KR102511829B1 - 양방향 직류변환장치 - Google Patents

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Abstract

본 기술은 양방향 직류변환장치가 개시된다. 본 기술의 구체적인 예에 따르면, 연형 직류변환회로와 비절전형 직류변환회로의 2중 구조로 결합된 양방향 직류변환장치에 있어서, 절연형 직류변환회로의 전압의 제어 가능한 소정 범위 내의 배터리 전압 또는 방전 중 배터리 전압에 대해, 영의 고정 듀티의 제어신호에 의거 절연형 직류변환의 출력 전압이 비절연 컨버터에서 바이패스되어 배터리로 전달함에 따라, 기존의 절연형 직류변환회로 및 비절연형 직류변환회로의 상시 동작으로 인한 시스템의 저효율을 고효율로 높일 수 있고, 절연형 직류변환회로의 전압이 제어 가능한 소정 범위를 제외한 나머지 범위에서의 충전 중의 배터리 전압 또는 배터리 전압에 대해, 비절연형 컨버터는 고정 듀티의 PWM(Pulse Width Modulation)의 제어신호에 의거 전압을 승압시킬 수 있다. 이때 고정 듀티의 PWM은 절연형 컨버터와 비절연형 컨버터의 효율을 고려한 최적화된 고정 듀티값이다. 결론적으로 2단 동작으로 인해 기존의 절연형 직류변환회로만 동작할 때 보다 높은 전압을 출력할 수 있으므로 넓은 출력전압 범위의 응용분야에서 전체 시스템의 효율을 고효율로 높일 수 있다.

Description

양방향 직류변환장치{DC-DC CONVERTER}
본 발명은 양방향 직류변환장치에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 절연형 직류변환장치와 비절연형 직류변환장치를 2단 구조로 연결하여 입력 또는 출력전압의 넓은 응용분야에서 시스템의 효율을 높일 수 있도록 한 기술에 관한 것이다.
에너지저장시스템, 전기차충전기 등 배터리 관련 응용분야에 사용되는 직류변환장치는 점점 더 넓은 출력전압 범위를 요구할 뿐만 아니라 전기차충전기는 전기자동차의 수요자원화를 위해 양방향 동작을 요구하는 등 넓은 출력전압범위를 갖고 양방향 동작이 가능한 직류변환장치가 요구되고 있다. 이런 직류변환장치는 절연이 요구되어 일반적으로 위상천이(PSFC, Phase shift full bridge) 컨버터를 많이 사용한다. 하지만 PSFC 컨버터는 가장 높은 듀티비를 갖는 최대전압에서 효율이 높고 출력전압이 낮아질수록 듀티비가 작아져서 순환전류로 인해 효율이 감소하는 특징이 있다. 따라서 출력전압 범위가 점점 더 넓어지면서 종래의 PSFC를 이용한 방식은 한계에 도달하였다.
이러한 한계를 극복하기 위해, 최근에는 절연형 직류변환장치 및 비절연형 직류변환장치로 구성된 2단 접속 방식의 직류변환장치에 대한 연구가 활발하게 이루어 졌다. 기존에 2단 접속방식은 절연형 컨버터는 제어를 하지 않고 최적의 조건에서 고정으로 동작하고 비절연 컨버터로 출력을 제어하는 방식으로 넓은 출력전압 범위에서 일정한 효율을 달성하였지만 2개의 컨버터가 항상 동시에 동작되어 최고 효율이 낮은 문제가 있다.
따라서 본 발명은 넓은 출력전압 범위에 대해 시스템의 전체 효율을 향상시킬 뿐만 아니라 2단 접속 방식의 단점인 최고 효율이 기존의 단일단 방식의 컨버터보다 낮은 점을 보완하는 양방향 직류변환장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
전술한 목적을 달성하기 위한 일 실시 예의 양방향 직류변환장치는,
절연형 직류변환회로 및 비절연형 직류변환회로가 2중 구조로 접속된 양방향 직류변환장치에 있어서, 상기 절연형 직류변환회로는 상호 위상 천이 방식의 스위칭 또는 공진 탱크를 이용한 스위칭을 통해 인버터로부터 제공받은 입력 전압을 승압 또는 강압하여 출력하도록 구비되고, 상기 비절연형 직류변환회로는 상기 비절연형 직류변환회로는 상기 절연형 직류변환회로의 출력전압과 배터리 전압을 토대로 상기 절연형 직류변환회로의 전압을 승압하여 출력하는 부스트 컨버터; 상기 절연형 직류변환회로의 전압과 배터리 전압을 토대로 상기 절연형 직류변환회로의 전압을 강압하여 출력하는 벅 컨버터; 및 상기 절연형 직류변환회로의 전압과 배터리 전압을 토대로 상기 절연형 직류변환회로의 전압을 강압 또는 승압하여 출력하는 벅 부스트 컨버터; 중 하나로 구비되는 것을 일 특징으로 한다.
