CN117792095A - 宽范围功率变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种宽范围功率变换器及其控制方法。通过在功率变换器副边的高压侧加入电压调节电路，使其输出端与不调压的整流电路串联连接，从而只有一部分功率经过了调压，提高了功率变换器的效率；此外，在电压调节电路中增加了幅值变换单元，以使得电压调节电路能够实现正负输出，进一步提高功率变换器的效率。并且，整个系统可以实现全模块化设计，极大地简化了设计难度。此外，本发明通过调整PFC母线电压，保证在整个充电过程中不存在由于电压不匹配导致的环流问题。

Description

宽范围功率变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，具体地，涉及一种宽范围功率变换器及其控制方法。

背景技术

传统的车载充电机的电路框架如图1所示。需要两个独立的隔离DC-DC变换器分别给高压电池HV_BAT和低压电池LV_BAT充电。由于高压电池HV_BAT充电范围宽，因此隔离DC-DC变换器需要调节的范围也宽，从而导致整个充电机的效率较低。

发明内容

有鉴于此,本发明的目的在于提供一种宽范围功率变换器及其控制方法，通过在功率变换器副边的高压侧加入电压调节电路，且该电压调节电路能够实现正负输出，进一步提高功率变换器的效率；并且，整个系统可以实现全模块化设计，极大地简化了设计难度。此外，本发明通过调整PFC母线电压，保证在整个充电过程中不存在由于电压不匹配导致的环流问题。

根据本发明的第一方面，提出了一种宽范围调压变换器，包括：

变压器，包括至少一个原边绕组和多个副边绕组；

原边电路，被配置为与变压器的原边绕组相连，并对所述宽范围调压变换器的输入电压进行功率变换；

第一副边整流电路，被配置为与所述变压器的第一副边绕组相连，并对所述第一副边绕组的电压进行整流；

至少一个第二副边整流电路，被配置为分别与所述变压器的至少一个第二副边绕组相连，并对相应的第二副边绕组的电压进行整流；以及

电压调节电路，被配置为与所述至少一个第二副边整流电路相连，以对整流后的电压进行调节，使得所述电压调节电路的输出电压在正负范围内变化；其中

所述电压调节电路的输出端与所述第一副边整流电路的输出端串联连接作为所述宽范围调压变压器的第一输出端。

具体地，所述电压调节电路包括：

第一DC-DC变换器；以及

幅值变换单元，与所述第一DC-DC变换器的输出端相连，以将所述第一DC-DC变换器的输出电压正向或反向输出。

具体地，所述第一DC-DC变换器包括电感以及至少一个开关单元，其中所述开关单元为半桥单元或全桥单元，且每个开关单元与一个第二副边整流电路相对应。

具体地，当第一DC-DC变换器包括包括多个开关单元时，多个开关单元相级联，多个开关单元共用一个电感。

具体地，所述幅值变换单元包括全桥单元，所述全桥单元的输入端接收所述第一DC-DC变换器的输出电压，所述全桥单元的两个桥臂中点之间的电压为所述电压调节电路的输出电压。

具体地，宽范围调压变换器还包括：

至少一个第三副边整流电路，其中每个第三副边整流电路与一第二DC-DC变换器相连，当所述宽范围调压变换器包括多个第三副边整流电路时，所述多个第二DC-DC变换器的输出端并联以作为所述宽范围调压变换器的第二输出端。

具体地，所述第一副边整流电路、第二副边整流电路与所述第三副边整流电路为全桥整流电路，且所述第一副边整流电路的输入电压高于所述第二和第三副边整流电路的输入电压。

具体地，所述第二副边整流电路和所述第三副边整流电路被配置为相同的整流模块。

具体地，所述第二副边整流电路中的开关管和所述第一DC-DC变换器的至少部分开关管被封装至同一模块中。

具体地，所述第一副边整流电路的输出电压在所述输入电压恒定时保持预定值不变，所述预定值由所述输入电压和所述第一副边绕组和所述原边绕组匝比决定。

具体地，所述宽范围调压变换器的第一输出端与第一电池连接，所述宽范围调压变换器的第二输出端与第二电池连接，其中所述第一电池的电压高于所述第二电池的电压。

根据本发明的第二方面，提出了一种用于控制所述宽范围调压变换器的控制方法，包括：

当所述宽范围调压变换器的第一输出端连接的第一电池的电压在充电过程中上升至接近第一阈值时开始进入换向期间，其中所述第一阈值为稳态下所述第一副边整流电路的平均输出电压；

