、電圧変換部ともいう）を並列に接続し、且つ複数のＰＷＭ制御に位相差を設けたインターリーブ方式を利用する方法がある。これにより、出力平滑コンデンサのリップル電流は、周波数が各ＤＣＤＣ変換部の相数倍になり、コンデンサの実効電流が低下するため、出力平滑コンデンサの小型化が可能になる。特に、特許文献１では、並列に構成されたＤＣＤＣ変換部のインダクタの出力側端子と出力平滑コンデンサを接続する経路の寄生インピーダンスの影響を小さくするため、接続用のバスバーや、インダクタのインダクタンスを調節する方法が開示されている。

特開２０１５−５６９１２号公報

しかし、特許文献１の技術では、インダクタの小型化が解決されていない。インダクタの大きさは、ＤＣＤＣコンバータが動作しているときにコアが磁気飽和しないように設計する必要がある。ここで、インダクタにおけるコアの磁束密度Ｂは以下の式にて表される。

ただし、数１において、Ｌはインダクタのインダクタンスであり、Ｉはインダクタに流れる電流の値であり、ｎはインダクタのコイルのターン数（巻数）であり、Ａはインダクタのコアの断面積である。

数１に示すように、インダクタに流れる電流の値Ｉが大きくなる場合、コアの磁気飽和を抑えるためには、インダクタンスＬを小さくしたり、インダクタのコイルのターン数ｎやコアの断面積Ａを大きくするといった手段をとらざるを得ない。インダクタンスＬを小さくすると、リップル電流の増加を招き、コンデンサのサイズを増大させる要因となる。また、インダクタのコイルのターン数ｎやコアの断面積Ａを大きくするとインダクタの大型化を招いてしまう。

本発明は、上述した課題の少なくとも一つを解決するためになされたものであり、入力側導電路に印加された電圧を昇圧又は降圧して出力側導電路に出力する車載用のＤＣＤＣコンバータにおいて出力電流の増大時にインダクタに流れる電流のピーク値を抑制し得る構成を、インダクタのサイズを抑えて実現することを目的とするものである。

第１の発明は、
第１導電路及び第２導電路に電気的に接続されるとともに前記第１導電路及び前記第２導電路のいずれか一方を入力側導電路とし、他方を出力側導電路とする、前記入力側導電路に印加された電圧を昇圧又は降圧して前記出力側導電路に出力する車載用のＤＣＤＣコンバータであって、
ＰＷＭ信号が与えられることに応じてオンオフ動作するスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子のオンオフ動作により前記入力側導電路に印加された電圧を昇圧又は降圧して前記出力側導電路に出力する電圧変換部と、
前記出力側導電路の電圧の値を検出する電圧検出部と、
前記出力側導電路の電流の値を検出する電流検出部と、
少なくとも前記電圧検出部で検出された電圧の値に基づいて前記出力側導電路の電圧を目標電圧値に近づけるように前記ＰＷＭ信号のデューティを演算するフィードバック演算を繰り返す演算部と、
前記電流検出部で検出される電流の値に基づき、前記出力側導電路が所定の通常電流状態である場合に前記ＰＷＭ信号の周波数を第１周波数に設定し、前記出力側導電路が所定の大電流状態である場合に前記ＰＷＭ信号の周波数を前記第１周波数よりも大きい第２周波数に設定する周波数設定部と、
前記スイッチング素子に対し、前記演算部で演算されるデューティのＰＷＭ信号を前記周波数設定部で設定される周波数で出力する駆動部と、
を有する。

第２の発明は、
第１導電路及び第２導電路に電気的に接続されるとともに前記第１導電路及び前記第２導電路のいずれか一方を入力側導電路とし、他方を出力側導電路とする、前記入力側導電路に印加された電圧を昇圧又は降圧して前記出力側導電路に出力する車載用のＤＣＤＣコンバータであって、
ＰＷＭ信号が与えられることに応じてオンオフ動作するスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子のオンオフ動作により前記入力側導電路に印加された電圧を昇圧又は降圧して前記出力側導電路に出力する電圧変換部と、
前記出力側導電路の電圧の値を検出する電圧検出部と、
少なくとも前記電圧検出部で検出された電圧の値に基づいて前記出力側導電路の電圧を目標電圧値に近づけるように前記ＰＷＭ信号のデューティを演算するフィードバック演算を繰り返す演算部と、
所定の通常期間において前記ＰＷＭ信号の周波数を第１周波数に設定し、前記通常期間外において所定の電流増加条件が成立してから所定の終了条件が成立するまでの特定期間に前記ＰＷＭ信号の周波数を前記第１周波数よりも大きい第２周波数に設定する周波数設定部と、
前記スイッチング素子に対し、前記演算部で演算されるデューティのＰＷＭ信号を前記周波数設定部で設定される周波数で出力する駆動部と、
を有する。

第１の発明の車載用のＤＣＤＣコンバータは、出力側導電路が通常電流状態である場合にＰＷＭ信号の周波数を相対的に小さい第１周波数に設定し、出力側導電路が大電流状態である場合にＰＷＭ信号の周波数を相対的に大きい第２周波数に設定する。
この構成によれば、出力側導電路が通常電流状態のときには相対的に小さい周波数（第１周波数）に設定して動作負荷を抑えることができ、出力側導電路が大電流状態のときには相対的に大きい周波数（第２周波数）に設定し、インダクタにおいてリップルを抑制することができる。このようにリップルを抑制すれば、大電流状態に伴ってインダクタの平均電流が増大しても、インダクタのピーク電流は抑えられる。しかも、インダクタサイズを増大させたり、付随するキャパシタのサイズを増大させたりすることなく、インダクタでのピーク電流を抑えることができる。