일 실시 예에 의한 양방향 직류변환장치의 상기 비절연형 직류변환회로는,
절연형 직류변환회로 및 비절연형 직류변환회로가 2중 구조로 접속된 양방향 직류변환장치의 비절연형 직류변환회로는 상기 절연형 직류변환회로의 전압을 승압하는 인덕터; 상기 인덕터의 출력단에 각각의 스위칭소자의 입력단이 접속되고, 제어회로의 고정 듀티로 스위칭하는 스위칭부; 및 상기 상기 스위칭부의 출력단에 접속되고 상기 인덕터의 전압을 배터리로 전달하는 캐패시터로 구비되는 것을 일 특징으로 한다.
일 실시 예에 따르면, 절연형 직류변환회로와 비절전형 직류변환회로의 2중 구조로 결합된 양방향 직류변환장치에 있어서, 절연형 직류변환회로의 전압의 제어 가능한 소정 범위 내의 배터리 전압 또는 방전 중 배터리 전압에 대해, 영의 고정 듀티의 제어신호에 의거 절연형 직류변환의 출력 전압이 비절연 컨버터에서 바이패스되어 배터리로 전달함에 따라, 기존의 절연형 직류변환회로 및 비절연형 직류변환회로의 상시 동작으로 인한 시스템의 저효율을 고효율로 높일 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 절연형 직류변환회로의 전압이 제어 가능한 소정 범위를 제외한 나머지 범위에서의 충전 중의 배터리 전압 또는 배터리 전압에 대해, 비절연형 컨버터는 고정 듀티의 PWM(Pulse Width Modulation)의 제어신호에 의거 전압을 승압시킬 수 있다. 이때 고정 듀티의 PWM은 절연형 컨버터와 비절연형 컨버터의 효율을 고려한 최적화된 고정 듀티값이다. 결론적으로 2단 동작으로 인해 기존의 절연형 직류변환회로만 동작할 때 보다 높은 전압을 출력할 수 있으므로 넓은 출력전압 범위의 응용분야에서 전체 시스템의 효율을 고효율로 높일 수 있다.
본 명세서에서 첨부되는 다음의 도면들은 본 발명의 바람직한 실시 예를 예시하는 것이며, 후술하는 발명의 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술사상을 더욱 이해시키는 역할을 하는 것이므로, 본 발명은 그러한 도면에 기재된 사항에만 한정되어 해석되어서는 아니된다.
도 1은 일 실시예의 양방향 직류변환장치의 전체 구성도이다.
도 2는 일 실시예의 양방향 직류변환장치의 세부 회로도이다.
도 3은 다른 실시예의 공진을 적용한 양방향 직류변환장치의 세부 회로도이다.
도 4 내지 도 10은 일 실시예의 절연형 직류변환회로의 동작 회로도들이다.
도 11은 일 실시예의 제어회로의 모드 별 고정 듀티 파형도이다.
도 12는 일 실시예의 비절연형 직류변환회로의 모드별 동작 회로도이다.
도 13은 일 실시예의 배터리 충전전압에 따른 절연형 직류변환회로의 입출력 전압과 비절연형 직류변환회로의 듀티 파형도이다.
도 14 및 도 15는 다른 실시예의 양방향 직류변환장치의 세부 회로도이다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 형태를 가질 수 있는 바, 특정 실시 예들을 도면에 예시하고 본문에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 개시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 유사한 구성요소에 대해 사용하였다. 첨부된 도면에 있어서, 구조물들의 치수는 본 발명의 명확성을 기하기 위하여 실제보다 확대하여 도시한 것이다.
제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서 상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하에서는 양방향 직류변환장치의 동작 원리, 분석 및 설계예를 상세하게 설명하고, 분석 및 설계 예에 기초하여 구현된 실험 결과에 의하여 일 실시 예의 동작, 유효성 및 특징을 확인한다.
도 1 은 일 실시 예에 따른 전기자동차의 급속 충전기 및 에너지 저장장치에 적용되는 양방향 직류변환장치의 구조를 보인 예시도로서, 도 1을 참조하면 일 실시 예의 양방향 직류변환장치는, 인버터(INV)로부터 제공받은 입력 전압을 승압한 다음 바이패스 또는 승압하여 배터리(B)로 전달하도록 구비될 수 있으며, 이에 절연형 직류변환회로(100), 비절연형 직류변환회로(200), 및 제어회로(300)를 포함할 수 있고, (a)에 도시된 바와 같이, 절연형 직류변환회로(100) 및 비절연형 직류변환회로(200)는 2단 구조로 마련될 수 있다.