调节所述宽范围调压变换器的输入电压以及电压调节电路的输出电压，以使得在所述换向期间内所述电压调节电路的输出电压和所述第一副边整流电路的输出电压之和与所述第一电池的电压相匹配；以及

控制所述电压调节电路在其输出电压为零期间进行换向。

具体地，所述控制方法包括：

在进入所述换向期间时，升高所述宽范围调压变换器的输入电压以给所述第一电池充电；

当所述第一电池的电压上升至第二阈值时，停止向所述宽范围调压变换器提供能量输入，并控制所述电压调节电路的输出电压为零以进行换向；以及

在所述电压调节电路完成换向后，调节所述电压调节电路的输出电压以使得所述第一副边整流电路的输出电压回到所述第一阈值。

具体地，所述控制方法还包括：

在进入所述换向期间时，升高所述宽范围调压变换器的输入电压以使得所述第一副边整流电路的输出电压由第一阈值升高至第三阈值；

保持所述宽范围调压变换器的输入电压不变，以使得所述第一副边整流电路的输出电压为第三阈值不变，直至所述第一电池被充电至第二阈值。

具体地，当停止向所述宽范围调压变换器提供能量输入时，在所述电压调节电路的输出电压被逐渐调节至零的过程中，所述第一副边整流电路的输出电压由所述第三阈值逐渐减小，以使得所述电压调节电路的输出电压与所述第一副边整流电路的输出电压之和与所述第一电池的电压相匹配。

具体地，所述第三阈值大于所述第一副边整流电路的输出电压的纹波值的1/2与所述第二阈值之和，以使得所述电压调节电路在换向前输出为第一DC-DC变换器输出电压的反向电压。

具体地，控制所述电压调节电路的输出电压为零以进行换向包括：

控制所述电压调节电路的输出电压为零，并切换所述电压调节电路中幅值变换单元的功率管的开关状态，以使得所述电压调节电路的输出电压由所述第一DC-DC变换器输出电压的反向电压转变为其输出电压的正向电压。

具体地，所述控制方法还包括：

在所述电压调节电路完成换向后，调节所述电压调节电路中第一DCDC变换器的占空比来升高所述电压调节电路的输出电压，直至所述第一副边整流电路的输出电压由所述第二阈值下降至所述第一阈值；以及

在所述第一副边整流电路的输出电压达到所述第一阈值后恢复给所述宽范围调压变换器提供能量输入。

具体地，所述第二阈值大于所述第一副边整流电路的输出电压的纹波值的1/2与所述第一阈值之和，从而使得换向后所述电压调节电路的输出电压为所述第一DC-DC变换器的输出电压的正向输出。

综上所述，本发明通过在功率变换器副边的高压侧加入电压调节电路，使其输出端与不调压的整流电路串联连接，从而只有一部分功率经过了调压，提高了功率变换器的效率；此外，在电压调节电路中增加了幅值变换单元，以使得电压调节电路能够实现正负输出，进一步提高功率变换器的效率。并且，整个系统可以实现全模块化设计，极大地简化了设计难度。此外，本发明通过调整PFC母线电压，保证在整个充电过程中不存在由于电压不匹配导致的环流问题。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1为现有技术中的车载充电机的电路框图；

