JPS6281978A - 直列接続形ｄｃ−ｄｃコンバ−タの電流平衡装置 - Google Patents
直列接続形ｄｃ−ｄｃコンバ−タの電流平衡装置Info
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- JPS6281978A JPS6281978A JP22080685A JP22080685A JPS6281978A JP S6281978 A JPS6281978 A JP S6281978A JP 22080685 A JP22080685 A JP 22080685A JP 22080685 A JP22080685 A JP 22080685A JP S6281978 A JPS6281978 A JP S6281978A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属する技術分野〕
この発明は、直列接続されて使用するＤＣ−ＤＣコンバ
ータの入力電流の不平衡を補正する電流平衡装置に関す
る。
ータの入力電流の不平衡を補正する電流平衡装置に関す
る。
第３図は直列接続されたＤＣ−ＤＣコンバータの従来例
を示す主回路接続図であって、この第３図では２組のリ
ンギングチョーク式ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側を直
列に接続しているが、入力直流電圧がスイッチ素子の耐
圧を越えるときにこのような直列接続が採用される。
を示す主回路接続図であって、この第３図では２組のリ
ンギングチョーク式ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側を直
列に接続しているが、入力直流電圧がスイッチ素子の耐
圧を越えるときにこのような直列接続が採用される。
第３図において、等容量の２個の入力コンデンサ１２と
ｎとを直列に接続して直流電源ｌに接続することにより
Ｅなる電源電圧が各コンデンサごとにＶ２に分圧される
ので、この入力コンデンサ１２と乙とにそれぞれリンギ
ングチョーク式ＤＣ−ＤＣコンバータを並列に接続すれ
ば、各ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧もＶ２となる。
ｎとを直列に接続して直流電源ｌに接続することにより
Ｅなる電源電圧が各コンデンサごとにＶ２に分圧される
ので、この入力コンデンサ１２と乙とにそれぞれリンギ
ングチョーク式ＤＣ−ＤＣコンバータを並列に接続すれ
ば、各ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧もＶ２となる。
正極側のＤＣ−ＤＣコンバータは変圧器１３の１次巻線
とスイッチ素子としてのトランジスター４とが直列に接
続されており、負極側のＤＣ−ＤＣコンバータも同様に
変圧器乙の１次巻線とスイッチ素子としてのトランジス
タ鴎とが直列に接続されているので、これら両トランジ
スター４と冴とを同時にオンさせることによりｉ！流が
流れて変圧器１３と乙の１次巻線にエネルギーが蓄えら
れる。次いで両トランジスター４と冴とを同時にオフさ
せると、上述の１次巻線に蓄えられていたエネルギーは
、各変圧器１３とあの２次巻線から、それぞれダイオー
ド１５と５を介して取り出されるので１両ＤＣ−ＤＣイ
ンバータの出力側を並列接続すれば、出力コンデンサう ２により平滑された直流電力を負荷格に供給することが
できるのであるが、このような回路構成にすることで入
力コンデンサー２とｎに並列接続され７：ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの等価インピーダンスを平衡させている。
とスイッチ素子としてのトランジスター４とが直列に接
続されており、負極側のＤＣ−ＤＣコンバータも同様に
変圧器乙の１次巻線とスイッチ素子としてのトランジス
タ鴎とが直列に接続されているので、これら両トランジ
スター４と冴とを同時にオンさせることによりｉ！流が
流れて変圧器１３と乙の１次巻線にエネルギーが蓄えら
れる。次いで両トランジスター４と冴とを同時にオフさ
せると、上述の１次巻線に蓄えられていたエネルギーは
