JPS6281977A - 直列接続形ｄｃ−ｄｃコンバ−タの電流平衡装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分身〕 この発明は、直列接続されて使用するＤＣ−ＤＣコンバ
ータの入力’ｉ［４の不平衡を抑制する寛に平衡装置ｌ
こ関する。

〔従来技術とその問題点〕

第４図は直列接続されたＤＣ−ＤＣコンバータの従来例
を示す主回路接続図であって、この第４図では２ｍのリ
ンギングチョーク式ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側を直
列ｌこ接続しているが、入力直流′電圧がスイッチ素子
の耐圧を越えるときにこのような直列接続が採用される
。

第４図において１等容量の２個の入力コンデンサ１２と
乙とを直列に接続して直流電源ｌに接続することにより
Ｅなる電源電圧が各コンデンサごとにｖ２に分圧される
ので、この入力コンデンサ１２と四とにそれぞれリンギ
ングチ、−り式ＤＣ−ＤＣコンバータを並列に接続すれ
ば、各ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧もＶ２となる。

正極１１１１のＤＣ−ＤＣコンバータは変圧器１３の１
次巻線とスイ、テ素子としてのトランジスタ１４とが直
列に接続されており、負極憤１のＤＣ−ＤＣコンバータ
も同様に変圧器器の１次巻線とスイッチ素子としてのト
ランジスタＵとが直列に接続されているので。

これら両トランジスタ１４と冴とを同時にオンさせるこ
とにより電流が流れて変圧器１３とるの１次巻線にエネ
ルギーが蓄えられる。次いで両トランジスタ１４と讃と
を同時にオフさせると、上述の１次巻線に蓄えられてい
たエネルギーは、各変圧器１３と乙の２次巻線から、そ
れぞれダイオード１５と５を介して取り出されるので１
両ＤＣ−ＤＣインバータの出力側を並列接続すれば、出
力コンデンサ２により平滑された直流電力を負荷３に供
給することができるのであるが、このような回路構成に
することで入力コンデンサ１２と２２に並列接続されｆ
、ニー　Ｄ　Ｃ−Ｄ　Ｃコンバータの等価インピーダン
スを平衡させている。

第５図は第４図に示す従来例回路の各部の動作を示す動
作波形図であって、第５図（イ）はトランジスタ１４と
冴のオン・オフ状態を、第５図（ロ）は正極側のＤＣ−
ＤＣコンバータ入力電流Ｉｌｌの波形を、第５図（ハ）
はトランジスタ１４の電圧ＶｌＯ）波形を。

第５図（に）は負極側のＤＣ−ＤＣコンバータ入力電流
Ｉ２１の波形を、第５図（ホ）はトランジスタ冴の電圧
ｖ２の波形をそれぞれがあられしている。

正極（ｔｉｌｌと負極側のＤＣ−ＤＣコンバータのそれ
ぞれの回路定数が等しく、かつ両トランジスタ１４と冴
のスイ、テング動作がまったく同じであるならば、Ｉｒ
［ＦＩＤＣ−ＤＣコンバータ内の磁圧・電流波形は同じ
であって、以下に記載する動作を繰返す。

すなわちトランジスタ１４と２４とがＴ１なる期間オン
することにより、変圧器１：）Ｊとおそれぞれの１次巻
線には匣流電ｆＬｌの電圧Ｅを入力コンデンサ１２とρ
により２等分されたＶ２なる電圧が印ＩＪａされ、これ
ら変圧器１３とおにエネルギーが蓄積される。

各変圧器１３とおの１次ｉｌｌ目こ換算したインダクタ
ンス値をＬとするならば、正極側のＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力電流Ｉｘｔと、負極側のｌ）Ｃ−ＤＣコンバー
タの入力電流Ｉ２．とは、下記の（１１式であられされ
る。

