KR102642713B1 - 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터 - Google Patents

플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터 Download PDF

Info

Publication number
KR102642713B1
KR102642713B1 KR1020220069092A KR20220069092A KR102642713B1 KR 102642713 B1 KR102642713 B1 KR 102642713B1 KR 1020220069092 A KR1020220069092 A KR 1020220069092A KR 20220069092 A KR20220069092 A KR 20220069092A KR 102642713 B1 KR102642713 B1 KR 102642713B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
switch
balancing
turned
time
capacitor
Prior art date
Application number
KR1020220069092A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20230168646A (ko
Inventor
최재순
이학희
최석문
Original Assignee
주식회사 실리콘마이터스
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 주식회사 실리콘마이터스 filed Critical 주식회사 실리콘마이터스
Priority to KR1020220069092A priority Critical patent/KR102642713B1/ko
Priority to US18/309,605 priority patent/US20230396168A1/en
Priority to CN202310582055.7A priority patent/CN116581988A/zh
Publication of KR20230168646A publication Critical patent/KR20230168646A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102642713B1 publication Critical patent/KR102642713B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4837—Flying capacitor converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H02M1/143—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using compensating arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/1555—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only for the generation of a regulated current to a load whose impedance is substantially inductive
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4833—Capacitor voltage balancing
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명은 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터에 관한 것이다.
본 발명은 스위칭 노드와 출력 전압이 출력되는 출력 단자 사이에 직렬 연결된 인덕터, 상기 출력 단자와 그라운드 단자 사이에 연결된 출력 커패시터, 입력 전압이 입력되는 입력 단자와 톱 플레이트 노드 사이에 연결된 제1 스위치, 상기 톱 플레이트 노드와 상기 스위칭 노드 사이에 연결된 제2 스위치, 상기 스위칭 노드와 바텀 플레이트 노드 사이에 연결된 제3 스위치, 상기 바텀 플레이트 노드와 그라운드 단자 사이에 연결된 제4 스위치, 상기 톱 플레이트 노드와 상기 바텀 플레이트 노드 사이에 연결된 플라잉 커패시터, 상기 스위칭 노드와 밸런싱 노드 사이에 연결된 밸런싱 스위치, 상기 입력 단자와 상기 밸런싱 노드 사이에 연결된 톱 밸런싱 커패시터 및 상기 밸런싱 노드와 그라운드 단자 사이에 연결된 바텀 밸런싱 커패시터를 포함한다.
본 발명에 따르면, 3 레벨 컨버터에서 플라잉 커패시터 전압 균형을 간단한 회로로 구현함으로써 스위치들의 양단 전압이 균등하게 인가되게 하고 인덕터 전류 리플을 줄임으로 효율을 개선할 수 있으며, 빠른 속도로 플라잉 커패시터 전압 균형이 이루어지게 할 수 있다.

