KR100516084B1

KR100516084B1 - Ｄｃ-ｄｃ 컨버터의 제어 방법

Info

Publication number: KR100516084B1
Application number: KR10-2002-0058203A
Authority: KR
Inventors: 묘노다까오
Original assignee: 산요덴키가부시키가이샤
Priority date: 2001-09-26
Filing date: 2002-09-25
Publication date: 2005-09-22
Also published as: KR20030027730A; CN1232021C; TW578357B; US20030058669A1; JP2003111386A; CN1409473A; US6693808B2

Abstract

공급되는 전원 전압 Vdd보다 작은 단계의 출력 전압을 발생하는 것이 가능한 DC-DC 컨버터를 제공한다. 전원 전압 Vdd가 공급된 3단 구성의 스위치 캐패시터형 DC-DC 컨버터에서, 예를 들면 1단째는 2개의 컨덴서 C₁₁, C₁₂를 포함하고, 이 컨덴서 C₁₁, C₁₂를 직렬 또는 병렬로 전환할 수 있는 스위치(61, 62, 63)를 설치하였다. 충전 시에는 스위치(61)를 온시켜 컨덴서 C₁₁, C₁₂를 직렬로 접속하는 한편, 방전 시에는 스위치(62, 63)를 온시켜, 컨덴서 C₁₁, C₁₂를 병렬로 접속한다. 이에 의해, 출력 단자(40)로부터 3.5Vdd의 승압 전압을 얻을 수 있다.

Description

ＤＣ-ＤＣ 컨버터의 제어 방법{METHOD OF CONTROLLING DC-DC CONVERTER}

본 발명은, 전원 회로 등에 이용하기에 적합한 DC-DC 컨버터의 제어 방법에 관한 것으로, 특히 고효율화를 도모한 DC-DC 컨버터의 제어 방법에 관한 것이다.

최근 비디오 카메라, 디지털 스틸 카메라(DSC), DSC 폰 등의 영상 기기는, 그 영상을 취득하기 위해 CCD(Charge Coupled Devices)를 사용하고 있다. CCD를 구동하기 위한 CCD 구동 회로는, 플러스, 마이너스의 고전압(십수V)이며 또한 대전류(수㎃)의 전원 회로를 필요로 한다. 현재, 이 고전압은 스위칭 조절기를 이용하여 생성하고 있다.

스위칭 조절기는 고성능, 즉 높은 전력 효율(출력 전력/입력 전력)로, 고전압을 생성할 수 있다. 그러나, 이 회로는 전류의 스위칭 시에 고조파 노이즈를 발생하는 결점이 있으며, 전원 회로를 실드하여 이용해야만 한다. 또한 외부 부품으로서 코일을 필요로 하기 때문에 소형화가 어렵다고 하는 결점도 있다.

따라서, 그와 같은 결점을 극복하기 위해 스위치 캐패시터형의 DC-DC 컨버터가 제안되어 있다. 이러한 종류의 DC-DC 컨버터는, 예를 들면 전자 정보 통신 학회지(C-2 Vol. J81-C-2 No.7 pp.600-612 1998년 7월)에 기재되어 있다.

도 9 및 도 10은, 종래예에 따른 스위치 캐패시터형의 DC-DC 컨버터의 회로도이다. 참조 부호 10은 전원 전압 Vdd를 공급하는 전압원, C₁, C₂, C₃은 각 단을 구성하는 컨덴서, 참조 부호 11, 12, 13은 전원 전압 Vdd와 각 컨덴서 C₁, C₂, C₃의 일단 사이에 설치된 스위치, 참조 부호 21, 22, 23은 접지 전압(0V)과 각 컨덴서 C₁, C₂, C₃의 타단 사이에 설치된 스위치이다.

또한, 참조 부호 30은 전원 전압 Vdd와 1단째의 컨덴서 C₁의 접지 전압(0V)측의 일단 사이에 설치된 스위치, 참조 부호 31은 컨덴서 C₁의 Vdd측의 일단과 2단째의 컨덴서 C₂의 접지 전압(0V)측의 일단 사이에 설치된 스위치, 참조 부호 32는 컨덴서 C₂의 Vdd측의 일단과 3단째의 컨덴서 C₃의 접지 전압(0V)측의 일단 사이에 설치된 스위치, 참조 부호 33은 컨덴서 C₃의 Vdd측의 일단과 출력 단자(40) 사이에 설치된 스위치이다. Cout는 출력 용량, 참조 부호 50은 출력 단자(40)에 접속된 전류 부하이다. 이와 같이, 이 스위치 캐패시터형의 DC-DC 컨버터는 3단 구성이며, 그 동작은 다음과 같다.