タタしＩ。はトランジスタ１４と冴がオンした直後の電
流であり、ｔはこれらトランジスタ１４と冴がオンして
からの経過時間である。

次にトランジスタ１４と冴がオフすると、変圧器１３と
乙とに蓄積されていたエネルギーがそれぞれダイオード
１５と５を介して放出されるので、出力コンデンサ２の
電圧をｖｏ、変圧器１３と田の１次巻線と２次巻線との
巻数比をＮ１：Ｎ２とするならば、トランジスタ１４と
ムとにそれぞれ印加される電圧ｖ１とｖ２とは下記の（
２）式であられされる。

ここでＶよは配線のインダクタンスにより生ずるはね上
り電圧であって、トランジスタ１４と囚トがオフした瞬
間が最も大きな値であって、その後急速に減衰して零と
なる。トランジスタ１４と冴がオフしているのは１゛２
なる期間であって、その後再びオンとオフとを繰返すの
であるが、このオン期間Ｔ１とオフ期間Ｔ２との比率を
変えることにより出力側の′電圧ｖｏを変化させること
ができる。

ところで要際のＤＣ−ＤＣコンバータでは、それぞれの
回路定数やトランジスタのスイ、ナング動作をまったく
同一にすることは不可能であるため、１！圧・電流に不
平衡を生ずる。％ｌこスイッチ素子としてトランジスタ
を使用する場合、ギヤ＋１ヤ蓄積効果によるオフの遅れ
時間（以下では蓄積時間と称する）は１０〜２０マイク
ロ秒程度であり、トランジスタの個体差により、この蓄
積時間にもばらつきを生ずる。それ故ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの動作周波数が旨い場合やトランジスタの通流ぶが
小さい場合には、各トランジスタごとの蓄積時間の差が
導通時間にくらべて無視できなくなるので、それぞれの
ＤＣ−ＤＣコンバータ内の電圧・電流の不平衡が顕著と
なる。すなわち蓄積時間の長いトランジスタで構成され
ているｌＪｃ、−ＤＣコンバータ内の電流は大となる。

さらにこの蓄積時間の長さはターンオフ時の電流の大き
さに依存していることから、電流が大になるにつれてそ
の時間も長くなるので、下記の不都合を生ずる。

蓄積時間の長いトランジスタで構成されている一方のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは、電源からエネルギーが供給され
ている時間が長くなるため、他方のＤＣ−ＤＣコンバー
タよりも電流が大となるのテアルが、２つのＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力側は並列接続されているのでそれぞれ
のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流の和が負荷電流であ
って、一定電流である。それ故一方のトランジスタのタ
ーンオフ電流が犬になれば、他方のトランジスタのター
ンオフ電流は必然的に小となり、蓄積時間の差がさらに
拡大されるので電流の不平衡もますます拡大されること
となる。

直流が不平衡になると入力コンデンサ１２と都の電圧分
担が不平衡となる。すなわち蓄積時間が長いトランジス
タを有するＤＣ−ＤＣコンパ−タカ接続されている入力
コンデンサの電圧が低下するので、このＤＣ−Ｌ）Ｃコ
ンバータに流れる電流を減少させる。他方（すなわち蓄
積時間が短いトランジスタを有する９１１１　）の入力
コンデンサ電圧は上昇し、これに接続されているＤＣ−
ＤＣコンバータの電流を増加させる。

上述の動作が繰返されることにより、両ＤＣ−ＤＣコン
バータの間で電流の授受、すなわち電流ハンチングが発
生し、最悪の場合には、ある期間Ｌｔ　一方ノＤ　Ｃ−
Ｄ　Ｃコンバータで負荷電流のすべてを分担することに
もなる。それ故平衡状態で運転しているときにくらべて
過大な電流が流れることになるので、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを構成する機器、とくにトランジスタ１４　、２４
は大を流容量のものが必要となる。さらに配線インダク
タンスに流れるこの大電流を遮断するさいに生ずるはね
上り電圧ｖ１の値も大となるので１図示されていたいス
ナバ回路も大容量のものが必要となり、その損失が増加
するなど、各種の不都合がある。