일 실시 예에서 절연형 직류변환회로(100)의 출력단에 비절연형 직류변환회로(200)가 연결되는 것을 일 예로 설명하고 있으나 (b)에 도시된 바와 같이, 비절연형 직류변환회로(100)의 출력단에 절연형 직류변환회로(200)가 연결될 수 있으며 이에 한정하지 아니한다.
여기서, 절연형 직류변환회로(100)는 제어회로(300)의 제어에 의거 기 정해진 최적 제어점 사이에서 제어 가능한 범위 내에서 전압(Vs)를 제어하고, 비절연형 직류변환회로(200)는 절연형 직류변환회로(100)의 전압(Vs)의 제어 가능한 범위(바람직하게 20kW로 설정) 내의 배터리 전압(Vo)에 대해(이하 제1 모드로 약칭함) 제어회로의 영의 고정 듀티로 절연형 직류변환(100)의 전압(Vs)을 바이패스할 수 있다.
이에 제1 모드 시 비절연형 직류변환회로(200)가 바이패스 동작이 수행되므로, 기존의 절연형 직류변환회로 및 비절연형 직류변환회로의 상시 동작으로 인한 낮아진 전체 시스템의 효율을 고효율로 높일 수 있다.
또한, 절연형 직류변환회로(100)의 전압(Vs)이 제어 가능한 범위를 제외한 나머지의 충전 중 배터리 전압(Vo) 또는 배터리 전압(Vo)에 대해(이하 제2 모드로 약칭함), 비절연형 직류변환회로(200)는 제어회로(300)의 기 정해진 고정 듀티의 PWM(Pulse Width Modulation)에 의해 승압된 절연형 직류변환회로(100)의 전압(Vs)을 배터리(B)로 전달할 수 있다. 이에 절연형 직류변환회로만을 가지고 제어하는 방식보다 높은 출력전압을 낼 수 있다. 또한 절연형 직류변환회로 하나만을 가지고 넓을 출력전압을 대응하는 회로보다 넓은 범위에서 일정하게 고효율을 유지할 수 있다.
도 2는 일 실시 예에 따른 양방향 직류변환장치의 세부적인 구성을 보인 회로도로서, 일 실시 예의 양방향 직류변환장치의 절연형 직류변환회로(100)는 캐패시터(C1), 1차측 풀 브리지부(110), 누설 인덕터(Lk), 변압기(120), 2차측 풀 브리지부(130), 및 캐패시터(C2)가 순차로 접속되는 구성을 갖춘다.
도 2에 도시된 직류변환장치의 절연형 직류변환회로(100)는 안정된 영 전압의 스위칭 동작을 제공하여 스위칭 손실을 저감시킬 수 있는 실시 예로 일 실시 예와 관련된 구성요소들만이 도시되어 있다. 따라서, 도 2에 도시된 구성요소들 외에 도 3에 도시된 바와 같이, 공진회로를 이용하여 도 2보다 스위칭 손실을 더 저감시킬 수 있는 회로로 구비될 수 있으며, 이에 다른 범용적인 구성요소들이 더 포함될 수 있음을 일 실시 예와 관련된 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이해할 수 있다.
여기서, 캐패시터(C1)은 인버터(INV)로부터 공급되는 전압(Vin)의 입력 단에 접속되어 전압(Vin)의 직류 성분을 통과시키고, 직류성분의 전압(Vin)은 1차측 풀 브리지부(110)에 전달된다.
1차측 풀 브리지부(110)는 다수의 스위칭소자(111 내지 114)로 구비되고, 스위칭소자(111, 112)를 포함하는 리딩 레그와 스위칭소자(113, 114)를 포함하는 래깅 레그가 상호 병렬로 연결되는 구조로 이루어지며 각각의 스위칭 소자(111 내지 114)는 제어회로(300)에서 생성된 구동 신호((Vg1 내지 Vg4)에 따라 상호 상보적으로 스위칭된다.
그리고 스위칭소자(111, 112)와 스위칭소자(113, 114) 간의 위상차는 제어회로(300)의 구동 신호에 의거 결정되며, 일 실시 예에서는 180도를 일례로 설명하고 있다.
이에 1차측 풀브리지부(110)의 각 스위칭소자(111 내지 114)는 캐패시터(C1)를 통과한 전압(Vin)을 위상 천이(Phase Shift) 풀 브리지 방식으로 스위칭하여 교류 형태로 변환할 수 있다.