Description

플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터{3 LEVEL CONVERTER WITH FLYING CAPACITOR VOLTAGE BALANCING CIRCUIT}
본 발명은 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 3 레벨 컨버터에서 플라잉 커패시터 전압 균형을 간단한 회로로 구현함으로써 스위치들의 양단 전압이 균등하게 인가되게 하고 인덕터 전류 리플을 줄임으로 효율을 개선할 수 있으며, 빠른 속도로 플라잉 커패시터 전압 균형이 이루어지게 할 수 있는 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터에 관한 것이다.
일반적으로, 3 레벨 벅 컨버터(3 level buck converter) 또는 3 레벨 부스트 컨버터(3 level boost converter)는 2 레벨 벅 컨버터 또는 2 레벨 부스트 컨버터에 비해 낮은 내압의 스위치 사용이 가능하고, 낮은 인턱던스 값을 갖는 인덕터를 사용하면서도 전류 리플을 줄이는 것이 가능하기 때문에, 컨버터의 효율을 개선할 수 있다.
그러나 3 레벨 벅 컨버터 또는 3 레벨 부스트 컨버터에서 플라잉 커패시터 전압이 불균형 상태일 경우 스위치들의 전압 스트레스가 증가하고 추가 손실이 발생하기 때문에, 3 레벨 벅 컨버터 또는 3 레벨 부스트 컨버터의 장점을 유지하기 위해서는 플라잉 커패시터 전압의 균형을 유지하는 것이 중요하지만, 현재까지 알려진 종래기술은 이에 대한 효율적인 대처방안을 제공하지 못한다는 문제점이 있다.
본 발명의 기술적 과제는 3 레벨 컨버터에서 플라잉 커패시터 전압 균형을 간단한 회로로 구현함으로써 스위치들의 양단 전압이 균등하게 인가되게 하고 인덕터 전류 리플을 줄임으로 효율을 개선할 수 있는 3 레벨 컨버터를 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 기술적 과제는 빠른 속도로 플라잉 커패시터 전압 균형이 이루어지게 할 수 있는 3 레벨 컨버터를 제공하는 것이다.
이러한 기술적 과제를 해결하기 위한 본 발명의 제1 측면에 따른 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터는 스위칭 노드와 출력 전압이 출력되는 출력 단자 사이에 직렬 연결된 인덕터, 상기 출력 단자와 그라운드 단자 사이에 연결된 출력 커패시터, 입력 전압이 입력되는 입력 단자와 톱 플레이트 노드 사이에 연결된 제1 스위치, 상기 톱 플레이트 노드와 상기 스위칭 노드 사이에 연결된 제2 스위치, 상기 스위칭 노드와 바텀 플레이트 노드 사이에 연결된 제3 스위치, 상기 바텀 플레이트 노드와 그라운드 단자 사이에 연결된 제4 스위치, 상기 톱 플레이트 노드와 상기 바텀 플레이트 노드 사이에 연결된 플라잉 커패시터, 상기 스위칭 노드와 밸런싱 노드 사이에 연결된 밸런싱 스위치, 상기 입력 단자와 상기 밸런싱 노드 사이에 연결된 톱 밸런싱 커패시터 및 상기 밸런싱 노드와 그라운드 단자 사이에 연결된 바텀 밸런싱 커패시터를 포함한다.
본 발명의 제1 측면에 따른 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터에 있어서, 상기 플라잉 커패시터는 상기 3 레벨 컨버터의 동작 중의 일부 시간 동안 상기 톱 밸런싱 커패시터와 병렬 연결되고, 상기 3 레벨 컨버터의 동작 중의 다른 일부 시간 동안 상기 바텀 밸런싱 커패시터에 병렬 연결되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제1 측면에 따른 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터에 있어서, 상기 플라잉 커패시터의 전압은 상기 톱 밸런싱 커패시터의 전압, 상기 바텀 밸런싱 커패시터의 전압과 동일한 값을 갖는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제1 측면에 따른 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터에 있어서, 상기 플라잉 커패시터의 전압, 상기 톱 밸런싱 커패시터의 전압, 상기 바텀 밸런싱 커패시터의 전압은 상기 입력 전압을 2로 나눈 값을 유지하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제1 측면에 따른 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터에 있어서, 듀티비(duty ratio, D)가 0.5 미만인 경우, 제1 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 톱 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고, 상기 제1 시간이 경과한 후, 상기 제1 시간에 이어지는 제2 시간 동안 상기 제3 스위치, 상기 제4 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 오프되고, 상기 제2 시간이 경과한 후, 상기 제1 시간과 동일한 제3 시간 동안 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 바텀 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고, 상기 제3 시간이 경과한 후, 상기 제2 시간과 동일한 제4 시간 동안 상기 제3 스위치, 상기 제4 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 오프되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제1 측면에 따른 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터에 있어서, 듀티비가 0.5인 경우, 제5 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 톱 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고, 상기 제5 시간이 경과한 후, 상기 제5 시간과 동일한 제6 시간 동안 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 바텀 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제1 측면에 따른 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터에 있어서, 듀티비가 0.5 초과인 경우, 제7 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 톱 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고, 상기 제7 시간이 경과한 후, 상기 제7 시간에 이어지는 제8 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치가 온되고 상기 제3 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 오프되고, 상기 제8 시간이 경과한 후, 상기 제7 시간과 동일한 제9 시간 동안 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 바텀 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고, 상기 제9 시간이 경과한 후, 상기 제8 시간과 동일한 제10 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치가 온되고 상기 제3 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 오프되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제2 측면에 따른 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터는 스위칭 노드와 입력 전압이 입력되는 입력 단자 사이에 직렬 연결된 인덕터, 출력 전압이 출력되는 출력 단자와 톱 플레이트 노드 사이에 연결된 제1 스위치, 상기 출력 단자와 그라운드 단자 사이에 연결된 출력 커패시터, 상기 톱 플레이트 노드와 상기 스위칭 노드 사이에 연결된 제2 스위치, 상기 스위칭 노드와 바텀 플레이트 노드 사이에 연결된 제3 스위치, 상기 바텀 플레이트 노드와 그라운드 단자 사이에 연결된 제4 스위치, 상기 톱 플레이트 노드와 상기 바텀 플레이트 노드 사이에 연결된 플라잉 커패시터, 상기 스위칭 노드와 밸런싱 노드 사이에 연결된 밸런싱 스위치, 상기 출력 단자와 상기 밸런싱 노드 사이에 연결된 톱 밸런싱 커패시터 및 상기 밸런싱 노드와 그라운드 단자 사이에 연결된 바텀 밸런싱 커패시터를 포함한다.
본 발명의 제2 측면에 따른 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터에 있어서, 상기 플라잉 커패시터는 상기 3 레벨 컨버터의 동작 중의 일부 시간 동안 상기 톱 밸런싱 커패시터와 병렬 연결되고, 상기 3 레벨 컨버터의 동작 중의 다른 일부 시간 동안 상기 바텀 밸런싱 커패시터에 병렬 연결되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제2 측면에 따른 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터에 있어서, 상기 플라잉 커패시터의 전압은 상기 톱 밸런싱 커패시터의 전압, 상기 바텀 밸런싱 커패시터의 전압과 동일한 값을 갖는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제2 측면에 따른 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터에 있어서, 상기 플라잉 커패시터의 전압, 상기 톱 밸런싱 커패시터의 전압, 상기 바텀 밸런싱 커패시터의 전압은 상기 출력 전압을 2로 나눈 값을 유지하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제2 측면에 따른 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터에 있어서, 듀티비(duty ratio, D)가 0.5 미만인 경우, 제1 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 톱 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고, 상기 제1 시간이 경과한 후, 상기 제1 시간에 이어지는 제2 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치가 온되고 상기 제3 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 오프되고, 상기 제2 시간이 경과한 후, 상기 제1 시간과 동일한 제3 시간 동안 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 바텀 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고, 상기 제3 시간이 경과한 후, 상기 제2 시간과 동일한 제4 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치가 온되고 상기 제3 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 오프되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제2 측면에 따른 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터에 있어서, 듀티비가 0.5인 경우, 제5 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 