JP2002233136A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 入出力電圧差の大きいＤＣ−ＤＣコンバータ
おいて、高効率を実現する。 【解決手段】 スイッチング素子３１がオンの時に、イ
ンダクタンス素子２１に入力電圧Ｖｉｎを印加すると共
に、第２のコンデンサ５２を第１のコンデンサ５１の充
電電圧Ｖｃ１で充電し、スイッチング素子３１がオフの
時に第１のコンデンサ５１の充電電圧Ｖｃ１と第２のコ
ンデンサ５２の充電電圧Ｖｃ２の加算電圧を負荷６１に
供給することで、小さい時比率で高い出力電圧を得るこ
とができ、また、小さい時比率のために第１のダイオー
ド４１におけるスイッチング損失の増加も抑制する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、産業用や民生用の
電子機器等に非反転出力電圧あるいは反転出力電圧を供
給するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、ＤＣ−ＤＣコンバータは、電池な
どの低い電圧を入力電圧源として、高い電圧に変換して
駆動させる携帯端末機器の普及に伴い、高い昇圧比を有
するものが強く求められている。以下、前記要望に対応
する従来のＤＣ−ＤＣコンバータとして図５から図７を
参照しつつ説明する。図５は特開昭６１−２７７３６７
号公報に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図であ
る。

【０００３】図５において、１１は入力直流電圧源であ
り、２１はインダクタンス素子であり、３１はスイッチ
ング素子であり、入力直流電圧源１１の両端にインダク
タンス素子２１とスイッチング素子３１との直列回路が
接続される。４１は第１のダイオードであり、５１は第
１のコンデンサであり、インダクタンス素子２１の両端
に第１のダイオード４１と第１のコンデンサ５１との直
列回路が接続される。４２は第２のダイオードであり、
５２は第２のコンデンサであり、第１のダイオード４１
と第１のコンデンサ５１の接続点と、入力直流電圧源１
１とスイッチング素子３１の接続点との間に、第２のダ
イオード４２と第２のコンデンサ５２との直列回路が接
続され、第２のコンデンサ５２の充電電圧を負荷６１へ
供給している。

【０００４】次に、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの動作
について図６を参照しながら説明する。図６は従来のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの動作等価回路を示しており、
（ａ）はスイッチング素子３１がオンの状態を、（ｂ）
はオフの状態を示している。

【０００５】スイッチング素子３１がオンとなると、図
６（ａ）に示すように、インダクタンス素子２１に入力
電圧Ｖｉｎが印加されてエネルギーを蓄えると同時に、
第１のコンデンサ５１には第１のダイオード４１を介し
て入力電圧Ｖｉｎが印加されて充電する。従って、第１
のコンデンサ５１の充電電圧Ｖｃ１はＶｉｎとなる。

【０００６】スイッチング素子３１がオフになると、図
６（ｂ）に示すように、インダクタンス素子２１に蓄え
られたエネルギーと、入力電圧Ｖｉｎと第１のコンデン
サ５１の充電電圧との加算電圧によって、第２のコンデ
ンサ５２を充電する。この第２のコンデンサの充電電圧
を出力電圧Ｖｏとして負荷６１に供給される。

【０００７】上記動作において、出力電圧Ｖｏは入力電
圧Ｖｉｎに対して、インダクタンス素子２１のセット・
リセット条件より下記式の関係を持つ。

【０００８】 Ｖｏ＝（２−δ）×Ｖｉｎ／（１−δ）・・・（１） ここでδは時比率を示し、 δ＝Ｔｏｎ／Ｔ・・・（２） である。また、Ｔｏｎはスイッチング素子３１のオン期
間を示し、Ｔはスイッチング周期である。

【０００９】また、この従来のＤＣ−ＤＣコンバータ
は、図７に示すように、第１及び第２のダイオード４
１、４２を順方向の向きが逆となるように接続すること
で反転出力を得ることができる。この場合の出力電圧Ｖ
ｏは入力電圧Ｖｉｎに対して、インダクタンス素子２１
のセット・リセット条件より下記式の関係を持つ。

【００１０】 Ｖｏ＝δ×Ｖｉｎ／（１−δ）・・・（３）

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】このように、従来のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータでは、（１）式及び（３）式に示さ
れるように時比率δを大きくするに従って電圧Ｖｏが上
昇する。例えば、δ＝０．５の時は（１）式ではＶｏ＝
３×Ｖｉｎとなり、（３）式ではＶｏ＝Ｖｉｎとなる。
さらに時比率δを大きくすれば、より高い出力電圧が得
られるが、時比率δが大きくなるにつれて第２のダイオ
ード４１の導通期間が短くなり、第２のダイオード４１
を流れる電流のピーク値が大きくなることでスイッチン
グ損失が増加して効率の低下を招くようになる。