그리고 누설 인덕터(Lk)는 1차측 풀브리지부(110)의 리딩 레그와 변압기(120)의 일차측 권선 사이에 접속되며, 이때 1차측 풀브리지부(110)의 주파수 특성은 변동될 수 있다.
변압기(120)는 누설 인덕터(Lk)에 연결된 일차측 권선, 및 상기 일차측 권선과 소정의 권선비로 구비되는 이차측 권선을 포함하고, 변압기(120)는 1차측 풀브리지부(110)의 전압의 위상을 천이하면서 기 정해진 권선비로 결정된 크기의 교류 전압을 출력한다.
2차측 풀브리지부(130)는 변압기(120)의 이차측 권선과 캐패시터(C2) 사이에 다수의 스위칭소자(131 내지 134)의 풀 브리지 결손으로 구비되고, 변압기(120)에 의거 권선비로 유기된 교류 전압을 직류 전압으로 정류한 다음 캐패시터(C2)로 전달한다. 이때 2차측 풀부리지부는 1차측 풀부리지부와 동일하게 각 스위칭소자(131, 133)과 스위칭소자(132, 134)는 제어회로(300)의 구동 신호(Vg5 내지 Vg8)에 따라 상호 상보적으로 스위칭되고, 이때 각 스위칭소자(131, 133)과 스위칭소자(132, 134) 간의 위상차는 180도이다.
이에 변압기(120)는 1차측 교류 전압과 2차측 교류 전압의 위상을 변화하면서 1차측 풀브리지부(110)의 교류 전압을 전달할 수 있고, 이때 교류 전압의 전달 방향은 1차측 풀브리지부(110)와 2차측 풀브리지부(130)의 위상차의 방향에 따라 결정된다. 또한, 누설 인덕터(Lk)는 1차측 풀브리지부(110)와 2차측 풀브리지부(130)의 위상차로 인해 발생하는 누설 전압을 저장한 다음 변압기(120)의 1차측 권선으로 전달함에 따라 누설 인덕턴스로서의 역할을 수행한다. 이에 절연형 컨버터의 전압(Vs)은 변동되는 위상차에 의해 제어된다.
도 4 내지 도 10은 도 2에 도시된 절연형 직류변환회로(100)의 한 스위치 주기의 각 모드 별 회로, 등가회로, 및 동작 파형도를 보인 도면으로서, 도 4 내지 도 10을 참조하면, 절연형 직류변환회로(100)는 제어회로(300)의 구동 신호에 의거 전압(Vs)을 제어하기 위한 각 모드 별 동작 과정은 하기와 같다.
여기서, 제어회로(300)는 절연형 직류변환회로(100)의 전압(Vs)의 변동에 의거 각 스위칭소자(111 내지 114)(131 내지 134)의 게이트 단자로 전달되는 구동신호(Vg1 내지 Vg4)(Vg5 내지 Vg8)를 생성하고 생성된 구동신호(Vg1 내지 Vg4)(Vg5 내지 Vg8)는 각 스위칭소자(111 내지 114)(131 내지 134) 각각에 전달된다. 절연형 직류변환회로(100)의 전압(Vs)의 변동에 의거 각 스위칭소자들의 구동신호(Vg1 내지 Vg4)(Vg5 내지 Vg8)를 생성하는 일련의 과정은 DC-DC 변환기에서 출력 전압 변동에 의거 구동신호를 생성하는 일반적인 과정과 동일 또는 유사하다.
도 4의 (a)는 제어회로(300)에서 생성된 스위칭소자(111 내지 114)(131 내지 134)의 공급되는 구동신호(Vg1 내지 Vg4)(Vg5 내지 Vg8)와, 각 레그의 출력 전압(Vab), 변압기(120)의 1차측 전압(Vpri), 누설 인덕터(Lk)의 양단 전압(VLK), 및 각 스위칭소자(111 내지 114)(131 내지 134)의 출력 전압(Vsw1 내지 Vsw8)의 동작 파형도이고, (b)는 t0 이전의 동작 회로도이며, (c)는 t0 이전의 등가 회로도이다.
도 4의 (a) 내지 (c)를 참조하면, t0 이전의 구간에서 제어회로(300)의 구동 신호에 의거 1차측 풀브리지부(110)의 스위칭소자(112, 113) 및 2차측 풀브리지부(130)의 스위칭소자(132, 133)는 온 상태이고, 이에 변압기(120)는 스위칭소자(113, 112) 및 스위칭소자(132, 133)를 통해 전압(Vin)을 전달한다.