톱 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고, 상기 제5 시간이 경과한 후, 상기 제5 시간과 동일한 제6 시간 동안 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 바텀 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제2 측면에 따른 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터에 있어서, 듀티비가 0.5 초과인 경우, 제7 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 톱 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고, 상기 제7 시간이 경과한 후, 상기 제7 시간에 이어지는 제8 시간 동안 상기 제3 스위치, 상기 제4 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 오프되고, 상기 제8 시간이 경과한 후, 상기 제7 시간과 동일한 제9 시간 동안 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 바텀 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고, 상기 제9 시간이 경과한 후, 상기 제8 시간과 동일한 제10 시간 동안 상기 제3 스위치, 상기 제4 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 오프되는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따르면, 3 레벨 컨버터에서 플라잉 커패시터 전압 균형을 간단한 회로로 구현함으로써 스위치들의 양단 전압이 균등하게 인가되게 하고 인덕터 전류 리플을 줄임으로 효율을 개선할 수 있다.
또한, 빠른 속도로 플라잉 커패시터 전압 균형이 이루어지게 할 수 있는 효과가 있다.
도 1은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 3 레벨 컨버터를 나타낸 도면이고,
도 2는 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비(duty ratio, D)가 0.5 미만인 경우의 예시적인 동작 타이밍도이고,
도 3은 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5 미만인 경우의 각 동작 모드의 회로도를 나타낸 도면이고,
도 4는 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5 미만인 경우의 각 동작 모드의 간략화된 회로도를 나타낸 도면이고,
도 5는 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5인 경우의 예시적인 동작 타이밍도이고,
도 6은 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5인 경우의 각 동작 모드의 회로도를 나타낸 도면이고,
도 7은 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5인 경우의 각 동작 모드의 간략화된 회로도를 나타낸 도면이고,
도 8은 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비(duty ratio, D)가 0.5 초과인 경우의 예시적인 동작 타이밍도이고,
도 9는 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5 초과인 경우의 각 동작 모드의 회로도를 나타낸 도면이고,
도 10은 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5 초과인 경우의 각 동작 모드의 간략화된 회로도를 나타낸 도면이다.
도 11은 본 발명의 제2 실시 예에 따른 3 레벨 컨버터를 나타낸 도면이고,
도 12는 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비(duty ratio, D)가 0.5 미만인 경우의 예시적인 동작 타이밍도이고,
도 13은 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5 미만인 경우의 각 동작 모드의 회로도를 나타낸 도면이고,
도 14는 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5 미만인 경우의 각 동작 모드의 간략화된 회로도를 나타낸 도면이고,
도 15는 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5인 경우의 예시적인 동작 타이밍도이고,
도 16은 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5인 경우의 각 동작 모드의 회로도를 나타낸 도면이고,
도 17은 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5인 경우의 각 동작 모드의 간략화된 회로도를 나타낸 도면이고,
도 18은 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비(duty ratio, D)가 0.5 초과인 경우의 예시적인 동작 타이밍도이고,
도 19는 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5 초과인 경우의 각 동작 모드의 회로도를 나타낸 도면이고,
도 20은 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5 초과인 경우의 각 동작 모드의 간략화된 회로도를 나타낸 도면이다.
본 명세서에 개시된 본 발명의 개념에 따른 실시 예들에 대해서 특정한 구조적 또는 기능적 설명은 단지 본 발명의 개념에 따른 실시 예들을 설명하기 위한 목적으로 예시된 것으로서, 본 발명의 개념에 따른 실시 예들은 다양한 형태들로 실시될 수 있으며 본 명세서에 설명된 실시 예들에 한정되지 않는다.
본 발명의 개념에 따른 실시 예들은 다양한 변경들을 가할 수 있고 여러 가지 형태들을 가질 수 있으므로 실시 예들을 도면에 예시하고 본 명세서에서 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명의 개념에 따른 실시 예들을 특정한 개시 형태들에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물, 또는 대체물을 포함한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어는 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 나타낸다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의된 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 일치하는 의미를 갖는 것으로 해석되어야 하며, 본 명세서에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하에서는, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예를 상세히 설명한다.
이하의 설명에서 본 발명의 제1 실시 예는 벅 컨버터(buck converter)로 동작하고, 제2 실시 예는 부스트 컨버터(boost converter)로 동작한다는 것을 밝혀둔다.
도 1은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 3 레벨 컨버터를 나타낸 도면이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 제1 실시 예는 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 벅(buck) 컨버터로서, 인덕터(L), 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB), 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD), 플라잉(flying) 커패시터(CFLY), 밸런싱(balancing) 스위치(QBAL1, QBAL2), 톱(top) 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T) 및 바텀(bottom) 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)를 포함하여 구성된다.
이하의 설명에서, 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB), 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)는 전계효과트랜지스터일 수 있으나, 이에 한정되지는 않는다.
인덕터(L)는 스위칭 노드(SW)와 출력 전압(VOUT)이 출력되는 출력 단자(VOUT) 사이에 직렬 연결되어 있다.
출력 커패시터(COUT)는 출력 단자(VOUT)와 그라운드 단자 사이에 연결되어 있다.
제1 스위치(QA)는 입력 전압(VIN)이 입력되는 입력 단자(VIN)와 톱 플레이트 노드(CP) 사이에 연결되어 있다.
제2 스위치(QB)는 톱 플레이트 노드(CP)와 스위칭 노드(SW) 사이에 연결되어 있다.
제3 스위치(QC)는 스위칭 노드(SW)와 바텀 플레이트 노드(CN) 사이에 연결되어 있다.
제4 스위치(QD)는 바텀 플레이트 노드(CN)와 그라운드 단자 사이에 연결되어 있다.
플라잉 커패시터(CFLY)는 톱 플레이트 노드(CP)와 바텀 플레이트 노드(CN) 사이에 연결되어 있다.
밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)는 스위칭 노드(SW)와 밸런싱 노드(BA) 사이에 연결되어 있다.
톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)는 입력 단자(VIN)와 밸런싱 노드(BA) 사이에 연결되어 있다.
바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)는 밸런싱 노드(BA)와 그라운드 단자 사이에 연결되어 있다.
예를 들어, 플라잉 커패시터(CFLY)는 3 레벨 컨버터의 동작 중의 일부 시간 동안 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)와 병렬 연결되고, 3 레벨 컨버터의 동작 중의 다른 일부 시간 동안 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)에 병렬 연결되도록 구성될 수 있다.
예를 들어, 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)은 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)의 전압, 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)의 전압과 동일한 값을 갖도록 구성될 수 있다.
예를 들어, 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY), 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)의 전압, 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)의 전압은 입력 전압(VIN)을 2로 나눈 값(VIN/2)을 유지하도록 구성될 수 있다.
이하에서는 본 발명의 제1 실시 예에 따른 3 레벨 컨버터의 구체적이고 예시적인 동작 구성을 설명한다.