そこでトランジスタ１４や冴に直列にリアクトルあるい
は抵抗を挿入することで電流の不平衡を抑制しようとす
ると、リアクトル挿入の場合はこのリアクトル蓄積エネ
ルギーのために、トランジスタ１４　、２４遮断時のは
ね上り電圧ｖ５が更に大となって更に大容量のスナバ回
路が必要となるし、抵抗挿入の場合は、この抵抗で電力
が消費されるので、装置の効もが低下するし、電力消費
に伴う発熱を放散させる工夫をしなければならないなど
の欠点を有する。

〔発明の目的〕

この発明は、直列に接続されている複数のＤＣ−ＤＣコ
ンバータに生じる電流の不平衡を、装置の大形化や効率
低下を招くことなしに抑制することができる直列接続形
ＤＣ−ＤＣコンバータの電流平衡装置を提供することを
目的とする。

〔発明の要点〕

この発明は、直列接続された複数個のＬ）Ｃ−ＤＣコン
バータ相互間に電流不平衡を生じるときは、隣接せるＤ
Ｃ−Ｌ）Ｃコンバータ同士に共通する入力回路に電流が
流れることに着目したものであって、この共通せる入力
回路に非直線抵抗を挿入し、電流不平衡によりこの非直
線抵抗に流れる電流が増大すれば、自動的にかつ急激ｌ
こ非直線抵抗の抵抗値が増大してこの電流を抑制するこ
とにより不平衡電流を抑制しようとするものである。

〔発明の実施例〕

第１因は本発明の実施例を示す回路図であって、２組の
ＤＣ−ＤＣコンバータを直列接続して使用する場合を示
しているが、この第１図により１本発明の内容を以下に
説明する。

第１図Ｅこおいて、２１１！の入力コンデンサ１２とｎ
との直列回路が直流電源ｌに接続されて電源電圧を各コ
ンデンサごとに分圧している。変圧器１３とスイッチ素
子としてのトランジスタ１４とダイオード１５とで構成
されている一方のＤＣ−ＤＣコンバータが入力コンデン
サ１２に並列接続されており、変圧器ｎとスイッチ素子
としてのトランジスタムとダイオードδとで構成されて
いる他方のＤＣ−ＤＣコンバータが入力コンデンサａに
並列接続されており、これら両Ｌ）Ｃ−ＤＣコンバータ
の出力側は相互に並列接続されたのち、出力コンデンサ
２を介して負荷：３に電力を供給するようになっている
。

電圧設定器あが出力する電圧設定値と、出力コンデンサ
２の両端から得られる電圧出力値との偏差値が電圧調節
器あに入力されるので、この電圧詞節器あからは入力偏
差値を零にする制＠信号がコンパレータ１８と列とに出
力される。一方１発振器あと３角波発生器３７とにより
形成される所定周波数の３角波信号もコンパレータ１８
と四とに入力されるので、コンパレータ１８と郡はそれ
ぞれ別個に両人力伯゛号の大小関係を比較することによ
り、トランジスタ１４と冴とをオン・オフ動作させるペ
ース信号を創出する。

上述のようにして直列接続された２組のＤＣ−ＤＣコン
バータのトランジスタ１４と冴とは同時にオン・オフ動
作をすべきベース信号を受取るのであるが、蓄積時間の
差異により、実際の動作は同一とはならず、そのために
不平衡電流を生ずるのであるが１本発明にあっては、両
ＤＣ−ＤＣコンバータに共通の入力回路に非直線抵抗３
１が挿入されているので、電流不平衡に起因してこの非
直線抵抗３１に流れる電流ＸＬは抑制される。なお■Ｌ
は電流１．によりこの非直線抵抗３１に生ずる電圧であ
る。