이때 변압기(120)의 2차측 전압(Vsec)는 절연형 직류변환회로(100)의 출력 전압(-Vo)이고, 이에 변압기(120)의 1차측 전압(Vpri)는 권선비(n)과 2차측 전압(Vsec)의 곱으로 도출된다. 이에 누설 인덕터(Lk)의 전압(VLk)은 전압(-Vi)와 변압기(120)의 1차측 전압(Vpri)의 차가 된다. 이 후 스위칭소자(12,13)가 턴오프 상태로 스위칭되는 시점(t0)에서 일 실시 예는 다음 모드 1로 진행된다.
도 5의 (a)는 t0~t1의 동작 파형도이고, (b)는 동작 회로도이며, (c)는 등가 회로도이다. 도 5의 (a) 내지 (c)를 참조하면, t0 ∼ t1 구간에서는 제어회로(300)의 구동 신호(Vg1 내지 Vg8)에 의거 스위칭소자(111)(114)(132)(133)는 턴온 상태로 스위칭된다. 이때 스위칭소자(111)(114)는 드레인과 소스 간의 전위차가 0일 때(ZVS: Zero Voltage Switching) 턴온된다.
이때 변압기(120)의 2차측 전압(Vsec)는 배터리(B)의 충전 전압(-Vo)이고, 이에 변압기(120)의 1차측 전압(Vpri)는 권선비(n)과 2차측 전압(Vsec)의 곱으로 도출된다. 이에 누설 인덕터(Lk)의 전압(VLk)은 입력 전압(Vi)와 변압기(120)의 1차측 전압(Vpri)의 차가 되고, 누설 인덕터(Lk)의 전류(ILk)는 0으로 감소된다. 이 후 누설 인덕터(Lk)의 전류(ILk)의 방향이 바뀌는 시점(t1)에서 일 실시 예는 다음 모드로 진행된다.
도 6의 (a)는 t1~t2 구간의 동작 파형도이고, (b)는 동작 회로도이며, (c)는 등가 회로도이다. 도 6의 (a) 내지 (c)를 참조하면, t1~t2 구간에서는 출력 전압(Vo)의 변동에 따라 생성된 구동 신호(Vg1 내지 Vg8)에 의거 스위칭소자(111)(114)(132)(133)는 턴온 상태로 스위칭되므로, 누설 인덕터(Lk)의 전류량은 양의 방향으로 상승된다. 이 후 스위칭소자(132)(133)는 턴오프 상태로 스위칭되는 시점(t2)에서 일 실시 예는 다음 모드로 진행된다.
도 7의 (a)는 t2 ∼ t3 구간의 동작 파형도이고, (b)는 동작 회로도이며, (c)는 등가회로도이다. 도 7의 (a) 내지(c)를 참조하면, t2 ∼ t3 구간에서는 제어회로(300)의 구동신호에 의거 생성된 구동 신호(Vg1 내지 Vg8)에 의거 스위칭소자(111)(114)는 턴온되고, 스위칭소자(131, 134)는 드레인 및 소스 간의 전위차가 0일때 턴온된다. 이에 누설 인덕터(Lk)는 에너지를 저장하므로, 누설 인덕터(Lk)의 전류량은 (c)에 도시된 바와 같이, 양방향의 낮은 기울기로 상승된다. 이 후 스위칭소자(111)(114)는 턴오프되는 시점(t3)에서 일 실시 예는 다음 모드 로 진행된다.
도 8의 (a)는 t3~t4 구간의 동작파형도, (b)는 동작 회로도이며, (c)는 등가회로도이다. 도 8의 (a) 내지(c)를 참조하면, t3~t4 구간에서는 제어회로(300)의 구동신호에 의거 생성된 구동 신호(Vg1 내지 Vg8)에 의거 스위칭소자(112)(113)는 드레인 및 소스 간의 전위차가 0일 때 턴온되고 스위칭소자(131, 134)가 턴온된다. 이에 누설 인덕터(Lk)의 전류량은 (a)에 도시된 바와 같이 영으로 감소되고 이때 누설 인덕터(Lk)의 전압은 입력전압(-Vin)과 변압기(120)의 1차측 전압(Vpri)의 차이다. 이 후 누설 인덕터(Lk)의 전류 방향이 변경되는 시점(t4)에서 일 실시 예는 다음 모드로 진행된다.
도 9의 (a)는 t4~t5 구간의 동작파형도, (b)는 동작 회로도이며, (c)는 등가회로도이다. 도 9의 (a) 내지(c)를 참조하면, t4~t5 구간에서는 제어회로(300)의 구동신호에 의거 생성된 구동 신호(Vg1 내지 Vg8)에 의거 스위칭소자(131, 134)는 턴오프되고 스위칭소자(132, 133)는 턴온된다. 이에 누설 인덕터(Lk)의 전류량은 (c)에 도시된 바와 같이 음의 방향으로 증가하게 된다. 이 후 스위칭소자(131, 134)가 턴오프되는 시점(t5)에서 일 실시 예는 다음 모드로 진행된다.