图2为本发明实施例的第一种宽范围调压变换器的电路框图；

图3为本发明实施例的宽范围调压变换器中各个模块的具体电路图；

图4为本发明实施例的第二种宽范围调压变换器的电路框图；

图5为本发明实施例的宽范围调压变换器中幅值变换单元的工作原理图；以及

图6为本发明实施例的宽范围调压变换器的控制波形图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图2为本发明实施例的第一种宽范围调压变换器的电路框图。如图2所示，宽范围调压变换器包括原边电路INV，与变压器的原边绕组相连，并对宽范围调压变换器的输入电压Vin进行功率变换。在本实施例中，输入电压Vin为直流电压，经原边电路INV进行逆变，而在原边绕组上产生交流电压。应理解，原边电路INV可以是任何具有逆变功能的电路，例如全桥逆变电路等，本发明对此不做限制。在一些实施例中，工频电压AC经PFC变换后作为输入电压Vin；在其他实施例中，输入电压Vin可以由其他方式提供，本发明对此不做限制。宽范围调压变换器还包括第一副边整流电路RECT1，其与变压器的第一副边绕组相连并对第一副边绕组的电压进行整流；第二副边整流电路RECT2，其与变压器的第二副边绕组相连并对第二副边绕组的电压进行整流；电压调节电路1，与第二副边整流电路RECT2相连，以对整流后的电压进行调节，使得所述电压调节电路的输出电压能够在正负范围内变化，其中电压调节电路1的输出端与第一副边整流电路RECT2的输出端串联连接作为宽范围调压变压器的第一输出端，并与第一电池HV-BAT相连。在本实施例中，第一副边整流电路RECT1的输出电压VoDCX在输入电压Vin恒定时基本稳定不变，而电压调节电路1负责调节电压，以满足第一电池HV-BAT的宽范围要求。

进一步地，电压调节电路1包括第一DC-DC变换器11和幅值变换单元Unfolder。幅值变换单元Unfolder与第一DC-DC变换器11的输出端相连，以将第一DC-DC变换器的输出电压正向或反向输出，从而使得电压调节电路1最终既能输出正电压也能输出负电压，相当于扩展了第一DC-DC变换器的输出电压的范围，从而减小了调压部分的功率，提高系统整体的效率。

应理解，第一电池HV-BAT为高压电池，第一副边整流电路RECT1的输出电压一般高于第二副边整流电路RECT2的输出电压。以第一电池HV-BAT的变化范围为500V～900V为例，若不存在幅值变换单元Unfolder，由于第一DC-DC变换器的输出电压只能大于零，因此第一副边整流电路RECT1的输出电压VoDCX最多为500V，而第一DC-DC变换器的输出电压需要在0～400V范围内变化。加入了幅值变换单元Unfolder后，由于其既能输出正电压，也能输出负电压，因此第一副边整流电路RECT1的输出电压VoDCX可以设计在700V，从而电压调节电路1的输出电压VoR的变化范围为-200V～+200V，变化幅度仍为400V，但第一DC-DC变换器11只需要在0～200V范围内进行功率变换，因此大大提高了变换效率。当然，第一副边整流电路RECT1的输出电压VoDCX可以设计为大于500V的其他值，只要满足VoDCX+VoR在500V～900V范围内即可，但效率会略有降低。

此外，在一些场合下，除了需要高压输出，还需要低压输出。因此，宽范围调压变换器还可以包括第三副边整流电路RECT3，其经过第二DC-DC变换器2后与第二电池LV-BAT相连，第二电池为低压电池，从而满足不同场合的供电需求。此外，由于用于给低压电池充电的电路也耦合在同一个变压器上，因此本发明实现了低压电池和高压电池的充电环节的磁集成，且共用同一套原边逆变电路，具有较高的效率和较高的功率密度。

如图2进一步所示，第一DC-DC变换器11包括电感L1和一开关单元SW1。在本实施例中，开关单元SW1为半桥单元或全桥单元。应理解，第一DC-DC变换器11可以为其他架构的功率变换器。作为示例，第二DC-DC变换器2包括电感L2和一开关单元SW2。在本实施例中，开关单元SW2为半桥单元或全桥单元。应理解，在其他实施例中，第二DC-DC变换器2可以为其他架构的功率变换器。

此外，本发明实施例中所述的整流电路仅对接收的电压进行整流，并不对接收的电压进行任何幅值大小调节。具体地，第一副边整流电路RECT1的输出电压在输入电压Vin不变时保持为预定值，该预定值由输入电压和第一副边绕组与原边绕组匝比决定。第二副边整流电路RECT2的输出电压由输入电压Vin和第二副边绕组与原边绕组匝比决定，第三副边整流电路RECT3的输出电压由输入电压Vin和第三副边绕组与原边绕组匝比决定。