예를 들어, 본 발명의 제1 실시 예에 따른 3 레벨 컨버터가 0.5 미만의 듀티비(duty ratio, D)에서 동작하는 경우, 1) 제1 시간 동안 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)가 병렬 연결되고, 2) 제1 시간이 경과한 후, 제1 시간에 이어지는 제2 시간 동안 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD)가 온되고 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 오프되고, 3) 제2 시간이 경과한 후, 제1 시간과 동일한 제3 시간 동안 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)가 병렬 연결되고, 4) 제3 시간이 경과한 후, 제2 시간과 동일한 제4 시간 동안 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD)가 온되고 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 오프되도록 구성될 수 있다.
이러한 예시적인 구성을 도 2 내지 도 4를 추가로 참조하여 보다 구체적으로 설명한다.
도 2는 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비(duty ratio, D)가 0.5 미만인 경우의 예시적인 동작 타이밍도이고, 도 3은 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5 미만인 경우의 각 동작 모드의 회로도를 나타낸 도면이고, 도 4는 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5 미만인 경우의 각 동작 모드의 간략화된 회로도를 나타낸 도면이다.
도 2 내지 도 4를 참조하면, 먼저, 제1 시간 동안 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD)가 오프되고, 플라잉 커패시터(CFLY)와 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)가 병렬 연결되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)은 입력 전압(VIN)으로 상승하고, 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)은 입력 전압(VIN)에서 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 감산한 값(VIN-VCFLY)으로 상승하며, 이 값(VIN-VCFLY)은 입력 전압(VIN)을 2로 나눈 값(VIN/2)에 근사화되어 실질적으로 동일한 값이다. 또한, 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 입력 전압(VIN)에서 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 감산한 값(VIN-VCFLY)으로 상승하며, 이 값(VIN-VCFLY)은 입력 전압(VIN)을 2로 나눈 값(VIN/2)에 근사화되어 실질적으로 동일한 값이다. 또한, 인덕터(L)의 전류(IL)는 점진적으로 상승한다.
다음으로, 제1 시간이 경과한 후, 제1 시간에 이어지는 제2 시간 동안 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD)가 온되고 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 오프되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)은 플라잉 커패시터(CFLY)으로 하강하며, 이 값(VCFLY)은 입력 전압(VIN)을 2로 나눈 값(VIN/2)에 근사화되어 실질적으로 동일해진다. 또한, 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)과 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 그라운드 레벨(0)로 하강하며, 인덕터(L)의 전류(IL)는 점진적으로 하강한다.
다음으로, 제2 시간이 경과한 후, 제1 시간과 동일한 제3 시간 동안 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)가 병렬 연결되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)은 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY), 즉, 입력 전압(VIN)을 2로 나눈 값(VIN/2)을 유지하고, 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)은 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)으로 상승하며, 이 값(VCFLY)은 입력 전압(VIN)을 2로 나눈 값(VIN/2)에 근사화되어 실질적으로 동일한 값이다. 또한, 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 그라운드 레벨(0)을 유지하고, 인덕터(L)의 전류(IL)는 점진적으로 상승한다.
다음으로, 제3 시간이 경과한 후, 제2 시간과 동일한 제4 시간 동안 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD)가 온되고 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 오프되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)은 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY), 즉, 입력 전압(VIN)을 2로 나눈 값(VIN/2)을 유지하며, 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)은 그라운드 레벨(0)로 하강하며, 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 그라운드 레벨(0)을 유지하고, 인덕터(L)의 전류(IL)는 점진적으로 하강한다.
예를 들어, 본 발명의 제1 실시 예에 따른 3 레벨 컨버터가 0.5의 듀티비에서 동작하는 경우, 1) 제5 시간 동안 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)가 병렬 연결되고, 2) 제5 시간이 경과한 후, 제5 시간과 동일한 제6 시간 동안 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)가 병렬 연결되도록 구성될 수 있다.
이러한 예시적인 구성을 도 5 내지 도 7을 추가로 참조하여 보다 구체적으로 설명한다.
도 5는 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5인 경우의 예시적인 동작 타이밍도이고, 도 6은 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5인 경우의 각 동작 모드의 회로도를 나타낸 도면이고, 도 7은 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5인 경우의 각 동작 모드의 간략화된 회로도를 나타낸 도면이다.
도 5 내지 도 7을 참조하면, 먼저, 제5 시간 동안 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)가 병렬 연결되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)은 입력 전압(VIN)으로 상승하고, 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)은 입력 전압(VIN)에서 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 감산한 값(VIN-VCFLY)이 되는데, 이 값(VIN-VCFLY)은 입력 전압(VIN)을 2로 나눈 값(VIN/2)에 근사화되는 값이다. 또한, 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 입력 전압(VIN)에서 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 감산한 값(VIN-VCFLY)으로 상승하며, 이 값(VIN-VCFLY)은 입력 전압(VIN)을 2로 나눈 값(VIN/2)에 근사화된다. 인덕터(L)의 전류(IL)는 일정한 값을 유지한다.
다음으로, 제5 시간이 경과한 후, 제5 시간과 동일한 제6 시간 동안 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)가 병렬 연결되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)은 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)으로 하강하며, 이 값(VCFLY)은 입력 전압(VIN)을 2로 나눈 값(VIN/2)에 근사화된다. 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)은 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 유지하며, 이 값(VCFLY)은 입력 전압(VIN)을 2로 나눈 값(VIN/2)에 근사화된다. 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 그라운드 레벨(0)로 하강하고, 인덕터(L)의 전류(IL)는 일정한 값을 유지한다.
예를 들어, 본 발명의 제1 실시 예에 따른 3 레벨 컨버터가 0.5 초과의 듀티비에서 동작하는 경우, 1) 제7 시간 동안 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)가 병렬 연결되고, 2) 제7 시간이 경과한 후, 제7 시간에 이어지는 제8 시간 동안 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB)가 온되고 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 오프되고, 3) 제8 시간이 경과한 후, 제7 시간과 동일한 제9 시간 동안 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)가 병렬 연결되고, 4) 제9 시간이 경과한 후, 제8 시간과 동일한 제10 시간 동안 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB)가 온되고 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 오프되도록 구성될 수 있다.
이러한 예시적인 구성을 도 8 내지 도 10을 추가로 참조하여 보다 구체적으로 설명한다.
도 8은 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비(duty ratio, D)가 0.5 초과인 경우의 예시적인 동작 타이밍도이고, 도 9는 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5 초과인 경우의 각 동작 모드의 회로도를 나타낸 도면이고, 도 10은 본 발명의 제1 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5 초과인 경우의 각 동작 모드의 간략화된 회로도를 나타낸 도면이다.
도 8 내지 도 10을 참조하면, 먼저, 제7 시간 동안 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)가 병렬 연결되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)은 입력 전압(VIN)을 유지하고, 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)은 입력 전압(VIN)에서 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 감산한 값(VIN-VCFLY)으로 하강하며, 이 값(VIN-VCFLY)은 입력 전압(VIN)을 2로 나눈 값(VIN/2)에 근사화된다. 또한, 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 입력 전압(VIN)에서 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 감산한 값(VIN-VCFLY)을 유지하며, 이 값(VIN-VCFLY)은 입력 전압(VIN)을 2로 나눈 값(VIN/2)에 근사화된다. 인덕터(L)의 전류(IL)는 점진적으로 하강한다.
