CN115313849A - 并联型混合功率变换器 - Google Patents

并联型混合功率变换器 Download PDF

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CN115313849A CN202211032327.8A CN202211032327A CN115313849A CN 115313849 A CN115313849 A CN 115313849A CN 202211032327 A CN202211032327 A CN 202211032327A CN 115313849 A CN115313849 A CN 115313849A
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Abstract

本申请公开了一种并联型混合功率变换器。该并联型混合功率变换器包括：第一输入电容和第二输入电容，彼此串联连接在输入端与地之间，并且，所述第二输入电容连接在第一节点和地之间，所述输入端接收直流输入电压；以及开关电感模块和开关电容模块，分别对所述第一输入电容和所述第二输入电容的电压分量进行电压转换，以及共同连接至输出端以提供直流输出电压，其中，所述开关电感模块具有升压拓扑结构，所述开关电容模块与所述第二输入电容一起形成电容串联供电拓扑结构。该并联型混合功率变换器中的开关电感模块和开关电容模块形成并联供电方案，不仅可以减小电感尺寸实现小型化，而且可以提高电路的转换效率以及降低开关元件的电压应力。

Description

并联型混合功率变换器
技术领域
本发明涉及功率变换器，更具体地，涉及一种电感和电容二者作为储能元件的并联型混合功率变换器。
背景技术
功率变换器是将输入电压转换成期望的输出电压或输出电流的功率模块。功率变换器包括开关元件和储能元件，开关元件根据控制信号周期性地导通和断开，储能元件则相应地储存能量和释放能量，从而在功率变换器的输出端提供输出电压信号。
在采用电感作为储能元件的功率变换器中，采用反馈环路调节控制信号的占空比，可以获得大致恒定的输出电压或输出电流，采用调节元件调节控制信号的占空比，可以调节输出电压或输出电流的值。在电容作为储能元件的功率变换器中，开关元件的导通时间和关断时间大于充电时间常数和放电时间常数，在稳态下获得与输入电压成固定比例的输出电压。
图1a和图1b分别示出根据现有技术的开关电容型功率变换器的示意性电路图以及控制信号的工作波形图。在功率变换器中，开关元件Q1和Q2交替导通和关断，电容C1周期性地充电和放电，将电能从输入端传输至输出端，输出电容Co连接在输出端以滤除纹波以获得稳定的输出电压，例如，与输入电压为1：1的固定比例的输出电压。与采用电感的功率变换器相比，采用开关电容拓扑的功率变换器具有电容尺寸小、电路转换效率和功率密度高、开关元件电压应力低的优点，但存在着难以灵活调节输出电压、开关元件数量多、控制电路设计困难的缺点。
因此，需要开发出新型的并联型混合功率变换器电路，兼顾传统的电感和采用电容的功率变换器的优点，从而提供高转换效率、高功率密度的功率解决方案。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种并联型混合功率变换器，其中，利用串联连接的输入电容实现开关电感模块和开关电容模块的并联供电方案，以减小电感尺寸实现小型化，以及提高电路的转换效率以及降低开关元件的电压应力。
根据本发明的实施例，提供一种并联型混合功率变换器，包括：第一输入电容和第二输入电容，彼此串联连接在输入端与地之间，并且，所述第二输入电容连接在第一节点和地之间，所述输入端接收直流输入电压；以及开关电感模块和开关电容模块，分别对所述第一输入电容和所述第二输入电容的电压分量进行电压转换，以及共同连接至输出端以提供直流输出电压，其中，所述开关电感模块具有升压拓扑结构，所述开关电容模块与所述第二输入电容一起形成电容串联供电拓扑结构。