下面结合图2和图3对宽范围调压变换器的具体电路作进一步的阐述。第一副边整流电路RECT1、第二副边整流电路RECT2以及第三副边整流电路RECT3可以为任意形式的整流电路，在本实施例中以其均为全桥整流电路为例进行说明，如图3(a)所示，全桥整流电路RECT包括两个桥臂构成的全桥单元，每个桥臂包括上管和下管，两个桥臂的中点分别与对应的副边绕组两端相连，桥臂两端为输出端。其中，第一副边整流电路RECT1的输入电压高于第二副边整流电路RECT2和第三副边整流电路RECT3的输入电压，也即第二和第三副边整流电路均接收较低的电压。在一些实施例中，为了便于模块化，可以使第二副边整流电路和第三副边整流电路的原副边匝比设计得相同，从而使其接收相同的输入电压，这样第二副边整流电路和第三副边整流电路便可以采用相同的整流模块。

同时，由于开关单元SW1和SW2的输入电压相同，开关单元SW1和SW2也可以设计为相同的基本模块。以第一和第二DC-DC变换器均为buck变换器为例，开关单元SW1和SW2均如图3(a)所示的开关单元SW，其为半桥单元，包括上管和下管形成的桥臂，桥臂两端接收整流后的电压，桥臂中点与电感相连，从而形成buck变换器。

此外，第二副边整流电路RECT2和开关单元SW1的至少部分功率管可以封装为一个模块，例如当第二副边整流电路RECT2为全桥整流电路时，封装模块的电路如图3(a)所示，第二副边整流电路中的全桥单元的四个功率管与开关单元的两个功率管封装在一起。当然，电容可以外接，也可以作为封装模块内部的元件。同理，第三副边整流电路RECT3和开关单元SW2的功率管也可以封装为一个模块。更进一步的，模块内部可以集成驱动和控制芯片，这样可以更加简化电路设计。应理解，当第一和第二DC-DC变换器为其他类型的拓扑结构时，也可以实现至少部分功率管与对应的整流电路的功率管封装为一个模块。

当原边电路INV采用全桥逆变电路时，和第一副边功率管整流电路RECT1部分具有相似的电压范围和功率等级，也可以设计成独立的模块。更进一步的，模块内部可以集成驱动和控制芯片。至此，整体的样机为全模块化设计，因此极大地简化了设计难度。

幅值变换单元Unfolder的具体电路如图3(b)中所示，包括一全桥单元，该全桥单元包括功率管S1和S2串联形成的第一个桥臂以及功率管S3和S4串联形成的第二个桥臂，两个桥臂并联连接。该全桥单元的输入端为桥臂两端，用以接收第一DC-DC变换器输出的直流电压，全桥单元的两个桥臂中点之间的电压为电压调节电路的输出电压，可以实现正负输出。

为了降低电压调节电路中第一DC-DC变换器中电感的体积，第一DC-DC变换器可以采用多电平结构。在本发明实施例中，为了便于模块化、实现高功率密度，采用多个第二副边整流电路RECT2，并将与每个第二副边整流电路RECT2对应的开关单元级联后再与电感相连，从而形成多电平结构。并且，由于各开关单元的输入电压来自对应的第二副边整流电路RECT2，当原副边匝比设计相同时，各个第二副边整流电路RECT2的输出电压相同，因此不需要考虑均压问题。而且借助多电平电路的错相效果能大幅减小电感的体积，从而更有助于提高系统的功率密度。

同时，为了降低第二DC-DC变换器中电感的体积，可以采用多个第三副边整流电路RECT3，并将与每个第三副边整流电路RECT3对应的第二DC-DC变换器的输出端并联连接，多个第二DC-DC变换器中电感可以采用耦合电感，从而进一步减小第二DC-DC变换器中电感的体积，提高系统的功率密度。应理解，多个第二DC-DC变换器也可以采用错相控制的方法减小电感的纹波和提高动态响应速度。

此外，随着模块数量的增加，副边开关单元的输入电压逐渐降低，因此可以使用更低电压、更高性能的MOSFET，从而提高系统的效率。

图4示出了本发明实施例的第二种宽范围调压变换器的电路框图，以副边包括两个第二副边整流电路RECT2和两个第三副边整流电路RECT3为例进行说明。如图4所示，每个第二副边整流电路RECT2均与一第二副边绕组相连，每个第二副边整流电路RECT2的输出端均接有一电容。并且，每个第二副边整流电路RECT2的输出端均与一开关单元SW1相连，第一个开关单元SW1与第二个开关单元SW1级联后再与电感相连。具体地，第一个开关单元SW1的第一输出端与电感相连后作为第一DC-DC变换器41的第一输出端，第二输出端与第二个开关单元SW1的第一输出端相连，第二个开关单元SW1的第二输出端作为第一DC-DC变换器41的第二输出端。此后第一DC-DC变换器41再与幅值变换单元Unfolder相连，形成电压调节电路4。当开关单元SW1为半桥单元时，第一DC-DC变换器41构成了多电平buck变换器，现有技术中的控制方式均可以应用于此，在此不再赘述。