다음으로, 제7 시간이 경과한 후, 제7 시간에 이어지는 제8 시간 동안 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB)가 온되고 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 오프되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)은 입력 전압(VIN)을 유지하고, 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)은 입력 전압(VIN)으로 상승하고, 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 입력 전압(VIN)에서 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 감산한 값(VIN-VCFLY)을 유지하며, 인덕터(L)의 전류(IL)는 점진적으로 상승한다.
다음으로, 제8 시간이 경과한 후, 제7 시간과 동일한 제9 시간 동안 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)가 병렬 연결되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)과 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)은 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)으로 하강하고, 이 값(VCFLY)은 입력 전압(VIN)을 2로 나눈 값(VIN/2)에 근사화된다. 또한, 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 그라운드 레벨(0)로 하강하고, 인덕터(L)의 전류(IL)는 점진적으로 하강한다.
다음으로, 제9 시간이 경과한 후, 제8 시간과 동일한 제10 시간 동안 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB)가 온되고 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 오프되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)과 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)은 입력 전압(VIN)으로 상승하고, 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 입력 전압(VIN)에서 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 감산한 값(VIN-VCFLY)으로 상승하며, 이 값(VIN-VCFLY)은 입력 전압(VIN)을 2로 나눈 값(VIN/2)에 근사화된다. 인덕터(L)의 전류(IL)는 점진적으로 상승한다.
도 11은 본 발명의 제2 실시 예에 따른 3 레벨 컨버터를 나타낸 도면이다.
도 11을 참조하면, 본 발명의 제2 실시 예는 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 부스트(boost) 컨버터로서, 인덕터(L), 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB), 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD), 플라잉(flying) 커패시터(CFLY), 밸런싱(balancing) 스위치(QBAL1, QBAL2), 톱(top) 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T) 및 바텀(bottom) 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)를 포함하여 구성된다.
이하의 설명에서, 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB), 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)는 전계효과트랜지스터일 수 있으나, 이에 한정되지는 않는다.
인덕터(L)는 스위칭 노드(SW)와 입력 전압(VIN)이 입력되는 입력 단자(VIN) 사이에 직렬 연결되어 있다.
입력 커패시터(CIN)는 입력 단자(VIN)와 그라운드 단자 사이에 연결되어 있다.
제1 스위치(QA)는 출력 전압(VOUT)이 출력되는 출력 단자(VOUT)와 톱 플레이트 노드(CP) 사이에 연결되어 있다.
제2 스위치(QB)는 톱 플레이트 노드(CP)와 스위칭 노드(SW) 사이에 연결되어 있다.
제3 스위치(QC)는 스위칭 노드(SW)와 바텀 플레이트 노드(CN) 사이에 연결되어 있다.
제4 스위치(QD)는 바텀 플레이트 노드(CN)와 그라운드 단자 사이에 연결되어 있다.
플라잉 커패시터(CFLY)는 톱 플레이트 노드(CP)와 바텀 플레이트 노드(CN) 사이에 연결되어 있다.
밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)는 스위칭 노드(SW)와 밸런싱 노드(BA) 사이에 연결되어 있다.
톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)는 출력 단자(VOUT)와 밸런싱 노드(BA) 사이에 연결되어 있다.
바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)는 밸런싱 노드(BA)와 그라운드 단자 사이에 연결되어 있다.
예를 들어, 플라잉 커패시터(CFLY)는 3 레벨 컨버터의 동작 중의 일부 시간 동안 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)와 병렬 연결되고, 3 레벨 컨버터의 동작 중의 다른 일부 시간 동안 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)에 병렬 연결되도록 구성될 수 있다.
예를 들어, 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)은 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)의 전압, 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)의 전압과 동일한 값을 갖도록 구성될 수 있다.
예를 들어, 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY), 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)의 전압, 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)의 전압은 출력 전압(VOUT)을 2로 나눈 값(VOUT/2)을 유지하도록 구성될 수 있다.
이하에서는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 3 레벨 컨버터의 구체적이고 예시적인 동작 구성을 설명한다.
예를 들어, 본 발명의 제2 실시 예에 따른 3 레벨 컨버터가 0.5 미만의 듀티비(duty ratio, D)에서 동작하는 경우, 1) 제1 시간 동안 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)가 병렬 연결되고, 2) 제1 시간이 경과한 후, 제1 시간에 이어지는 제2 시간 동안 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB)가 온되고 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 오프되고, 3) 제2 시간이 경과한 후, 제1 시간과 동일한 제3 시간 동안 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)가 병렬 연결되고, 4) 제3 시간이 경과한 후, 제2 시간과 동일한 제4 시간 동안 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB)가 온되고 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 오프되도록 구성될 수 있다.
이러한 예시적인 구성을 도 12 내지 도 14를 추가로 참조하여 보다 구체적으로 설명한다.
도 12는 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비(duty ratio, D)가 0.5 미만인 경우의 예시적인 동작 타이밍도이고, 도 13은 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5 미만인 경우의 각 동작 모드의 회로도를 나타낸 도면이고, 도 14는 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5 미만인 경우의 각 동작 모드의 간략화된 회로도를 나타낸 도면이다.
도 12 내지 도 14를 참조하면, 먼저, 제1 시간 동안 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD)가 오프되고, 플라잉 커패시터(CFLY)와 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)가 병렬 연결되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)은 출력 전압(VOUT)을 유지하고, 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)은 출력 전압(VOUT)에서 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 감산한 값(VOUT-VCFLY)으로 하강하며, 이 값(VOUT-VCFLY)은 출력 전압(VOUT)을 2로 나눈 값(VOUT/2)에 근사화되어 실질적으로 동일한 값이다. 또한, 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 출력 전압(VOUT)에서 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 감산한 값(VOUT-VCFLY)을 유지하며, 인덕터(L)의 전류(IL)는 점진적으로 상승한다.
다음으로, 제1 시간이 경과한 후, 제1 시간에 이어지는 제2 시간 동안 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB)가 온되고 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 오프되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)은 출력 전압(VOUT)을 유지하며, 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)은 출력 전압(VOUT)으로 상승하고, 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 출력 전압(VOUT)에서 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 감산한 값(VOUT-VCFLY)을 유지하고, 인덕터(L)의 전류(IL)는 점진적으로 하강한다.