第２の発明の車載用のＤＣＤＣコンバータは、所定の通常期間においてＰＷＭ信号の周波数を第１周波数に設定し、通常期間外において所定の電流増加条件が成立してから所定の終了条件が成立するまでの特定期間にＰＷＭ信号の周波数を第１周波数よりも大きい第２周波数に設定する。
このようにすれば、通常期間にはＰＷＭ信号の周波数を相対的に小さい周波数（第１周波数）に設定して動作負荷を抑えることができ、特定期間には相対的に大きい周波数（第２周波数）に設定し、インダクタにおいてリップルを抑制することができる。特定期間にリップルを抑制すれば、リップルを抑制しない場合（第１周波数の場合）と比較してインダクタ電流のピークを抑えることができ、ピーク電流の上昇が懸念される特定期間において、ピーク電流の抑制効果が高まる。しかも、インダクタサイズを増大させたり、付随するキャパシタのサイズを増大させたりすることなく、インダクタ電流のピークを抑えることができる。

実施例１の車載用の降圧型ＤＣＤＣコンバータを備えた車載用電源システムを概略的に示す回路図である。 実施例１の車載用の降圧型ＤＣＤＣコンバータにおける電圧変換部の制御の流れを例示するフローチャートである。 （Ａ）は、実施例１の車載用の降圧型ＤＣＤＣコンバータにおける出力電流値と時間との関係を示すグラフであり、（Ｂ）は、ＰＷＭ信号の周波数と時間との関係を示すグラフである。 他の実施例の車載用の降圧型ＤＣＤＣコンバータにおいて、第1素子、及び第２素子の切り替わる速さを変化させた場合に、出力電流のＩave、及びＩpeakの変化を模式的に示すグラフである。

ここで、発明の望ましい例を示す。
上記第１の発明において、周波数設定部は、電流検出部で検出される電流の値が大きいほど周波数を大きくするようにＰＷＭ信号の周波数を設定してもよい。
このようにすれば、出力電流が大きくなるほどリップルの抑制度合いが大きくなり、インダクタにおいてピーク電流を抑制する効果が高まる。

上記第２の発明において、特定期間は、特定の負荷が動作する期間を含んでいてもよい。
このようにすれば、特定の負荷が動作する期間に、インダクタでのリップルを抑えることができるため、特定の負荷が動作することに応じてインダクタの平均電流が上昇しても、インダクタ電流のピークは抑えられる。

＜実施例１＞
以下、本発明を具体化した実施例１について説明する。
図１で示す車載用の電源システム１００は、車載用の電源部として構成される第１電源部９１及び第２電源部９２と、車載用の降圧型ＤＣＤＣコンバータ１（以下、ＤＣＤＣコンバータ１ともいう）とを備え、車両に搭載された負荷９４に電力を供給し得るシステムとして構成されている。負荷９４は、車載用電気部品であり、その種類や数は限定されない。

第１電源部９１は、例えば、リチウムイオン電池、電気二重層キャパシタ等の蓄電手段によって構成され、第１の所定電圧を発生させるものである。例えば、第１電源部９１の高電位側の端子は所定電圧（例えば、２４Ｖ、或いは４８Ｖなど）に保たれ、低電位側の端子はグラウンド電位（０Ｖ）に保たれている。第１電源部９１の高電位側の端子は、車両内に設けられた配線部８１に電気的に接続されており、第１電源部９１は、配線部８１に対して所定電圧を印加する。第１電源部９１の低電位側の端子は、車両内のグラウンド部として構成される基準導電路８３に電気的に接続されている。配線部８１は、ＤＣＤＣコンバータ１の入力側端子５１に接続されており、入力側端子５１を介して第１導電路２１と電気的に接続されている。

第２電源部９２は、例えば、鉛蓄電池等の蓄電手段によって構成され、第１電源部９１で発生する第１の所定電圧よりも低い第２の所定電圧を発生させるものである。例えば、第２電源部９２の高電位側の端子は１２Ｖに保たれ、低電位側の端子はグラウンド電位（０Ｖ）に保たれている。第２電源部９２の高電位側の端子は、車両内に設けられた配線部８２に電気的に接続されており、第２電源部９２は、配線部８２に対して所定電圧を印加する。第２電源部９２の低電位側の端子は基準導電路８３に電気的に接続されている。配線部８２は、ＤＣＤＣコンバータ１の出力側端子５２に接続されており、出力側端子５２を介して第２導電路２２と電気的に接続されている。

基準導電路８３は、車両のグラウンドとして構成され、一定のグラウンド電位（０Ｖ）に保たれている。この基準導電路８３には、第１電源部９１の低電位側の端子と第２電源部９２の低電位側の端子とが電気的に接続され、更に、後述する第２素子１２のソースが第３導電路２３及びグラウンド端子５３を介して電気的に接続されている。

ＤＣＤＣコンバータ１は、車両内に搭載されて使用される車載用の降圧型ＤＣＤＣコンバータとして構成されている。なお、以下の説明では、ＤＣＤＣコンバータ１が、第１導電路２１を入力側導電路とし、第２導電路２２を出力側導電路とし、第１導電路２１に印加された直流電圧を降圧して第２導電路２２に出力するように動作する例について説明する。