、各変圧器１３とあの２次巻線から、それぞれダイオー
ド１５と５を介して取り出されるので１両ＤＣ−ＤＣイ
ンバータの出力側を並列接続すれば、出力コンデンサう ２により平滑された直流電力を負荷格に供給することが
できるのであるが、このような回路構成にすることで入
力コンデンサー２とｎに並列接続され７：ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの等価インピーダンスを平衡させている。
第４図は第３図に示す従来例回路の各部の動作を示す動
作波形図であって、第４図（イ）はトランジスタ１４と
冴のオン・オフ状態を、第４図（ロ）は正極側のＤＣ−
ＤＣコンバータ人力’！ＭＵＩｔの波形を、第４図（ハ
）はトランジスタ１４の電圧ｖｌの波形ヲ、第４図に）
は負極側のＤＣ−ＤＣコンバータ入力端子１２の波形を
、第４図（ハ）はトランジスタ２４ （７） ｉ圧ｖ２
の波形をそれぞれがあられしている。
作波形図であって、第４図（イ）はトランジスタ１４と
冴のオン・オフ状態を、第４図（ロ）は正極側のＤＣ−
ＤＣコンバータ人力’！ＭＵＩｔの波形を、第４図（ハ
）はトランジスタ１４の電圧ｖｌの波形ヲ、第４図に）
は負極側のＤＣ−ＤＣコンバータ入力端子１２の波形を
、第４図（ハ）はトランジスタ２４ （７） ｉ圧ｖ２
の波形をそれぞれがあられしている。
ＩＥ極ｉ１１；＋と負極１１１１の１）Ｃ−ＤＣコンバ
ータのそれぞれの回路定数が等しく、かつ両トランジス
タ】４と斜のスイッチング動作がまったく同じであるな
ラバ、両Ｄｃ−Ｌ）Ｃコンバータ内の′心圧＝流彼形は
同じであって、以下に記載する動作を繰返す。
ータのそれぞれの回路定数が等しく、かつ両トランジス
タ】４と斜のスイッチング動作がまったく同じであるな
ラバ、両Ｄｃ−Ｌ）Ｃコンバータ内の′心圧＝流彼形は
同じであって、以下に記載する動作を繰返す。
すなわちトランジスタ１４と屑とが１゛ｌなる期間オン
することｆこより、変圧器１３とｎそれぞれの１次巻線
には直流電源１の電圧Ｅを人力コンデンサ１２とρによ
り２等分されたン２なる電圧が印加され、これら変圧器
１３とるにエネルギーが蓄積される。
することｆこより、変圧器１３とｎそれぞれの１次巻線
には直流電源１の電圧Ｅを人力コンデンサ１２とρによ
り２等分されたン２なる電圧が印加され、これら変圧器
１３とるにエネルギーが蓄積される。
各変圧器１３とるの１次側に換算したインダクタンス値
をＬとするならば、正極側のＤＣ−ＤＣコンバータの入
力電流１．と、負極側のＤＣ−ＤＣコンバータの入力型
［ｈとは、下記の（１）式であられされる。
をＬとするならば、正極側のＤＣ−ＤＣコンバータの入
力電流１．と、負極側のＤＣ−ＤＣコンバータの入力型
［ｈとは、下記の（１）式であられされる。
ただしＩＯはトランジスタ１４と冴がオンした直後の電
流であり、ｔはこれらトランジスタ１４と２４がオンし
てからの経過時間である。
流であり、ｔはこれらトランジスタ１４と２４がオンし
てからの経過時間である。
次にトランジスタ１４と冴がオフすると、変圧器１３と
乙とに蓄積されていたエネルギーがそれぞれダイオード
１５と５を介して放出されるので、出力コンデンサ２の
電圧をｖｏ、変圧器１３とあの１次巻線と２次巻線との
巻数比をＮ、 ： Ｎ２とするならば、トランジスタ１
４と冴とにそれぞれ印加される電圧ｖｘとｖ２とは下記
の（２）式であられされる。
乙とに蓄積されていたエネルギーがそれぞれダイオード
１５と５を介して放出されるので、出力コンデンサ２の
電圧をｖｏ、変圧器１３とあの１次巻線と２次巻線との
巻数比をＮ、 ： Ｎ２とするならば、トランジスタ１
４と冴とにそれぞれ印加される電圧ｖｘとｖ２とは下記
の（２）式であられされる。
ここでｖＪｅは配線のインダクタンスにより生ずるはね
上り１江圧であって、トランジスタ１４と冴とがオフし
た瞬間が最も大きな値であって、その後急速に減衰して
零となる。トランジスタ１４と別がオフしているのはＴ
２なる期間であって、その後再びオンとオフとを繰返す
のであるが、このオン期間Ｔｌとオフ期間Ｔ２との比率
を変えることにより出力側の電圧Ｖｏを変化させること
ができる。
上り１江圧であって、トランジスタ１４と冴とがオフし
た瞬間が最も大きな値であって、その後急速に減衰して
零となる。トランジスタ１４と別がオフしているのはＴ
２なる期間であって、その後再びオンとオフとを繰返す
のであるが、このオン期間Ｔｌとオフ期間Ｔ２との比率
を変えることにより出力側の電圧Ｖｏを変化させること
ができる。
ところで実際のＤＣ−ＤＣコンバータでは、それぞれの
回路定数やトランジスタのスイッチング動作をまったく
回−にすることは不可能であるため、電圧・電流に不平
衡を生ずる。ｔ￥ｆｌこスイッチ素子としてトランジス
タを使用する場合、キャリヤ蓄積効果によるオフの遅れ
時間（以下では蓄積時間と称する）は１０〜２０マイク
ロ秒程度であり、トランジスタの個体差により、この蓄
積時間にもばらつきを生ずる。それ故ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの動作周波数が高い場合やトランジスタの通流率が
小さい場合には、各トランジスタごとの蓄積時間の差が
導通時間にくらべて無視できなくなるので、それぞれの
Ｄｃ−ＤＣコンバータ内の電圧・電流の不平衡が顕著と
なる。すなわち蓄積時間の長いトランジスタで構成され
ているＤＣ−ＤＣコンバータ内の電流は大となる。さら
にこの蓄積時間の長さはターンオフ時の電流の大きさに
依存していることから、電流が大になるにつれてその時
間も長くなるので、下記の不都合を生ずる。
回路定数やトランジスタのスイッチング動作をまったく
回−にすることは不可能であるため、電圧・電流に不平
衡を生ずる。ｔ￥ｆｌこスイッチ素子としてトランジス
タを使用する場合、キャリヤ蓄積効果によるオフの遅れ
時間（以下では蓄積時間と称する）は１０〜２０マイク
ロ秒程度であり、トランジスタの個体差により、この蓄
積時間にもばらつきを生ずる。それ故ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの動作周波数が高い場合やトランジスタの通流率が
小さい場合には、各トランジスタごとの蓄積時間の差が
導通時間にくらべて無視できなくなるので、それぞれの
Ｄｃ−ＤＣコンバータ内の電圧・電流の不平衡が顕著と
なる。すなわち蓄積時間の長いトランジスタで構成され
ているＤＣ−ＤＣコンバータ内の電流は大となる。さら
にこの蓄積時間の長さはターンオフ時の電流の大きさに
依存していることから、電流が大になるにつれてその時
間も長くなるので、下記の不都合を生ずる。
蓄積時間の長いトランジスタで構成されている一方のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは％電源からエネルギーが供給され
ている時間が長くなるため、他方のＤＣ−ＤＣコンバー
タよりも電流が大となるのであるが、２つのＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力側は並列接続されているのでそれぞれ
のＤＣ−ＤＣコンバータの出力を流の和が負荷電流であ
って、一定電流である。それ故一方のトランジスタのタ
ーンオフ電流が大になれば、他方のトランジスタのター
ンオフ電流は必然的ｌこ小となり、蓄積時間の差がさら
に拡大されるので電流の不平衡もますます拡大されるこ
ととなる。
Ｃ−ＤＣコンバータは％電源からエネルギーが供給され
ている時間が長くなるため、他方のＤＣ−ＤＣコンバー
タよりも電流が大となるのであるが、２つのＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力側は並列接続されているのでそれぞれ
のＤＣ−ＤＣコンバータの出力を流の和が負荷電流であ
って、一定電流である。それ故一方のトランジスタのタ
ーンオフ電流が大になれば、他方のトランジスタのター
ンオフ電流は必然的ｌこ小となり、蓄積時間の差がさら
に拡大されるので電流の不平衡もますます拡大されるこ
ととなる。
＠ａが不平衡になると入力コンデンサ１２とｎの寅圧分
担が不平衡となる。すなわち蓄積時間が長いトランジス
タを有するＤＣ−ＤＣコンノく一夕がＭＦａされている
入力コンデンサの電圧が低下するので、このＤＣ−ＤＣ
コンバータに流れる電流を減少させる。他方（すなわち
蓄積時間が短いトランジスタを有する側）の入力コンデ
ンサ電圧は上昇し、これに接続されているＤＣ−ＤＣコ
ンノ（−タの１に流を増加させる。
担が不平衡となる。すなわち蓄積時間が長いトランジス
タを有するＤＣ−ＤＣコンノく一夕がＭＦａされている
入力コンデンサの電圧が低下するので、このＤＣ−ＤＣ
コンバータに流れる電流を減少させる。他方（すなわち
蓄積時間が短いトランジスタを有する側）の入力コンデ
ンサ電圧は上昇し、これに接続されているＤＣ−ＤＣコ
ンノ（−タの１に流を増加させる。
上述の動作が繰返されることにより°、両ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの間で電流の授受、すなわち電流ハンチングが
発生し、ｉ＆悪の場合には、ある期間は一方のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータで負荷電流のスヘてを分担することにもな
る。それ故平衡状態で運転しているときにくらべて過大
な電流が流れることになるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ
を構成する機器、とくにトランジスタ１４ 、２４は大
電流容量のスナバ回路も大容量のものが必要となり、そ
の損失が増加するなど、各種の不都合がある。
ンバータの間で電流の授受、すなわち電流ハンチングが
発生し、ｉ＆悪の場合には、ある期間は一方のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータで負荷電流のスヘてを分担することにもな
る。それ故平衡状態で運転しているときにくらべて過大
な電流が流れることになるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ
を構成する機器、とくにトランジスタ１４ 、２４は大
電流容量のスナバ回路も大容量のものが必要となり、そ
の損失が増加するなど、各種の不都合がある。
そこでトランジスタ１４や冴に直列にリアクトルあるい
は抵抗を挿入することで電流の不平衡を抑制しようとす
ると、＋１アクドル挿入の場合はこのリアクトルｆｉ［
エネルギーのために、トランジスタ１４，２４遮断時の
はね上り電圧■よが更に犬となって更に大容量のスナバ
回路が必要となるし、抵抗挿入の場合は、この抵抗で電
力が消費されるので、装置の効率が低下するし、電力消
費に伴う発熱を放散させる工夫をしなければならないな
どの欠点を有する。
は抵抗を挿入することで電流の不平衡を抑制しようとす
ると、＋１アクドル挿入の場合はこのリアクトルｆｉ［
エネルギーのために、トランジスタ１４，２４遮断時の
はね上り電圧■よが更に犬となって更に大容量のスナバ
回路が必要となるし、抵抗挿入の場合は、この抵抗で電
力が消費されるので、装置の効率が低下するし、電力消
費に伴う発熱を放散させる工夫をしなければならないな
どの欠点を有する。
この発明は、直列に接続されている複数のＤＣ−ＤＣコ
ンバータに生じる電流の不平衡を、装置の大形化や効率
低下を招くことなしに抑制することができる直列接続形
１）Ｃ−ＤＣコンバータの電流平衡装置を提供すること
を目的とする。
ンバータに生じる電流の不平衡を、装置の大形化や効率
低下を招くことなしに抑制することができる直列接続形
１）Ｃ−ＤＣコンバータの電流平衡装置を提供すること
を目的とする。
〔発明の要点〕
この発明は、直列接続された複数のＤＣ−ＤＣコンバー
タ相互間にｖＬ流不平衡を生じるときは。
タ相互間にｖＬ流不平衡を生じるときは。
隣接せるＤＣ−１）Ｃコンバータ同士に共通する入力回
路にｄｔ６Ｌが流れることｌこ着目したものであって、
この共通せる入力回路に流れる′α流の大きさと方向と
を検出し、これに対応して、隣接せる一方ｏ２Ｄｃ−Ｌ
）Ｃコンバータのスイッチ素子のオン時間を延長させる
ようにスイッチング信号の補正を行うとともに、他方の
ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ素子のオン時間は短縮
させるようにスイ、チング信号の補正を行うことで、不
平衡電流を抑制しようとするものである。
路にｄｔ６Ｌが流れることｌこ着目したものであって、