【００１２】本発明は、小さい時比率で高い出力電圧を
得ることができ、また、ダイオードのスイッチング損失
の増加も抑制することで、入出力電圧差が大きい仕様に
対して高効率を実現したＤＣ−ＤＣコンバータを提供す
ることを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明は、入力直流電圧源の両端にインダクタンス素
子とスイッチング素子との直列回路が接続され、前記ス
イッチング素子又は前記インダクタンス素子の両端に第
１のダイオードと第１のコンデンサとの直列回路が接続
され、前記第１のダイオードの両端に第２のコンデンサ
と第２のダイオードとの直列回路が接続され、前記第２
のダイオードと前記第２のコンデンサの接続点と、前記
入力直流電圧源と前記第１のコンデンサの接続点との間
に第３のダイオードと第３のコンデンサとの直列回路が
接続され、前記第３のコンデンサの電圧を負荷へ供給す
る構成を有したものである。

【００１４】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、
スイッチング素子がオンの時に、インダクタンス素子に
入力電圧を印加すると共に、第２のコンデンサを第１の
コンデンサの充電電圧、又は第１のコンデンサの充電電
圧と入力電圧の加算電圧で充電し、スイッチング素子が
オフの時に第１のコンデンサの充電電圧と第２のコンデ
ンサの充電電圧の加算電圧を負荷に供給することで、小
さい時比率で高い出力電圧を得ることができ、また、ダ
イオードによるスイッチング損失の増加も抑制する。従
って、入出力電圧差が大きい仕様に対して高効率を実現
することができる。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの好適な実施の形態について、図面を参照しながら
説明する。なお、前述した従来のＤＣ−ＤＣコンバータ
と同一機能、構成には同一参照符号を付して説明する。

【００１６】（実施の形態１）本発明の実施の形態１に
おけるＤＣ−ＤＣコンバータについて、図１から図２を
参照しながら説明する。図１は本発明の実施の形態１に
おけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図１
において１１は入力直流電圧源であり、２１はインダク
タンス素子であり、３１はスイッチング素子であり、入
力直流電圧源１１の両端にインダクタンス素子２１とス
イッチング素子３１との直列回路が接続される。

【００１７】４１は第１のダイオードであり、５１は第
１のコンデンサであり、スイッチング素子３１の両端に
第１のダイオード４１と第１のコンデンサ５１との直列
回路が接続される。４２は第２のダイオードであり、５
２は第２のコンデンサであり、第１のダイオード４１の
両端に第２のダイオード４２と第２のコンデンサ５２と
の直列回路が接続される。４３は第３のダイオードであ
り、５３は第３のコンデンサであり、第２のダイオード
４２と第２のコンデンサ５２の接続点と、入力直流電圧
源１１と第１のコンデンサ４１の接続点との間に、第３
のダイオード４３と第３のコンデンサ５３との直列回路
が接続され、第３のコンデンサの充電電圧を負荷６１へ
供給している。

【００１８】実施の形態１におけるＤＣ−ＤＣコンバー
タについて、以下にその動作について図２を参照しなが
ら説明する。図２は実施の形態１におけるＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおける動作等価回路を示しており、（ａ）は
スイッチング素子３１がオンの状態を、（ｂ）はオフの
状態を示している。

【００１９】スイッチング素子３１がオンとなると、図
２（ａ）に示すように、インダクタンス素子２１に入力
電圧Ｖｉｎが印加されてエネルギーを蓄えると同時に、
第２のコンデンサ５２には第２のダイオード４２を介し
て第１のコンデンサ５１の充電電圧Ｖｃ１が印加されて
充電する。従って、第２のコンデンサ５２の充電電圧Ｖ
ｃ２はＶｃ１となる。

【００２０】スイッチング素子３１がオフになると、図
２（ｂ）に示すように、インダクタンス素子２１に蓄え
られたエネルギーによって第１のコンデンサを充電する
と共に、第３のコンデンサ５３には第１のコンデンサ５
１の充電電圧と第２のコンデンサ５２の充電電圧の加算
電圧が印加されて充電する。従って、第３のコンデンサ
５３の充電電圧は２×Ｖｃ１となり、この充電電圧を出
力電圧Ｖｏとして負荷６１へ供給する。