도 9에 도시한 바와 같이, 스위치(11∼13) 및 스위치(21∼23)를 온시키고, 스위치(30∼33)를 오프한다. 그렇게 하면, 컨덴서 C₁∼C₃은 전원 전압 Vdd와 접지 전압(0V) 사이에 병렬로 접속되어, 충전이 행해진다. 이에 의해, 각 컨덴서 C₁∼C₃의 전압 V₁∼V₃은 Vdd로 된다. 출력 단자(40)에서의 출력 전류를 Iout로 하면, 각 컨덴서 C₁∼C₃의 충전 전류는 2Iout이다.

다음으로, 도 10에 도시한 바와 같이, 스위치(11∼13) 및 스위치(21∼23)를 오프시키고, 스위치(30∼33)를 온한다. 그렇게 하면, 컨덴서 C₁∼C₃은 전원 전압 Vdd와 접지 전압(0V)으로부터 분리됨과 함께, 서로 직렬로 접속되어, 방전이 행해진다. 그리고, 컨덴서 결합 효과에 의해, 전압 V₁은 2Vdd로, 전압 V₂는 3Vdd로, 전압 V₃(=Vout)은 4Vdd로 각각 승압된다. 출력 단자(40)에서의 출력 전류를 Iout로 하면, 전원 Vdd로부터 컨덴서 C₁로 흐르는 전류는 2Iout이다.

이와 같이, 스위치 캐패시터형의 DC-DC 컨버터는 전원 전압 Vdd를 공급함으로써, 출력 단자(40)로부터 4Vdd라는 고전압이 얻어진다.

여기서, DC-DC 컨버터의 이론 효율 η은 출력 전력/입력 전력으로 정의된다. 도 9 및 도 10에 대응하는 스위치의 전환 기간이 동일하며, 스위치 등에 의한 모든 전압 손실을 무시하면,

입력 전력=4×2Iout/2×Vdd=Iout×4Vdd

출력 전력=Iout×4Vdd

이 때문에, 이론 효율 η=100%이다.

일반적으로는, n단의 스위치 캐패시터형 DC-DC 컨버터에 따르면, (n+1)Vdd의 출력 전압이 얻어진다.

그러나, 종래의 스위치 캐패시터형 DC-DC 컨버터에서는, Vdd 단계의 승압 전압이 얻어질 뿐이다. 스위치 캐패시터형 DC-DC 컨버터를 전원 회로로서 이용하는 경우, 원하는 출력 전압으로 설정하기 위해, 조절기에 의해 강압에 의한 전압 조정이 행해진다. 그런데, DC-DC 컨버터의 출력 전압 (n+1)Vdd와 원하는 출력 전압의 차이가 크면 전원 회로의 효율이 악화된다고 하는 결점이 있었다.

따라서, 본 발명은, Vdd보다 작은 단계의 출력 전압, 예를 들면, 1.5Vdd, 2.5Vdd, 3.5Vdd, …를 발생하는 것이 가능한 DC-DC 컨버터를 제공함으로써, 전원 회로의 효율을 향상시키는 것을 목적으로 한다.

본 발명의 DC-DC 컨버터는, 각 단을 구성하는 제1 컨덴서와, 이들 제1 컨덴서를 전압원에 접속하여 충전을 행하기 위한 제1 스위치와, 각 단마다 설치되며, 컨덴서를 다음 단의 컨덴서에 직렬로 접속하여 방전을 행하기 위한 제2 스위치를 포함한다. 또한, 각 단 중, 적어도 1단은 제2 복수의 컨덴서를 포함하며, 제2 복수의 컨덴서를 직렬로 접속하기 위한 제3 스위치와, 제2 복수의 컨덴서를 병렬로 접속하기 위한 제4 스위치를 포함한 것이다.

충전 시에는 제2 복수의 컨덴서가 직렬 접속된 상태에서 충전되기 때문에 각 컨덴서에는 분압된 전압(예를 들면, 2개의 컨덴서인 경우에는, 0.5Vdd)이 충전된다. 그리고, 방전 시에는 제2 복수의 컨덴서는 병렬로 접속되기 때문에, 분압된 전압이 컨덴서 결합에 의해 다음 단의 컨덴서에 전달된다. 이에 의해, Vdd보다 작은 단계의 출력 전압, 예를 들면, 1.5Vdd, 2.5Vdd, 3.5Vdd, …를 발생하는 것이 가능해진다.