ＤＣＤＣコンバータ１は、主として、第１導電路２１、第２導電路２２、第３導電路２３、電圧変換部１０、制御部３０、電圧検出部４０、電流検出部４４、入力側端子５１、出力側端子５２、グラウンド端子５３等を備える。

第１導電路２１は、相対的に高い電圧が印加される一次側（高圧側）の電源ラインとして構成されている。第１導電路２１は、配線部８１を介して第１電源部９１の高電位側の端子に電気的に接続されるとともに、第１電源部９１から所定の直流電圧が印加される構成をなす。図１の構成では、第１導電路２１の端部に入力側端子５１が設けられ、この入力側端子５１に配線部８１が電気的に接続されている。

第２導電路２２は、相対的に低い電圧が印加される二次側（低圧側）の電源ラインとして構成されている。第２導電路２２は、配線部８２を介して第２電源部９２の高電位側の端子に電気的に接続されるとともに、第２電源部９２から第１電源部９１の出力電圧よりも小さい直流電圧が印加される構成をなす。図１の構成では、第２導電路２２の端部に出力側端子５２が設けられ、この出力側端子５２に配線部８２が電気的に接続されている。

電圧変換部１０は、第１導電路２１と第２導電路２２との間に設けられ、第１導電路２１に電気的に接続された半導体スイッチング素子として構成されるハイサイド側の第１素子１１と、第１導電路２１と基準導電路８３（第１導電路２１の電位よりも低い所定の基準電位に保たれる導電路）との間に電気的に接続された半導体スイッチング素子として構成されるローサイド側の第２素子１２と、第１素子１１及び第２素子１２と第２導電路２２との間に電気的に接続されたインダクタ１４とを備える。電圧変換部１０は、スイッチング方式の降圧型ＤＣＤＣコンバータの要部をなし、スイッチング素子の一例に相当する第１素子１１のオンオフ動作の切り替えによって第１導電路２１に印加された電圧を降圧して第２導電路２２に出力する降圧動作を行い得る。なお、図示は省略するが、第１導電路２１と第３導電路２３との間には図示しない入力側コンデンサが設けられ、第２導電路２２と第３導電路２３との間には図示しない出力側コンデンサが設けられている。

第１素子１１及び第２素子１２のいずれも、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成され、ハイサイド側の第１素子１１のドレインには、第１導電路２１の一端が接続されている。第１素子１１のドレインは、図示しない入力側コンデンサの一方側の電極に電気的に接続されるとともに第１導電路２１及び配線部８１を介して第１電源部９１の高電位側端子にも電気的に接続され、これらとの間で導通し得る。また、第１素子１１のソースには、ローサイド側の第２素子１２のドレイン及びインダクタ１４の一端が電気的に接続され、これらとの間で導通し得る。第１素子１１のゲートには、制御部３０に設けられた駆動部３４からの駆動信号及び非駆動信号（具体的にはＰＷＭ信号）が入力されるようになっており、制御部３０からの信号に応じて第１素子１１がオン状態とオフ状態とに切り替わるようになっている。

ローサイド側の第２素子１２のソースには、第３導電路２３が接続されている。第３導電路２３は、第２素子１２のソースとグラウンド端子５３との間の導電路であり、グラウンド端子５３を介して基準導電路８３に電気的に接続され、基準導電路８３の電位（０Ｖ）と同程度の電位に保たれている。この第３導電路２３には、図示しない入力側コンデンサ及び出力側コンデンサのそれぞれの他方側の電極が電気的に接続されている。ローサイド側の第２素子１２のゲートにも、制御部３０からの駆動信号及び非駆動信号が入力されるようになっており、制御部３０からの信号に応じて第２素子１２がオン状態とオフ状態とに切り替わるようになっている。

インダクタ１４は、第１素子１１と第２素子１２との間の接続部に一端が接続され、その一端は第１素子１１のソース及び第２素子１２のドレインに電気的に接続されている。インダクタ１４の他端は、第２導電路２２（具体的には、第２導電路２２において、電流検出部４４よりも電圧変換部１０側の部分）に接続されている。

電流検出部４４は、抵抗器４４Ａ及び差動増幅器４４Ｂを有し、第２導電路２２を流れる電流を示す値（具体的には、第２導電路２２を流れる電流の値に応じたアナログ電圧）を出力する。電圧変換部１０からの出力電流によって抵抗器４４Ａに生じた電圧降下は、差動増幅器４４Ｂで増幅されて出力電流に応じた検出電圧（アナログ電圧）となり、制御回路３２に入力される。そして、この検出電圧（アナログ電圧）は、制御回路３２に設けられた図示しないＡ／Ｄ変換器によってデジタル値に変換される。

電圧検出回路４１は、第１導電路２１に接続されるとともに第１導電路２１の電圧に応じた値を制御回路３２に入力する構成をなす。電圧検出回路４１は、第１導電路２１の電圧を示す値（第１導電路２１の電位と基準導電路８３の電位との電位差を特定する値）を制御回路３２に入力し得る公知の電圧検出回路であればよく、例えば、第１導電路２１の電圧を分圧して制御回路３２に入力するような分圧回路として構成されていている。同様に、電圧検出回路４２は、第２導電路２２に接続されるとともに第２導電路２２の電圧に応じた値（第２導電路２２の電位と基準導電路８３の電位との電位差を特定する値）を制御回路３２に入力する構成をなす。電圧検出回路４２は、第２導電路２２の電圧を示す値を制御回路３２に入力し得る公知の電圧検出回路であればよく、例えば、第２導電路２２の電圧を分圧して制御回路３２に入力するような分圧回路として構成されている。

