JPH0670543A - 直列共振コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】出力容量大きく、帰還用ダイオードの阻止能力
の非回復時スイッチング素子に流れるスパイク状電流に
よる損失や、スイッチング素子へのストレスの少ない直
列共振コンバータの提示にある。 【構成】図１のようにフルブリッジ回路を構成して帰還
用ダイオード（１５），（３０），（１６），（２９）
の逆方向阻止能力の非回復時、第１，第４スイッチング
素子（１１），（２８）または第２，第３スイッチング
素子（１２），（２７）のターンオン時、これらと直列
に第１または第２共振用インダクタ（２５），（３２）
が直列に入るようにして電流の立上りを抑制し、これに
よりスパイク状電流がスイッチング素子に流れないよう
にして目的を達成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は直列共振コンバータに
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源装置の一方式として、
例えば図２に示す構成をもつハーフブリッジ方式や、図
４に示すフルブリッジ方式の直列共振コンバータが従来
広く用いられている。図２に示すハーフブリッジ方式の
直列共振コンバータはそれぞれ直流電源（１７）に接続
された、ＭＯＳ−ＦＥＴなどの第１，第２スイッチング
素子（１１）（１２）の直列回路と、第１，第２共振用
コンデンサ（１３）（１４）の直列回路と、第１，第２
帰還用ダイオード（１５）（１６）の直列回路、および
第１，第２スイッチング素子（１１）（１２）の接続点
と第１，第２帰還用ダイオード（１５）（１６）の接続
点との間に接続された、トランス（１８）の１次巻線Ｎ
₁ と第１共振用インダクタ（２５）の直列回路と、第
１，第２帰還用ダイオード（１５）（１６）の接続点と
第１，第２共振用コンデンサ（１３）（１４）の接続と
の間に接続された第２共振用インダクタ（２６）と、ト
ランス（１８）の２次巻線Ｎ₂ に接続された全波整流回
路を形成する整流用ダイオード（２１）（２２）と、そ
の出力側に接続された平滑用コンデンサ（２３）と負荷
抵抗（２４）よりなり、以下に説明するように動作す
る。第１スイッチング素子（１１）をターンオンさせる
と、〔直流電源（１７）→第１スイッチング素子（１
１）→トランス（１８）の１次巻線Ｎ₁ →第１共振用イ
ンダクタ（２５）→第２共振用インダクタ（２６）→第
２共振用コンデンサ（１４）→直流電源（１７）〕のル
ープと、〔第１共振用コンデンサ（１３）→第１スイッ
チング素子（１１）→トランス（１８）の１次巻線Ｎ₁
→第１共振用インダクタ（２５）→第２共振用インダク
タ（２６）→第１共振用コンデンサ（１３）〕のループ
で共振電流ｉ₀ が流れる。また第２スイッチング素子
（１２）をターンオンさせたときには、〔直流電源（１
７）→第１共振用コンデンサ（１３）→第２共振用イン
ダクタ（２６）→第１共振用インダクタ（２５）→トラ
ンス（１８）の１次巻線Ｎ₁ →第２のスイッチング素子
（１２）→直流電源（１７）〕のループと、〔第２共振
用コンデンサ（１４）→第２共振用インダクタ（２６）
→第１共振用インダクタ（２５）→トランス（１８）の
１次巻線Ｎ₁ →第２スイッチング素子（１２）→直流電
源（１７）〕のループとで共振電流ｉ₀ が流れる。ここ
でトランス（１８）の１次巻線Ｎ₁ と２次巻線Ｎ₂ の巻
線比Ｎ₁ ／Ｎ₂ をｎとすれば、トランス（１８）の２次
巻線Ｎ₂ には１次巻線電流のｎ倍の電流が流れ、この共
振電流ｎｉ₀ は整流用ダイオード（２１）（２２）より
全波整流され、平滑用コンデンサ（２３）を充電して直
流電圧を負荷抵抗（２４）に供給する。そこで今直流電
源（１７）の電圧をＥとすると、第１，第２平滑用コン
デンサ（１３）（１４）の充電電圧がＥ以下であれば、
第１，第２帰還用ダイオード（１５）（１６）には電流
が流れない。この領域をモードＩと呼ぶ。このモードＩ
では負荷抵抗（２４）の値を変化させても出力電圧は一
定であって、Ｅ／２ｎで与えられる。また第１，第２共
振用コンデンサ（１３）（１４）の充電電圧は負荷抵抗
（２４）の値を小さくするに伴い上昇し、Ｅになって、
〔第１共振用コンデンサ（１３）→直流電源（１７）→
第２帰還用ダイオード（１６）→第２共振用インダクタ
（２６）→第１共振用コンデンサ（１３）〕または〔第
２共振用コンデンサ（１４）→第２共振用インダクタ
（２６）→第１帰還用ダイオード（１５）→直流電源
（１７）→第２共振用コンデンサ（１４）〕のループで
帰還電流ｉ₁ が流れ出す。この領域をモードIIと呼ぶ。
モードIIでは負荷抵抗（２４）の値を変化させても、出
力電流は一定であり、動作周波数をｆ、また第１，第２
共振用コンデンサ（１３）（１４）の容量値Ｃ₁ とする
と、その値は４ｆＣ₁ ｎＥで与えられる。モードＩにお
ける第１スイッチング素子（１１）または第２スイッチ
ング素子（１２）を流れる共振電流ｉ₀ は、出力平均電
流をＩ₀ 、スイッチング素子をターンオンさせた時をｔ
＝０とすれば、次の式（１）によって与えられる。

【０００３】

【数１】 またこの時の最大出力容量Ｐ_H は式（２）によって与え
られる。

【０００４】

【数２】 Ｐ_H ＝２Ｃ₁ ｆ₀ Ｅ² ………（２） ここでｆ₀ は共振周波数で、ｆ₀ ＝１／（２π｛２Ｃ₁
（Ｌ₁ ＋Ｌ₂ ）｝^1/2）である。モードIIにおける第１
スイッチング素子（１１）、または第２スイッチング素
子（１２）を流れる共振電流ｉ₀ は式（３）によって与
えられる。

【０００５】

【数３】 また第１，第２帰還用ダイオード（１５）または（１
６）を流れる帰還電流ｉ₁ は電流が流れ出すときの時間
をＴ₀ とすれば、式（４）によって与えられる。

【０００６】

【数４】 図３にモードＩおよびモードIIにおける第１，第２スイ
ッチング素子（１１）（１２）および第１, 第２帰還用
ダイオード（１５）（１６）に流れる電流ｉ₀，ｉ₁ の
波形を示す。以上より、モードＩでは出力電圧は一定で
あり、負荷抵抗（２４）を小さくすると出力平均電流Ｉ
₀ が増大し、式（１）からわかるように共振電流のピー
ク値が大きくなる。またモードIIでは式（３）からわか
るように共振電流ｉ₀ は負荷抵抗（２４）に無関係に一
定であり、従って出力平均電流は一定である。負荷抵抗
（２４）を小さくすると出力平均電圧Ｖ₀ が小さくなり
式（４）からわかるように帰還電流ｉ₁ のピーク値は増
加する。

【０００７】一方図４に示すフルブリッジ方式の直列共
振コンバータは、直流電源（１７）にそれぞれ接続され
た、第１，第２スイッチング素子（１１）（１２）の直
列回路と、第３，第４スイッチング素子（２７）（２
８）の直列回路と、接続点が第１，第２スイッチング素
子（１１）（１２）の接続点に接続された第１，第２帰
還用ダイオード（１５）（１６）の直列回路と、接続点
が第３，第４スイッチング素子（２７）（２８）の接続
点に接続された第３，第４帰還用ダイオード（２９）
（３０）の直列回路、および第１，第２帰還用ダイオー
ド（１５）（１６）の接続点と第３，第４帰還用ダイオ
ード（２９）（３０）の接続点間に接続された、トラン
ス（１８）の１次巻線と共振用インダクタ（２５）と共
振用コンデンサ（３１）の直列回路とから形成され、以
下に説明するように動作する。第１，第４スイッチング
素子（１１）（２８）をターンオンさせると、〔直流電
源（１７）→第１スイッチング素子（１１）→トランス
（１８）の１次巻線→共振用インダクタ（２５）→共振
用コンデンサ（３１）→第４スイッチング素子（２８）
→直流電源（１７）〕のループで共振電流が流れる。一
方第２，第３スイッチング素子（１２）（２７）をター
ンオンさせたときには、〔直流電源（１７）→第３スイ
ッチング素子（２７）→共振用コンデンサ（３１）→共
振用インダクタ（２５）→トランス（１８）の１次巻線
→第２スイッチング素子（１２）→直流電源（１７）〕
のループで共振電流が流れる。ここでトランス（１８）
の１次巻線（Ｎ₁ ）と２次巻線数（Ｎ₂ ）の比Ｎ₁ ／Ｎ
₂ をｎとすれば、２次巻線にはｎ倍の共振電流が流れる
ので、これらの共振電流を整流用ダイオード（２１）
（２２）により全波整流し、これにより平滑コンデンサ
（２３）を充電すれば直流電圧が負荷抵抗（２４）に供
給される。この領域をモードＩとよぶ。モードＩでは負
荷抵抗（２４）の値を変化させても出力電圧は一定でＥ
／２ｎで与えられる。共振用コンデンサ（３１）の充電
電圧は、負荷抵抗（２４）の値が小さくなるに伴い上昇
し、その電圧がＥ_n になると、〔共振用コンデンサ（３
１）→共振用インダクタ（２５）→トランス（１８）の
１次巻線→第１帰還用ダイオード（１５）→直流電源
（１７）→第４帰還用ダイオード（３０）→共振用コン
デンサ（３１）〕のループで帰還電流が流れ出す。この
領域をモードIIとよぶ。モードIIでは例えば第１，第４
帰還用ダイオード（１５）（３０）に電流が流れている
時に第２，第３スイッチング素子（１２）（２７）がタ
ーンオンすると、第１，第４帰還用ダイオード（１５）
（３０）がターンオフするまで直流電源（１７）の短絡
電流が流れる。また第１，第４帰還用ダイオード（１
５）（３０）の電流が流れ終わってから、第２，第３ス
イッチング素子（１２）（２７）をターンさせると、直
流電源（１７）の短絡電流は流れないが、トランス（１
８）の２次巻線へのエネルギ伝達の時間の比率が小さく
なり、エネルギ伝達効率が悪くなる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】前記した図２に示すハ
ーフブリッジ方式の直列共振コンバータでは、第１帰還
用ダイオード（１５）または第２帰還用ダイオード（１
６）の逆方向阻止機能が回復しない間に、次のスイッチ
ング素子のターンオンが行われても、トランス（１８）
の漏れインダクタンスと、第１共振用インダクタ（２
５）のインダクタンスにより、電流の立上りが抑制され
るため、スイッチング素子などに流れる電流はスパイク
状にならない。このため電流がスパイク状となることに
よる損失の増大，雑音の発生，更にはスイッチング素子
へのストレスを防いで、変換効率の低下やスイッチング
素子の寿命の低下を防ぐことができる。しかしその一方
ハーフブリッジ方式のコンバータでは前記（２）式によ
って最大出力容量Ｐ_H が定まる。従ってこのハーフブリ
ッジ方式の直列共振コンバータにおいて出力容量の増大
を図るためには、出力電圧Ｅを一定としたとき、第１，
第２共振用コンデンサ（１３）（１４）の静電容量Ｃ₁
を大にするか、共振周波数ｆ₀ を上げることが必要であ
る。しかし第１，第２共振用コンデンサ（１３）（１
４）の容量を大にすると、共振周波数ｆ₀ の低下を生じ
て可聴周波数以上での制御範囲が狭くなる。また共振周
波数ｆ₀ を上げる方法として、第１_, 第２共振用インダ
クタ（２５）（２６）の和のインダクタンス（Ｌ₁ ＋Ｌ
₂ ）を小さくすることが考えられるが、これにも製作上
の一定の限度があり、結局ハーフブリッジ方式の直列共
振コンバータの出力容量の増大には困難がある。

【０００９】これに対し図４に示した一般的なフルブリ
ッジ方式直列共振コンバータの最大容量Ｐ_F は、図２に
示したハーフブリッジ直列共振コンバータの最大出力容
量Ｐ_H に対して周知のように Ｐ_F ＝８Ｃ₁ ｆ₀ Ｅ² によって与えられる。従って出力容量の大きいスイッチ
ング電源装置を得たい場合にはフルブリッジ方式が採用
される。しかしこのフルブリッジ方式の直列コンバータ
では、帰還用ダイオードの逆方向阻止機能が回復するま
で、スイッチング素子に大きなスパイク電流が流れるの
を防ぐことができない。このため損失の増加による変換
効率の低下や雑音の発生、更にはスイッチング素子への
ストレスの増大による寿命の低下などの問題がある。即
ち、図４のようなフルブリッジ方式の直流コンバータで
は、負荷抵抗（２４）の抵抗値が小となり、充電電流が
増大して共振用コンデンサ（３１）の充電電圧が上昇
し、この電圧が直流電源（１７）の出力電圧Ｅを越える
と、第１，第４帰還用ダイオード（１５）（３０）また
は第２，第３帰還用ダイオード（１６）（２９）は、逆
方向阻止機能を失って電流が流れる。例えば第１，第４
帰還用ダイオード（１５）（３０）に共振電流が流れて
いるときに、第２，第３スイッチング素子（１２）（２
７）がターンオンすると、直流電源（１７）→第１帰還
用ダイオード（１５）→第２スイッチング素子（１２）
→直流電源（１７）、或いは直流電源（１７）→第３ス
イッチング素子（２７）→第４帰還用ダイオード（３
０）→直流電源（１７）に大きなスパイク電流が流れ、
第１，第４帰還用ダイオード（１５）（３０）がターン
オフするまで続く。このためスイッチング素子のターン
オン時の損失が増加して変換効率が低下し、またターン
オン時の損失の周波数が高いため空中へ伝搬し易く雑音
の原因となる。

【００１０】この発明は出力容量を増大させるためにフ
ルブリッジ方式を採用しながらも、帰還電流をスイッチ
ング素子などを介することなく直流電源に帰還しうるよ
うに構成し、これにより帰還用ダイオードの逆方向阻止
機能が回復していなくとも、スパイク状電流がスイッチ
ング素子などに流れないようにして、損失の増大などを
防いだフルブリッジ方式の直列共振コンバータを提供す
ることを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】この発明の上記目的は図
１に示す手段、即ち直流電源（１７）にそれぞれ接続さ
れた、第１，第２スイッチング素子（１１）（１２）の
直列回路と、第３，第４スイッチング素子（２７）（２
８）の直列回路と、第１，第２帰還用ダイオード（１
５）（１６）の直列回路と、第３，第４帰還用ダイオー
ド（２９）（３０）の直列回路と、上記第１，第２スイ
ッチング素子（１１）（１２）の接続点と、第１，第２
帰還用ダイオード（１５）（１６）の接続点間に接続さ
れた第１トランスの１次巻線（１８）と第１共振用イン
ダクタ（２５）の直列回路と、上記第１，第２帰還用ダ
イオード（１５）（１６）の接続点と、上記第３，第４
帰還用ダイオード（２９）（３０）の接続点に接続され
た、第２共振用インダクタ（２６）と共振用コンデンサ
（３１）の直列回路と、上記第１，第２帰還用ダイオー
ド（２９）（３０）の接続点と、第３，第４スイッチン
グ素子（２７）（２８）の接続点間に接続された、第３
共振用インダクタ（３２）と第２トランスの１次巻線
（３３）の直列回路と、上記第１，第２トランス（１
８）（３３）の２次巻線Ｎ₂ にそれぞれ接続された、第
１_, 第２全波整流回路を形成するダイオード（２１）
（２２）および（３４）（３５）と、上記第１，第２全
波整流回路の並列接続端に負荷（２４）と共に接続され
た平滑用コンデンサ（２３）とを備えた構成により達成
される。