再如图4所示，每个第三副边整流电路RECT3均与一第三副边绕组相连，且每个第三副边整流电路RECT3分别连接第二DC-DC变换器51和52，第二DC-DC变换器51和52的输出端并联连接作为宽范围调压变换器的第二输出端，以与第二电池LV-BAT相连。

应理解，每个整流电路和开关单元的具体结构与上述相同，在此不再赘述。下面具体阐述在充电过程中幅值变换单元Unfolder的工作原理。

图5给出了宽范围调压变换器中幅值变换单元Unfolder的工作原理图。为了更好地解释本专利的方法，这里以一些具体的电压值和电压范围进行举例说明。以第一电池HV-BAT的额定电压为800V为例，其电压VBAT的变化范围为500V～900V，如前所述，由于加入了幅值变换单元Unfolder，其既能输出正压，也能输出负压，因此第一副边整流电路RECT1的输出电压VoDCX的平均值可以设计在700V，从而电压调节电路1的输出电压VoR的变化范围为-200V～+200V，降低了调压部分电路需要处理的功率。

首先，当第一电池HV-BAT在充电过程中，由于输入电压Vin在稳态下是恒定的，因此第一副边整流电路RECT1的输出电压VoDCX也是近似恒定的(i.e.，700V)，通过调节电压调节电路中第一DC-DC变换器的占空比来实现对第一电池HV-BAT的恒压或恒流充电。

在第一电池HV-BAT充电的初始阶段，电池电压VBAT低于第一副边整流电路RECT1的输出电压VoDCX，因此电压调节电路的输出电压VoR为负值。通常原边电路INV的输入电压Vin来自前级PFC(图中未示出)输出，导致第一副边整流电路RECT1的输出电压VoDCX并不是纯直流，而是含有工频纹波。由于第一副边整流电路RECT1本身没有调节能力，因此工频纹波这部分电压需要由电压调节电路1来补偿，也即电压调节电路1的输出电压VoR至少要大于第一副边整流电路RECT1的输出电压VoDCX的纹波电压的一半，才能使得总输出电压VoDCX+VoR匹配到电池电压VBAT(即，VoDCX与VoR之和等于VBAT)。而在换向前(换向时刻对应为图5中虚线标注的对应时刻)，幅值变换单元Unfolder无法输出正电压，因此需要通过升高输入电压Vin来升高输出电压VoDCX，从而在电压调节电路的输出电压VoR为零时进行切换，以满足总输出电压VoDCX+VoR与电池电压VBAT基本相等。

具体地，当幅值变换单元Unfolder的功率管S1和S4导通时，电压调节电路输出正电压，当功率管S2和S3导通时，电压调节电路输出负电压，因此为了平滑切换，在切换时电压调节电路的输出电压VoR基本为0。但切换阶段仍需要对第一DC-DC变换器进行调压，以补偿工频纹波的影响。否则最终VoDCX+VoR与第一电池的电压VBAT不匹配，将导致很大的电流环流。

图6为本发明实施例的宽范围调压变换器的控制波形图，下面结合图6详细阐述本发明在充电过程中的控制方法。需要说明的是，图6中VoDCX只示意出了平均值，并没有示意出实时值，在实际应用中，VoDCX是存在工频纹波的。

步骤S1：当电池电压VBAT充电到接近第一阈值VoDCX1(稳态下VoDCX的平均值)的Vstart时，即t0时刻，控制宽范围调压变换器进入换向期间。第一阈值VoDCX1即为上文所述的预定值，在本实施例中，为700V。

步骤S2：调节宽范围调压变换器的输入电压Vin，以使得在所述换向期间内电压调节电路的输出电压VoR和第一副边整流电路的输出电压VoDCX之和等于第一电池的电压VBAT。