다음으로, 제2 시간이 경과한 후, 제1 시간과 동일한 제3 시간 동안 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)가 병렬 연결되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)과 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)은 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)으로 하강하며, 이 값(VCFLY)은 출력 전압(VOUT)을 2로 나눈 값(VOUT/2)에 근사화되어 실질적으로 동일한 값이다. 또한, 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 그라운드 레벨(0)로 하강하고, 인덕터(L)의 전류(IL)는 점진적으로 상승한다.
다음으로, 제3 시간이 경과한 후, 제2 시간과 동일한 제4 시간 동안 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB)가 온되고 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 오프되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)과 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)은 출력 전압(VOUT)으로 상승하고, 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 출력 전압(VOUT)에서 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 감산한 값(VOUT-VCFLY)으로 상승하며, 이 값(VOUT-VCFLY)은 출력 전압(VOUT)을 2로 나눈 값(VOUT/2)에 근사화되어 실질적으로 동일한 값이다. 또한, 인덕터(L)의 전류(IL)는 점진적으로 하강한다.
예를 들어, 본 발명의 제2 실시 예에 따른 3 레벨 컨버터가 0.5의 듀티비에서 동작하는 경우, 1) 제5 시간 동안 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)가 병렬 연결되고, 2) 제5 시간이 경과한 후, 제5 시간과 동일한 제6 시간 동안 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)가 병렬 연결되도록 구성될 수 있다.
이러한 예시적인 구성을 도 15 내지 도 17을 추가로 참조하여 보다 구체적으로 설명한다.
도 15는 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5인 경우의 예시적인 동작 타이밍도이고, 도 16은 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5인 경우의 각 동작 모드의 회로도를 나타낸 도면이고, 도 17은 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5인 경우의 각 동작 모드의 간략화된 회로도를 나타낸 도면이다.
도 15 내지 도 17을 참조하면, 먼저, 제5 시간 동안 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)가 병렬 연결되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)은 출력 전압(VOUT)으로 상승하고, 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)은 출력 전압(VOUT)에서 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 감산한 값(VOUT-VCFLY)을 유지하고, 이 값(VOUT-VCFLY)은 출력 전압(VOUT)을 2로 나눈 값(VOUT/2)에 근사화된다. 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 출력 전압(VOUT)에서 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 감산한 값(VOUT-VCFLY)을 유지하고, 이 값(VOUT-VCFLY)은 출력 전압(VOUT)을 2로 나눈 값(VOUT/2)에 근사화된다. 인덕터(L)의 전류(IL)는 일정한 값을 유지한다.
다음으로, 제5 시간이 경과한 후, 제5 시간과 동일한 제6 시간 동안 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)가 병렬 연결되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)은 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)으로 하강하고, 이 값(VCFLY)은 출력 전압(VOUT)을 2로 나눈 값(VOUT/2)에 근사화된다. 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)은 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)이 되는 데, 이 값(VCFLY)은 출력 전압(VOUT)을 2로 나눈 값(VOUT/2)에 근사화된다. 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 그라운드 레벨(0)로 하강한다. 인덕터(L)의 전류(IL)는 일정한 값을 유지한다.
예를 들어, 본 발명의 제2 실시 예에 따른 3 레벨 컨버터가 0.5 초과의 듀티비에서 동작하는 경우, 1) 제7 시간 동안 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)가 병렬 연결되고, 2) 제7 시간이 경과한 후, 제7 시간에 이어지는 제8 시간 동안 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD)가 온되고 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 오프되고, 3) 제8 시간이 경과한 후, 제7 시간과 동일한 제9 시간 동안 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)가 병렬 연결되고, 4) 제9 시간이 경과한 후, 제8 시간과 동일한 제10 시간 동안 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD)가 온되고 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 오프되도록 구성될 수 있다.
이러한 예시적인 구성을 도 18 내지 도 20을 추가로 참조하여 보다 구체적으로 설명한다.
도 18은 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비(duty ratio, D)가 0.5 초과인 경우의 예시적인 동작 타이밍도이고, 도 19는 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5 초과인 경우의 각 동작 모드의 회로도를 나타낸 도면이고, 도 20은 본 발명의 제2 실시 예에 있어서, 듀티비가 0.5 초과인 경우의 각 동작 모드의 간략화된 회로도를 나타낸 도면이다.
도 18 내지 도 20을 참조하면, 먼저, 제7 시간 동안 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 톱 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_T)가 병렬 연결되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)은 출력 전압(VOUT)로 상승하고, 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)과 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 출력 전압(VOUT)에서 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 감산한 값(VOUT-VCFLY)으로 상승하며, 이 값(VOUT-VCFLY)은 출력 전압(VOUT)을 2로 나눈 값(VOUT/2)에 근사화되어 실질적으로 동일해진다. 또한, 인덕터(L)의 전류(IL)는 점진적으로 하강한다.
다음으로, 제7 시간이 경과한 후, 제7 시간에 이어지는 제8 시간 동안 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD)가 온되고 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 오프되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)은 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)으로 하강하며, 이 값(VCFLY)은 출력 전압(VOUT)을 2로 나눈 값(VOUT/2)에 근사화되어 실질적으로 동일해진다. 또한, 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)과 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 그라운드 레벨(0)으로 하강하며, 인덕터(L)의 전류(IL)는 점진적으로 상승한다.
다음으로, 제8 시간이 경과한 후, 제7 시간과 동일한 제9 시간 동안 제2 스위치(QB), 제4 스위치(QD), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 온되고 제1 스위치(QA), 제3 스위치(QC)가 오프되어, 플라잉 커패시터(CFLY)와 바텀 밸런싱 커패시터(CFLY_BAL_B)가 병렬 연결되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)은 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 유지하며, 이 값(VCFLY)은 출력 전압(VOUT)을 2로 나눈 값(VOUT/2)에 근사화되어 실질적으로 동일해진다. 또한. 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)은 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)으로 상승하며, 이 값(VCFLY)은 출력 전압(VOUT)을 2로 나눈 값(VOUT/2)에 근사화되어 실질적으로 동일해진다. 또한, 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 그라운드 레벨(0)을 유지하고, 인덕터(L)의 전류(IL)는 점진적으로 하강한다.
다음으로, 제9 시간이 경과한 후, 제8 시간과 동일한 제10 시간 동안 제3 스위치(QC), 제4 스위치(QD)가 온되고 제1 스위치(QA), 제2 스위치(QB), 밸런싱 스위치(QBAL1, QBAL2)가 오프되면, 톱 플레이트 노드(CP)의 전압(VCP)은 플라잉 커패시터(CFLY)의 전압(VCFLY)을 유지하며, 이 값(VCFLY)은 출력 전압(VOUT)을 2로 나눈 값(VOUT/2)에 근사화되어 실질적으로 동일해진다. 또한, 스위칭 노드(SW)의 전압(VSW)은 그라운드 레벨(0)로 하강하고, 바텀 플레이트 노드(CN)의 전압(VCN)은 그라운드 레벨(0)을 유지하며, 인덕터(L)의 전류(IL)는 점진적으로 상승한다.
이상에서 상세히 설명한 바와 같이 본 발명에 따르면, 3 레벨 컨버터에서 플라잉 커패시터 전압 균형을 간단한 회로로 구현함으로써 스위치들의 양단 전압이 균등하게 인가되게 하고 인덕터 전류 리플을 줄임으로 효율을 개선할 수 있다.
또한, 빠른 속도로 플라잉 커패시터 전압 균형이 이루어지게 할 수 있는 효과가 있다.
L: 인덕터
QA: 제1 스위치
QB: 제2 스위치
QC: 제3 스위치
QD: 제4 스위치
CFLY: 플라잉(flying) 커패시터
QBAL1, QBAL2: 밸런싱(balancing) 스위치
CFLY_BAL_T: 톱(top) 밸런싱 커패시터
CFLY_BAL_B: 바텀(bottom) 밸런싱 커패시터
CIN: 입력 커패시터
COUT: 출력 커패시터
SW: 스위칭 노드
CP: 톱 플레이트(plate) 노드
CN: 바텀 플레이트 노드
BA: 밸런싱 노드