本構成では、電圧検出回路４１，４２及び制御回路３２が電圧検出部４０として機能する。電圧検出部４０は、第２素子１２と基準導電路８３との間の所定位置（具体的には、第３導電路２３）の電位を基準とし、この所定位置の電位と第１導電路２１の電位との電位差を第１導電路２１の電圧として検出する。また、電圧検出部４０は、第２素子１２と基準導電路８３との間の所定位置（具体的には、第３導電路２３）の電位を基準とし、この所定位置の電位と第２導電路２２の電位との電位差を第２導電路２２の電圧として検出する。

制御部３０は、制御回路３２と駆動部３４とを備える。制御回路３２は、例えば、マイクロコンピュータとして構成され、様々な演算処理を行うＣＰＵ、プログラム等の情報を記憶するＲＯＭ、一時的に発生した情報を記憶するＲＡＭ、入力されたアナログ電圧をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器等を備える。Ａ／Ｄ変換器には、電圧検出回路４１，４２からの各検出信号（検出電圧に対応したアナログ電圧信号）や、電流検出部４４からの検出信号（検出電流に対応したアナログ電圧信号）が与えられる。

制御回路３２は、電圧変換部１０に降圧動作を行わせる場合、電圧検出回路４２によって検出される電圧の値（第２導電路２２に印加される電圧の値）と予め定められた目標電圧値との偏差に基づいて公知のフィードバック演算方式（公知のＰＩ演算方式や公知のＰＩＤ演算方式など）でデューティを算出するフィードバック演算を周期的に繰り返し、デューティを算出する毎に、新たなデューティでＰＷＭを出力する。

駆動部３４は、例えば公知のドライバ回路として構成され、制御回路３２から出力されるＰＷＭ信号に対応するＰＷＭ信号（制御回路３２から出力されるＰＷＭ信号と同周期及び同デューティのＰＷＭ信号であって、オン信号が第１素子１１を駆動し得る電圧レベルに設定された信号）を第１素子１１に出力する。

このように構成されるＤＣＤＣコンバータ１は、同期整流方式の降圧型ＤＣＤＣコンバータとして機能し、ＰＷＭ信号に応じてハイサイド側の第１素子１１をオンオフさせるとともにローサイド側の第２素子１２のオンオフをハイサイド側の第１素子１１の動作と同期させて行うことで、第１導電路２１に印加された直流電圧を降圧し、第２導電路２２に出力する。第２導電路２２に印加される電圧（出力電圧）は、第１素子１１のゲートに与えるＰＷＭ信号のデューティに応じて定まる。

次に、ＤＣＤＣコンバータ１で行われる制御について、図２等を参照しつつ説明する。
ＤＣＤＣコンバータ１の制御部３０は、所定の開始条件の成立に応じて電圧変換部１０を駆動し、電圧変換動作を行わせる。具体的には、イグニッションスイッチがオン状態である場合に外部装置から制御部３０に対してイグニッションオン信号が与えられるようになっており、イグニッションスイッチがオフ状態である場合に外部装置から制御部３０に対してイグニッションオフ信号が与えられるようになっている。制御部３０は、例えばイグニッションスイッチがオフ状態からオン状態に切り替わったことを開始条件として電圧変換部１０に制御信号を与え、電圧変換部１０に電圧変換動作を行わせる。

具体的には、制御部３０は、図２のような流れで電圧変換部１０を制御する。図２で示す電圧変換制御は、例えば、イグニッションスイッチがオフ状態からオン状態に切り替わった場合に制御部３０によって開始され、制御部３０は、電圧変換制御の開始後、ステップＳ１において所定の切替条件が成立したか否かを判定する。なお、以下の説明では、所定の切替条件が、「出力側導電路が所定の大電流状態である」という条件であり、「出力側導電路の電流の値が閾値を超える状態」が「所定の大電流状態」である場合を例に挙げて説明する。

この例では、制御部３０は、ステップＳ１において第２導電路２２（出力側導電路）の電流の値が閾値を超えている否かを判定し、第２導電路２２の電流の値が閾値を超えていないと判定した場合には、ステップＳ２においてＰＷＭ信号の周波数を第１周波数ｆ１に設定し、第１周波数ｆ１でＰＷＭ信号を出力する動作（第１の制御動作）を行う。一方、制御部３０は、ステップＳ１において第２導電路２２（出力側導電路）の電流の値が閾値を超えていると判定した場合には、ステップＳ３においてＰＷＭ信号の周波数を第２周波数ｆ２に設定し、第２周波数ｆ２でＰＷＭ信号を出力する動作（第２の制御動作）を行う。制御部３０は、ステップＳ２の制御動作を開始した場合、次にステップＳ３が実行されるか、所定の電圧変換終了条件が成立するまでは、ステップＳ２の制御動作（第１周波数ｆ１でＰＷＭ信号を出力する第１の制御動作）を継続する。同様に、制御部３０は、ステップＳ３の制御動作を開始した場合、次にステップＳ２が実行されるか、所定の電圧変換終了条件が成立するまでは、ステップＳ３の制御動作（第２周波数ｆ２でＰＷＭ信号を出力する第２の制御動作）を継続する。なお、制御部３０は、第１の制御動作又は第２の制御動作の実行中に所定の電圧変換終了条件が成立した場合、ステップＳ４でＹｅｓに進み、図２の制御を終了する。「所定の電圧変換終了条件」は、例えばイグニッションスイッチがオン状態からオフ状態に切り替わるという条件である。