步骤S3：控制电压调节电路在其输出电压为零期间进行换向。

具体地，在t0时刻，电池电压VBAT为Vstart，其接近第一阈值VoDCX1，此时系统开始进入换向期间。

在第一阶段(t0-t1)，升高宽范围调压变换器的输入电压Vin以给第一电池充电，此时第一副边整流电路的输出电压VoDCX也会上升。更进一步地，在t0时刻，输入电压Vin从额定值Vin_str开始上升(在三相PFC中，母线电压一般定在800V，也即输入电压Vin的额定值Vin_str为800V)，输入电压Vin在t1时刻被升高至Vin1，以使得第一副边整流电路的输出电压VoDCX的平均值由第一阈值VoDCX1升高至第三阈值VoDCX3，此后在第二阶段(t1-t2)期间，输入电压Vin保持在Vin1不变，同时输出电压VoDCX保持在第三阈值VoDCX3不变，第一电池的电压VBAT逐渐上升至第二阈值VoDCX2(即t2时刻)。

在t2时刻之后，先停止向宽范围调压变换器提供能量输入，再控制电压调节电路的输出电压VoR为零，以进行换向动作。在本实施例中，换向指的是切换幅值变换单元Unfolder的功率管的开关状态，如图6所示，在换向前，幅值变换单元Unfolder的驱动信号G2和G3为高，从而控制功率管S2和S3导通，输出电压不大于零；换向即控制幅值变换单元Unfolder的驱动信号G1和G4为高，从而控制功率管S1和S4导通，功率管S2和S3关断，此后输出电压不小于零。具体地，在第三阶段(t2-t3)，当停止向宽范围调压变换器提供输入能量之后，第一电池的电压VBAT保持不变，通过调节第一DC-DC变换器的占空比来控制输出电压VoR反向减小至零，同时，由于输入侧没有能量，第一副边整流电路的输出电压VoDCX也会随之正向减小，从而在任何时候均满足VoDCX与VoR之和与第一电池的电压VBAT相匹配。并且，输入电压Vin也会随着输出电压VoDCX的减小而从Vin1减小到Vin2。此后在第四阶段(t3-t4)控制输出电压VoR保持为零。同时，在第四阶段(t3-t4)，第一电池的电压VBAT仍保持不变，输出电压VoDCX与第一电池的电压VBAT相匹配，即基本相等。应理解，在第四阶段的任何时刻均可以进行幅值变换单元Unfolder的换向(即开关状态切换)，图6中仅以在t3时刻换向作为示例，开关的切换可以在输出电压VoR为零的任何时候完成。并且换向是瞬时完成的，因此该阶段的时间可以非常短暂，图6中仅为示例。

在电压调节电路完成换向之后，在第五阶段(t4-t5)，调节输出电压VoR以使得第一副边整流电路的输出电压VoDCX的平均值回到第一阈值VoDCX1。具体地，调节第一DC-DC变换器的占空比来升高输出电压VoR，由于此阶段仍没有输入功率提供，因此第一电池的电压VBAT保持不变，第一副边整流电路的输出电压VoDCX相应地下降，直至其下降至第一阈值VoDCX1，此时输入电压Vin随之下降至额定值Vin_str。在t5时刻之后，恢复向宽范围调压变换器提供能量(也即PFC启动)，继续给第一电池充电，此时输入电压Vin维持在Vin_str，输出电压VoDCX的平均值维持在第一阈值VoDCX1，输出电压VoR为正值，充电切换过程完成。