또한, 제1 스위치의 전환 시에는, 상기 제2, 제3 및 제4 스위치를 오프로 함으로써, 전류가 역류되는 것을 방지하여, DC-DC 컨버터의 효율 악화를 방지할 수 있다.

<실시예>

이하, 본 발명의 각 실시예에 대하여, 도면을 참조하면서 설명한다. 도 1 및 도 2는 제1 실시예에 따른 3단 구성의 스위치 캐패시터형 DC-DC 컨버터를 도시하는 회로도이다.

참조 부호 10은 전원 전압 Vdd를 공급하는 전압원이다. C₁₁, C₁₂는 직병렬 전환 스위치(61, 62, 63)에 의해 직렬 또는 병렬로 전환 가능한 컨덴서이다. 스위치(61)가 온하고, 스위치(62, 63)가 오프하면, 컨덴서 C₁₁, C₁₂는 서로 직렬로 접속된다. 반대로 스위치(61)가 오프하고, 스위치(62, 63)가 온하면, 컨덴서 C₁₁, C₁₂는 서로 병렬로 접속된다. 이하, 이러한 구성의 컨덴서 C₁₁, C₁₂를 직병렬 컨덴서로 하기로 한다.

참조 부호 11은 전원 전압 Vdd와 컨덴서 C₁₁의 일단 사이에 설치된 스위치, 참조 부호 21은 접지 전압(0V)과 각 컨덴서 C₁₂의 일단 사이에 설치된 스위치이다.

C₂, C₃은 각각 2단째, 3단째를 구성하는 컨덴서이다. 참조 부호 12, 13은 전원 전압 Vdd와 각 컨덴서 C₂, C₃의 일단 사이에 설치된 스위치, 참조 부호 22, 23은 접지 전압(0V)과 각 컨덴서 C₂, C₃의 타단 사이에 설치된 스위치이다.

상술한 스위치(11∼13, 21∼23)는 컨덴서 C₁₁, C₁₂, C₂, C₃을 전원 전압 Vdd 및 접지 전압(0V)에 접속하기 위한 충전 스위치군을 구성하고 있다.

또한, 참조 부호 30은 전원 전압 Vdd와 1단째의 컨덴서 C₁₂의 접지 전압(0V)측의 일단 사이에 설치된 스위치, 참조 부호 31은 컨덴서 C₁₁의 Vdd측의 일단과 2단째의 컨덴서 C₂의 접지 전압(0V)의 일단 사이에 설치된 스위치, 참조 부호 32는 컨덴서 C₂의 Vdd측의 일단과 3단째의 컨덴서 C₃의 접지 전압(0V)측의 일단 사이에 설치된 스위치, 참조 부호 33은 컨덴서 C₃의 Vdd측의 일단과 출력 단자(40) 사이에 설치된 스위치이다. Cout는 출력 용량, 참조 부호 50은 출력 단자(40)에 접속된 전류 부하이다.

상술한 스위치(30∼33)는, 컨덴서 C₁₁, C₁₂, C₂, C₃을 직렬로 접속하여 방전을 행하기 위한 방전 스위치군을 구성하고 있다.

또한, 상기한 스위치(11∼13, 21∼23, 30∼33, 61∼63)는 모두 MOS 트랜지스터로 구성함으로써, DC-DC 컨버터를 IC 내에 집적화할 수 있다.

다음으로, 도 1, 도 2 및 도 3을 참조하면서, 상술한 구성의 스위치 캐패시터형의 DC-DC 컨버터의 제1 동작예를 설명한다. 도 3은 스위치 캐패시터형의 DC-DC 컨버터의 제1 동작예를 설명하는 타이밍도이다.

도 1에 도시한 바와 같이, 스위치(11∼13) 및 스위치(21∼23)를 온시키고, 스위치(30∼33)를 오프한다. 동시에, 스위치(61)를 온시키고, 스위치(62, 63)를 오프시킨다.

그렇게 하면, 컨덴서 C₁₁, C₁₂는 직렬로 접속된 상태에서, 전원 전압 Vdd와 접지 전압(0V) 사이에 접속되어, 충전이 이루어진다. 컨덴서 C₂, C₃은 전원 전압 Vdd와 접지 전압(0V) 사이에 병렬로 접속되어, 충전이 행해진다.

이에 의해, 컨덴서 C₁₁과 C₁₂의 접속점의 전압 V₀은 0.5Vdd로 되며, 컨덴서 C₁₁의 고전압측의 전압 V₁은 Vdd로 된다. 즉, 각 컨덴서 C₁₁, C₁₂는 0.5Vdd로 충전된다. 단, 각 컨덴서 C₁₁, C₁₂가 갖는 용량값은 동일한 것으로 한다. 만약, 각 컨덴서 C₁₁, C₁₂가 갖는 용량값이 다르면, 컨덴서 C₁₁과 C₁₂의 접속점의 전압 V₀은 0.5Vdd로는 되지 않고, 용량비로 정해지는 전압이 된다.

컨덴서 C₂, C₃의 전압 V₂, V₃은 모두 Vdd로 된다. 출력 단자(40)에서의 출력 전류를 Iout로 하면, 컨덴서C₁₁, C₁₂의 충전 전류는 Iout, 컨덴서 C₂, C ₃의 충전 전류는 2Iout이다.

다음으로, 도 2에 도시한 바와 같이, 스위치(11∼13) 및 스위치(21∼23)를 오프시키고, 스위치(30∼33)를 온한다. 동시에, 스위치(61)를 오프시키고, 스위치(62, 63)를 온시킨다.

그렇게 하면, 컨덴서 C₁₁, C₁₂ 및 C₂, C₃은 전원 전압 Vdd와 접지 전압(0V)으로부터 분리된다. 동시에, 컨덴서 C₁₁, C₁₂는 병렬 접속된 상태에서, 컨덴서 C₂와 서로 직렬로 접속되며, 컨덴서 C₂는 다시 3단째의 컨덴서 C₃과 서로 직렬로 접속되어, 방전이 행해진다.

그리고, 컨덴서 결합 효과에 의해, 컨덴서 C₁₁의 전원 전압 Vdd측의 일단의 전압 V₁은 1.5Vdd로 된다. 이것은, 컨덴서 C₁₁, C₁₂의 접속점의 0.5Vdd에 전압원(10)의 Vdd가 가산되기 때문이다. 그리고, 마찬가지로 컨덴서 결합 효과에 의해, 전압 V₂는 2.5Vdd로, 전압 V₃(=Vout)은 3.5Vdd로 각각 승압된다.

출력 단자(40)에서의 출력 전류를 Iout로 하면, 전원 Vdd로부터 컨덴서 C₁₁, C₁₂로 흐르는 전류는 각각 Iout이다.

다음으로, 스위치 캐패시터형의 DC-DC 컨버터의 효율에 대하여 고찰한다. 도 1 및 도 2에 대응하는 스위치의 전환 기간이 동일하며, 스위치 등에 의한 모든 전압 손실을 무시한다. 즉, 도 3에서, 시간 t1, t2, t3, …은 동일한 것으로 한다.

입력 전력=(3×2Iout+Iout)/2×Vdd=Iout×3.5Vdd

출력 전력=Iout×3.5Vdd

이 때문에, 이론 효율 η=100%이다.

n단의 스위치 캐패시터형 DC-DC 컨버터로 확장하면, (n+0.5)Vdd의 출력 전압이 얻어진다. 또한, 1단째의 컨덴서 C₁₁, C₁₂를 항상 직렬로 접속해 두면, (n+1)Vdd의 출력 전압이 얻어진다. 즉, 1.5Vdd, 2Vdd, 2.5Vdd, 3Vdd, 3.5Vdd, …와 같이, 0.5Vdd 단계의 출력 전압을 발생하는 것이 가능하며, 게다가 이론 효율 η=100%이다.

다음으로, 도 1, 도 2 및 도 4를 참조하면서, 상술한 구성의 스위치 캐패시터형의 DC-DC 컨버터의 제2 동작예를 설명한다. 도 4는 스위치 캐패시터형의 DC-DC 컨버터의 제2 동작예를 설명하는 타이밍도이다.

상술한 제1 실시예에서는, 각 스위치의 전환을 동시에 행하고 있지만, 스위치의 전환 타이밍이 어긋나면 전류가 역류하여 흐르게 될 우려가 있다. 예를 들면, 컨덴서 C₁₁, C₁₂, C₂, C₃을 직렬로 접속하여 방전을 행하기 위한 스위치(30∼33)를 온 상태로 한 상태에서, 충전용의 스위치(11∼13, 21 ∼23)를 온하면, 스위치(11∼13)를 통해 전류가 전원 전압 Vdd로 역류하여, 승압된 전압이 강하되게 된다. 이것은 DC-DC 컨버터의 효율을 악화시킨다. 마찬가지로, 충전용의 스위치(11∼13, 21∼23)를 오프시키는 것보다 이전에, 스위치(30∼33)가 온하게 되면 마찬가지로 역류가 발생한다. 또한, 스위치(61)와 스위치(62, 63)와의 관계에서도, 동시에 이들 스위치가 온하면, 접지 전압(0V)으로 전류가 흘러, 마찬가지로, 승압된 전압이 강하되게 되어, DC-DC 컨버터의 효율을 악화시킨다.

따라서, 이러한 전류의 역류를 방지하기 위해, 스위치(11∼13, 21∼23)가 스위칭될 때에는, 다른 스위치(30∼33), 스위치(61∼63)는 모두 오프로 해 놓는 것이 필요하다.

이하, 도 1, 도 2, 도 4를 참조하면서 스위치의 제어 단계에 대하여 설명한다. 우선, 모든 스위치를 오프한 상태에서, 충전 스위치(11∼13, 21∼23)를 온한다(도 4에서의 도시 상태). 다음으로, 스위치(61)를 온하여 컨덴서 C₁₁, C₁₂를 직렬 접속한다(도 4에서의 도시 상태). 이에 의해, 컨덴서 C₁₁, C₁₂, C₂, C ₃은 전원 전압 Vdd로부터의 전류에 의해 충전된다. 컨덴서 C₁₁, C₁₂는 직렬 접속된 상태에서 충전된다(도 1의 상태).

다음으로, 스위치(61)를 오프한다(도 4에서의 도시 상태). 이에 의해, 컨덴서 C₁₁, C₁₂는 비접속 상태로 된다. 그 후, 충전 스위치(11∼13, 21∼23)를 오프한다(도 4에서의 상태).

다음으로, 스위치(62, 63)를 온한다. 이에 의해, 컨덴서 C₁₁, C₁₂는 병렬 접속된다(도 4에서의 도시 상태). 다음으로, 방전 스위치(30∼33)를 온한다(도 4에서의 도시 상태). 이에 의해, 컨덴서의 결합 효과에 의해, 컨덴서 C₁₁의 전원 전압 Vdd측의 일단의 전압 V₁은 1.5Vdd로 된다. 이것은, 컨덴서 C₁₁, C₁₂의 접속점의 0.5Vdd에 전압원(10)의 Vdd가 가산되기 때문이다. 그리고, 마찬가지로 컨덴서 결합 효과에 의해, 전압 V₂는 2.5Vdd로, 전압 V₃(=Vout)은 3.5Vdd로 각각 승압된다(도 2의 상태). 다음으로, 방전 스위치(30∼33)를 오프한다(도 4에서의 도시 상태). 다음으로, 스위치(62, 63)를 오프한다(도 4에서의 도시 상태). 이상의 단계를 반복함으로써, 전류의 역류를 초래하지 않고, 승압 동작을 행할 수 있다.

다음으로, 도 5 및 도 6은 제2 실시예에 따른 3단 구성의 스위치 캐패시터형 DC-DC 컨버터를 도시하는 회로도이다. 이 스위치 캐패시터형 DC-DC 컨버터는, 2단째에 직병렬 컨덴서 C₂₁, C₂₂를 갖고 있다. 스위치(71, 72, 73)는 컨덴서 C₂₁, C₂₂를 직렬 또는 병렬로 전환하는 스위치이다. 다른 구성에 대해서는 제1 실시예와 마찬가지이다.

이 스위치 캐패시터형 DC--DC 컨버터의 동작에 대해서도 제1 실시예의 것과 마찬가지로 이해할 수 있다. 도 4에 도시한 바와 같이, 스위치(11∼13) 및 스위치(21∼23)를 온시키고, 스위치(30∼33)를 오프한다. 동시에, 스위치(71)를 온시키고, 스위치(72, 73)를 오프시킨다.

그렇게 하면, 컨덴서 C₂₁, C₂₂는 직렬로 접속된 상태에서, 전원 전압 Vdd와 접지 전압(0V) 사이에 접속되어, 충전이 이루어진다. 1단째의 컨덴서 C₁, 3단째의 컨덴서 C₃은 전원 전압 Vdd와 접지 전압(0V) 사이에 병렬로 접속되어, 충전이 이루어진다.

이에 의해, 컨덴서 C₂₁과 C₂₂의 접속점의 전압 V₀은 0.5Vdd로 되며, 컨덴서 C₂₁의 고전압측의 전압 V₂는 Vdd로 된다. 즉, 각 컨덴서 C₂₁, C₂₂는 0.5Vdd로 충전된다. 단, 각 컨덴서 C₂₁, C₂₂가 갖는 용량값은 동일한 것으로 한다.

컨덴서 C₁, C₃의 전압 V₁, V₃은 모두 Vdd로 된다. 출력 단자(40)에서의 출력 전류를 Iout로 하면, 컨덴서 C₂₁, C₂₂의 충전 전류는 Iout, 컨덴서 C₁, C₃의 충전 전류는 2Iout이다.

다음으로, 도 6에 도시한 바와 같이, 스위치(11∼13) 및 스위치(21∼23)를 오프시키고, 스위치(30∼33)를 온한다. 동시에, 스위치(71)를 오프시키고, 스위치(72, 73)를 온시킨다.

그렇게 하면, 컨덴서 C₂₁, C₂₂ 및 C₂, C₃은 전원 전압 Vdd와 접지 전압(0V)으로부터 분리된다. 동시에, 컨덴서 C₂₁, C₂₂는 병렬 접속된 상태에서, 컨덴서 C₁, C₃과 서로 직렬로 접속되어, 방전이 행해진다.

그리고, 컨덴서 결합 효과에 의해, 컨덴서 C₁의 전원 전압 Vdd측의 일단의 전압 V₁은 2Vdd로 된다. 2단째의 전압 V₂는 2.5Vdd로 된다. 이것은, 컨덴서 C₂₁, C₂₂의 접속점의 0.5Vdd에 전압 V₁이 가산되기 때문이다. 그리고, 마찬가지로 컨덴서 결합 효과에 의해, 전압 V₃(=Vout)은 3.5Vdd로 각각 승압된다.

출력 단자(40)에서의 출력 전류를 Iout로 하면, 전원 Vdd로부터 컨덴서 C₁로 흐르는 전류는 2Iout이다. 이것이 효율을 결정하는 전류이다. 따라서, 본 실시예에 대해서도 제1 실시예과 마찬가지의 조건 하에서,

입력 전력=(3×2Iout+Iout)/2×Vdd=Iout×3.5Vdd

출력 전력=Iout×3.5Vdd

가 성립한다. 이 때문에, 이론 효율 η=100%이다.

또한 이상의 설명으로부터, 직병렬 컨덴서는 몇 단째에 삽입해도 동일한 결과를 얻을 수 있는 것을 알 수 있다. 또한, 전류의 역류를 방지하기 위한 동작 타이밍에 대해서는 제1 실시예에서 설명한 것(도 4 참조)과 마찬가지이다.

다음으로, 제3 실시예에 대하여 도 7 및 도 8을 참조하면서 설명한다. 제1 및 제2 실시예는 플러스의 승압 전압을 발생하는 DC-DC 컨버터이지만, 본 실시예의 것은 마이너스의 승압 전압을 발생하는 DC-DC 컨버터이다.

참조 부호 10은 전원 전압 Vdd를 공급하는 전압원이다. C₁₁, C₁₂는 스위치(81, 82, 83)에 의해 직렬 또는 병렬로 전환 가능한 컨덴서이다. 스위치(81)가 온하고, 스위치(82, 83)가 오프하면, 컨덴서 C₁₁, C₁₂는 서로 직렬로 접속된다. 반대로 스위치(81)가 오프하고, 스위치(82, 83)가 온하면, 컨덴서 C₁₁, C₁₂는 서로 병렬로 접속된다. 참조 부호 11은 전원 전압 Vdd와 컨덴서 C₁₁의 일단 사이에 설치된 스위치, 참조 부호 21은 접지 전압(0V)과 각 컨덴서 C₁₂의 일단 사이에 설치된 스위치이다.

여기까지는 제1 실시예와 마찬가지의 구성이지만, 이하의 구성이 다르다. 참조 부호 30은 접지 전압(0V)과 1단째의 컨덴서 C₁₂의 전원 전압(Vdd)측의 일단 사이에 설치된 스위치, 참조 부호 31은 컨덴서 C₁₁의 접지 전압(0V)측의 일단과 2단째의 컨덴서 C₂의 전원 전압(Vdd)의 일단 사이에 설치된 스위치, 참조 부호 32는 컨덴서 C₂의 접지 전압(0V)측의 일단과 3단째의 컨덴서 C₃의 전원 전압(Vdd)측의 일단 사이에 설치된 스위치, 참조 부호 33은 컨덴서 C₃의 접지 전압(0V)측의 일단과 출력 단자(40) 사이에 설치된 스위치이다.

또한, Cout는 출력 용량, 참조 부호 50은 출력 단자(40)에 접속된 전류 부하로, 제1 실시예와 마찬가지이다.

이 스위치 캐패시터형 DC--DC 컨버터의 동작에 대해서도 제1 및 제2 실시예의 것과 마찬가지로 이해할 수 있다. 도 7에 도시한 바와 같이, 스위치(11∼13) 및 스위치(21∼23)를 온시키고, 스위치(30∼33)를 오프시킨다. 동시에, 스위치(81)를 온시키고, 스위치(82, 83)를 오프시킨다.

그렇게 하면, 컨덴서 C₁₁, C₁₂는 직렬로 접속된 상태에서, 전원 전압 Vdd와 접지 전압(0V) 사이에 접속되어, 충전이 이루어진다. 2단째의 컨덴서 C₂, 3단째의 컨덴서 C₃은 전원 전압 Vdd와 접지 전압(0V) 사이에 병렬로 접속되어, 충전이 이루어진다.

이에 의해, 컨덴서 C₁₁과 C₁₂의 접속점의 전압 V₀은 0.5Vdd로 되고, 컨덴서 C₁₂의 저전압측의 전압 V₁은 접지 전압(0V)으로 된다. 즉, 각 컨덴서 C₁₁, C₁₂는 0.5Vdd로 충전된다. 단, 각 컨덴서 C₂₁, C₂₂가 갖는 용량값은 동일한 것으로 한다. 여기서, 출력 단자(40)에서의 출력 전류를 Iout로 하면, 컨덴서 C₁₁, C₁₂의 충전 전류는 Iout, 컨덴서 C₂, C₃의 충전 전류는 2Iout이다.

다음으로, 도 8에 도시한 바와 같이, 스위치(11∼13) 및 스위치(21∼23)를 오프시키고, 스위치(30∼33)를 온시킨다. 동시에, 스위치(81)를 오프시키고, 스위치(82, 83)를 온시킨다.

그렇게 하면, 컨덴서 C₁₁, C₁₂ 및 C₂, C₃은 전원 전압 Vdd와 접지 전압(0V)으로부터 분리된다. 동시에, 컨덴서 C₁₁, C₁₂는 병렬 접속된 상태에서, 컨덴서 C₂, C₃과 서로 직렬로 접속되어, 방전이 행해진다.

그리고, 컨덴서 결합 효과에 의해, 컨덴서 C₁₂의 접지 전압(0V)측의 단자의 전압 V₁은 -0.5Vdd로 된다. 이것은 컨덴서 C₁₁의 전원 전압 Vdd측의 전압이 Vdd로부터 0V로 변화된 것에 수반하는 것이다. 그렇게 하면, 2단째의 전압 V₂는 -1.5Vdd로 된다. 이것은, 컨덴서 C₂의 전원 전압 Vdd측의 전압이 Vdd로부터 -0.5V로 변화된 것에 수반하는 컨덴서 결합 효과에 의한 것이다. 계속해서, 3단째의 전압 V₃은 -2.5Vdd로 된다. 이것은, 컨덴서 C₃의 전원 전압 Vdd측의 전압이 Vdd로부터 -1.5Vdd로 변화된 것에 수반하는 컨덴서 결합 효과에 의한 것이다.

이렇게 해서, 출력 단자(40)로부터 출력 전압 Vout=-2.5Vdd가 얻어진다.

본 실시예에 대해서는, 제1 실시예과 마찬가지의 조건 하에서,

입력 전력=(2×2Iout+Iout)/2×Vdd=Iout×2.5Vdd

출력 전력=Iout×2.5Vdd

가 성립한다. 이 때문에, 이론 효율 η=100%이다. 또한, 전류의 역류를 방지하기 위한 동작 타이밍에 대해는 제1 실시예에서 설명한 것(도 4 참조)과 마찬가지이다.

본 발명에 따르면, 공급되는 전원 전압 Vdd보다 작은 단계의 출력 전압, 예를 들면, 1.5Vdd, 2.5Vdd, 3.5Vdd, …를 발생하는 것이 가능한 DC-DC 컨버터를 제공할 수 있음과 함께, 전류의 역류에 의한 효율의 악화를 방지할 수 있다.

특히, DC-DC 컨버터를 전원 회로에 적용한 경우, 전원 회로의 효율을 대폭 향상시킬 수 있다.

도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 DC-DC 컨버터를 도시하는 회로도.

도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 DC-DC 컨버터를 도시하는 회로도.

도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 DC-DC 컨버터의 제1 동작예를 설명하는 타이밍도.

도 4는 본 발명의 제1 실시예에 따른 DC-DC 컨버터의 제2 동작예를 설명하는 타이밍도.

도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 DC-DC 컨버터를 도시하는 회로도.

도 6은 본 발명의 제2 실시예에 따른 DC-DC 컨버터를 도시하는 회로도.

도 7은 본 발명의 제3 실시예에 따른 DC-DC 컨버터를 도시하는 회로도.

도 8은 본 발명의 제3 실시예에 따른 DC-DC 컨버터를 도시하는 회로도.

도 9는 종래예에 따른 DC-DC 컨버터를 도시하는 회로도.

도 10은 종래예에 따른 DC-DC 컨버터를 도시하는 회로도.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

10 : 전압원

11∼13 : 스위치

21∼23 : 스위치

30∼33 : 스위치

40 : 출력 단자

50 : 전류 부하

61∼63 : 스위치

71∼73 : 스위치

81∼83 : 스위치

C₁∼C₃ : 컨덴서

C₁₁, C₁₂ : 컨덴서

C₂₁, C₂₂ : 컨덴서

Cout : 출력 용량

Claims

각 단을 구성하는 컨덴서와, 상기 각 단마다 설치되며, 상기 컨덴서를 전압원에 접속하여 충전을 행하기 위한 제1 스위치와, 상기 각 단마다 설치되며, 상기 컨덴서를 다음 단의 컨덴서에 직렬로 접속하여 방전을 행하기 위한 제2 스위치와, 상기 각 단 중, 적어도 1단은 복수의 컨덴서를 포함하며, 상기 복수의 컨덴서를 직렬로 접속하기 위한 제3 스위치와, 상기 복수의 컨덴서를 병렬로 접속하기 위한 제4 스위치를 포함하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법에 있어서 ,

상기 제1 스위치의 전환 시에는 상기 제2, 제3 및 제4 스위치를 오프로 하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
제1항에 있어서,

상기 복수의 컨덴서는 각각 동일한 용량값을 갖는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
제1항에 있어서,

상기 제1 스위치, 제2 스위치, 제3 스위치 및 제4 스위치는 MOS 트랜지스터로 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
각 단을 구성하는 컨덴서와, 상기 각 단마다 설치되며, 컨덴서를 전압원에 접속하여 충전을 행하기 위한 제1 스위치와, 상기 각 단마다 설치되며, 상기 컨덴서를 다음 단의 컨덴서에 직렬로 접속하여 방전을 행하기 위한 제2 스위치와, 상기 각 단 중, 적어도 1단은 복수의 컨덴서를 포함하며, 상기 복수의 컨덴서를 직렬로 접속하는 제3 스위치와, 상기 복수의 컨덴서를 병렬로 접속하는 제4 스위치를 포함하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법에 있어서,

상기 제1, 제2, 제3 스위치가 오프인 상태에서, 상기 제1 스위치를 온함으로써 컨덴서의 충전을 행하는 제1 단계와,

상기 제3 스위치를 온함으로써 상기 복수의 컨덴서를 직렬로 접속하는 제2 단계와,

상기 제3 스위치를 오프하는 제3 단계와,

상기 제1 스위치를 오프하는 제4 단계와,

상기 제4 스위치를 온함으로써 상기 복수의 컨덴서를 병렬로 접속하는 제5 단계와,

상기 제2 스위치를 온함으로써 상기 컨덴서의 방전을 행하는 제6 단계와,

상기 제2 스위치를 오프하는 제7 단계와,

상기 제4 스위치를 오프하는 제8 단계

를 포함하며,

상기 제1 단계∼제8 단계를 반복함으로써, 승압을 행하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
제4항에 있어서,

상기 복수의 컨덴서는 각각 동일한 용량값을 갖는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
제4항에 있어서,

상기 제1 스위치, 제2 스위치, 제3 스위치 및 제4 스위치는 MOS 트랜지스터로 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터의 제어 방법.