次に、デューティが所定値に設定されたＰＷＭ信号について、周波数を相対的に低い第１周波数ｆ１に設定した場合と、相対的に高い第２周波数ｆ２に設定した場合とを比較して説明する。なお、図３（Ａ）は、デューティが所定値に設定され且つ周波数が第１周波数ｆ１に設定されたＰＷＭ信号によって第１素子１１が駆動される場合のインダクタ電流の変化を例示するグラフであり、図３（Ｂ）は、デューティが所定値に設定され且つ周波数が第２周波数ｆ２に設定されたＰＷＭ信号によって第１素子１１が駆動される場合のインダクタ電流の変化を例示するグラフである。

インダクタ１４のコイルに流すことができる電流の最大値Ｉmax（以下、コイル電流の最大値Ｉmaxともいう）は、以下の数２の式で表すことができる。

数２の式において、Ｌは、インダクタ１４のインダクタンスであり、ｎはインダクタ１４のコイルのターン数（巻数）であり、Ａはインダクタ１４のコアの断面積であり、Ｂmaxは、インダクタ１４のコアの最大磁束密度である。コイル電流の最大値Ｉmaxは、これら４つの変数によって、所定の値に決定されるものである。

また、ＤＣＤＣコンバータ１が動作しているときのコイル電流の最大値Ｉpeak（以下、最大値Ｉpeakともいう）は以下の数３の式で表すことができる。

ここで、Ｉaveは、ＤＣＤＣコンバータ１の出力電流Ｉoutを電圧変換部１０の相数で除した値である。以下、平均電流Ｉaveともいう。図１で示す本実施例のＤＣＤＣコンバータ１は電圧変換部１０が１つ（すなわち、相数が１つ）であるため、Ｉave＝Ｉoutである。数３の式で表される最大値Ｉpeakは、コイル電流の最大値Ｉmaxより大きいとインダクタ１４が磁気飽和し、電圧・電流リップルの増加や、これに伴うコンバータの故障を
生じるおそれがある。従って、Ｉpeak≦Ｉmaxとなる必要がある。インダクタ１４が許容する最大限の電流を流す場合、Ｉpeak＝Ｉmaxとなる。また、ΔＩLはインダクタ１４におけるリップル電流であり、以下の数４の式で表すことができる。

数４の式において、ＶHは電圧検出部４０が検出した第１導電路２１の電圧の値であり、ＶLは電圧検出部４０が検出した第２導電路２２の電圧の値であり、ｆは、駆動部３４から第１素子１１に与えるＰＷＭ信号の周波数である。

数４の式から、ＰＷＭ信号の周波数ｆが大きくなるとリップル電流ΔＩLが小さくなり、ＰＷＭ信号の周波数ｆが小さくなるとリップル電流ΔＩLが大きくなることがわかる。

図３（Ａ）のようにＰＷＭ信号の周波数ｆを相対的に小さい第１周波数ｆ１にした場合、リップル電流ΔＩLは、第２周波数ｆ２（第１周波数ｆ１よりも大きい周波数）のときに比べて大きくなり、平均電流Ｉaveも小さくなる。一方、図３（Ｂ）のように、ＰＷＭ信号の周波数ｆを第１周波数ｆ１よりも大きい第２周波数ｆ２にした場合、リップル電流ΔＩLは、第1周波数ｆ１のときに比べて小さくなり、平均電流Ｉaveも大きくなる。このような関係があるため、インダクタ１４の平均電流が図３（Ａ）の状態から図３（Ｂ）の状態に上昇するような場面では、周波数を増大させれば、平均電流Ｉaveの上昇度合いに比べてピーク電流の上昇度合いを抑えることができ、図３（Ａ）（Ｂ）の例では、ＰＷＭ信号の周波数ｆを第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２に変化させることで、図３（Ｂ）の場合でもピーク電流を図３（Ａ）の場合と同程度（Ｉpeak＝Ｉmax）としている。

図３の例では、Ｉthはインダクタ１４のコイルに連続して流すことができる電流の最大値である。図３（Ａ）に示すように、ＰＷＭ信号の周波数ｆを第１周波数ｆ１にすることによって平均電流ＩaveがＩth以下になる場合には、インダクタ１４のコイルには平均電流Ｉaveの大きさの電流を連続して流すことができる。これに対して、図３（Ｂ）に示すように、ＰＷＭ信号の周波数ｆを第２周波数ｆ２にすることによって平均電流ＩaveがＩthより大きくなる場合でも、ＩpeakをＩmax以下に留めることができる。しかし、第１素子１１（降圧時）や第２素子１２（昇圧時）でスイッチング時に生じる損失は、一般に駆動周波数に比例するため、所定時間以上にわたって第２周波数ｆ２を維持すると、第１素子１１や第２素子１２が自己発熱を許容できず故障するおそれがある。このため、図３（Ｂ）のように平均電流ＩaveをＩthよりも大きくする動作は、所定時間未満の短時間に制限する必要がある。

また、ＰＷＭ信号の周波数ｆは、数３及び数４から数５のように表すことができる。また、数５から、ＰＷＭ信号の周波数ｆは、コイル電流の最大値Ｉmax（最大値Ｉpeak）と平均電流Ｉaveとの差に反比例しており、コイル電流の最大値Ｉmaxと平均電流Ｉaveとの差が小さくなるとその値は大きくなることがわかる。