此外，当第一副边整流电路RECT1的输出电压VoDCX的平均值为第一阈值VoDCX1＝700V时，第二阈值VoDCX2和第三阈值VoDCX3的取值均有下限值。根据上述可知，在t5时刻之后，VoR＝VBAT-VoDCX要始终满足大于零，因此需要满足：VBATmin-VoDCXmax>0。而此时VoDCX的平均值为700V，其波动的最大值VoDCXmax＝VoDCX1+△V(△V为纹波值(峰峰值)的1/2)，VBAT在t5时刻之后是增大的，因此VBAT在t5时刻为最小值VoDCX2，即VBATmin等于第二阈值VoDCX2，从而可以得出：VoDXC2>VoDCX1+△V。同样，在t2时刻之前，VoR＝VBAT-VoDCX要满足小于零，因此需要满足：VBATmax-VoDCXmin<0。而此时VoDCX的平均值为第三阈值VoDCX3，VoDCXmin＝VoDCX3-△V，VBAT在t2时刻之前是减小的，因此VBAT在t2时刻为最大值VoDCX2，即VBATmax等于第二阈值VoDCX2，从而可以得出：VoDCX3>VoDCX2+△V，也即VoDCX3>VoDCX1+2△V。因此，对于一个已知的宽范围调压变换器，可以根据电路参数计算出纹波值，从而得到△V，进而根据设定的第一阈值VoDCX1及计算出的纹波值△V，对第二阈值VoDCX2和第三阈值VoDCX3进行合适的取值。当然，设计时可以选择一定的裕量。

通过步骤S1、S2和S3，来调整宽范围调压变换器的输入电压Vin，更具体地，可以通过调整PFC的母线电压来调整宽范围调压变换器的输入电压Vin；使得在换向阶段，保证总输出电压VoDCX+VoR与电池电压VBAT相匹配，从而保证在整个充电过程中不存在由于电压不匹配而导致的环流问题。

应理解，本发明仅给出了充电过程中的换向过程，在放电过程中同样需要换向，其控制方法与充电过程类似，因此本发明不再阐述。

综上所述，本发明公开了一种宽范围功率变换器及其控制方法，通过在功率变换器副边的高压侧加入电压调节电路，使其输出端与不调压的整流电路串联连接，从而只有一部分功率经过了调压，提高了功率变换器的效率；此外，在电压调节电路中增加了幅值变换单元，以使得电压调节电路能够实现正负输出，进一步提高功率变换器的效率。并且，整个系统可以实现全模块化设计，极大地简化了设计难度。此外，本发明通过调整PFC母线电压，保证在整个充电过程中不存在由于电压不匹配导致的环流问题。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (19)

1.一种宽范围调压变换器，其特征在于，包括：

变压器，包括至少一个原边绕组和多个副边绕组；

原边电路，被配置为与变压器的原边绕组相连，并对所述宽范围调压变换器的输入电压进行功率变换；

第一副边整流电路，被配置为与所述变压器的第一副边绕组相连，并对所述第一副边绕组的电压进行整流；

至少一个第二副边整流电路，被配置为分别与所述变压器的至少一个第二副边绕组相连，并对相应的第二副边绕组的电压进行整流；以及

电压调节电路，被配置为与所述至少一个第二副边整流电路相连，以对整流后的电压进行调节，使得所述电压调节电路的输出电压在正负范围内变化；其中

所述电压调节电路的输出端与所述第一副边整流电路的输出端串联连接作为所述宽范围调压变压器的第一输出端。

2.根据权利要求1所述的宽范围调压变换器，其特征在于，所述电压调节电路包括：

第一DC-DC变换器；以及

幅值变换单元，与所述第一DC-DC变换器的输出端相连，以将所述第一DC-DC变换器的输出电压正向或反向输出。

3.根据权利要求2所述的宽范围调压变换器，其特征在于，所述第一DC-DC变换器包括电感以及至少一个开关单元，其中所述开关单元为半桥单元或全桥单元，且每个开关单元与一个第二副边整流电路相对应。

4.根据权利要求3所述的宽范围调压变换器，其特征在于，当第一DC-DC变换器包括包括多个开关单元时，多个开关单元相级联，多个开关单元共用一个电感。

5.根据权利要求2所述的宽范围调压变换器，其特征在于，所述幅值变换单元包括全桥单元，所述全桥单元的输入端接收所述第一DC-DC变换器的输出电压，所述全桥单元的两个桥臂中点之间的电压为所述电压调节电路的输出电压。

6.根据权利要求1所述的宽范围调压变换器，其特征在于，还包括：

至少一个第三副边整流电路，其中每个第三副边整流电路与一第二DC-DC变换器相连，当所述宽范围调压变换器包括多个第三副边整流电路时，所述多个第二DC-DC变换器的输出端并联以作为所述宽范围调压变换器的第二输出端。