도 10의 (a)는 t5~t6 구간의 동작파형도, (b)는 동작 회로도이며, (c)는 등가회로도이다. 도 10의 (a) 내지 (c)를 참조하면, t5 ∼ t6 구간에서는 제어회로(300)의 구동신호에 의거 생성된 구동 신호(Vg1 내지 Vg8)에 의거 스위칭소자(112, 113)는 턴온되고 스위칭소자(132, 133)는 드레인 및 소스 간의 전위차가 0일 때 턴온된다. 이에 누설 인덕터(Lk)의 전류량은 (c)에 도시된 바와 같이 음의 방향의 낮은 기울기로 감소하게 된다. 이 후 스위칭소자(112, 113)가 턴오프되는 시점(t0)에서 일 실시 예는 다음 모드로 진행된다.
도 11은 비절연형 직류변환장치의 각 모드 별 듀티를 보인 도면으로서, 도 11의 (a)에 도시된 바와 같이, 비절연형 직류변환회로(200)는 절연형 직류변환회로(100)의 전압(Vs)의 제어 가능한 소정 범위 내의 배터리 전압(Vo) 또는 방전 중 배터리 전압(Vo)에 대해(이하 제1 모드로 약칭함) 영의 고정 듀티의 제어신호에 의해 절연형 직류변환(100)의 전압(Vs)을 배터리로 바이패스할 수 있다.
또한, 비절연형 직류변환회로(200)는 절연형 직류변환회로(100)의 전압(Vs)의 제어 가능한 범위를 넘어서는 충전 중의 배터리 전압(Vo) 또는 배터리 전압(Vo)에 대해(이하 제2 모드로 약칭함), 비절연형 직류변환회로(200)는 기 고정 듀티의 PWM(Pulse Width Modulation)의 제어신호에 의거 승압된 절연형 직류변환회로(100)의 전압(Vs)을 배터리(B)로 전달할 수 있다.
여기서, 제어회로(300)의 고정 듀티는, (b)에 도시된 바와 같이, 임의의 전압 범위 내에서 상기 절연형 직류변환회로의 효율을 높이기 위해 다수의 고정 듀티값으로 변경될 수 있다.
비절연형 직류변환부(200)는, 도 2에 도시된 바와 같이, 승압용 인덕터(L), 스위칭 소자(211, 212)를 포함하는 스위칭부(210), 캐패시터(C3)를 포함할 수 있다. 여기서, 부스트(boost)란 배터리(B)에 인가될 전압의 크기를 승압한 후 전달하는 상태를 의미한다.
인덕터(L)의 출력단에는 스위칭소자(211)(212)의 입력단이 각각 접속되고, 스위칭소자(211)의 출력단은 배터리(B)의 양극단에 접속되고, 스위칭소자(212)의 출력단은 배터리(B)의 음극단에 접속되며, 상기 스위칭소자(211)(212) 각각의 출력단 사이에는 각각 병렬로 접속된 캐패시터(C3)를 연결하고, 캐패시터(C3) 양단에 배터리(B)가 병렬로 접속된다.
인덕터(L)은 제1 모드 시 전압(Vs)을 스위칭소자(211)로 전달되어 캐패시터(C2)의 전압이 배터리(B)로 바이패스되고, 제2 모드 시 캐패시터(C2)의 전압(Vs)은 승압되어 소정 주기로 상호 상보적으로 스위칭 동작하는 스위칭소자(211)(212)를 통해 배터리(B)로 전달된다.
도 12는 비절연형 직류변환회로(200)의 동작 회로도 및 동작 파형도로서, (a)는 제1 모드 시 동작 회로도이고, (b)는 제2 모드 시 동작 회로도이며, (c)는 동작 파형도를 나타낸다.
도 12를 참조하면, 제어회로(300)는 제1 모드 시 스위칭소자(211)를 턴온하기 위한 제어신호를 생성할 수 있다. 이에 제1 모드 시 절연형 직류변환회로(100)의 전압(Vs)은 스위칭 소자(211)로 바이패스되고, 출력용 캐패시터(C3)를 통과하여 배터리(B)로 전달된다.
그리고 제어회로(300)는 제2 모드 시 배터리 전압(Vo)와 전압(Vs)를 토대로 스위칭소자(211, 212)의 PWM(Pulse Width Modulation) 스위칭 제어를 위한 제어신호(Vg9)(Vg10)를 생성하고, 생성된 제어신호 각각은 스위칭소자(211, 212)로 전달된다.