优选地，所述开关电容模块包括：多个第一开关元件，所述多个第一开关元件串联连接所述输出端与地之间，在所述多个第一开关元件的相邻开关元件之间形成有第二节点和第三节点；以及至少一个第一电容，所述至少一个第一电容连接在所述第二节点和所述第三节点之间。
优选地，在开关周期的第一时间段，所述多个开关元件将所述至少一个第一电容与所述第一输入电容串联连接，以形成串联充电路径，在开关周期的第二时间段，所述多个开关元件将所述至少一个第一电容与所述第二输入电容串联连接，以形成串联供电路径。
优选地，所述多个开关元件根据第一控制信号和第二控制信号之一切换导通状态，所述第一控制信号和所述第二控制信号是具有所述开关周期的互补信号。
优选地，所述多个第一开关元件的相邻开关元件以互补方式切换导通状态。
优选地，所述第一控制信号的占空比为0.5。
优选地，所述并联型混合功率变换器连续的开关周期中稳态下的输出电压如下，
Vo＝(N+1)*Vi/(1+N*(1-D1))
其中，Vo表示直流输出电压，Vi表示直流输入电压，D1表示开关电感模块的控制信号的占空比，N表示开关电容模块中的第一电容的数量。
优选地，所述至少一个第一电容包括单个第一电容或者彼此串联连接的多个第一电容。
优选地，所述至少一个第一电容连接在位于所述第二节点和所述第三节点之间的所述多个第一开关元件的一组相邻开关元件之间，并且，所述相邻开关元件的中间节点连接至所述第一节点。
优选地，所述至少一个第一电容包括彼此串联连接的多个第一电容。
优选地，所述至少一个第一电容依次连接在位于所述第二节点和所述第三节点之间的所述多个第一开关元件的多组相邻开关元件之间。
优选地，还包括：至少一个第二电容，所述至少一个第二电容连接在所述第一输入电容和所述第二输入电容之间，其中，所述至少一个第二电容与所述第一输入电容和所述第二输入电容形成多组相邻电容的中间节点。
优选地，所述多组相邻开关元件的中间节点分别连接至所述多组相邻电容的中间节点。
优选地，还包括：至少一个第二电容，所述至少一个第二电容分别将所述多组相邻开关元件的中间节点连接至所述第一节点。
优选地，所述开关电容模块还包括：至少一个第一电感，所述至少一个电感分别与所述至少一个第一电容串联连接以形成至少一个谐振电路。
优选地，在开关周期的第一时间段，所述多个开关元件将所述至少一个第一电容和所述个第一电感与所述第一输入电容串联连接，以形成串联充电路径，在开关周期的第二时间段，所述多个开关元件将所述至少一个第一电容和所述个第一电感与所述第二输入电容串联连接，以形成串联供电路径。
优选地，所述开关周期对应于所述至少一个谐振电路的谐振频率。
本发明的有益效果是：根据本发明提供的并联型混合功率变换器，能提供与输入电压Vi成比例的输出电压Vo，通过分别改变第一组控制信号和第二组控制信号的占空比，以获得预定电压范围内期望的输出电压。因此，该并联型混合功率变换器可以提高电路的输出电压调节能力(regulation)，获得期望的转换比。
根据本发明提供的并联型混合功率变换器，将电感和电容一起作为储能元件，电容的能量密度远远高于电感。与传统的仅采用电感的功率变换器相比，并联型混合功率变换器具有更高的功率密度(high density)。与传统的仅采用电容的功率变换器相比，混合变换器可以利用电感实现输出电压调节能力(regulation)，电路的平滑启动(smoothstartup)和多项电路之间的均流(scalability)。
根据本发明提供的并联型混合功率变换器，并联型混合功率变换器包括串联连接的第一输入电容和第二输入电容。功率变换器的开关电感模块和开关电容模块分别对第一输入电容和第二输入电容的电压分量进行转换。该功率变换器中的开关电感模块和开关电容模块形成并联供电方案。由于开关元件的电压应力小于输入电压，因此允许采用低额定电压的开关元件。与高额定电压的开关元件相比，采用低额定电压的开关元件有着低开关损耗和低导通损耗的优势。因此，该并联型混合功率变换器可以运行在高开关频率的同时还提高电路的转换效率(high efficiency)。
根据本发明提供的并联型混合功率变换器，开关电容模块包括与第一电容串联连接的第一电感，且二者形成谐振电路。开关电容模块中开关元件的控制信号的开关周期对应于谐振电路的谐振频率。因此，开关电容模块中的第一电容的充放电过程将产正弦波的谐振电流。由于开关元件在正弦波的情形下最大电流值相应地减小，因此允许采用低额定功率的开关元件。与高额定功率的开关元件相比，采用低额定功率的开关元件有着允许减小元件尺寸的优势。因此，该并联型混合功率变换器可以运行在高开关频率的同时还可以实现小型化。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚。
图1a和图1b分别示出根据现有技术的开关电容型功率变换器的示意性电路图以及控制信号的工作波形图。
图2a和图2b分别示出本发明第一实施例的并联型混合功率变换器的示意性电路图以及控制信号的工作波形图。
图3a和图3b分别示出本发明第二实施例的并联型混合功率变换器的示意性电路图以及控制信号的工作波形图。
图4a和图4b分别示出本发明第三实施例的并联型混合功率变换器的示意性电路图以及控制信号的工作波形图。
图5a和图5b分别示出本发明第四实施例的并联型混合功率变换器的示意性电路图以及控制信号的工作波形图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
下面，参照附图对本发明进行详细说明。
<第一实施例>
图2a和图2b分别示出本发明第一实施例的并联型混合功率变换器的示意性电路图以及控制信号的工作波形图。并联型混合功率变换器20在输入端和地之间接收输入电压Vi，在输出端和地之间提供输出电压Vo。并联型混合功率变换器20包括开关电感模块21、开关电容模块22、输入电容Ci1和Ci2、以及输出电容Co。开关电感模块21包括电感Ls、以及开关元件Qx和Qy，开关电容模块22包括电容C1、以及开关元件Q1至Q4。
输入电容Ci1和Ci2依次串联连接在并联型混合功率变换器20的输入端与地之间，输入电容Ci1和Ci2的中间节点为节点N1。输出电容Co连接在并联型混合功率变换器20的输出端与地之间。
在开关电感模块21中，电感Ls和开关元件Qy依次串联连接在并联型混合功率变换器20的输入端与输出端之间。开关元件Qx连接在电感Ls和开关元件Qy的中间节点与节点N1之间。
开关电感模块21通过开关元件Qx和Qy的互补导通控制电感Ls的充放电过程，因此可以获得高于输入电压Vi的输出电压Vo。在开关元件Qx导通时，开关元件Qy关断，直流电源提供输入电压Vi，对电感Ls和输入电容Ci2进行充电。在开关元件Qx关断时，开关元件Qy导通，电感Ls的电感电流续流进行放电，在输出端上产生输出电压Vo。因此，开关电感模块21通过改变开关元件Qx和Qy的控制信号的占空比可以调节输出电压Vo的大小。
在开关电容模块22中，开关元件Q1至Q4依次串联连接在并联型混合功率变换器20的输出端与地之间，开关元件Q2和Q3的中间节点连接至节点N1。进一步地，电容C1连接在开关元件Q1和Q2之间的节点N2与开关元件Q3和Q4之间的节点N3之间，即，连接在开关元件Q2和Q3的两端。
开关电容模块22通过开关元件Q1、Q3和Q2、Q4的互补导通控制电容C1的充放电过程，因此可以获得高于输入电压Vi的输出电压Vo。在开关元件Q2、Q4导通时，开关元件Q1、Q3关断，直流电源提供输入电压Vi，对电容C1进行充电。在开关元件Q2、Q4关断时，开关元件Q1、Q3导通，电容C1进行放电，在输出端上产生输出电压Vo。开关电容模块22用于对输入电容Ci2的电压降进行倍压升压。开关电容模块22的电路效率与开关元件Q1、Q3和Q2、Q4的控制信号的占空比相关，为了优化电路效率，开关元件Q1、Q3和Q2、Q4的控制信号采用的占空比例如是固定值0.5。
并联型混合功率变换器20中的开关元件包括选自场效应晶体管和双极型晶体管的任意一种。在该实施例中，开关元件例如为N型MOSFET，然而，本发明不限于此。开关元件Qx的栅极接收控制信号Gx，开关元件Qy的栅极接收控制信号Gy。开关元件Q1和Q3的栅极接收控制信号G1，开关元件Q2和Q4的栅极接收控制信号G2。为了清楚起见，在图2a中未示出用于产生控制信号Gx和Gy、G1和G2的控制电路。
控制信号Gx和Gy为周期性信号，控制信号Gx和Gy的开关周期相同且彼此互补。该开关周期表示为T1，控制信号Gx和Gy在各自的开关周期中包括导通时间Ton1和关断时间Toff1，即，在控制信号Gx有效时，控制信号Gy无效，反之亦然。
控制信号G1和G2为周期性信号，控制信号G1和G2的开关周期相同且彼此互补。该开关周期表示为T2，控制信号G1和G2分别在各自的开关周期中包括导通时间Ton2和关断时间Toff2，即，在控制信号G1有效时，控制信号G2无效，反之亦然。
在本实施例中，控制信号Gx和Gy和控制信号G1和G2的开关周期相同且占空比相同，控制信号Gx和Gy相比于控制信号G1和G2延迟一定时间触发。然而，本发明不限于此。例如,控制信号Gx和Gy的开关周期T1与控制信号G1和G2的开关周期T2可以相同或不同，控制信号Gx的占空比D1与控制信号G1的占空比D2可以相同或不同。并联型混合功率变换器20通过改变控制信号Gx的占空比D1来调节输出电压Vo，以及将控制信号G1的占空比D2设置为固定值以优化电路效率。
在下文的描述中，结合图2b所示的控制信号的波形图描述并联型混合功率变换器20的工作过程，以及输出电压Vo与输入电压Vi之间比例关系的计算方法。然而，如上所述，控制信号Gx和Gy和控制信号G1和G2之间的特定信号关系不应作为对本发明的限制。
在开关周期T1的第一时间段，控制信号Gx有效且控制信号Gy无效，开关元件Qx导通且开关元件Qy关断。电感Ls的第一端连接至输入端，第二端经由输入电容Ci2接地，且第二端与输出端之间断开。直流电源提供的直流输入电压Vi对电感Ls进行充电。
在上述的第一时间段中，如果控制信号G1无效且控制信号G2有效，则电容C1的第一端连接至节点N1，第二端接地。输入电容Ci1和电容C1依次串联连接在输入端和地之间。直流电源提供的直流输入电压Vi对电容C1进行充电。在上述的第一时间段中，如果控制信号G1有效且控制信号G2无效，则电容C1的第一端连接至输出端，第二端连接至节点N1。电容C1和输入电容Ci2依次串联连接在输出端和地之间。电容C1放电将电能提供至并联型混合功率变换器20的输出端。
在开关周期T1的第二时间段，控制信号Gx无效且控制信号Gy有效，开关元件Qx关断且开关元件Qy导通。电感Ls的第一端连接至输入端，第二端连接至输出端。直流电流经由电感Ls将电能提供至并联型混合功率变换器20的输出端，以及电感Ls放电将电能提供至并联型混合功率变换器20的输出端。
在上述的第二时间段中，如果控制信号G1无效且控制信号G2有效，则电容C1的第一端连接至节点N1，第二端接地。输入电容Ci1和电容C1依次串联连接在输入端和地之间。直流电源提供的直流输入电压Vi对电容C1进行充电。在上述的第二时间段中，如果控制信号G1有效且控制信号G2无效，则电容C1的第一端连接至输出端，第二端连接至节点N1。电容C1和输入电容Ci2依次串联连接在输出端和地之间。电容C1放电将电能提供至并联型混合功率变换器20的输出端。
在连续的开关周期中，并联型混合功率变换器20中的电感Ls和电容C1的充放电过程趋于稳态，在并联型混合功率变换器20的输出端提供稳定的直流输出电压Vo。该直流输出电压Vo具有相对于直流输入电压Vi升高的电压值。如下文所述，并联型混合功率变换器20可以通过改变控制信号G1的占空比获得期望的电压值。
参见图2b，控制信号Gx的占空比D1以及控制信号G1的占空比D2分别如下式(1)和(2)所示：
D1＝Ton1/(Ton1+Toff1) (1)
D2＝Ton2/(Ton2+Toff2)＝0.5 (2)
根据并联型混合功率变换器20输入端的电压关系，可以获得以下式(3)：
Vi＝Vci1+Vci2 (3)
其中，Vi表示直流输入电压，Vci1和Vci2分别表示输入电容Ci1和Ci2上的电压降。
根据并联型混合功率变换器20中的电感Ls和电容C1在放电阶段的连接关系可知，开关电感模块21和开关电容模块22组成并联供电的并联型混合功率变换器，因此，开关电感模块21和开关电容模块22按照各自的电压转换比分别进行电压转换。
根据开关电感模块21的工作原理，在稳态下开关电感模块21的电压转换比如下式(4)所示：
(Vo-Vci2)/Vci1＝1/(1-D1) (4)
其中，Vo表示直流输出电压，Vci1和Vci2分别表示输入电容Ci1和Ci2上的电压降，D1表示控制信号Gx的占空比。
根据开关电容模块22的工作原理，在稳态下开关电容模块22的的电压转换比如下式(5)所示：
Vo/Vci2＝Vo/Vc1＝2 (5)
其中，Vo表示直流输出电压，Vci2表示输入电容Ci2上的电压降，Vc1表示电容C1上的电压降。
综上式(1)到式(5)，在连续的开关周期中，并联型混合功率变换器20在稳态下的输出电压Vo如下式(6)所示：
Vo＝2*Vi/(2-D1) (6)
其中，Vo表示直流输出电压，Vi表示直流输入电压，D1表示控制信号Gx的占空比。
根据第一实施例的并联型混合功率变换器，作为升压变换器工作，提供与输入电压Vi成比例的输出电压Vo。在开关电容模块中电容的数量为1个的情形下，并联型混合功率变换器可以获得大于等于1且小于等于2的预定电压转换比。在该预定电压范围内，通过调节控制信号Gx的占空比D1，以获得期望的输出电压。因而，该并联型混合功率变换器可以提高电路的输出电压调节能力(regulation)，获得期望的转换比。
进一步地，并联型混合功率变换器包括串联连接的第一输入电容和第二输入电容。并联型混合功率变换器的开关电感模块和开关电容模块分别对第一输入电容和第二输入电容的电压分量进行转换。该并联型混合功率变换器中的开关电感模块和开关电容模块形成并联供电方案，不仅利用电感和电容一起作为储能元件提高了功率密度，而且利用电容开关变换器的特点可以提高电路效率，可以应用于小尺寸大功率的电源产品中。
<第二实施例>
图3a和图3b分别示出本发明第二实施例的并联型混合功率变换器的示意性电路图以及控制信号的工作波形图。并联型混合功率变换器30在输入端和地之间接收输入电压Vi，在输出端和地之间提供输出电压Vo。并联型混合功率变换器30包括开关电感模块31、开关电容模块32、输入电容Ci1和Ci2、以及输出电容Co。开关电感模块31包括电感Ls、以及开关元件Qx和Qy，开关电容模块32包括电容C1和C2、电容C11、以及开关元件Q1至Q6。
输入电容Ci1、电容C11、输入电容Ci2依次串联连接在并联型混合功率变换器30的输入端与地之间，电容C12与输入电容Ci1和Ci2的中间节点分别为节点N0和N1。输出电容Co连接在并联型混合功率变换器30的输出端与地之间。
在开关电感模块31中，电感Ls和开关元件Qy依次串联连接在并联型混合功率变换器30的输入端与输出端之间。开关元件Qx连接在电感Ls和开关元件Qy的中间节点与节点N0之间。
开关电感模块31通过开关元件Qx和Qy的互补导通控制电感Ls的充放电过程，因此可以获得高于输入电压Vi的输出电压Vo。在开关元件Qx导通时，开关元件Qy关断，直流电源提供输入电压Vi，对电感Ls、电容C11和输入电容Ci2进行充电。在开关元件Qx关断时，开关元件Qy导通，电感Ls的电感电流续流进行放电，在输出端上产生输出电压Vo。因此，开关电感模块31通过改变开关元件Qx和Qy的控制信号的占空比可以调节输出电压Vo的大小。
在开关电容模块32中，开关元件Q1至Q6依次串联连接在并联型混合功率变换器30的输出端与地之间，开关元件Q2和Q3的中间节点连接至节点N0，开关元件Q4和Q5的中间节点连接至节点N1。进一步地，电容C1和C2依次串联连接在开关元件Q1和Q2之间的节点N2和开关元件Q5和Q6之间的节点N3之间，即，电容C1连接在开关元件Q2和Q3的两端，电容C2连接在开关元件Q4和Q5的两端。
开关电容模块32通过开关元件Q1、Q3、Q5和Q2、Q4、Q6的互补导通控制电容C1和C2的充放电过程，因此可以获得高于输入电压Vi的输出电压Vo。在开关元件Q2、Q4、Q6导通时，开关元件Q1、Q3、Q5关断，直流电源提供输入电压Vi，对电容C1和C2进行充电。在开关元件Q2、Q4、Q6关断时，开关元件Q1、Q3、Q5导通，电容C1和C2进行放电，在输出端上产生输出电压Vo。开关电容模块32用于对输入电容Ci2的电压降进行倍压升压。开关电容模块32的电路效率与开关元件Q1、Q3、Q5和Q2、Q4、Q6的控制信号的占空比相关，为了优化电路效率，开关元件Q1、Q3、Q5和Q2、Q4、Q6的控制信号采用的占空比例如是固定值0.5。
并联型混合功率变换器30中的开关元件包括选自场效应晶体管和双极型晶体管的任意一种。在该实施例中，开关元件例如为N型MOSFET，然而，本发明不限于此。开关元件Qx的栅极接收控制信号Gx，开关元件Qy的栅极接收控制信号Gy。开关元件Q1和Q3的栅极接收控制信号G1，开关元件Q2和Q4的栅极接收控制信号G2。为了清楚起见，在图3a中未示出用于产生控制信号Gx和Gy、G1和G2的控制电路。
控制信号Gx和Gy为周期性信号，控制信号Gx和Gy的开关周期相同且彼此互补。该开关周期表示为T1，控制信号Gx和Gy在各自的开关周期中包括导通时间Ton1和关断时间Toff1，即，在控制信号Gx有效时，控制信号Gy无效，反之亦然。
控制信号G1和G2为周期性信号，控制信号G1和G2的开关周期相同且彼此互补。该开关周期表示为T2，控制信号G1和G2分别在各自的开关周期中包括导通时间Ton2和关断时间Toff2，即，在控制信号G1有效时，控制信号G2无效，反之亦然。
在本实施例中，控制信号Gx和Gy和控制信号G1和G2的开关周期相同且占空比相同，控制信号Gx和Gy相比于控制信号G1和G2延迟一定时间触发。然而，本发明不限于此。例如,控制信号Gx和Gy的开关周期T1与控制信号G1和G2的开关周期T2可以相同或不同，控制信号Gx的占空比D1与控制信号G1的占空比D2可以相同或不同。并联型混合功率变换器30通过改变控制信号Gx的占空比D1来调节输出电压Vo，以及将控制信号G1的占空比D2设置为固定值以优化电路效率。
在下文的描述中，结合图3b所示的控制信号的波形图描述并联型混合功率变换器30的工作过程，以及输出电压Vo与输入电压Vi之间比例关系的计算方法。然而，如上所述，控制信号Gx和Gy和控制信号G1和G2之间的特定信号关系不应作为对本发明的限制。
在开关周期T1的第一时间段，控制信号Gx有效且控制信号Gy无效，开关元件Qx导通且开关元件Qy关断。电感Ls的第一端连接至输入端，第二端经由输入电容Ci2接地，且第二端与输出端之间断开。直流电源提供的直流输入电压Vi对电感Ls进行充电。