この共通せる入力回路に流れる′α流の大きさと方向と
を検出し、これに対応して、隣接せる一方ｏ２Ｄｃ−Ｌ
）Ｃコンバータのスイッチ素子のオン時間を延長させる
ようにスイッチング信号の補正を行うとともに、他方の
ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ素子のオン時間は短縮
させるようにスイ、チング信号の補正を行うことで、不
平衡電流を抑制しようとするものである。
第１図は本発明の実施例を示す回路図であって、２組の
ＤＣ−ＤＣコンバータを直列接続して使用する場合を示
しているが、この第１図により、本発明の内容を以下に
説明する。
ＤＣ−ＤＣコンバータを直列接続して使用する場合を示
しているが、この第１図により、本発明の内容を以下に
説明する。
第１図１こおいて、２個の入力コンデンサ１２とｎとの
直列回路が直流電源ｌに接続されて電源電圧を各コンデ
ンサごとに分圧している。変圧器１３とスイッチ素子と
してのトランジスタ１４とダイオード１５とで構成され
ている一方のＤＣ−ＤＣコンバータが入力コンデンサ１
２に並列接続されており、変圧器ｎとスイッチ素子とし
てのトランジスタ冴とダイオード５とで構成されている
他方のＤＣ−ＤＣコンバータが入力コンデンサ乙に並列
接続されており、これら両ＤＣ−ＤＣコンバータの出力
側は相互に並列接続されたのち、出力コンデンサ２を介
して負荷３に電力を供給するようになっている。
直列回路が直流電源ｌに接続されて電源電圧を各コンデ
ンサごとに分圧している。変圧器１３とスイッチ素子と
してのトランジスタ１４とダイオード１５とで構成され
ている一方のＤＣ−ＤＣコンバータが入力コンデンサ１
２に並列接続されており、変圧器ｎとスイッチ素子とし
てのトランジスタ冴とダイオード５とで構成されている
他方のＤＣ−ＤＣコンバータが入力コンデンサ乙に並列
接続されており、これら両ＤＣ−ＤＣコンバータの出力
側は相互に並列接続されたのち、出力コンデンサ２を介
して負荷３に電力を供給するようになっている。
本発明にあっては、両１）Ｃ−ＤＣコンバータに共通す
る入力回路に流れる電流を検出するために。
る入力回路に流れる電流を検出するために。
この共通入力回路に変流器３１が設けられていて、この
検出電流は平滑回路羽により平滑されたのち加算器１７
に、あるいは反転器おを経て加算器ｎに与えられるよう
になっている。
検出電流は平滑回路羽により平滑されたのち加算器１７
に、あるいは反転器おを経て加算器ｎに与えられるよう
になっている。
電圧設定器あが出力する電圧設定値と、出力コンデンサ
２の両端から得られる゛電圧出力値との偏差値が電圧調
節器あに入力されるので、この電圧調節器おからは入力
偏差値を零にする制御信号が加算器１７とｎとに出力さ
れる。
２の両端から得られる゛電圧出力値との偏差値が電圧調
節器あに入力されるので、この電圧調節器おからは入力
偏差値を零にする制御信号が加算器１７とｎとに出力さ
れる。
発振器あと３角波発生器３７とにより形成される所定周
波数の３角波毎号と加算器１７からの出カイ百号とはコ
ンパレータ１８において両者の大小関係が比較されるこ
とにより、トランジスタ１４のオン時間を制御するベー
ス信号が作成され、同じく所定周波数の３角波毎号と加
算器ｎからの出力信号とはコンパレータ公においてその
大小関係が比較されることにより、トランジスタ潤のオ
ン時間を制御するベース信号が作成される。
波数の３角波毎号と加算器１７からの出カイ百号とはコ
ンパレータ１８において両者の大小関係が比較されるこ
とにより、トランジスタ１４のオン時間を制御するベー
ス信号が作成され、同じく所定周波数の３角波毎号と加
算器ｎからの出力信号とはコンパレータ公においてその
大小関係が比較されることにより、トランジスタ潤のオ
ン時間を制御するベース信号が作成される。
第２図は第１図に示す実施例回路の各部の動作をあられ
した動作波形図であって、第２図（イ）は検出電流をあ
られしていて、Ａは変流器３１の出力信号であり、Ｂは
このＡなる波形を平滑回路３２により平滑した信号波形
であって、その大きさがｂで示されている。第２図（ロ
）は電圧調節器あの出力信号Ｃをあられしており、その
大きさはＣである。
した動作波形図であって、第２図（イ）は検出電流をあ
られしていて、Ａは変流器３１の出力信号であり、Ｂは
このＡなる波形を平滑回路３２により平滑した信号波形
であって、その大きさがｂで示されている。第２図（ロ
）は電圧調節器あの出力信号Ｃをあられしており、その
大きさはＣである。
第２図ｅ→は動作時間補正動作を示すものでＣは電圧調
節器あの出力、Ｄは加算器ｎの出力であってその値はｃ
−ｂであり、Ｅは加算器１７の出力であってその値はＣ
＋ｂである。またＦは３角波発生器３７の出力をそれぞ
れあられしている。第２図に）はコンパレータ１８の出
力Ｈであってトランジスタ１４ノヘース信号をあられし
、第２図（ホ）はコンパレータ列の出力Ｇであって、ト
ランジスタラのベース信号をあられし、第２図（へ）は
トランジスタ１４の電流■１を、第２図（ト）はトラン
ジスタＵの電流■２をあられしている。なおこの第２図
においては、トランジスタ囚の蓄積時間の方がトランジ
スタ１４の蓄積時間よりも長い場合であって、時刻ｔ。
節器あの出力、Ｄは加算器ｎの出力であってその値はｃ
−ｂであり、Ｅは加算器１７の出力であってその値はＣ
＋ｂである。またＦは３角波発生器３７の出力をそれぞ
れあられしている。第２図に）はコンパレータ１８の出
力Ｈであってトランジスタ１４ノヘース信号をあられし
、第２図（ホ）はコンパレータ列の出力Ｇであって、ト
ランジスタラのベース信号をあられし、第２図（へ）は
トランジスタ１４の電流■１を、第２図（ト）はトラン
ジスタＵの電流■２をあられしている。なおこの第２図
においては、トランジスタ囚の蓄積時間の方がトランジ
スタ１４の蓄積時間よりも長い場合であって、時刻ｔ。
以前は本発明に係る電流平衡装置を使用しないとき、ま
た時刻ｔｏ以降は電流平衡装置を作動させたときの動作
波形をあられしている。
た時刻ｔｏ以降は電流平衡装置を作動させたときの動作
波形をあられしている。
トランジスタ購の方がトランジスタ１４よりもオフする
のが遅れると、第１図１こ、おいて電流■１と■２どの
差分が変流器３１→変圧器お→トランジスタ潤の方向に
流れるので、結局変流器３１には左から右へ不平衡分に
対応した電流、すなわちトランジスタ１４と冴のオフ時
の遅れ時間の差Ｔ５なる期間に流れるパルス電流であり
（第２図（イ）参照）、このパルス電流を平滑し、電圧
調節器あの出力信号を、この平滑された電流信号で補正
する。この補正された結果が加算器１７から出力される
信号Ｅと、加算器ｎから出力される信号りであって、信
号Ｅは蓄積時間が短い方のトランジスタ１４のオン時間
を長くさせるようなベース信号を出力させ。
のが遅れると、第１図１こ、おいて電流■１と■２どの
差分が変流器３１→変圧器お→トランジスタ潤の方向に
流れるので、結局変流器３１には左から右へ不平衡分に
対応した電流、すなわちトランジスタ１４と冴のオフ時
の遅れ時間の差Ｔ５なる期間に流れるパルス電流であり
（第２図（イ）参照）、このパルス電流を平滑し、電圧
調節器あの出力信号を、この平滑された電流信号で補正
する。この補正された結果が加算器１７から出力される
信号Ｅと、加算器ｎから出力される信号りであって、信
号Ｅは蓄積時間が短い方のトランジスタ１４のオン時間
を長くさせるようなベース信号を出力させ。
信号りは蓄積時間が長い方のトランジスタ別のオン時間
を短縮させるようなベース信号を出力させ ゛るので
１両トランジスタ１４と冴の蓄積時間ｌこよるオフ時間
のばらつきＴＪが零方向に修正される。
を短縮させるようなベース信号を出力させ ゛るので
１両トランジスタ１４と冴の蓄積時間ｌこよるオフ時間
のばらつきＴＪが零方向に修正される。
その結果面トランジスタ１４と勢の電流Ｉ、と１２とは
等しくなって不平衡電流は抑制されることとなる。
等しくなって不平衡電流は抑制されることとなる。
この発明によれば、入力側を直列接続し、出力側を並列
接続することにより、高い電源電圧ｌこ対処できるよう
にしている複数のＤＣ−ＤＣコンバータを運転するとき
、隣接せるＤＣ−ＤＣコンバータ同士に共通の入力回路
に流れる電流の大きさと方向に対応して、一方のＤＣ−
ＤＣコンバータのスイ、テ素子のオン時間を延長させる
とともに、他方のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ素子
のオン時間を短縮させるようｌこして、各スイツナ累子
の蓄積時間のばらつきに起因して生ずるＤＣ−ＤＣコン
バータ相互間の不平衡電流を抑制するようにしているの
で、主回路に抵抗やりアクドルを挿入する必要がなく、
電力損失の発生による装置の幼名低下や、スイッチ素子
に付属するスナバ回路の大容量化ｌこよる装置の大形化
や高価格化を回避して、素早く、かつ確実に不平衡電流
を抑制することができる。
接続することにより、高い電源電圧ｌこ対処できるよう
にしている複数のＤＣ−ＤＣコンバータを運転するとき
、隣接せるＤＣ−ＤＣコンバータ同士に共通の入力回路
に流れる電流の大きさと方向に対応して、一方のＤＣ−
ＤＣコンバータのスイ、テ素子のオン時間を延長させる
とともに、他方のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ素子
のオン時間を短縮させるようｌこして、各スイツナ累子
の蓄積時間のばらつきに起因して生ずるＤＣ−ＤＣコン
バータ相互間の不平衡電流を抑制するようにしているの
で、主回路に抵抗やりアクドルを挿入する必要がなく、
電力損失の発生による装置の幼名低下や、スイッチ素子
に付属するスナバ回路の大容量化ｌこよる装置の大形化
や高価格化を回避して、素早く、かつ確実に不平衡電流
を抑制することができる。
第１図は本発明の実施例を示す回路図であり。
第２図は第１図に示す実施例回路の谷部の動作をあられ
した動作波形図である。第：（図は直列接続されたＤＣ
−ＤＣコンバータの従来例を示す主回路接続図であり、
第４図は第３図に示す従来例回路の各部の動作を示す動
作波形図である。 ｌ・・・直流電源、２・・・出力コンデンサ、３・・・
負荷。 １２ 、２２・・・入力コンデンサ、１３．２３・・・
変圧器、１４．２４・・・スイッチ素子としてのトラン
ジスタ、１５ 、２５・・・ダイオード、１７．２７・
・・加算器、１ｂ、２８・・・コンパレータ、３１・・
・変流器、３２・・・平滑回路、あ・・・反転器、讃・
・・電圧設定器、３５・・・電圧調節器、あ・・・発振
Ｖ ３由這全１器 第１図 電流〒ｆｊｔ←：→電：ｔ〒衡 装置イ初作 ： 呆１会〃作 ｔ。 第２図 第３図 第４図
した動作波形図である。第：（図は直列接続されたＤＣ
−ＤＣコンバータの従来例を示す主回路接続図であり、
第４図は第３図に示す従来例回路の各部の動作を示す動
作波形図である。 ｌ・・・直流電源、２・・・出力コンデンサ、３・・・
負荷。 １２ 、２２・・・入力コンデンサ、１３．２３・・・
変圧器、１４．２４・・・スイッチ素子としてのトラン
ジスタ、１５ 、２５・・・ダイオード、１７．２７・
・・加算器、１ｂ、２８・・・コンパレータ、３１・・
・変流器、３２・・・平滑回路、あ・・・反転器、讃・
・・電圧設定器、３５・・・電圧調節器、あ・・・発振
Ｖ ３由這全１器 第１図 電流〒ｆｊｔ←：→電：ｔ〒衡 装置イ初作 ： 呆１会〃作 ｔ。 第２図 第３図 第４図
Claims (1)
- １）変圧器の１次巻線とスイッチ素子との直列回路に直
流を印加し、前記スイッチ素子をオン・オフ動作させる
ことで前記変圧器の２次巻線から電力をとり出すことが
できるＤＣ−ＤＣコンバータの複数を、その入力側で相
互に直列接続するとともに、各ＤＣ−ＤＣコンバータの
出力側を相互に接続して構成されている直列接続形ＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、隣接せる前記ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ同士に共通する入力側回路に流れる電流の方向
と大きさとを検出する電流検出手段と、この検出電流の
方向と大きさに対応して、隣接せる一方のＤＣ−ＤＣコ
ンバータのスイッチ素子のオン時間を延長させるととも
に、他方のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ素子のオン
時間を短縮させる動作時間補正手段とを備えていること
を特徴とする直列接続形ＤＣ−ＤＣコンバータの電流平
衡装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22080685A JPS6281978A (ja) | 1985-10-03 | 1985-10-03 | 直列接続形ｄｃ−ｄｃコンバ−タの電流平衡装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22080685A JPS6281978A (ja) | 1985-10-03 | 1985-10-03 | 直列接続形ｄｃ−ｄｃコンバ−タの電流平衡装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6281978A true JPS6281978A (ja) | 1987-04-15 |
Family
ID=16756855
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22080685A Pending JPS6281978A (ja) | 1985-10-03 | 1985-10-03 | 直列接続形ｄｃ−ｄｃコンバ−タの電流平衡装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6281978A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06269171A (ja) * | 1993-03-11 | 1994-09-22 | Ekusen Kk | リンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置 |
| US7697306B2 (en) | 2007-04-09 | 2010-04-13 | Tdk Corporation | DC/DC converter |
| JP2014017992A (ja) * | 2012-07-10 | 2014-01-30 | Mitsubishi Electric Engineering Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
| TWI472140B (zh) * | 2012-06-27 | 2015-02-01 | Hitachi Info & Telecomm Eng | DC-DC converter |
| US9007042B2 (en) | 2010-07-30 | 2015-04-14 | Mitsubishi Electric Corporation | DC/DC converter |
-
1985
- 1985-10-03 JP JP22080685A patent/JPS6281978A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06269171A (ja) * | 1993-03-11 | 1994-09-22 | Ekusen Kk | リンギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置 |
| US7697306B2 (en) | 2007-04-09 | 2010-04-13 | Tdk Corporation | DC/DC converter |
| US9007042B2 (en) | 2010-07-30 | 2015-04-14 | Mitsubishi Electric Corporation | DC/DC converter |
| TWI472140B (zh) * | 2012-06-27 | 2015-02-01 | Hitachi Info & Telecomm Eng | DC-DC converter |
| JP2014017992A (ja) * | 2012-07-10 | 2014-01-30 | Mitsubishi Electric Engineering Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
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