【００２１】上記動作において、第１のコンデンサの充
電電圧Ｖｃ１は入力電圧Ｖｉｎに対して、インダクタン
ス素子２１のセット・リセット条件より下記式の関係を
持つ。

【００２２】Ｖｃ１＝Ｖｉｎ／（１−δ）・・・（４） また、出力電圧Ｖｏは入力電圧Ｖｉｎに対して、Ｖｏ＝
２×Ｖｃ１であることから、下記式の関係を持つ。

【００２３】 Ｖｏ２＝２×Ｖｏ１＝２×Ｖｉｎ／（１−δ）・・・（５） 従来と本発明の実施の形態１におけるＤＣ−ＤＣコンバ
ータの入出力電圧の関係式を示す（１）式と（５）式と
比較しても明らかなように、本発明におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの方が昇圧比が大きい。すなわち、実施の形
態１におけるＤＣ−ＤＣコンバータによれば、従来に比
べて小さい時比率で高い出力電圧が得られ、また、小さ
い時比率のためにダイオードのスイッチング損失の増加
も抑制するため、入出力電圧差が大きい仕様に対して高
効率を実現することができる。

【００２４】なお、実施の形態１では第３のコンデンサ
５３の充電電圧を出力電圧として負荷へ供給したが、高
い電圧と低い電圧の供給を必要とする負荷の場合、従来
では、低い電圧の供給には高い電圧を電圧降下させて供
給するために、この電圧降下による損失が発生していた
が、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータでは、低い電圧の供
給には第３のコンデンサ５３の充電電圧よりも電圧の低
い第１のコンデンサ５１の充電電圧から供給すること
で、上記損失を抑制することができる。

【００２５】（実施の形態２）本発明の実施の形態２に
おけるＤＣ−ＤＣコンバータについて、図３から図４を
参照しながら説明する。図３は本発明の実施の形態２に
おけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図３
において１１は入力直流電圧源であり、２１はインダク
タンス素子であり、３１はスイッチング素子であり、入
力直流電圧源１１の両端にインダクタンス素子２１とス
イッチング素子３１との直列回路が接続される。

【００２６】４１は第１のダイオードであり、５１は第
１のコンデンサであり、インダクタンス素子２１の両端
に第１のダイオード４１と第１のコンデンサ５１との直
列回路が接続される。４２は第２のダイオードであり、
５２は第２のコンデンサであり、第１のダイオード４１
の両端に第２のダイオード４２と第２のコンデンサ５２
との直列回路が接続される。４３は第３のダイオードで
あり、５３は第３のコンデンサであり、第２のダイオー
ド４２と第２のコンデンサ５２の接続点と、入力直流電
圧源１１と第１のコンデンサ４１の接続点との間に、第
３のダイオード４３と第３のコンデンサ５３との直列回
路が接続され、第３のコンデンサの充電電圧を負荷６１
へ供給している。

【００２７】実施の形態２におけるＤＣ−ＤＣコンバー
タについて、以下にその動作について図４を参照しなが
ら説明する。図４は実施の形態２におけるＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおける動作等価回路を示しており、（ａ）は
スイッチング素子３１がオンの状態を、（ｂ）はオフの
状態を示している。

【００２８】スイッチング素子３１がオンとなると、図
４（ａ）に示すように、インダクタンス素子２１に入力
電圧Ｖｉｎが印加されてエネルギーを蓄えると同時に、
第２のコンデンサ５２には第２のダイオード４２を介し
て入力電圧Ｖｉｎと第１のコンデンサ５１の充電電圧Ｖ
ｃ１の加算電圧が印加されて充電する。従って、第２の
コンデンサ５２の電圧ＶｃはＶｉｎ＋Ｖｃ１となる。

【００２９】スイッチング素子３１がオフになると、図
４（ｂ）に示すように、インダクタンス素子２１に蓄え
られたエネルギーによって第１のコンデンサを充電する
と共に、第３のコンデンサ５３には第１のコンデンサ５
１の充電電圧と第２のコンデンサ５２の充電電圧の加算
電圧が印加されて充電する。従って、第３のコンデンサ
５３の充電電圧はＶｉｎ＋２×Ｖｏ１となり、この充電
電圧を出力電圧Ｖｏとして負荷６１へ供給する。

【００３０】上記動作において、第１のコンデンサの充
電電圧Ｖｃ１は入力電圧Ｖｉｎに対して、インダクタン
ス素子２１のセット・リセット条件より下記式の関係を
持つ。