즉, 제어회로(300)는 제2 모드 시 스위칭소자(211, 212)를 기 결정된 고정 듀티값으로 상호 상보적으로 스위칭하기 위한 제어신호(Vg9)(Vg10)를 생성할 수 있다.
이에 제2 모드 시 절연형 직류변환회로(100)의 전압(Vs)은 인덕터(L) 및 스위칭소자(211, 212)에 의거 승압된 다음 출력용 캐패시터(C3)를 통과하여 배터리(B)로 전달된다.
도 13은 절연형 직류변환회로의 입력전압과 비절연형 직류변환회로의 출력전압을 나타내며, 이에 따른 비절연형 직류변환장치의 듀티를 보여주는 예시이다. 출력전압(Vo)의 전압이 상승해 절연형 직류변환회로의 최적 제어범위를 벗어날 경우 인버터의 출력전압인 절연형 컨버터의 입력전압(Vin)을 상승시킨다. 이렇게 최대한 절연형 직류변환회로가 단독으로 동작하는 범위가 시스템의 최대효율이 나오는 지점이다. 이 지점은 시스템의 주 동작영역에서 맞춰 설계할 수 있으며 이를 위해 벅컨버터, 벅부스트 컨버터 등으로 변경해 단독으로 동작하는 범위를 변경할 수 있다.
이후에 계속 출력전압(Vo)가 상승할 경우 비절연형 직류변환회로 절연형 직류변환회로의 동작범위에 맞춰 고정듀티로 동작시키게 된다.
이렇게 제안한 방식으로 동작할 경우 절연형 직류변환회로와 비절연형 직류변환회로의 최적 효율점에서 동작시켜 모든 전압범위에서 일정한 효율을 유지할 수 있다.
일 실시 예에서 비절연형 직류변환회로는 부스트 컨버터를 일례로 설명하고 있으나, 벅 컨버터 또는 벅-부스트 컨버터 등의 다양한 형태로 설계할 수 있다.
도 14는 비절연형 직류변환회로가 벅 컨버터로 구비된 양방향 직류변환장치 의 상세 회로도로서, 최대 출력전압에서 제 1모드 동작을 하며 이때 가장 높은 효율을 달성하게 된다.
도 15는 비절연형 직류변환회로가 벅 부스트 컨버터로 구비된 양방향 직류변환장치의 상세 회로도로서, 출력전압 범위의 중간 부분에서 제 1모드 동작을 하며 이때 가장 높은 효율을 달성하게 된다.
이상에서 대표적인 실시 예를 통하여 본 발명을 상세하게 설명하였으나, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 상술한 실시 예에 대하여 본 발명의 범주에서 벗어나지 않는 한도 내에서 다양한 변형이 가능함을 이해할 것이다. 그러므로 본 발명의 권리 범위는 설명한 실시 예에 국한되어 정해져서는 안 되며, 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 특허청구범위와 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태에 의하여 정해져야 한다.
100 : 절연형 직류변환회로
C1, C2, C3 : 캐패시터
110 : 1차측 풀브리지부
Lk : 누설 인덕터
120 : 변압기
130 : 2차측 풀브리지부
200 : 비절연형 직류변환회로
L : 인덕터
210 : 스위칭부

Claims (11)

  1. 절연형 직류변환회로 및 비절연형 직류변환회로가 2중 구조로 접속된 양방향 직류변환장치에 있어서,
    상기 절연형 직류변환회로는 상호 위상 천이 방식의 스위칭 또는 공진탱크를 이용한 스위칭을 통해 인버터로부터 제공받은 입력 전압을 승압 또는 강압하여 출력하도록 구비되고,
    상기 비절연형 직류변환회로는
    상기 절연형 직류변환회로의 전압과 배터리 전압을 토대로 상기 절연형 직류변환회로의 전압을 승압하여 출력하는 부스트 컨버터; 상기 절연형 직류변환회로의 전압과 배터리 전압을 토대로 상기 절연형 직류변환회로의 전압을 강압하여 출력하는 벅 컨버터; 및 상기 절연형 직류변환회로의 전압과 배터리 전압을 토대로 상기 절연형 직류변환회로의 전압을 강압 또는 승압하여 출력하는 벅 부스트 컨버터; 중 하나로 구비되고,
    상기 입력 전압과 상기 절연형 직류변환회로의 전압을 제공받아 상기 절연형 직류변환회로의 전압을 제어하기 위한 다수의 구동신호를 생성하여 생성된 다수의 구동신호를 상기 절연형 직류변환회로의 다수의 스위칭소자로 전달하는 제어회로를 더 포함하며,
    상기 제어회로는,
    상기 절연형 직류변환회로와 상기 비절연형 직류변환회로의 최적 효율점에서 동작시켜 모든 전압범위에서 일정한 효율을 유지하기 위해,