Claims (14)

  1. 스위칭 노드와 출력 전압이 출력되는 출력 단자 사이에 직렬 연결된 인덕터;
    상기 출력 단자와 그라운드 단자 사이에 연결된 출력 커패시터;
    입력 전압이 입력되는 입력 단자와 톱 플레이트 노드 사이에 연결된 제1 스위치;
    상기 톱 플레이트 노드와 상기 스위칭 노드 사이에 연결된 제2 스위치;
    상기 스위칭 노드와 바텀 플레이트 노드 사이에 연결된 제3 스위치;
    상기 바텀 플레이트 노드와 그라운드 단자 사이에 연결된 제4 스위치;
    상기 톱 플레이트 노드와 상기 바텀 플레이트 노드 사이에 연결된 플라잉 커패시터;
    상기 스위칭 노드와 밸런싱 노드 사이에 연결된 밸런싱 스위치;
    상기 입력 단자와 상기 밸런싱 노드 사이에 연결된 톱 밸런싱 커패시터; 및
    상기 밸런싱 노드와 그라운드 단자 사이에 연결된 바텀 밸런싱 커패시터를 포함하는, 3 레벨 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 플라잉 커패시터는 상기 3 레벨 컨버터의 동작 중의 일부 시간 동안 상기 톱 밸런싱 커패시터와 병렬 연결되고, 상기 3 레벨 컨버터의 동작 중의 다른 일부 시간 동안 상기 바텀 밸런싱 커패시터에 병렬 연결되는 것을 특징으로 하는, 3 레벨 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 플라잉 커패시터의 전압은 상기 톱 밸런싱 커패시터의 전압, 상기 바텀 밸런싱 커패시터의 전압과 동일한 값을 갖는 것을 특징으로 하는, 3 레벨 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 플라잉 커패시터의 전압, 상기 톱 밸런싱 커패시터의 전압, 상기 바텀 밸런싱 커패시터의 전압은 상기 입력 전압을 2로 나눈 값을 유지하는 것을 특징으로 하는, 3 레벨 컨버터.
  5. 제1항에 있어서,
    듀티비(duty ratio, D)가 0.5 미만인 경우,
    제1 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 톱 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고,
    상기 제1 시간이 경과한 후, 상기 제1 시간에 이어지는 제2 시간 동안 상기 제3 스위치, 상기 제4 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 오프되고,
    상기 제2 시간이 경과한 후, 상기 제1 시간과 동일한 제3 시간 동안 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 바텀 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고,
    상기 제3 시간이 경과한 후, 상기 제2 시간과 동일한 제4 시간 동안 상기 제3 스위치, 상기 제4 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 오프되는 것을 특징으로 하는, 3 레벨 컨버터.
  6. 제1항에 있어서,
    듀티비가 0.5인 경우,
    제5 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 톱 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고,
    상기 제5 시간이 경과한 후, 상기 제5 시간과 동일한 제6 시간 동안 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 바텀 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되는 것을 특징으로 하는, 3 레벨 컨버터.
  7. 제1항에 있어서,
    듀티비가 0.5 초과인 경우,
    제7 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 톱 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고,
    상기 제7 시간이 경과한 후, 상기 제7 시간에 이어지는 제8 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치가 온되고 상기 제3 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 오프되고,
    상기 제8 시간이 경과한 후, 상기 제7 시간과 동일한 제9 시간 동안 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 바텀 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고,
    상기 제9 시간이 경과한 후, 상기 제8 시간과 동일한 제10 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치가 온되고 상기 제3 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 오프되는 것을 특징으로 하는, 3 레벨 컨버터.
  8. 스위칭 노드와 입력 전압이 입력되는 입력 단자 사이에 직렬 연결된 인덕터;
    출력 전압이 출력되는 출력 단자와 톱 플레이트 노드 사이에 연결된 제1 스위치;
    상기 출력 단자와 그라운드 단자 사이에 연결된 출력 커패시터;
    상기 톱 플레이트 노드와 상기 스위칭 노드 사이에 연결된 제2 스위치;
    상기 스위칭 노드와 바텀 플레이트 노드 사이에 연결된 제3 스위치;
    상기 바텀 플레이트 노드와 그라운드 단자 사이에 연결된 제4 스위치;
    상기 톱 플레이트 노드와 상기 바텀 플레이트 노드 사이에 연결된 플라잉 커패시터;
    상기 스위칭 노드와 밸런싱 노드 사이에 연결된 밸런싱 스위치;
    상기 출력 단자와 상기 밸런싱 노드 사이에 연결된 톱 밸런싱 커패시터; 및
    상기 밸런싱 노드와 그라운드 단자 사이에 연결된 바텀 밸런싱 커패시터를 포함하는, 3 레벨 컨버터.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 플라잉 커패시터는 상기 3 레벨 컨버터의 동작 중의 일부 시간 동안 상기 톱 밸런싱 커패시터와 병렬 연결되고, 상기 3 레벨 컨버터의 동작 중의 다른 일부 시간 동안 상기 바텀 밸런싱 커패시터에 병렬 연결되는 것을 특징으로 하는, 3 레벨 컨버터.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 플라잉 커패시터의 전압은 상기 톱 밸런싱 커패시터의 전압, 상기 바텀 밸런싱 커패시터의 전압과 동일한 값을 갖는 것을 특징으로 하는, 3 레벨 컨버터.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 플라잉 커패시터의 전압, 상기 톱 밸런싱 커패시터의 전압, 상기 바텀 밸런싱 커패시터의 전압은 상기 출력 전압을 2로 나눈 값을 유지하는 것을 특징으로 하는, 3 레벨 컨버터.
  12. 제8항에 있어서,
    듀티비(duty ratio, D)가 0.5 미만인 경우,
    제1 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 톱 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고,
    상기 제1 시간이 경과한 후, 상기 제1 시간에 이어지는 제2 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치가 온되고 상기 제3 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 오프되고,
    상기 제2 시간이 경과한 후, 상기 제1 시간과 동일한 제3 시간 동안 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 바텀 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고,
    상기 제3 시간이 경과한 후, 상기 제2 시간과 동일한 제4 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치가 온되고 상기 제3 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 오프되는 것을 특징으로 하는, 3 레벨 컨버터.
  13. 제8항에 있어서,
    듀티비가 0.5인 경우,
    제5 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 톱 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고,
    상기 제5 시간이 경과한 후, 상기 제5 시간과 동일한 제6 시간 동안 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 바텀 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되는 것을 특징으로 하는, 3 레벨 컨버터.
  14. 제8항에 있어서,
    듀티비가 0.5 초과인 경우,
    제7 시간 동안 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 톱 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고,
    상기 제7 시간이 경과한 후, 상기 제7 시간에 이어지는 제8 시간 동안 상기 제3 스위치, 상기 제4 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 오프되고,
    상기 제8 시간이 경과한 후, 상기 제7 시간과 동일한 제9 시간 동안 상기 제2 스위치, 상기 제4 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제3 스위치가 오프되어, 상기 플라잉 커패시터와 상기 바텀 밸런싱 커패시터가 병렬 연결되고,
    상기 제9 시간이 경과한 후, 상기 제8 시간과 동일한 제10 시간 동안 상기 제3 스위치, 상기 제4 스위치가 온되고 상기 제1 스위치, 상기 제2 스위치, 상기 밸런싱 스위치가 오프되는 것을 특징으로 하는, 3 레벨 컨버터.