第２図は第１図に示す実施例回路において、各トランジ
スタのオン・オフ状態に対応した動作を説明する動作回
路図であって、第２図（イ）はモードＡ、すなわち両ト
ランジスタ１４と囚がともに導通状態であるモードをあ
られし、第２図（ロ）はモードＢ、すなわちトランジス
タ１４が先にオフし、蓄積時間の差によりトランジスタ
別は未だ導通しているモードをあられし、第２図（ハ）
はモードＣ１すなわち両トランジスタ１４と２４はとも
にオフしているモードをあられしている。なおこの第２
図においてはトランジスタ２４の蓄積時間の方がトラン
ジスタ１４のそれよりも長いものとしている。さらに回
路衣ボを簡素化するためｌこ、負荷３．トランジスタ１
４と冴、ダイオード１５と５ならびにトランジスタの制
御回路等の図示は省略している。

ここで各モードの動作を以下に記述するが、説明を簡単
にするために、両ＤＣ−ＤＣコンバータの回路定数は等
しいものとする。

（イ）モードＡ：トランジスタ１４と冴はともに導通状
態にあるので、変圧器１：１の１次巻線には電流Ｉｌｌ
が、変圧器ハの１次巻線にはｔ流Ｉ２１が流れてそれぞ
れの変圧器１３と田にエネルギーが蓄積される。

このとき入力コンデンサ１２とｎの分担電圧は等しいの
で、電流■□ｌと１２１とは同じ値であり、非直線抵抗
３１に流れる電流ＩＬの値は零である。

（ロ）モードＢ：蓄積時間の差異により、一方のトラン
ジスタ１４はオフしているが他方のトランジスタ冴は未
だ導通状態にあるモードであって、トランジスタ１４が
オフすると同時に変圧器１３の１次巻線に流れていた電
流Ｉｌｌは２次巻線へ移行し、この変圧器１３に蓄積さ
れていたエネルギーは電流■１□となって２次側へ放出
される。このとき他方のトランジスタ冴は未だ４４状態
にあるため、トランジスタ１４のオフと同時に変圧器る
の１次巻線電流Ｉ２□は非直線抵抗３１−　ｆ圧器田−
トランジスタ冴の経路で流れつづけることになる。非直
線抵抗３１の抵抗値は常時はごく僅かな値であるから、
このＢなるモードで流れる電流値ならびに通流時間が小
、すなわちＩ２＠ｔが小さい場合には、この非直線抵抗
３１で消費されるエネルギーも僅かであるから抵抗匝の
変化は生じないが、両トランジスタ１４と囚の蓄積時間
の差が大であれば、このモードＢにおける１　−１も大
となって非直線抵抗３１での消費エネルギーが増加する
。この消費エネルギーの増加により非直線抵抗３１の抵
抗値は急激ｌこその領を増大させるので、当該非１頁線
抵抗３１の分担電圧ｖＬが急上昇し、その結果トランジ
スタ囚がオフしたのと類似の状態となる。それ故オフが
遅れていた側の変圧器路の２次側に電流■２□が流れて
、この変圧器路の蓄積エネルギーが放出されることにな
る。

（ハ）モードＣ：画トランジスタ１４と冴がともにオフ
しているので、変圧器１３の流入電流は２次巻線からの
電流１１２に、また変圧器路の流入電流は２次巻線から
の電流Ｉ２２に完全に移行し、これら変圧器蓄積エネル
ギーが負荷側へ放出される。

第３図は第１図に示す実施例回路において第２図に示す
各モードでの動作を示す動作波形図であって、第３図（
イ）はトランジスタ１４のオン・オフ状態を、第３図（
ロ）はトランジスタ冴のオン・オフ状態を、第３図ヒ］
は変圧器１３の１次側電流Ｉｌｌの波形を、第３図に）
は変圧器おの２次側電ｆｉＩｔ２の波形を、第３図（ホ
）は変圧器路の１次側電流ｉ２１の波形を、第３図（へ
）は変圧器るの２次側電流Ｉ２２の波形を、第３図（ト
）は非直線抵抗３１に流れる電流ＩＬの波形をそれぞれ
あられしている。なおこの第３図でもトランジスタＵの
蓄積時間の方がトランジスタ１４のそれよりも長いもの
とする。さらに第３図（ｌ′１１．（へ）ｉｔ−１ｉこ
図示の破線は非直線抵抗３１が有効に機能した場合の動
作波形であって、非直線抵抗３１が挿入されない場合（
第３図（ホ）、（へ）、（ト）の実線部分）とが対比さ
れるようにあられしている。

この第：（図であきらかなよう番こ、一方のトランジス
タ１４がオフで他方のトランジスタムがオンしているモ
ードＢにおいて、不平衡電流に起因して非直線抵抗３１
１こｌＬなる電流が流れるとき、この電流Ｉｔ＋こより
非直縁抵抗３１の抵抗値が急激に増大するのでトランジ
スタＵをオフさせたのと同等の効果を発揮し、蓄積時間
の差異に起因する電流の不平衡を効果的に抑制する。

上述の実施例は２段直列接続のリンギングチ、−り式Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの場合であるが、さらに多段直列接
続の場合、フォワード式ＤＣ−ＤＣコンバータを多段直
列接続した場合、あるいは２次側を並列接続、直列接続
いずれの場合においても、電流不平衡を抑制するべく本
発明を応用できることはもちろんである。

〔発明の効果〕

この発明によれば、高い電源電圧に対処できるように入
力側を直列接続している複数のＤＣ−ＤＣコンバータを
運転するとき、それぞれのコンバータのスイ、テ素子の
蓄積時間差に起因して生ずる電流不平衡や電流ハンチン
グに対し、隣接せるＤＣ−ＤＣコンバータ同士に共通の
入力回路に非直線抵抗を挿入することで、不平衡ＩＩｔ
流がこの非直線抵抗ｌこ流れればその抵抗値を急激ｌこ
増大させる作用によりオフが遅れているスイッチ素子を
開路させるのと同等の効果を発揮して不平衡電流を抑制
するのであるが、この非直線抵抗で消費するエネルギー
は電流の不平衡分のみであって、通常のバランス抵抗の
ように回路電流に対応するエネルギーは消費しない。そ
れ故この非直線抵抗での消費エネルギーは僅かであって
装置の効率を殆んど低下させないし、小形・低価格で効
果的に不平衡電流−を抑制できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す回路図であり、第２図は
第１図に示す実施例回路において各トランジスタのオン
・オフ状態に対応した動作を説明する動作回路図、第３
図は第１図に示す実施例回路において第２図に示す各モ
ードでの動作を示す動作波形図である。第４図は直列接
続されたＤＣ−ＤＣコンバータの従来例を示す主回路接
続図であり、第５図は第４図に示す従来例回路の各部の
動作を示す動作波形因である。 ｌ・・・直流電源、２・・・出力コンデンサ、３・・・
負荷、１２　、２２・・・入力コンデンサ、１３　、２
３・・・変圧器、１４　、２４・・・スイッチ素子とし
てのトランジスタ、１５　、２５・・・ダイオード、１
８　、２８・・・コンパレータ、３１・・・非直線抵抗
、あ・・・電圧設定器、あ・・・電圧調節器、３６・・
・発振器、３７・・・３角波発生器。 第１１！１

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １）変圧器の１次巻線とスイッチ素子との直列回路に直
   流を印加し、前記スイッチ素子をオン・オフ動作させる
   ことで前記変圧器の２次巻線から電力をとり出すことが
   できるＤＣ−ＤＣコンバータの複数個を、その入力側で
   相互に直列接続するとともに、各ＤＣ−ＤＣコンバータ
   の出力側を相互に接続して構成されている直列接続形Ｄ
   Ｃ−ＤＣコンバータにおいて、隣接せる前記ＤＣ−ＤＣ
   コンバータ同士に共通する入力側回路に非直線抵抗を挿
   入することを特徴とする直列接続形ＤＣ−ＤＣコンバー
   タの電流平衡装置。