CN218071306U - 混合功率变换器 - Google Patents

Abstract

本申请公开了混合功率变换器。该混合功率变换器包括：第一电感，连接至混合功率变换器的输入端；开关电容网络，连接在第一电感和混合功率变换器的输出端之间，其中，开关电容网络包括多个开关元件、多个电容、以及至少一个第二电感，至少一个第二电感与多个电容中的第一组电容串联连接形成谐振电路，多个开关元件根据多个控制信号控制多个开关元件的导通和关断，从而周期性地改变多个电容的连接路径，使得第一电感、至少一个第二电感和多个电容进行充电和放电，混合功率变换器调节控制信号的占空比，从而将输入电压转换成期望的输出电压。该混合功率变换器可以提高电路的输出电压调节能力、实现电路小型化以及提高电路的转换效率。

Description

混合功率变换器

技术领域

本实用新型涉及功率变换器，更具体地，涉及电感和电容二者作为储能元件的混合功率变换器。

背景技术

功率变换器是将输入电压波形转换成期望的输出电压或输出电流的功率模块。功率变换器包括开关元件和储能元件，开关元件根据控制信号周期性地导通和断开，储能元件则相应地储存电能和释放电能，从而在功率变换器的输出端提供输出电压信号。

在采用电感作为储能元件的功率变换器中，采用反馈环路调节控制信号的占空比，可以获得大致恒定的输出电压或输出电流，采用调节元件调节控制信号的占空比，可以调节输出电压或输出电流的值。在电容作为储能元件的功率变换器中，开关元件的导通时间和关断时间大于充电时间常数和放电时间常数，在稳态下获得与输入电压成固定比例的输出电压。

图1a和1b分别示出根据现有技术的开关电容网络功率变换器的示意性电路图以及控制信号的工作波形图。在功率变换器中，开关元件Q1 和Q2交替导通和关断，电容C1周期性地充电和放电，将电能从输入端传输至输出端，输出电容Co连接在输出端以滤除纹波以获得稳定的输出电压，例如，与输入电压为1：1的固定比例的输出电压。与采用电感的功率变换器相比，采用开关电容拓扑的功率变换器具有电容尺寸小、电路转换效率和功率密度高、开关元件电压应力低的优点，但存在着难以灵活调节输出电压、开关元件数量多、控制电路设计困难的缺点。

因此，需要开发出新型的混合功率变换器电路，兼顾传统的电感和采用电容的功率变换器的优点，从而提供高转换效率、高功率密度的功率解决方案。

实用新型内容

有鉴于此，本实用新型的目的在于提出了一种混合功率变换器，其中，将电感和电容二者作为储能元件，采用多个开关元件周期性地改变所述多个电容的连接路径，使得所述电感和所述多个电容进行充电和放电以获得在预定电压范围内可以调节的输出电压。

根据本实施新型的实施例，提供一种混合功率变换器，其特征在于，包括：第一电感，连接至所述混合功率变换器的第一端；开关电容网络，连接在所述第一电感和所述混合功率变换器的第二端之间，其中，所述开关电容网络包括多个开关元件、多个电容、以及至少一个第二电感，所述至少一个第二电感与所述多个电容中的第一组电容串联连接形成谐振电路，所述多个开关元件根据多个控制信号控制所述多个开关元件的导通和关断，从而周期性地改变所述多个电容的连接路径，使得所述第一电感、所述至少一个第二电感和所述多个电容进行充电和放电，所述混合功率变换器调节所述控制信号的占空比，从而将输入电压转换成期望的输出电压。

优选地，所述开关电容网络的所述多个开关元件包括：第一组开关元件，包括串联连接在所述功率变换器的第二端和地之间的第二开关元件和第一开关元件，所述第二开关元件和所述第一开关元件形成第一节点；第二组开关元件，包括串联连接在所述功率变换器的第二端和地之间的第四开关元件和第三开关元件，所述第四开关元件和所述第三开关元件形成第二节点；以及第三组开关元件，与所述第一电感串联连接在所述功率变换器的第一端和第二端之间，所述第三组开关元件与所述第一电感之间以及彼此之间形成第三组节点，其中，所述多个电容的第一端顺序连接至所述第三组节点中的相应节点，第二端交替连接至所述第一节点和所述第二节点之一。

优选地，所述多个电容根据所述第三组节点的顺序分成偶数序号的第一组电容和奇数序号的第二电容，所述第一组电容中的每个电容与相应的第二电感串联连接形成谐振电路，或者所述第二组电容中的每个电容与相应的第二电感串联连接形成谐振电路。