    상기 비절연형 직류변환회로의 출력전압의 전압이 상승되어 상기 절연형 직류변환회로의 최적 제어범위를 벗어날 경우 인버터의 출력전압인 상기 절연형 직류변환회로의 입력전압을 상승하도록 구비되고,
    이후 상기 절연형 직류변환회로의 출력전압이 상승할 경우 상기 비절연형 직류변환회로와 상기 절연형 직류변환회로의 동작범위에 매칭되어 상기 비절연형 직류변환회로를 고정 듀티로 동작하도록 구비되는 것을 특징으로 하는 양방향 직류변환장치.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서, 상기 제어회로는,
    상기 절연형 직류변환회로의 전압과 배터리 전압을 제공받아 상기 비절연형 직류변환회로의 전압을 기 설정된 고정 듀티값으로 제어하기 위한 다수의 제어신호를 생성하고 생성된 제어신호를 비절연형 직류변환회로의 다수의 스위칭소자로 전달하도록 구비되는 것을 특징으로 하는 양방향 직류변환장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 제어회로는
    상기 절연형 직류변환회로의 전압의 제어 가능한 범위 내의 상기 배터리 전압 또는 방전 중 배터리 전압에 대해 영의 고정 듀티의 제어 신호를 생성하여 비절연형 직류변환회로에 전달함에 따라, 상기 절연형 직류변환회로의 전압을 바이패스하여 배터리로 전달하도록 구비되는 것을 특징으로 하는 양방향 직류변환장치.
  6. 제4항 내지 제5항에 있어서, 상기 제어회로는,
    상기 절연형 직류변환회로의 전압의 제어 가능한 범위를 넘어서는 충전 중의 배터리 전압 또는 배터리 전압에 대해, 고정 듀티의 PWM(Pulse Width Modulation)의 제어신호를 생성하여 비절연형 직류변환회로에 전달함에 따라, 상기 절연형 직류변환회로의 승압된 전압 또는 상기 입력 전압을 배터리로 전달하도록 구비되는 것을 특징으로 하는 양방향 직류변환장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 고정 듀티는,
    임의의 소정 전압 범위 내에서 상기 비절연형 직류변환회로의 효율 보다 상기 절연형 직류변환회로의 효율이 높은 경우 상기 비절연형 직류변환회로의 효율이 상기 임의의 전압에서 제어되도록 다수의 고정 듀티값으로 변경되는 것을 특징으로 하는 양방향 직류변환장치.
  8. 제1항의 절연형 직류변환회로 및 비절연형 직류변환회로가 2중 구조로 접속된 양방향 직류변환장치의 비절연형 직류변환회로는
    상기 절연형 직류변환회로의 전압을 승압하는 인덕터;
    상기 인덕터 의 출력단에 각각의 스위칭소자의 입력단이 접속되고, 제어회로의 고정 듀티로 스위칭하는 스위칭부; 및
    상기 스위칭부의 출력단에 접속되고 상기 인덕터의 전압을 배터리로 전달하는 캐패시터로 구비되는 것을 특징으로 하는 양방향 직류변환장치의 비절연형 직류변환회로.
  9. 제8항에 있어서, 상기 스위칭소자는
    상기 절연형 직류변환회로의 출력 전압의 제어 가능한 범위 내의 배터리 전압 또는 방전 중 배터리 전압에 대해, 0의 고정 듀티의 제어신호로 스위칭되어 상기 절연형 직류변환회로의 전압이 바이패스되도록 구비되는 것을 특징으로 하는 양방향 직류변환장치의 비절연형 직류변환회로.
  10. 제8항 또는 제9항에 있어서, 상기 스위칭소자는,
    상기 절연형 직류변환회로의 전압의 제어 가능한 범위를 넘어서는 배터리 전압 또는 충전 중 배터리 전압에 대해, 다수의 고정 듀티의 제어신호로 스위칭되어 상기 절연형 직류변환회로의 전압을 출력하도록 구비되는 것을 특징으로 하는 양방향 직류변환장치의 비절연형 직류변환회로.
  11. 제10항에 있어서, 상기 고정 듀티는,
    임의의 소정 전압 범위 내에서 상기 비절연형 직류변환회로의 효율 보다 상기 절연형 직류변환회로의 효율이 높은 경우 비 절연형 직류변환회로의 효율이 상기 임의의 전압에서 제어되도록 다수의 고정 듀티값으로 변경되는 것을 특징으로 하는 양방향 직류변환장치의 비절연형 직류변환회로.


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