KR1020220069092A 2022-06-07 2022-06-07 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터 KR102642713B1 (ko)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020220069092A KR102642713B1 (ko) 2022-06-07 2022-06-07 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터
US18/309,605 US20230396168A1 (en) 2022-06-07 2023-04-28 3-level converter with flying capacitor voltage balancing circuit
CN202310582055.7A CN116581988A (zh) 2022-06-07 2023-05-23 一种具备飞跨电容电压均衡电路的三电平转换器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020220069092A KR102642713B1 (ko) 2022-06-07 2022-06-07 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20230168646A KR20230168646A (ko) 2023-12-15
KR102642713B1 true KR102642713B1 (ko) 2024-03-06

Family

ID=87541044

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020220069092A KR102642713B1 (ko) 2022-06-07 2022-06-07 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20230396168A1 (ko)
KR (1) KR102642713B1 (ko)
CN (1) CN116581988A (ko)

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20160043659A1 (en) 2014-08-11 2016-02-11 Ge Energy Power Conversion Technology Ltd Multilevel converter
US20190379287A1 (en) 2018-06-08 2019-12-12 Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd Three-level dc-dc converter and voltage balancing circuit thereof
WO2020106352A2 (en) 2019-09-11 2020-05-28 Futurewei Technologies, Inc. Three-level power converter and control method

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102395250B1 (ko) * 2017-09-27 2022-05-09 한국전기연구원 멀티 레벨 컨버터

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20160043659A1 (en) 2014-08-11 2016-02-11 Ge Energy Power Conversion Technology Ltd Multilevel converter
US20190379287A1 (en) 2018-06-08 2019-12-12 Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd Three-level dc-dc converter and voltage balancing circuit thereof
WO2020106352A2 (en) 2019-09-11 2020-05-28 Futurewei Technologies, Inc. Three-level power converter and control method

Also Published As

Publication number Publication date
KR20230168646A (ko) 2023-12-15
US20230396168A1 (en) 2023-12-07
CN116581988A (zh) 2023-08-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10468965B2 (en) Multi-stage multilevel DC-DC step-down converter
US10355591B2 (en) Multilevel boost DC to DC converter circuit
US10658928B2 (en) Switched capacitor converters with multi resonant frequencies
US5856916A (en) Assembly set including a static converter with controlled switch and control circuit
US20150256078A1 (en) Windowless h-bridge buck-boost switching converter
US20180198367A1 (en) Isolated converter with switched capacitors
US8581561B2 (en) DC-DC boost converter circuit with an output stabilization circuit and method for driving the same
US20110227546A1 (en) Dc-dc converter
JPH07337000A (ja) パワーコンバータ
US10141849B1 (en) Multi-phase converter
CN113972836B (zh) 一种三电平升压变换器及控制方法
KR102626361B1 (ko) 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 벅-부스트 컨버터
US10277124B2 (en) DC-DC converter, boosting unit, electric vehicle and battery backup system
US20210399642A1 (en) Power converter
KR102642713B1 (ko) 플라잉 커패시터 전압 밸런싱 회로를 포함하는 3 레벨 컨버터
CN112114611B (zh) 一种提高电压模式控制环路瞬态响应速度的电路
US6727605B1 (en) Duty cycle phase number control of polyphase interleaved converters
JP2000060113A (ja) 減出力電圧を有するブ―スト変換器およびその作動方法
KR101792773B1 (ko) 전압 이득이 향상된 ky 컨버터
KR100319524B1 (ko) 패시브 고역률 보상회로
CN115085539B (zh) 一种谐振式开关电容电压转换器的控制电路
JP2023117632A (ja) 降圧電源回路
CN118508742A (zh) 直流-直流转换器
CN118232698A (zh) 一种电压转换电路
JP2002233136A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Legal Events

Date Code Title Description
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant