JP2001197733A

JP2001197733A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP2001197733A
Application number: JP2000002108A
Authority: JP
Inventors: Mitsuru Matsukawa; 満松川; Yukio Shimomura; 幸男下村; Norio Sakae; 紀雄栄
Original assignee: Nissin Electric Co Ltd
Current assignee: Nissin Electric Co Ltd
Priority date: 2000-01-11
Filing date: 2000-01-11
Publication date: 2001-07-19

Abstract

(57)【要約】【課題】スナバ回路を設けたりすることなく，簡単で
容易に設計，製造し得る構成により、平滑リアクトルの
蓄積エネルギの放電に起因したサージ電圧の発生を防止
する。【解決手段】直流電源１を高周波出力に変換する高周
波リンク方式の高周波インバータ２と、１次側が前記イ
ンバータ２に接続された高周波トランス３と、このトラ
ンス３の２次側に設けられ，直流出力を平滑リアクトル
６を介して負荷７に供給するダイオード整流回路５と、
この整流回路５の直流出力により逆バイアスされるよう
にリアクトル６に逆並列に接続され，リアクトル６の環
流電流路を形成する、バイパスダイオード１１とを備え
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高周波リンク方式
のインバータ回路を備えたＤＣ／ＤＣコンバータに関す
る。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種のＤＣ／ＤＣコンバータは
図３に示すように構成され、直流電源１の正，負極に高
周波インバータ２の正，負の直流端子ｐ，ｎが接続さ
れ、高周波インバータ２のブリッジ接続された半導体ス
イッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のスイッチングにより、
直流電源１が例えば２０ＫHzの交流の高周波出力に変換
され、この出力が１対の交流端子ａｃ１，ａｃ２から高
周波トランス３の１次側に供給される。

【０００３】そして、高周波インバータ２，高周波トラ
ンス３により高周波リンク方式のインバータ回路４が形
成され、高周波インバータ２の高周波出力は、高周波ト
ランス３により、後段回路との絶縁が図られるととも
に、その１次側と２次側との巻線比（１：Ｎ）に応じて
昇圧される。

【０００４】さらに、高周波トランス３の２次側にダイ
オード整流回路５の１対の交流端子ａｃ１’，ａｃ２’
が接続され、整流回路５のフルブリッジ接続のダイオー
ド５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄにより、高周波トランス３の
２次側出力が全波整流される。

【０００５】そして、ダイオード整流回路５の正，負の
直流端子ｐ’，ｎ’間に平滑リアクトル６を介して負荷
７が接続され、この負荷７に並列に平滑コンデンサ８が
設けられ、ダイオード整流回路５の出力が平滑リアクト
ル６，平滑コンデンサ８により平滑されて負荷７に供給
される。なお、直流電源１は例えば太陽電池，燃料電池
又は蓄電池により形成される。

【０００６】また、このＤＣ／ＤＣコンバータを用いて
太陽光発電装置等の高周波リンク方式の連系インバータ
回路を形成する場合には、負荷７は系統に接続された低
周波インバータからなる。

【０００７】つぎに、この図３のＤＣ／ＤＣコンバータ
の動作及び電圧波形について、図４のタイミングチャー
トを参照して説明する。

【０００８】まず、高周波インバータ２においては、そ
の出力の半周期毎に一方の対の半導体スイッチＳ１，Ｓ
４と他方の対の半導体スイッチＳ２，Ｓ３とが交互にオ
ンし、その際、全ての半導体スイッチＳ１〜Ｓ４が同時
にオンする状態（全オン状態）が発生しないようにする
ため、図４の（ａ）に示すように、半導体スイッチＳ
１，Ｓ４のオンから半導体スイッチＳ２，Ｓ３のオン，
その逆に移行するときに、一定のオフ期間Ｔｏｆｆが設
けられ、この期間Ｔｏｆｆは全ての半導体スイッチＳ１
〜Ｓ４がオフする。

【０００９】なお、図４の（ａ）のＴｏｎは半導体スイ
ッチＳ１，Ｓ４又は半導体スイッチＳ２，Ｓ３のオン期
間を示す。

【００１０】つぎに、直流電源１の電圧をＥｄとする
と、高周波インバータ２の高周波出力を昇圧した高周波
トランス３の２次側出力の電圧Ｖｔｒは、図４の（ｂ）
に示すように、半導体スイッチＳ１，Ｓ４がオンする正
の半周期のオン期間Ｔｏｎに正電圧Ｎ・Ｅｄになり、半
導体スイッチＳ２，Ｓ３がオンする負の半周期のオン期
間Ｔｏｎに負電圧−Ｎ・Ｅｄになる。

【００１１】さらに、高周波トランス２の２次側出力を
全波整流したダイオード整流回路５の出力電圧Ｖｄｃ
は、図４の（ｃ）に示すように、同図の（ｂ）の出力波
形の絶対値波形の電圧になる。

【００１２】ところで、各オフ期間Ｔｏｆｆには、半導
体スイッチＳ１〜Ｓ４の全てがオフしても、平滑リアク
トル６が電流ＩＬを流し続けようとすることから、図３
の実線に示すように、平滑リアクトル６から平滑コン
デンサ８を通り、ダイオード整流回路５のダイオード５
ｃ，５ａの直列回路，ダイオード５ｄ，５ｂの直列回路
を介して平滑リアクトル６に戻る環流電流ＩＤが流れ
る。

【００１３】そして、この環流電流ＩＤによりダイオー
ド５ａ〜５ｄがオンする間につぎのオン期間Ｔｏｎに移
行して半導体スイッチＳ１，Ｓ４又は半導体スイッチＳ
２，Ｓ３がオンすると、高周波トランス３の２次側出力
により、ダイオード５ｂ、５ｃ又はダイオード５ａ，５
ｄに逆電圧が印加され、このとき、それらの逆回復時間
（リカバリー時間）が長く、この間に図３の破線の過
電流ＩＳが流れる。

【００１４】そして、高周波トランス３の２次側に、図
３の等価インダクタンス９で示される高周波トランス３
の２次側インダクタンス及び配線インダクタンスが存在
し、その通電電流をＩとし、等価インダクタンス９をＬ
とすると、インダクタンス９に、Ｌ・Ｉ²／２のエネル
ギが蓄積される。

【００１５】さらに、前記の逆回復時間が経過すると、
インダクタンス９に蓄えられていたエネルギがダイオー
ド整流回路５及び高周波トランス３の２次側を通って放
電することから、図４の（ｂ）に示したように、高周波
トランス３の２次側出力の電圧Ｖｔｒに過渡的，過大な
サージ電圧が重畳し、同図の（ｃ）に示すようにダイオ
ード整流回路５の出力電圧Ｖｄｃにも同様のサージ電圧
が出現する。

【００１６】この過渡的，過大なサージ電圧を抑制する
ため、従来は、ダイオード，抵抗，コンデンサからなる
ＲＣＤスナバ回路が設けられる。

【００１７】そして、このＲＣＤスナバ回路を設けた従
来のＤＣ／ＤＣコンバータの１例は図５に示すように形
成される。

【００１８】同図において、図３と同一符号は同一もし
くは相当するものを示し、１０はダイオード整流回路５
の直流端子ｐ’，ｎ’間に設けられたＲＣＤスナバ回路
であり、直流端子ｐ’，ｎ’間に、スナバ抵抗１０ｒ，
スナバダイオード１０ｄの並列回路と、スナバコンデン
サ１０ｃとを直列に接続して形成されている。

【００１９】この従来例のＤＣ／ＤＣコンバータの動作
説明用のタイミングチャートを示した図６において、
（ａ），（ｂ），（ｃ）は図４の（ａ），（ｂ），
（ｃ）に対応し、（ａ）は半導体スイッチＳ１〜Ｓ４の
動作状態を示し、（ｂ）は高周波トランス３の２次側出
力の電圧Ｖｔｒを示し、（ｃ）はダイオード整流回路５
の出力電圧Ｖｄｃを示す。

【００２０】また、図６の（ｄ），（ｅ）はスナバ抵抗
１０ｒ，スナバコンデンサ１０ｃの端子間の電圧Ｖｒ，
Ｖｃである。

【００２１】そして、高周波インバータ２のオフ期間Ｔ
ｏｆｆからオン期間Ｔｏｎに移行するときに、ダイオー
ド５ａ〜５ｄの逆回復時間の電流（逆回復電流）に基づ
くサージ電圧により、図６の（ｅ）に示すように、スナ
バダイオード１０ｄを介してスナバコンデンサ１０ｃが
充電され、この充電でサージ電圧が吸収され、同図の
（ｃ）に示すように、ダイオード整流回路５の出力電圧
Ｖｄｃのサージ電圧による過渡変動がスナバコンデンサ
１０ｃの充電電圧変動ΔＶｃに抑制される。

【００２２】また、スナバコンデンサ１０ｃの充電電荷
は、半導体スイッチＳ１〜Ｓ４がオフする期間Ｔｏｆｆ
に、スナバコンデンサ１０ｃからスナバ抵抗１０ｒを介
して放電し、この抵抗１０ｒの端子間の電圧Ｖｒは、図
６の（ｄ）に示すように変化する。

【００２３】したがって、スナバ回路１０により、平滑
リアクトル６の蓄積エネルギの放電に起因した出力電圧
Ｖｄｃのサージ電圧が吸収され、出力電圧Ｖｄｃの電圧
変動が抑制される。

【００２４】つぎに、ＲＣＤスナバ回路を設けた従来の
ＤＣ／ＤＣコンバータの他の例は、図７に示すように構
成される。

【００２５】同図において、図５と同一符号は同一もし
くは相当するものを示し、１０’はＲＣＤスナバ回路で
あり、図５の抵抗１０ｒ，ダイオード１０ｄ，コンデン
サ１０ｃに相当するスナバ抵抗１０ｒ’，スナバダイオ
ード１０ｄ’，スナバコンデンサ１０ｃ’からなる。Ｖ
ｅｃは負荷電圧に相当する平滑コンデンサ８の端子間電
圧を示す。

【００２６】また、この従来例のＤＣ／ＤＣコンバータ
の動作タイミングを示した図８において、（ａ），
（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ）は図６の（ａ），
（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ）に対応し、（ａ）は半
導体スイッチＳ１〜Ｓ４の動作状態を示し、（ｂ）は高
周波トランス３の２次側の出力電圧Ｖｔｒを示し、
（ｃ）はダイオード整流回路５の出力電圧Ｖｄｃを示
し、（ｄ）はスナバ抵抗１０ｒ’の端子間の電圧Ｖｒを
示し、（ｅ）はスナバコンデンサ１０ｃの端子間の電圧
Ｖｃを示す。

【００２７】そして、この従来のＤＣ／ＣＤ’コンバー
タにおいては、スナバ抵抗１０ｒ’を平滑リアクトル６
より負荷側に設けているため、スナバコンデンサ１０
ｃ’の放電終止電圧がＶｅｃになり、図５のスナバ回路
１０に比して高くなることから、サージ電圧の抑制効果
は若干低くなるが、電圧変化率（ｄＶ／ｄｔ）が小さ
く、スナバ抵抗１０ｒを小さくできる利点がある。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】前記図５，図７の従来
コンバータの場合、平滑リアクトル６の蓄積エネルギの
放電に基づくサージ電圧を十分に抑制するため、スナバ
回路１０，１０’のスナバコンデンサ１０ｃ，１０ｃ’
の容量は大きくすることが望まれる。

【００２９】そして、このスナバコンデンサ１０ｃ，１
０ｃ’の容量は、サージ電圧のピーク値，その電圧変化
率（ｄＶ／ｄｔ）等を考慮して、試行錯誤的に決定する
しかなく、設計，製造が容易でない問題点がある。

【００３０】また、スナバコンデンサ１０ｃ，１０ｃ’
の容量を大きくする程、スナバ抵抗１０ｒ，１０ｒ’を
小さくして応答の時定数が大きくなり過ぎないようにす
る必要があり、この場合、スナバ抵抗１０ｒ，１０ｒ’
での損失が大きくなる問題点もある。

【００３１】さらに、スナバ回路１０，１０’を設けて
も、サージ電圧を完全に発生しないようにして０にする
ことは、回路構成上（原理上）から不可能であり、この
結果、必ず、高周波トランスの２次側（主回路）を、サ
ージ電圧に基づく電流（共振電流）が流れ、回路損失が
一層増加するとともに、いわゆる電磁波障害（ＥＭＩ）
の問題が生じる問題点もある。

【００３２】本発明は、スナバ回路を設けることなく，
簡単で容易に設計，製造し得る構成により、平滑リアク
トルの蓄積エネルギの放電に起因したサージ電圧の発生
を完全に防止し、ＥＭＩの発生等も防止することを課題
とする。

【００３３】

【課題を解決するための手段】前記の課題を解決するた
めに、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、直流
電源を高周波出力に変換する高周波リンク方式の高周波
インバータと、１次側が高周波インバータに接続された
高周波トランスと、この高周波トランスの２次側に設け
られ，直流出力を平滑リアクトルを介して負荷に供給す
るダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の直流出
力により逆バイアスされるように平滑リアクトルに逆並
列に接続され，平滑リアクトルの環流電流路を形成する
バイパスダイオードとを備える。

【００３４】したがって、平滑リアクトルに逆並列に接
続したバイパスダイオードが平滑リアクトルの環流電流
路を形成し、平滑リアクトルの蓄積エネルギがバイパス
ダイオードを介して環流し、放電されるため、平滑リア
クトルの環流電流路がダイオード整流回路を通流せず、
サージ電圧が発生しなくなり、スナバ回路を設けること
なく、バイパスダイオードを設ける簡単かつ設計，製造
が容易な構成でサージ電圧の発生を完全に防止し、ＥＭ
Ｉの発生等も防止することができる。

【００３５】

【発明の実施の形態】本発明の実施の１形態について、
図１及び図２を参照して説明する。図１において、図
３，図５，図７と同一符号は同一もしくは相当するもの
を示し、１１は平滑リアクトル６に逆並列に設けられた
バイパスダイオードであり、カソートがダイオード整流
回路５の直流端子ｐ’に接続されている。

【００３６】なお、図１のＤＣ／ＤＣコンバータには、
図５，図７のＲＣＤスナバ回路１０，１０’は設けられ
ていない。

【００３７】また、図１の動作説明用のタイミングチャ
ートを示した図２において、（ａ）は高周波インバータ
２の半導体スイッチＳ１〜Ｓ４の動作状態を示し、
（ｂ）はバイパスダイオード１１の動作状態を示し、
（ｃ）は高周波トランス３の２次側出力の電圧Ｖｔｒを
示し、（ｄ）は平滑コンデンサ８の端子間電圧Ｖｅｃす
なわち負荷電圧を示す。

【００３８】そして、図１のＤＣ／ＤＣコンバータにお
いては、平滑リアクトル６に逆並列にバイパスダイオー
ド１１を設けたため、半導体スイッチＳ１〜Ｓ４がオフ
する高周波インバータ２のオフ期間Ｔｏｆｆに、平滑リ
アクトル６の蓄積エネルギの放電電流がバイパスダイオ
ード１１の環流電流路のみを流れ、前段のダイオード整
流回路５には流れない。

【００３９】この場合、平滑リアクトル６の蓄積エネル
ギはバイパスダイオード１１を介して瞬時に放電し、し
かも、高周波インバータ２がオフ期間Ｔｏｆｆからオン
期間Ｔｏｎに移行し、例えば半導体スイッチＳ１，Ｓ４
がオンしたときに、ダイオード整流回路５のダイオード
５ａ〜５ｄが瞬時に逆回復し、図３の破線の過電流Ｉ
Ｓが流れることがなく、この結果、図２の（ｃ），
（ｄ）の電圧Ｖｔｒ，Ｖｄｃからも明らかなように、従
来のダイオード５ａ〜５ｄの逆回復電流に基づくサージ
電圧は回路構成上全く発生することがない。

【００４０】そして、ダイオード５ａ〜５ｄの逆回復電
流に基づく過大な共振電流が高周波トランス３の２次回
路側に発生しないため、その主回路損失が従来より著し
く低減される。

【００４１】さらに、高周波トランス３の２次回路側に
共振電流が流れないため、図２の（ｄ）に示したように
ダイオード整流回路５の出力電圧Ｖｄｃは電圧Ｖｅｃの
一定電圧になり、しかも、共振電流に基づく電磁波障害
（ＥＭＩ）が発生することもなく、その対策部品が不要
でコストダウンを図ることができる。

【００４２】そして、バイパスダイオード１１は、電流
定格が平滑リアクトル６の通電電流以上であって、電圧
定格が出力電圧Ｖｄｃ（二電圧Ｖｃｅ）以上であればよ
く、簡単にその容量等を決定して選定することができ、
しかも、サージ電圧が発生しないことから、定格の小さ
なものでよく、部品数が少なく、簡単かつ設計，製造が
容易である。

【００４３】ところで、高周波インバータ２，ダイオー
ド整流回路５等の構成はどのようであってもよく、例え
ばダイオード整流回路５が端子ａｃ１’，ｐ’間に順方
向にダイオードを設けた半波整流回路構成であってもよ
いのは勿論である。

【００４４】また、前記実施の形態にあっては、ダイオ
ード整流回路５の直流出力を平滑リアクトル６，平滑コ
ンデンサ８により平滑して負荷７に供給したが、平滑コ
ンデンサ８が設けられていない場合にも本発明を適用で
きるのは勿論である。

【００４５】そして、本発明は、高周波リンク方式のイ
ンバータ回路を備えた種々のＤＣ／ＤＣコンバータに適
用することができ、例えば太陽光発電装置等の高周波リ
ンク方式の連系インバータ回路のＤＣ／ＤＣコンバータ
に適用して著しい効果を奏する。

【００４６】

【発明の効果】本発明は、以下に記載する効果を奏す
る。平滑リアクトル６に逆並列に接続したバイパスダイ
オード１１が平滑リアクトル６の環流電流路を形成し、
平滑リアクトル６の蓄積エネルギをバイパスダイオード
１１を介して放電したため、ダイオード整流回路５のダ
イオード５ａ〜５ｄが瞬時に逆回復し、スナバ回路を設
けることなく、バイパスダイオード１１を設ける簡単か
つ設計，製造が容易な構成でサージ電圧の発生を完全に
防止することができ、簡単かつ安価で回路損失が少なく
電磁波障害が発生することもない優れた高周波リンク方
式のＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の１形態の結線図である。

【図２】（ａ）〜（ｄ）は図１の動作説明用のタイミン
グチャートである。

【図３】従来のＤＣ／ＤＣコンバータの１例の結線図で
ある。

【図４】（ａ）〜（ｃ）は図３の動作説明用のタイミン
グチャートである。

【図５】従来のＤＣ／ＤＣコンバータの他の例の結線図
である。

【図６】（ａ）〜（ｅ）は図５の動作説明用のタイミン
グチャートである。

【図７】従来のＤＣ／ＤＣコンバータのさらに他の例の
結線図である。

【図８】（ａ）〜（ｅ）は図７の動作説明用のタイミン
グチャートである。

【符号の説明】

１直流電源２高周波インバータ３高周波トランス５ダイオード整流回路６平滑リアクトル７負荷１１バイパスダイオード

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者栄紀雄京都市右京区梅津高畝町47番地日新電機株式会社内Ｆターム(参考） 5H730 AA02 BB27 BB57 DD16 DD41 EE04 EE08 FG01

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源を高周波出力に変換する高周波
リンク方式の高周波インバータと、１次側が前記高周波インバータに接続された高周波トラ
ンスと、前記高周波トランスの２次側に設けられ，直流出力を平
滑リアクトルを介して負荷に供給するダイオード整流回
路と、前記ダイオード整流回路の直流出力により逆バイアスさ
れるように前記平滑リアクトルに逆並列に接続され，前
記平滑リアクトルの環流電流路を形成するバイパスダイ
オードとを備えたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバー
タ。