以下、本構成の効果を例示する。
上述したＤＣＤＣコンバータ１では、第２導電路２２（出力側導電路）が通常電流状態である場合（具体的には、第２導電路２２の電流の値が閾値以下である場合）にＰＷＭ信号の周波数を相対的に小さい第１周波数ｆ１に設定し、第２導電路２２（出力側導電路）が大電流状態である場合（具体的には、第２導電路２２の電流の値が閾値を超える場合）にＰＷＭ信号の周波数を相対的に大きい第２周波数ｆ２に設定する。この構成によれば、第２導電路２２（出力側導電路）が通常電流状態のときには相対的に小さい周波数（第１周波数）に設定して動作負荷を抑えることができ、第２導電路２２（出力側導電路）が大電流状態のときには相対的に大きい周波数（第２周波数）に設定し、インダクタ１４においてリップルを抑制することができる。このようにリップルを抑制すれば、大電流状態に伴ってインダクタ１４の平均電流が増大しても、インダクタ１４のピーク電流は抑えられる。しかも、インダクタサイズを増大させたり、付随するキャパシタのサイズを増大させたりすることなく、インダクタ１４のピーク電流を抑えることができる。

＜実施例２＞
次に、実施例２について説明する。
実施例２は、図２におけるステップＳ１の判定方法を変更した点のみが実施例１と異なり、それ以外は実施例１と同一である。よって、実施例１と同一である点については詳細な説明は省略し、適宜、図１〜図３等を参照することとする。

実施例２では、図２で示す制御のステップＳ１において、所定の切替条件が、「所定の電流増加条件が成立してから所定の終了条件が成立するまでの特定期間である」という条件であり、「特定期間」が、特定の負荷が動作する期間である例を挙げて説明する。

以下の説明では、「特定の負荷」がスタータである場合を代表例として説明する。この例では、例えば、スタータが動作する前の所定の第１条件が成立した場合（例えば、イグニッションスイッチがオフ状態からオン状態に切り替わった場合、所定のスタータ駆動信号が発生した場合等）が「所定の電流増加条件が成立した場合」の一例に相当する。また、スタータが動作した後の所定の第２条件が成立した場合（例えば、スタータが動作状態から動作停止状態に切り替わった場合、所定の開始条件が成立してから一定時間が経過した場合など）が「所定の終了条件が成立した場合」の一例に相当する。

この例では、制御部３０は、ステップＳ１においてステップＳ１の実行時期が上述の「特定期間」に該当するか否かを判定し、ステップＳ１の実行時期が特定期間に該当しないと判定した場合には、ステップＳ２においてＰＷＭ信号の周波数を第１周波数ｆ１に設定し、第１周波数ｆ１でＰＷＭ信号を出力する動作（第１の制御動作）を行う。一方、制御部３０は、ステップＳ１においてステップＳ１の実行時期が上述の「特定期間」に該当すると判定した場合には、ステップＳ３においてＰＷＭ信号の周波数を第２周波数ｆ２に設定し、第２周波数ｆ２でＰＷＭ信号を出力する動作（第２の制御動作）を行う。制御部３０は、ステップＳ２の制御動作を開始した場合、次にステップＳ３が実行されるか、所定の電圧変換終了条件が成立するまでは、ステップＳ２の制御動作（第１周波数ｆ１でＰＷＭ信号を出力する第１の制御動作）を継続する。同様に、制御部３０は、ステップＳ３の制御動作を開始した場合、次にステップＳ２が実行されるか、所定の電圧変換終了条件が成立するまでは、ステップＳ３の制御動作（第２周波数ｆ２でＰＷＭ信号を出力する第２の制御動作）を継続する。なお、制御部３０は、第１の制御動作又は第２の制御動作の実行中に所定の電圧変換終了条件が成立した場合、図２の制御を終了する。「所定の電圧変換終了条件」は、例えばイグニッションスイッチがオン状態からオフ状態に切り替わるという条件である。なお、この例では、電圧変換部１０を動作させるべき期間として予め定められた期間（例えば、イグニッションスイッチがオン状態となっている期間）のうち、「特定期間」ではない期間が「通常期間」の一例に相当する。

実施例２のＤＣＤＣコンバータ１は、「通常期間」においてＰＷＭ信号の周波数を第１周波数ｆ１に設定し、「特定期間」（通常期間外において所定の電流増加条件が成立してから所定の終了条件が成立するまでの期間）にＰＷＭ信号の周波数を第１周波数ｆ１よりも大きい第２周波数ｆ２に設定する。このようにすれば、通常期間にはＰＷＭ信号の周波数を相対的に小さい周波数（第１周波数ｆ１）に設定して動作負荷を抑えることができ、特定期間には相対的に大きい周波数（第２周波数ｆ２）に設定し、インダクタ１４においてリップルを抑制することができる。特定期間にリップルを抑制すれば、リップルを抑制しない場合（第１周波数ｆ１の場合）と比較してインダクタ電流のピークを抑えることができ、ピーク電流の上昇が懸念される特定期間において、ピーク電流の抑制効果が高まる。しかも、インダクタサイズを増大させたり、付随するキャパシタのサイズを増大させたりすることなく、インダクタ電流のピークを抑えることができる。