【００３１】 Ｖｏ１＝δ×Ｖｉｎ／（１−δ）・・・（６） また、出力電圧Ｖｏは入力電圧Ｖｉｎに対して、Ｖｏ２
＝Ｖｉｎ＋２×Ｖｏ１であることから、下記式の関係を
持つ。

【００３２】 Ｖｏ２＝Ｖｉｎ＋２×Ｖｏ１＝（１＋δ）×Ｖｉｎ／（１−δ）・・・（７） 従来と本発明の実施の形態１におけるＤＣ−ＤＣコンバ
ータの入出力電圧の関係式を示す（３）式と（７）式と
比較しても明らかなように、本発明におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの方が昇圧比が大きい。すなわち、実施の形
態２におけるＤＣ−ＤＣコンバータによれば、従来に比
べて小さい時比率で高い出力電圧が得られ、また、小さ
い時比率のためにダイオードのスイッチング損失の増加
も抑制するため、入出力電圧差が大きい仕様に対して高
効率を実現することができる。

【００３３】なお、実施の形態２では第３のコンデンサ
５３の充電電圧を出力電圧として負荷へ供給したが、高
い電圧と低い電圧の供給を必要とする負荷の場合、従来
では、低い電圧の供給には高い電圧を電圧降下させて供
給するために、この電圧降下による損失が発生していた
が、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータでは、低い電圧の供
給には第３のコンデンサ５３の充電電圧よりも電圧の低
い第１のコンデンサ５１の充電電圧から供給すること
で、上記損失を抑制することができる。

【００３４】

【発明の効果】以上のように、本発明のＤＣ−ＤＣコン
バータによれば、スイッチング素子がオンの時に、イン
ダクタンス素子に入力電圧を印加すると共に、第２のコ
ンデンサを第１のコンデンサの充電電圧又は第１のコン
デンサの充電電圧と入力電圧の加算電圧で充電し、スイ
ッチング素子がオフの時に第１のコンデンサの充電電圧
に第２のコンデンサの充電電圧の加算電圧を負荷に供給
することによって、小さい時比率で高い出力電圧を得る
ことができ、また、小さい時比率のためにダイオードの
スイッチング損失の増加も抑制する。従って、入出力電
圧差が大きい仕様に対して高効率を実現することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１におけるＤＣ−ＤＣコン
バータの回路構成図

【図２】本発明の実施の形態１におけるＤＣ−ＤＣコン
バータの動作説明図

【図３】本発明の実施の形態２におけるＤＣ−ＤＣコン
バータの回路構成図

【図４】本発明の実施の形態２におけるＤＣ−ＤＣコン
バータの動作説明図

【図５】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図

【図６】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの動作説明図

【図７】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図

【符号の説明】

１１ 入力直流電圧源 ２１ インダクタンス素子 ３１ スイッチング素子 ４１ 第１のダイオード ４２ 第２のダイオード ４３ 第３のダイオード ５１ 第１のコンデンサ ５２ 第２のコンデンサ ５３ 第３のコンデンサ ６１ 負荷

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力直流電圧源と、前記入力直流電圧源の
   両端にインダクタンス素子とスイッチング素子との直列
   回路が接続され、前記スイッチング素子の両端に第１の
   ダイオードと第１のコンデンサとの直列回路が接続さ
   れ、前記第１のダイオードの両端に第２のコンデンサと
   第２のダイオードとの直列回路が接続され、前記第２の
   ダイオードと前記第２のコンデンサの接続点と、前記入
   力直流電圧源と前記第１のコンデンサの接続点との間に
   第３のダイオードと第３のコンデンサとの直列回路が接
   続され、前記第３のコンデンサの電圧を負荷へ供給する
   ことを特徴としたＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】入力直流電圧源と、前記入力直流電圧源の
   両端にインダクタンス素子とスイッチング素子との直列
   回路が接続され、前記インダクタンス素子の両端に第１
   のダイオードと第１のコンデンサとの直列回路が接続さ
   れ、前記第１のダイオードの両端に第２のコンデンサと
   第２のダイオードとの直列回路が接続され、前記第２の
   ダイオードと前記第２のコンデンサの接続点と、前記入
   力直流電圧源と前記第１のコンデンサの接続点との間に
   第３のダイオードと第３のコンデンサとの直列回路が接
   続され、前記第３のコンデンサの電圧を負荷へ供給する
   ことを特徴としたＤＣ−ＤＣコンバータ。