【００１２】

【実施例】この発明にかかる直列共振コンバータは以下
のように動作する。第１スイッチング素子（１１）と第
４スイッチング素子（２８）がターンオンされると、
〔直流電源（１７）→第１スイッチング素子（１１）→
第１トランス（１８）の１次巻線Ｎ₁ →第１共振用イン
ダクタ（２５）→第２共振用インダクタ（２６）→共振
用コンデンサ（３１）→第３共振用インダクタ（３２）
→第２トランス（３３）の１次巻線Ｎ₁ →第４スイッチ
ング素子（２８）→直流電源（１７）〕のルートでスイ
ッチング素子などに図３のように共振電流ｉ₀ が流れ
る。次に第２スイッチング素子（１２）と第３スイッチ
ング素子（２７）がターンオンされると、〔直流電源
（１７）→第３スイッチング素子（２７）→第２トラン
ス（３３）の１次巻線Ｎ₁ →第３共振用インダクタ（３
２）→共振用コンデンサ（３１）→第２共振用インダク
タ（２６）→第１共振用インダクタ（２５）→第１トラ
ンス（１８）の１次巻線Ｎ₁ →第２スイッチング素子
（１２）→直流電源（１７）〕のルートで第１，第２ト
ランス（１８）と（３３）の１次巻線Ｎ₁ に、図３のよ
うにｔ＝Ｔ₁ から逆方向の電流が流れる。そこで今第１
_, 第２トランス（１８）（３３）の１次，２次巻線比を
ｎとすれば、それぞれのトランスの１次巻線Ｎ₁ に流れ
た電流のｎ倍の共振電流が、それぞれの２次巻線Ｎ₂ に
流れ、そのそれぞれは整流用ダイオード（２１）（２
２）と（３４）（３５）により整流され、更に平滑用コ
ンデンサ（２３）により平滑されて負荷抵抗（２４）に
与えられる。次に負荷抵抗（２４）の抵抗値が小さくな
り、共振用コンデンサ（３１）の直流電源（１７）によ
る充電電圧が上昇して、その電圧値が直流電源（１７）
の出力電圧と等しくなると、第１，第２，第３，第４帰
還用ダイオード（１５）（１６）と（２９）（３０）は
逆方向阻止機能を失う。このため図３のように共振電流
ｉ₀ がｔ＝０からｔ＝Ｔ₀ まで流れたのち、共振用コン
デンサ（３１）の充電電荷が、〔共振用コンデンサ（３
１）→第２共振用インダクタ（２６）→第１帰還用ダイ
オード（１５）→直流電源（１７）→第４帰還用ダイオ
ード（３０）→共振用コンデンサ（３１）〕のルート
で、図３のｔ＝Ｔ₀ から放電して直流電源（１７）に帰
還される。また図３のように共振電流ｉ₀ がｔ＝Ｔ₁ か
ら流れたのち、共振用コンデンサ（３１）の充電電荷
が、〔共振用コンデンサ（３１）→第３帰還用ダイオー
ド（２９）→直流電源（１７）→第２帰還用ダイオード
（１６）→第２共振用インダクタ（２６）→共振用コン
デンサ（３１）〕のルートでｔ＝Ｔ₂ から放電して直流
電源（１７）に帰還される動作を行う。

【００１３】以上の動作説明から明らかなように、この
発明にかかるフルブリッジ方式直列共振コンバータで
は、第１，第２トランス（１８）（３３）の２次側への
エネルギ伝達率を上げるために、図３でｔ＝Ｔ₀ からｔ
＝Ｔ₁ までの時間が短くでき共振用コンデンサ（３１）
の放電電流が流れ切らないうちに、即ち第１，第４帰還
用ダイオード（１５）（３０）または第２，第３帰還用
ダイオード（１６）（２９）の逆方向阻止作用が回復し
ないうちに、第１，第４スイッチング素子（１１）（２
８）または第２，第３スイッチング素子（１２）（２
７）がターンオンされても、従来のフルブリッジ方式コ
ンバータのように、各スイッチング素子とスパイク状の
電流が流れることがない。即ちこの発明では第１，第２
帰還用ダイオード（１５）（１６）の接続点と、第１，
第２スイッチング素子（１１）（１２）の接続点間に接
続された第１共振用インダクタ（２５）、或いは第３，
第４帰還用ダイオード（２９）（３０）の接続点と、第
３，第４スイッチング素子（２７）（２８）の接続点間
に接続された第３共振用インダクタ（３２）により、例
えば第１，第４帰還用ダイオード（１５）（３０）に帰
還電流が流れている間に、第２，第３スイッチング素子
（１２）（２７）がターンオンしても電流の立上りは抑
制されるので、スイッチング素子などにスパイク電流が
流れることがない。またこの発明にかかる直列共振コン
バータの最大出力容量Ｐ_H は、前記した従来のフルブリ
ッジ方式直列共振コンバータと同様に、 Ｐ₀ ＝８Ｃ₁ ｆ₀ Ｅ² によって与えられる。従って従来と同一の共振周波数お
よび同一容量の共振用コンデンサのもとに、出力容量と
してハーフブリッジ方式直列共振コンバータの４倍が得
られる。以上この発明について説明したが、第１，第３
共振用インダクタ（２５）（３２）として、第１，第２
トランス（１８）（３３）の漏れインダクタンスを活用
できることは言うまでもない。

【００１４】

【発明の効果】以上の説明から明らかなようにこの発明
によれば、損失や雑音の発生、更にはスイッチング素子
への電気的ストレスの小さい出力容量の大きな直列共振
コンバータを提供できるすぐれた効果を奏することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明にかかる直列共振コンバータの回路図
である。

【図２】従来のハーフブリッジ方式直列共振コンバータ
の回路説明図である。

【図３】図２の回路の動作説明用の波形図である。

【図４】従来のフルブリッシ方式直列共振コンバータの
回路説明図である。

【符号の説明】

（１１） 第１スイッチング素子 （１２） 第２スイッチング素子 （１７） 直列電源 （１８） 第１トランス （２５） 第１共振用インダクタ （２６） 第２共振用インダクタ （１３） 第１共振用コンデンサ （１４） 第２共振用コンデンサ （２１） 整流用ダイオード （２２） 整流用ダイオード （２３） 平滑用コンデンサ （２４） 負荷 （１５） 第１帰還用ダイオード （１６） 第２帰還用ダイオード （２７） 第３スイッチング素子 （２８） 第４スイッチング素子 （２９） 第３帰還用ダイオード （３０） 第４帰還用ダイオード （３１） 共振用コンデンサ （３２） 第３共振用インダクタ （３３） 第２トランス （３４） 整流用ダイオード （３５） 整流用ダイオード

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源にそれぞれ接続された、第１，
   第２スイッチング素子の直列回路と、第３，第４スイッ
   チング素子の直列回路と、第１，第２帰還用ダイオード
   の直列回路と、第３，第４帰還用ダイオードの直列回路
   と、 上記第１，第２スイッチング素子の接続点と、第１，第
   ２帰還用ダイオードの接続点間に接続された第１トラン
   スと第１共振用インダクタの直列回路と、 上記第１，第２帰還用ダイオードの接続点と、上記第
   ３，第４帰還用ダイオードの接続点に接続された、第２
   共振用インダクタと共振用コンデンサの直列回路と、 上記第３，第４帰還用ダイオードの接続点と、第３，第
   ４スイッチング素子の接続点間に接続された、第３共振
   用インダクタと第２トランスの直列回路と、 上記第１，第２トランスの２次巻線の出力をそれぞれ整
   流する回路と、 上記整流回路の並列接続出力を平滑して負荷に加える平
   滑回路を備えたことを特徴とする直列共振コンバータ。