「特定期間」は、特定の負荷（例えば、スタータ）が動作する期間を含んでいる。このようにすれば、特定の負荷（例えばスタータ）が動作する期間に、インダクタ１４でのリップルを確実に抑えることができるため、特定の負荷が動作することに応じてインダクタの平均電流が上昇しても、インダクタ電流のピークは抑えられる。

＜他の実施例＞
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施例に限定されるものではなく、例えば次のような実施例も本発明の技術的範囲に含まれる。また、上述した実施例や後述する実施例は矛盾しない範囲で組み合わせることが可能である。

実施例１、２では、電圧変換部が１つのみのＤＣＤＣコンバータ１を例示したが、第１導電路と第２導電路との間に電圧変換部が複数個並列に接続された多相式のＤＣＤＣコンバータとしてもよい。この場合、相数は、２以上の数であればよい。また、降圧型の多相コンバータでもよく、昇圧型の多相コンバータでもよく、昇降圧型の多相コンバータであってもよい。また、実施例１では、第１導電路を入力側導電路とし、第２導電路を出力側導電路とする一方向型のＤＣＤＣコンバータを例示したが、第１導電路を入力側導電路とし、第２導電路を出力側導電路とする制御と、第２導電路を入力側導電路とし、第１導電路を出力側導電路とする制御とを切り替えることができる双方向型のコンバータとして構成されていてもよい。

実施例１、２では、出力側となる第２導電路に第２電源部が電気的に接続された構成を例示したが、第２導電路に第２電源部が電気的に接続されていなくてもよい。

実施例１、２では、第２素子がスイッチング素子として構成された同期整流方式の降圧型ＤＣＤＣコンバータを例示したが、第２素子がダイオード（第１素子側にカソードが接続され基準導電路側にアノードが接続されたダイオード）として構成されたダイオード方式の降圧型ＤＣＤＣコンバータであってもよい。或いは、ダイオード方式の昇圧型ＤＣＤＣコンバータとしてもよい。

実施例２では、「特定の負荷」をスタータとしているが、「特定の負荷」を他の負荷（例えばエアコンやヒータなど）としてもよい。例えば、ヒータを「特定の負荷」とする例では、ヒータが動作する前の所定の第１条件が成立した場合が「所定の電流増加条件が成立した場合」の一例に相当する。また、ヒータが動作した後の所定の第２条件が成立した場合が「所定の終了条件が成立した場合」の一例に相当する。そして、第１条件が成立してから第２条件が成立するまでの期間が「特定期間」の一例に相当する。この場合の第１条件としては、例えば、ヒータの動作が実際に開始したこと、或いは、ヒータを動作させるための所定条件が成立したこと（例えば、車内に設けられた温度センサによる検出温度が設定された閾値以下に低下したこと等）などが挙げられる。また、第２条件としては、例えば、ヒータの動作が実際に停止したこと、或いは、ヒータの動作を停止させるための所定条件が成立したこと（例えば、車内に設けられた温度センサによる検出温度が設定された閾値以上となったこと等）などが挙げられる。

実施例１では、周波数設定部３２Ｂが周波数を２段階に切り替え得る例を示したが、周波数設定部３２Ｂは、電流検出部で検出される電流の値に基づき、出力側導電路の電流の値が大きいほど周波数を大きくするようにＰＷＭ信号の周波数を連続的に又は３段階以上に段階的に切り替え得るようにしてもよい。図４は、このような構成のものについて、出力電流と周波数との関係について説明するグラフである。
図４（Ａ）のグラフは、図１で示すＤＣＤＣコンバータ１において、第１導電路２１の電圧Ｖinが２４Ｖであり、第２導電路２２の電圧Ｖoutが１２Ｖであり、インダクタ１４のインダクタンスＬが３μＨであり、インダクタ１４に流すことができるコイル電流の最大値Ｉmaxが４０Ａであり、インダクタ１４でのリップル電流ΔＩLが２０Ａであり、インダクタ１４のコイルに連続して流すことができる電流の最大値Ｉthが３０Ａであり、周波数設定部３２Ｂが周波数を３段階以上に切り替え得る場合についての、出力電流値と時間との関係を示すグラフである。図４（Ｂ）のグラフは、時間軸を図４（Ａ）のグラフに対応させ、周波数と時間との関係を示したグラフである。図４の例では、出力電流値が第１の範囲内（３０Ａ以下の範囲内）である場合にＰＷＭ信号の周波数が第１周波数（通常周波数）である１００Ｈｚに設定され、出力電流値が第１の範囲よりも大きい場合にＰＷＭ信号の周波数が第２周波数（１００Ｈｚよりも大きい特定周波数）に設定される。第２周波数は、複数種類用意されており、出力電流値が第１の範囲よりも大きい電流の値の範囲である第２の範囲内（３０Ａより大きく３２Ａ以下の範囲内）である場合にＰＷＭ信号の周波数が第１特定周波数である１２５Ｈｚに設定され、出力電流値が第２の範囲よりも大きい電流の値の範囲である第３の範囲内（３２Ａより大きく３４Ａ以下の範囲内）である場合にＰＷＭ信号の周波数が第２特定周波数である１６６Ｈｚに設定され、出力電流値が第３の範囲よりも大きい電流の値の範囲である第４の範囲内（３４Ａよりも大きい範囲内）である場合にＰＷＭ信号の周波数が第３特定周波数である５００Ｈｚに設定されるようになっている。
図４の例では、時刻Ｔ１〜Ｔ２に出力電流値（平均電流Ｉaveと同程度の値）が３８Ａとなっており、この期間では、ＰＷＭ信号の周波数ｆが第３の特定周波数である５００Ｈｚに設定されている。また、時刻Ｔ３〜Ｔ４の期間では、出力電流値（平均電流Ｉave）が下降しており、時刻Ｔ４を通過すると３０Ａ（Ｉth）より小さくなり、上述の第１の範囲内となっている。この時刻Ｔ４〜Ｔ５の期間では、周波数ｆが第１周波数（通常周波数）である１００Ｈｚに設定されている。更に、時刻Ｔ５〜Ｔ６において、出力電流値（平均電流Ｉave）が上昇し、時刻Ｔ６〜Ｔ７の期間では、出力電流値（平均電流Ｉave）が上述の第３の範囲内となっている。この時刻Ｔ６〜Ｔ７の期間では、周波数ｆが第２の特定周波数である１６６Ｈｚに設定されている。更に、時刻Ｔ８〜Ｔ９の期間では、出力電流値（平均電流Ｉave）が上述の第２の範囲内となっている。従って、時刻Ｔ８〜Ｔ９の期間では、周波数ｆが第１の特定周波数である１２５Ｈｚに設定されている。このように、周波数設定部３２Ｂは、第２導電路２２（出力側導電路）の電流の値が大きいほど周波数を大きくするようにＰＷＭ信号の周波数を３段階以上に段階的に切り替え得るようにしている。この例では、出力電流値（平均電流Ｉave）が大きいほどリップル電流が抑えられ、いずれの場合でも、インダクタ１４のピーク電流Ｉpeakは最大値Ｉmax（図４では４０Ａ）を超えないようになっている。

１…車載用のＤＣＤＣコンバータ
１０…電圧変換部
１１…第１素子（スイッチング素子）
２１…第１導電路（入力側導電路）
２２…第２導電路（出力側導電路）
３２Ａ…演算部
３２Ｂ…周波数設定部
３４…駆動部
４２…電圧検出部
４４…電流変換部
９４…負荷

Claims (6)

1. 第１導電路及び第２導電路に電気的に接続されるとともに前記第１導電路及び前記第２導電路のいずれか一方を入力側導電路とし、他方を出力側導電路とする、前記入力側導電路に印加された電圧を昇圧又は降圧して前記出力側導電路に出力する車載用のＤＣＤＣコンバータであって、
   ＰＷＭ信号が与えられることに応じてオンオフ動作するスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子のオンオフ動作により前記入力側導電路に印加された電圧を昇圧又は降圧して前記出力側導電路に出力する電圧変換部と、
   前記出力側導電路の電圧の値を検出する電圧検出部と、
   前記出力側導電路の電流の値を検出する電流検出部と、
   少なくとも前記電圧検出部で検出された電圧の値に基づいて前記出力側導電路の電圧を目標電圧値に近づけるように前記ＰＷＭ信号のデューティを演算するフィードバック演算を繰り返す演算部と、
   前記電流検出部で検出される電流の値に基づき、前記出力側導電路が所定の通常電流状態である場合に前記ＰＷＭ信号の周波数を第１周波数に設定し、前記出力側導電路が所定の大電流状態である場合に前記ＰＷＭ信号の周波数を前記第１周波数よりも大きい第２周波数に設定する周波数設定部と、
   前記スイッチング素子に対し、前記演算部で演算されるデューティのＰＷＭ信号を前記周波数設定部で設定される周波数で出力する駆動部と、
   を有する車載用のＤＣＤＣコンバータ。
2. 前記周波数設定部は、前記電流検出部で検出される電流の値に基づき、前記出力側導電路の電流の値が大きいほど周波数を大きくするように前記ＰＷＭ信号の周波数を設定する請求項１に記載の車載用のＤＣＤＣコンバータ。
3. 第１導電路及び第２導電路に電気的に接続されるとともに前記第１導電路及び前記第２導電路のいずれか一方を入力側導電路とし、他方を出力側導電路とする、前記入力側導電路に印加された電圧を昇圧又は降圧して前記出力側導電路に出力する車載用のＤＣＤＣコンバータであって、
   ＰＷＭ信号が与えられることに応じてオンオフ動作するスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子のオンオフ動作により前記入力側導電路に印加された電圧を昇圧又は降圧して前記出力側導電路に出力する電圧変換部と、
   前記出力側導電路の電圧の値を検出する電圧検出部と、
   少なくとも前記電圧検出部で検出された電圧の値に基づいて前記出力側導電路の電圧を目標電圧値に近づけるように前記ＰＷＭ信号のデューティを演算するフィードバック演算を繰り返す演算部と、
   所定の通常期間において前記ＰＷＭ信号の周波数を第１周波数に設定し、前記通常期間外において所定の電流増加条件が成立してから所定の終了条件が成立するまでの特定期間に前記ＰＷＭ信号の周波数を前記第１周波数よりも大きい第２周波数に設定する周波数設定部と、
   前記スイッチング素子に対し、前記演算部で演算されるデューティのＰＷＭ信号を前記周波数設定部で設定される周波数で出力する駆動部と、
   を有する車載用のＤＣＤＣコンバータ。
4. 前記特定期間は、特定の負荷が動作する期間を含む請求項３に記載の車載用のＤＣＤＣコンバータ。
5. 前記特定の負荷は、スタータを含む請求項４に記載の車載用のＤＣＤＣコンバータ。
6. 前記特定の負荷は、ヒータを含む請求項４に記載の車載用のＤＣＤＣコンバータ。