优选地，所述多个开关元件的多个控制信号具有与所述谐振电路的谐振频率相对应的开关周期。

优选地，所述第三组开关元件的数量与所述多个电容的数量相同。

优选地，所述多个控制信号包括第一控制信号和第二控制信号，所述第一控制信号和所述第二控制信号分别为包括导通时间和关断时间的周期性信号，并且彼此互补。

优选地，所述第一开关元件、所述第四开关元件和所述第三组开关元件中的奇数序号的开关元件的控制端接收所述第一控制信号，所述第二关元件、所述第三开关元件和所述第三组开关元件中的偶数序号的开关元件的控制端接收所述第二控制信号。

优选地，在所述开关电容网络中选择所述多个电容的数量以获得预定电压范围，通过调节所述第一控制信号和所述第二控制信号的占空比以获得所述预定电压范围内期望的输出电压。

优选地，所述混合功率变换器的第一端作为输入端以接收所述输入电压，所述功率变换器的第二端作为输出端以提供所述输出电压，所述混合功率变换器作为降压变换器工作。

优选地，所述混合功率变换器连续的开关周期中稳态下的输出电压如下，

Vo＝Vi/(N+0.5)

其中，Vo表示输出电压，Vi表示输入电压，D＝0.5表示第一控制信号占空比，N表示电容的数量，且N是大于等于2的自然数。

优选地，还包括：输出电容，所述输出电容连接在所述功率变换器的第二端和地之间。

优选地，所述混合功率变换器的第二端作为输入端以接收所述输入电压，所述功率变换器的第一端作为输出端以提供所述输出电压，所述混合功率变换器作为升压变换器工作。

优选地，所述混合功率变换器连续的开关周期中稳态下的输出电压如下，Vo＝Vi*(N+0.5)其中，

Vo表示输出电压，Vi表示输入电压，D＝0.5表示第一控制信号占空比，N表示电容的数量，且N是大于等于2的自然数。

优选地，还包括：输出电容，所述输出电容连接在所述功率变换器的第一端和地之间。

根据上述实施例的混合功率变换器，提供与输入电压Vi成比例的输出电压Vo，通过改变控制信号的占空比可以获得预定电压范围内期望的输出电压。因此，该混合功率变换器可以提高电路的输出电压调节能力(regulation)，获得期望的转换比。

根据上述实施例的混合功率变换器，在功率变换器的输入端和开关电容网络之间串联连接电感。与传统的采用电感的功率变换器相比，在一个开关周期内，开关元件导通或者关断时施加在此电感的伏秒乘积大幅减小。即使采用小尺寸的电感也可以达到高转换效率的要求。因此，该混合功率变换器可以减小电感尺寸以实现小型化。

根据上述实施例的混合功率变换器，在开关电容网络中，由于开关元件的电压应力小于输入电压，因此允许采用低额定电压的开关元件。与高额定电压的开关元件相比，采用低额定电压的开关元件有着低开关损耗和低导通损耗的优势。因此，该混合功率变换器可以运行在高开关频率的同时还提高电路的转换效率(high efficiency)。

根据上述实施例的混合功率变换器，在开关电容网络中，第一组电容或第二组电容与相应的第二电感串联连接，形成谐振电路。开关电容网络中开关元件的控制信号的开关周期对应于谐振电路的谐振频率。因此，开关电容网络中的电容的充放电过程将产正弦波的谐振电流。由于开关元件在正弦波的情形下最大电流值相应地减小，因此允许采用低额定功率的开关元件。与高额定功率的开关元件相比，采用低额定功率的开关元件有着允许减小元件尺寸的优势。因此，该混合功率变换器可以运行在高开关频率的同时还可以实现小型化。

根据上述实施例的混合功率变换器，将电感和电容一起作为储能元件，电容的能量密度远远高于电感。与传统的仅采用电感的功率变换器相比，混合功率变换器具有更高的功率密度(high density)。与传统的仅采用电容的功率变换器相比，混合变换器可以利用电感实现输出电压调节能力(regulation)，电路的平滑启动(smooth startup)和多项电路之间的均流(scalability)。

附图说明

通过以下参照附图对本实用新型实施例的描述，本实用新型的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1a和1b分别示出根据现有技术的开关电容网络功率变换器的示意性电路图以及控制信号的工作波形图。