7.根据权利要求6所述的宽范围调压变换器，其特征在于，所述第一副边整流电路、第二副边整流电路与所述第三副边整流电路为全桥整流电路，且所述第一副边整流电路的输入电压高于所述第二和第三副边整流电路的输入电压。

8.根据权利要求7所述的宽范围调压变换器，其特征在于，所述第二副边整流电路和所述第三副边整流电路被配置为相同的整流模块。

9.根据权利要求7所述的宽范围调压变换器，其特征在于，所述第二副边整流电路中的开关管和所述第一DC-DC变换器的至少部分开关管被封装至同一模块中。

10.根据权利要求1所述的宽范围调压变换器，其特征在于，所述第一副边整流电路的输出电压在所述输入电压恒定时保持预定值不变，所述预定值由所述输入电压和所述第一副边绕组和所述原边绕组匝比决定。

11.根据权利要求6所述的宽范围调压变换器，其特征在于，所述宽范围调压变换器的第一输出端与第一电池连接，所述宽范围调压变换器的第二输出端与第二电池连接，其中所述第一电池的电压高于所述第二电池的电压。

12.一种用于控制权利要求1-11所述的宽范围调压变换器的控制方法，其特征在于，包括：

当所述宽范围调压变换器的第一输出端连接的第一电池的电压在充电过程中上升至接近第一阈值时开始进入换向期间，其中所述第一阈值为稳态下所述第一副边整流电路的平均输出电压；

调节所述宽范围调压变换器的输入电压以及电压调节电路的输出电压，以使得在所述换向期间内所述电压调节电路的输出电压和所述第一副边整流电路的输出电压之和与所述第一电池的电压相匹配；以及

控制所述电压调节电路在其输出电压为零期间进行换向。

13.根据权利要求12所述的控制方法，其特征在于，包括：

在进入所述换向期间时，升高所述宽范围调压变换器的输入电压以给所述第一电池充电；

当所述第一电池的电压上升至第二阈值时，停止向所述宽范围调压变换器提供能量输入，并控制所述电压调节电路的输出电压为零以进行换向；以及

在所述电压调节电路完成换向后，调节所述电压调节电路的输出电压以使得所述第一副边整流电路的输出电压回到所述第一阈值。

14.根据权利要求13所述的控制方法，其特征在于，包括：

在进入所述换向期间时，升高所述宽范围调压变换器的输入电压以使得所述第一副边整流电路的输出电压由第一阈值升高至第三阈值；

保持所述宽范围调压变换器的输入电压不变，以使得所述第一副边整流电路的输出电压为第三阈值不变，直至所述第一电池被充电至第二阈值。

15.根据权利要求13所述的控制方法，其特征在于，当停止向所述宽范围调压变换器提供能量输入时，在所述电压调节电路的输出电压被逐渐调节至零的过程中，所述第一副边整流电路的输出电压由所述第三阈值逐渐减小，以使得所述电压调节电路的输出电压与所述第一副边整流电路的输出电压之和与所述第一电池的电压相匹配。

16.根据权利要求15所述的控制方法，其特征在于，所述第三阈值大于所述第一副边整流电路的输出电压的纹波值的1/2与所述第二阈值之和，以使得所述电压调节电路在换向前输出为第一DC-DC变换器输出电压的反向电压。

17.根据权利要求13所述的控制方法，其特征在于，控制所述电压调节电路的输出电压为零以进行换向包括：

控制所述电压调节电路的输出电压为零，并切换所述电压调节电路中幅值变换单元的功率管的开关状态，以使得所述电压调节电路的输出电压由所述第一DC-DC变换器输出电压的反向电压转变为其输出电压的正向电压。

18.根据权利要求13所述的控制方法，其特征在于，还包括：

在所述电压调节电路完成换向后，调节所述电压调节电路中第一DCDC变换器的占空比来升高所述电压调节电路的输出电压，直至所述第一副边整流电路的输出电压由所述第二阈值下降至所述第一阈值；以及

在所述第一副边整流电路的输出电压达到所述第一阈值后恢复给所述宽范围调压变换器提供能量输入。

19.根据权利要求18所述的控制方法，其特征在于，所述第二阈值大于所述第一副边整流电路的输出电压的纹波值的1/2与所述第一阈值之和，从而使得换向后所述电压调节电路的输出电压为所述第一DC-DC变换器的输出电压的正向输出。