图2a和2b分别示出根据本实用新型第一实施例的混合功率变换器的示意性电路图以及控制信号的工作波形图。

图3a和3b分别示出根据本实用新型第一实施例的混合功率变换器在第一阶段和第二阶段的等效电路图。

图4a和4b分别示出根据本实用新型第二实施例的混合功率变换器的示意性电路图以及控制信号的工作波形图。

图5a和5b分别示出根据本实用新型第二实施例的混合功率变换器在第一阶段和第二阶段的等效电路图。

图6a和6b分别示出根据本实用新型第三实施例的混合功率变换器在晶体管数量分别为偶数和奇数时的示意性电路图。

图6c示出图6a和6b中混合功率变换器的控制信号的工作波形图。

图7a和7b分别示出根据本实用新型第四实施例的混合功率变换器在晶体管数量分别为偶数和奇数时的示意性电路图。

图7c示出图7a和7b中混合功率变换器的控制信号的工作波形图。

图8示出根据本实用新型的混合功率变换器的控制方法的流程图。

具体实施方式

以下基于实施例对本实用新型进行描述，但是本实用新型并不仅仅限于这些实施例。在下文对本实用新型的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本实用新型。为了避免混淆本实用新型的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。在本实用新型的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本实用新型的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

<第一实施例>

图2a和2b分别示出根据本实用新型第一实施例的混合功率变换器的示意性电路图以及控制信号的工作波形图。功率变换器20在输入端和地之间接收输入电压Vi，在输出端和地之间提供输出电压Vo。功率变换器20包括电感Ls、开关电容网络、以及输出电容Co，该开关电容网络包括开关元件Q1和Q2以及Qa至Qd、电容C1和C2、以及电感L1。

在功率变换器20中，电感Ls的第一端连接至功率变换器20的输入端，第二端连接至开关元件Q1，开关元件Q1和Q2依次串联连接在电感Ls的第二端和功率变换器20的输出端之间，开关元件Qa和Qb依次串联连接在功率变换器20的输出端和地之间，开关元件Qc和Qd依次串联连接在功率变换器20的输出端和地之间，输出电容Co连接在功率变换器20的输出端和地之间。开关元件Qa和Qb的中间节点为第一节点，开关元件Qc和Qd的中间节点为第二节点。电容C1连接在电感 Ls的第二端与第一节点之间，电容C2和电感L1串联连接在开关元件 Q1和Q2的中间节点与第二节点之间。

开关元件包括选自场效应晶体管和双极型晶体管的任意一种。在该实施例中，开关元件例如为N型MOSFET，然而，本实用新型不限于此。开关元件Q1、Qa和Qd的栅极接收控制信号G1，开关元件Q2、Qb和 Qc的栅极接收控制信号G2。控制信号G1和G2为周期性信号，各自在每个开关周期T中包括导通时间Ton和关断时间Toff，并且，控制信号 G1和G2彼此互补，即，在控制信号G1有效时，控制信号G2无效，反之亦然。为了清楚起见，在图中未示出用于产生控制信号G1和G2 的控制电路。

功率变换器20的电路效率与开关电容网络中开关元件的控制信号 G1和G2的占空比相关，为了优化电路效率，开关电容网络中开关元件的控制信号G1和G2采用的占空比例如是固定值0.5。因此，功率变换器20的输出电压Vo和输入电压Vi之间具有如下式(1)所示的固定的比例关系。

在功率变换器20的工作期间，功率变换器20中的控制信号G1和 G2周期性变化，开关元件Q1和Q2以及Qa至Qd的导通状态相应变化，因此，在开关周期T的不同阶段，电容C1和C2的连接关系不同，从而充放电状态相应改变。

如图3a所示，在开关周期T的第一时间段，即时刻t0至t1的时间段，控制信号G1有效且控制信号G2无效，开关元件Q1、Qa和Qd导通，开关元件Q2、Qb和Qc关断。电容C1连接电感Ls的第二端与地之间，电容C2和电感L1串联连接在电感Ls的第二端与功率变换器20 的输出端之间。功率变换器20的输入电压Vi为电感Ls、电容C2和电感L1充电，同时，将电能提供至功率变换器20的输出端。电容C1经由电容C2和电感L1放电的同时为电容C2和电感L1充电。

如图3b所示，在开关周期T的第二时间段，即时刻t1至t2的时间段，控制信号G1无效且控制信号G2有效，开关元件Q1、Qa和Qd关断，开关元件Q2、Qb和Qc导通。电容C1连接在电感Ls的第二端与功率变换器20的输出端之间，电容C2和电感L1串联连接在功率变换器20的输出端与地之间。电感Ls经由电容C1放电的同时为电容C1充电，同时，将电能提供至功率变换器20的输出端。电容C2和电感L1 放电将电能提供至功率变换器20的输出端。

在连续的开关周期中，根据开关电容网络中电容的电荷平衡原理，稳态时电容C1上的直流电压Vc1等于2Vo,电容C2上的直流电压Vc2 等于Vo。如图3a所示，在开关周期T的第一时间段，即时刻t0至t1 的时间段，电感Ls第二端的电压等于(Vc1＝Vc2+Vo＝2Vo)。如图3b所示，在开关周期T的第二时间段，即时刻t1至t2的时间段，电感Ls第二端的电压等于(Vc1+Vo＝3Vo)。在整个开关周期中，电感Ls第一端的电压等于Vi。

根据电感的伏秒平衡原理，(Vi-2Vo)×Ton+(Vi-3Vo)×Toff＝0，由此可以推断出：在连续的开关周期中，功率变换器20在稳态下的输出电压 Vo如下，

Vo＝Vi/(3-0.5) (1)，

其中，Vi表示输入电压，D＝0.5表示控制信号G1的占空比。

进一步地，在上述开关电容网络中，电容C2和电感L1串联连接在开关元件Q1和Q2的中间节点与第二节点之间，形成谐振电路。

根据谐振电路的谐振特性可知开关元件的控制信号G1的开关周期T 是对应于对应于谐振电路的谐振频率的固定值，如下式(2)所示：

其中，Ton和Toff分别表示控制信号G1的导通时间和关断时间,L表示电感L1的电感值，C表示电容C2的电容值。

根据第一实施例的功率变换器，作为降压变换器工作，提供与输入电压Vi成比例的输出电压Vo。在开关电容网络中电容的数量为2个，以获得Vi/2至Vi/3的预定电压范围。因而，该功率变换器可以提高电路的输出电压调节能力(regulation)，获得期望的转换比。

<第二实施例>

图4a和4b分别示出根据本实用新型第二实施例的混合功率变换器的示意性电路图以及控制信号的工作波形图。功率变换器30在输入端和地之间接收输入电压Vi，在输出端和地之间提供输出电压Vo。功率变换器30包括电感Ls、开关电容网络、以及输出电容Co，该开关电容网络包括开关元件Q1至Q3以及Qa至Qd、电容C1至C3、以及电感L1。

在功率变换器30中，电感Ls的第一端连接至功率变换器30的输入端，第二端连接至开关元件Q1，开关元件Q1至Q3依次串联连接在电感Ls的第二端和功率变换器30的输出端之间，开关元件Qa和Qb依次串联连接在功率变换器30的输出端和地之间，开关元件Qc和Qd依次串联连接在功率变换器30的输出端和地之间，输出电容Co连接在功率变换器30的输出端和地之间。开关元件Qa和Qb的中间节点为第一节点，开关元件Qc和Qd的中间节点为第二节点。电容C1连接在电感 Ls的第二端与第一节点之间，电容C2和电感L1串联连接在开关元件 Q1和Q2的中间节点与第二节点之间，电容C3连接在开关元件Q2和 Q3的中间节点与第一节点之间。

开关元件包括选自场效应晶体管和双极型晶体管的任意一种。在该实施例中，开关元件例如为N型MOSFET，然而，本实用新型不限于此。开关元件Q1、Q3、Qa和Qd的栅极接收控制信号G1，开关元件Q2、 Qb和Qc的栅极接收控制信号G2。控制信号G1和G2为周期性信号，各自在每个开关周期T中包括导通时间Ton和关断时间Toff，并且，控制信号G1和G2彼此互补，即，在控制信号G1有效时，控制信号G2 无效，反之亦然。为了清楚起见，在图中未示出用于产生控制信号G1 和G2的控制电路。

功率变换器30的电路效率与开关电容网络中开关元件的控制信号 G1和G2的占空比相关，为了优化电路效率，开关电容网络中开关元件的控制信号G1和G2采用的占空比例如是固定值0.5。因此，功率变换器30的输出电压Vo和输入电压Vi之间具有如下式(3)所示的固定的比例关系。

在功率变换器30的工作期间，功率变换器30中的控制信号G1和 G2周期性变化，开关元件Q1至Q3以及Qa至Qd的导通状态相应变化，因此，在开关周期T的不同阶段，电容C1至C3的连接关系不同，从而充放电状态相应改变。

如图5a所示，在开关周期T的第一时间段，即时刻t0至t1的时间段，控制信号G1有效且控制信号G2无效，开关元件Q1、Q3、Qa和Qd导通，开关元件Q2、Qb和Qc关断。电容C1连接在电感Ls的第二端与地之间，电容C2和电感L1串联连接在电感Ls的第二端与功率变换器30的输出端之间，电容C3连接在功率变换器30的输出端和地之间。功率变换器30的输入电压Vi为电感Ls、电容C2和电感L1充电，同时，将电能提供至功率变换器30的输出端。电容C1经由电容C2和电感L1放电的同时为电容C2和电感L1充电。电容C3放电将电能提供至功率变换器30的输出端。

如图5b所示，在开关周期T的第二时间段，即时刻t1至t2的时间段，控制信号G1无效且控制信号G2有效，开关元件Q1、Q3、Qa和 Qd关断，开关元件Q2、Qb和Qc导通。电容C1连接电感Ls的第二端与功率变换器30的输出端之间，电感L1、电容C2和C3串联连接在功率变换器30的输出端与地之间。电感Ls经由电容C1放电的同时为电容C1充电，同时，将电能提供至功率变换器30的输出端。电感L1和电容C2经由电容C3放电的同时为电容C3充电，以及将电能提供至功率变换器30的输出端。

在连续的开关周期中，根据开关电容网络中电容的电荷平衡原理，稳态时电容C1上的直流电压Vc1等于3Vo，电容C2上的直流电压Vc2 等于2Vo,电容C3上的直流电压Vc3等于Vo。如图5a所示，在开关周期T的第一时间段，即时刻t0至t1的时间段，电感Ls第二端的电压等于(Vc1＝Vc2+Vo＝3Vo)。如图5b所示，在开关周期T的第二时间段，即时刻t1至t2的时间段，电感Ls第二端的电压等于(Vc1+Vo＝4Vo)。

根据电感的伏秒平衡原理，(Vi-3Vo)×Ton+(Vi-4Vo)×Toff＝0，由此可以推断出：在连续的开关周期中，功率变换器30在稳态下的输出电压 Vo如下，

Vo＝Vi/(4-0.5) (3)，

其中，Vi表示输入电压，D＝0.5表示控制信号G1的占空比。

进一步地，在上述开关电容网络中，电容C2和电感L1串联连接在开关元件Q1和Q2的中间节点与第二节点之间，形成谐振电路。

根据谐振电路的谐振特性可知，开关元件的控制信号G1的开关周期 T是对应于对应于谐振电路的谐振频率的固定值，如下式(4)所示：

其中，Ton和Toff分别表示控制信号G1的导通时间和关断时间,L表示电感L1的电感值，C表示电容C2的电容值。

根据第二实施例的功率变换器，作为降压变换器工作，提供与输入电压Vi成比例的输出电压Vo。在开关电容网络中电容的数量为3个，以获得Vi/3至Vi/4的预定电压范围。因而，该功率变换器可以提高电路的输出电压调节能力(regulation)，获得期望的转换比。

<第三实施例>

图6a和6b分别示出根据本实用新型第三实施例的混合功率变换器在晶体管数量分别为偶数和奇数时的示意性电路图，图6c示出图6a和 6b中混合功率变换器的控制信号的工作波形图。功率变换器40在输入端和地之间接收输入电压Vi，在输出端和地之间提供输出电压Vo。功率变换器40包括电感Ls、开关电容网络、以及输出电容Co，该开关电容网络包括开关元件Q1、Q2、Q3至Q(n-1)、Qn以及Qa至Qd、电容C1、 C2、C3至Cn、以及电感L1至Lm。

在功率变换器40中，电感Ls的第一端连接至功率变换器40的输入端，第二端连接至开关元件Q1，开关元件Q1、Q2、Q3至Q(n-1)、 Qn依次串联连接在电感Ls的第二端和功率变换器40的输出端之间，其中，开关元件Qa和Qb依次串联连接在功率变换器40的输出端和地之间，开关元件Qc和Qd依次串联连接在功率变换器40的输出端和地之间，输出电容Co连接在功率变换器40的输出端和地之间。开关元件 Qa和Qb的中间节点为第一节点，开关元件Qc和Qd的中间节点为第二节点。电容C1连接在电感Ls的第二端与第一节点之间，电容C2和电感L1串联连接在开关元件Q1和Q2的中间节点与第二节点之间，电容 C3连接在开关元件Q2和Q3的中间节点与第一节点之间，依次类推。当n为偶数时，Q1、Q3、Q(n-1)分别为奇数序号的开关元件，Q2、Qn 分别为偶数序号的开关元件。依次类推，电容Cn和电感Lm串联连接在开关元件Q(n-1)和Qn的中间节点与第二节点之间，如图6a所示；当 n为奇数时，Q1、Q3、Qn分别为奇数序号的开关元件，Q2、Q(n-1)分别为偶数序号的开关元件。依次类推，电容Cn连接在开关元件Q(n-1) 和Qn的中间节点与第一节点之间，如图6b所示。

开关元件包括选自场效应晶体管和双极型晶体管的任意一种。在该实施例中，开关元件例如为N型MOSFET，然而，本实用新型不限于此。开关元件Q1、Q3、……、Qm、Qa和Qd的栅极接收控制信号G1，开关元件Q2、……、Qn、Qb和Qc的栅极接收控制信号G2。控制信号 G1和G2为周期性信号，各自在每个开关周期T中包括导通时间Ton和关断时间Toff，并且，控制信号G1和G2彼此互补，即，在控制信号 G1有效时，控制信号G2无效，反之亦然。为了清楚起见，在图中未示出用于产生控制信号G1和G2的控制电路。

功率变换器40的电路效率与开关电容网络中开关元件的控制信号 G1和G2的占空比相关，为了优化电路效率，开关电容网络中开关元件的控制信号G1和G2采用的占空比例如是固定值0.5。因此，功率变换器40的输出电压Vo和输入电压Vi之间具有如下式(5)所示的固定的比例关系。

在功率变换器40的工作期间，功率变换器40中的控制信号G1和 G2周期性变化，开关元件Q1、Q2、Q3至Q(n-1)、Qn以及Qa至Qd 的导通状态相应变化，因此，在开关周期T的不同阶段，电容C1至C3 的连接关系不同，从而充放电状态相应改变。

基于上述第一实施例和第三实施例的类似原理，在连续的开关周期中，功率变换器40在稳态下的输出电压Vo如下，

Vo＝Vi/(N+0.5) (5)，

其中，Vi表示输入电压，D＝0.5表示控制信号G1的占空比，N表示电容的数量，且N是大于等于2的自然数。

进一步地，在上述的实施例中，电容C2至Cn中的偶数序号电容与电感串联连接在相邻开关元件的应中间节点与第二节点之间，形成谐振电路。

根据谐振电路的谐振特性可知，开关元件的控制信号G1的开关周期 T是对应于对应于谐振电路的谐振频率的固定值，如下式(6)所示：

其中，Ton和Toff分别表示控制信号G1的导通时间和关断时间,L表示电感L1至Lm的电感值，C表示电容C2至Cn的电容值。

根据第三实施例的功率变换器，作为降压变换器工作，提供与输入电压Vi成比例的输出电压Vo。在开关电容网络中电容的数量为N个，以获得Vi/N至Vi/(N+1)的预定电压范围。因而，该功率变换器可以提高电路的输出电压调节能力(regulation)，获得期望的转换比。

<第四实施例>

图7a和7b分别示出根据本实用新型第四实施例的混合功率变换器在晶体管数量分别为偶数和奇数时的示意性电路图，图7c示出图7a和 7b中混合功率变换器的控制信号的工作波形图。功率变换器50在在输入端和地之间接收输入电压Vi，在输出端和地之间提供输出电压Vo。功率变换器50包括电感Ls、开关电容网络、以及输出电容Co，该开关电容网络包括开关元件Q1、Q2、Q3至Q(n-1)、Qn以及Qa至Qd、电容 C1、C2、C3至Cn、以及电感L1至Lm。

在功率变换器50中，电感Ls的第一端连接至功率变换器50的输出端，第二端连接至开关元件Q1，开关元件Q1、Q2、Q3至Q(n-1)、 Qn依次串联连接在电感Ls的第二端和功率变换器50的输入端之间。开关元件Qa和Qb依次串联连接在功率变换器50的输入端和地之间，开关元件Qc和Qd依次串联连接在功率变换器50的输入端和地之间，输出电容Co连接在功率变换器50的输出端和地之间。开关元件Qa和Qb 的中间节点为第一节点，开关元件Qc和Qd的中间节点为第二节点。电容C1连接在电感Ls的第二端与第一节点之间，电容C2连接在开关元件Q1和Q2的中间节点与第二节点之间，电容C3和电感L1串联连接在开关元件Q2和Q3的中间节点与第一节点之间，依次类推。当n为偶数时，Q1、Q3、Q(n-1)分别为奇数序号的开关元件，Q2、Qn分别为偶数序号的开关元件。依次类推，电容Cn连接在开关元件Q(n-1)和Qn的中间节点与第二节点之间，如图7a所示；当n为奇数时，Q1、Q3、Qn 分别为奇数序号的开关元件，Q2、Q(n-1)分别为偶数序号的开关元件。依次类推，电容Cn和电感Lm串联连接在开关元件Q(n-1)和Qn的中间节点与第一节点之间，如图7b所示。

开关元件包括选自场效应晶体管和双极型晶体管的任意一种。在该实施例中，开关元件例如为N型MOSFET，然而，本实用新型不限于此。开关元件Q1、Q3、……、Qm、Qa和Qd的栅极接收控制信号G1，开关元件Q2、……、Qn、Qb和Qc的栅极接收控制信号G2。控制信号 G1和G2为周期性信号，各自在每个开关周期T中包括导通时间Ton和关断时间Toff，并且，控制信号G1和G2彼此互补，即，在控制信号 G1有效时，控制信号G2无效，反之亦然。为了清楚起见，在图中未示出用于产生控制信号G1和G2的控制电路。

功率变换器50的电路效率与开关电容网络中开关元件的控制信号 G1和G2的占空比相关，为了优化电路效率，开关电容网络中开关元件的控制信号G1和G2采用的占空比例如是固定值0.5。因此，功率变换器50的输出电压Vo和输入电压Vi之间具有如下式(7)所示的固定的比例关系。

在功率变换器50的工作期间，功率变换器50中的控制信号G1和 G2周期性变化，开关元件Q1、Q2、Q3至Q(n-1)、Qn以及Qa至Qd 的导通状态相应变化，因此，在开关周期T的不同阶段，电容C1至C3 的连接关系不同，从而充放电状态相应改变。

基于上述第一实施例和第四实施例的类似原理，在连续的开关周期中，功率变换器50在稳态下的输出电压Vo如下，

Vo＝Vi*(N+0.5) (7)，

其中，Vi表示输入电压，D＝0.5表示控制信号G1的占空比，N表示电容的数量，且N是大于等于2的自然数。

进一步地，在上述的实施例中，电容C2至Cn中的奇数序号电容与电感串联连接在相邻开关元件的应中间节点与第二节点之间，形成谐振电路。

根据谐振电路的谐振特性可知，开关元件的控制信号G1的开关周期 T是对应于对应于谐振电路的谐振频率的固定值，如下式(8)所示：

其中，Ton和Toff分别表示控制信号G1的导通时间和关断时间,L表示电感L1至Lm的电感值，C表示电容C2至Cn的电容值。

根据第四实施例的功率变换器，作为升压变换器工作，提供与输入电压Vi成比例的输出电压Vo。在开关电容网络中电容的数量为N个，以获得Vi*N至Vi*(N+1)的预定电压范围。因而，该功率变换器可以提高电路的输出电压调节能力(regulation)，获得期望的转换比。

图8示出根据本实用新型的混合功率变换器的控制方法的流程图。该控制方法应用于上述根据第一至第四实施例任一项的混合功率变换器。

该功率变换器包括连接在第一端和第二端之间的电感和开关电容网络，其中，开关电容网络包括多个开关元件和多个电容。参见图6a，电容C1、C2、C3至Cn顺序连接至多个开关元件Q1、Q2、Q3至Q(n-1)、 Qn中相邻开关元件的节点，当n为偶数时，该多个电容包括奇数序号的第一组电容C1、C3和偶数序号C2、Cn的第二组电容。当n为奇数时，该多个电容包括奇数序号的第一组电容C1、C3和Cn，以及偶数序号 C2、C(n-1)的第二组电容。

在步骤S01中，在所述开关电容网络中选择所述多个电容的数量以获得预定电压范围。

在步骤S02中，采用周期性的控制信号控制所述多个开关元件的导通和关断以改变所述多个电容的连接路径，使得所述电感和所述多个电容进行充电和放电。

在步骤S03中，调节所述控制信号的占空比，以获得所述预定电压范围内期望的输出电压。

进一步地，在上述的步骤S02中，在控制信号的开关周期的第一时间段和第二时间段分别形成多个电容的不同连接路径。

在各个开关周期的第一时间段，将所述第一组电容中的第一电容的第一端连接至所述功率变换器的第一端，所述第一组电容中的其余电容的第一端连接至所述功率变换器的第二端，所述第一组电容的第二端均接地，以及将所述第二组电容中的第一电容的第一端连接至所述功率变换器的第一端，所述第二组电容中的其余电容的第一端接地，所述第二组电容的第二端均连接至所述功率变换器的第二端。

在各个开关周期的第二时间段，将所述第一组电容中的第一电容的第一端连接至所述功率变换器的第一端，所述第一组电容中的其余电容的第一端接地，所述第一组电容的第二端均连接至所述功率变换器的第二端，以及将所述第二组电容的第一端均连接至所述功率变换器的第二端，所述第二组电容的第二端均接地。

例如，继续参见图6a，第一组电容中的电容C3的第一端经由所述第二组电容的相应一个电容C2连接至所述功率变换器的第二端或经由所述第二组电容的相应一个电容C4连接到地，第二组电容C2的第一端经由所述第一组电容的相应一个电容C3连接至所述功率变换器的第二端或经由所述第二组电容的相应一个电容C1连接到地。

依照本实用新型的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该实用新型仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本实用新型的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本实用新型以及在本实用新型基础上的修改使用。本实用新型的保护范围应当以本实用新型权利要求所界定的范围为准。

Claims (14)

1.一种混合功率变换器，其特征在于，包括：

第一电感，连接至所述混合功率变换器的第一端；

开关电容网络，连接在所述第一电感和所述混合功率变换器的第二端之间，

其中，所述开关电容网络包括多个开关元件、多个电容、以及至少一个第二电感，所述至少一个第二电感与所述多个电容中的第一组电容串联连接形成谐振电路，

所述多个开关元件根据多个控制信号控制所述多个开关元件的导通和关断，从而周期性地改变所述多个电容的连接路径，使得所述第一电感、所述至少一个第二电感和所述多个电容进行充电和放电，所述混合功率变换器调节所述控制信号的占空比，从而将输入电压转换成期望的输出电压。

2.根据权利要求1所述的混合功率变换器，其特征在于，所述开关电容网络的所述多个开关元件包括：

第一组开关元件，包括串联连接在所述功率变换器的第二端和地之间的第二开关元件和第一开关元件，所述第二开关元件和所述第一开关元件形成第一节点；

第二组开关元件，包括串联连接在所述功率变换器的第二端和地之间的第四开关元件和第三开关元件，所述第四开关元件和所述第三开关元件形成第二节点；以及

第三组开关元件，与所述第一电感串联连接在所述功率变换器的第一端和第二端之间，所述第三组开关元件与所述第一电感之间以及彼此之间形成第三组节点，

其中，所述多个电容的第一端顺序连接至所述第三组节点中的相应节点，第二端交替连接至所述第一节点和所述第二节点之一。

3.根据权利要求2所述的混合功率变换器，其特征在于，所述多个电容根据所述第三组节点的顺序分成偶数序号的第一组电容和奇数序号的第二电容，

所述第一组电容中的每个电容与相应的第二电感串联连接形成谐振电路，或者

所述第二组电容中的每个电容与相应的第二电感串联连接形成谐振电路。

4.根据权利要求3所述的混合功率变换器，其特征在于，所述多个开关元件的多个控制信号具有与所述谐振电路的谐振频率相对应的开关周期。

5.根据权利要求2所述的混合功率变换器，其特征在于，所述第三组开关元件的数量与所述多个电容的数量相同。

6.根据权利要求2所述的混合功率变换器，其特征在于，所述多个控制信号包括第一控制信号和第二控制信号，所述第一控制信号和所述第二控制信号分别为包括导通时间和关断时间的周期性信号，并且彼此互补。

7.根据权利要求6所述的混合功率变换器，其特征在于，所述第一开关元件、所述第四开关元件和所述第三组开关元件中的奇数序号的开关元件的控制端接收所述第一控制信号，所述第二开关元件、所述第三开关元件和所述第三组开关元件中的偶数序号的开关元件的控制端接收所述第二控制信号。

8.根据权利要求7所述的混合功率变换器，其特征在于，在所述开关电容网络中选择所述多个电容的数量以获得预定电压范围，通过调节所述第一控制信号和所述第二控制信号的占空比以获得所述预定电压范围内期望的输出电压。

9.根据权利要求7所述的混合功率变换器，其特征在于，所述混合功率变换器的第一端作为输入端以接收所述输入电压，所述功率变换器的第二端作为输出端以提供所述输出电压，所述混合功率变换器作为降压变换器工作。

10.根据权利要求9所述的混合功率变换器，其特征在于，所述混合功率变换器连续的开关周期中稳态下的输出电压如下，

Vo＝Vi/(N+0.5)

其中，Vo表示输出电压，Vi表示输入电压，D＝0.5，表示第一控制信号占空比，N表示电容的数量，且N是大于等于2的自然数。

11.根据权利要求9所述的混合功率变换器，其特征在于，还包括：输出电容，所述输出电容连接在所述功率变换器的第二端和地之间。

12.根据权利要求7所述的混合功率变换器，其特征在于，所述混合功率变换器的第二端作为输入端以接收所述输入电压，所述功率变换器的第一端作为输出端以提供所述输出电压，所述混合功率变换器作为升压变换器工作。

13.根据权利要求12所述的混合功率变换器，其特征在于，所述混合功率变换器连续的开关周期中稳态下的输出电压如下，

Vo＝Vi*(N+0.5)

其中，Vo表示输出电压，Vi表示输入电压，D＝0.5表示第一控制信号占空比，N表示电容的数量，且N是大于等于2的自然数。

14.根据权利要求12所述的混合功率变换器，其特征在于，还包括：输出电容，所述输出电容连接在所述功率变换器的第一端和地之间。

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