在上述的第一时间段中，如果控制信号G1无效且控制信号G2有效，则电容C1的第一端连接至节点N1，电容C2的第二端接地。输入电容Ci1和电容C1和输入电容Ci2依次串联连接在输入端和地之间，输入电容Ci1和电容C2和输入电容C11依次串联连接在输入端和地之间。直流电源提供的直流输入电压Vi对电容C1和C2进行充电。在上述的第一时间段中，如果控制信号G1有效且控制信号G2无效，则电容C1的第一端连接至输出端，电容C2的第二端连接至输入电容Ci2。电容C1和C2和输入电容Ci2依次串联连接在输出端和地之间。电容C1和C2放电将电能提供至并联型混合功率变换器30的输出端。
在开关周期T1的第二时间段，控制信号Gx无效且控制信号Gy有效，开关元件Qx关断且开关元件Qy导通。电感Ls的第一端连接至输入端，第二端连接至输出端。直流电流经由电感Ls将电能提供至并联型混合功率变换器30的输出端，以及电感Ls放电将电能提供至并联型混合功率变换器30的输出端。
在上述的第二时间段中，如果控制信号G1无效且控制信号G2有效，则电容C1的第一端连接至节点N1，电容C2的第二端接地。输入电容Ci1和电容C1和输入电容Ci2依次串联连接在输入端和地之间，输入电容Ci1和电容C2和输入电容Ci2依次串联连接在输入端和地之间。直流电源提供的直流输入电压Vi对电容C1和C2进行充电。在上述的第二时间段中，如果控制信号G1有效且控制信号G2无效，则电容C1的第一端连接至输出端，电容C2的第二端连接至输入电容Ci2。电容C1和C2和输入电容Ci2依次串联连接在输出端和地之间。电容C1和C2放电将电能提供至并联型混合功率变换器30的输出端。
在连续的开关周期中，并联型混合功率变换器30中的电感Ls和电容C1和C2的充放电过程趋于稳态，在并联型混合功率变换器30的输出端提供稳定的直流输出电压Vo。该直流输出电压Vo具有相对于直流输入电压Vi升高的电压值。如下文所述，并联型混合功率变换器30可以通过改变控制信号G1的占空比获得期望的电压值。
参见图3b，控制信号Gx的占空比D1以及控制信号G1的占空比D2分别如下式(7)和(8)所示：
D1＝Ton1/(Ton1+Toff1) (7)
D2＝Ton2/(Ton2+Toff2)＝0.5 (8)
根据并联型混合功率变换器30输入端的电压关系，可以获得以下式(9)：
Vi＝Vci1+Vci2+Vc11＝Vci1+2*Vci2 (9)
其中，Vi表示直流输入电压，Vci1和Vci2分别表示输入电容Ci1和Ci2上的电压降，Vc11表示电容C11上的电压降。
根据并联型混合功率变换器30中的电感Ls和电容C1和C2在放电阶段的连接关系可知，开关电感模块31和开关电容模块32组成并联供电的并联型混合功率变换器，因此，开关电感模块31和开关电容模块32按照各自的电压转换比分别进行电压转换。
根据开关电感模块31的工作原理，在稳态下开关电感模块31的电压转换比如下式(10)所示：
(Vo-2*Vci2)/Vci1＝1/(1-D1) (10)
其中，Vo表示直流输出电压，Vci1和Vci2分别表示输入电容Ci1和Ci2上的电压降，D1表示控制信号Gx的占空比。
根据开关电容模块32的工作原理，在稳态下开关电容模块32的的电压转换比如下式(11)所示：
Vo/Vci2＝Vo/Vc1＝Vo/Vc2＝3 (11)
其中，Vo表示直流输出电压，Vci2表示输入电容Ci2上的电压降，Vc1和Vc2分别表示电容C1和C2上的电压降。
综上式(7)到式(11)，在连续的开关周期中，并联型混合功率变换器30在稳态下的输出电压Vo如下式(12)所示：
Vo＝3*Vi/(3-D1) (12)
其中，Vo表示直流输出电压，Vi表示直流输入电压，D1表示控制信号Gx的占空比。
根据第二实施例的并联型混合功率变换器，作为升压变换器工作，提供与输入电压Vi成比例的输出电压Vo。在开关电容模块中电容的数量为2个的情形下，并联型混合功率变换器可以获得大于等于1且小于等于3的预定电压转换比。在该预定电压范围内，通过调节控制信号Gx的占空比D1，以获得期望的输出电压。因而，该并联型混合功率变换器可以提高电路的输出电压调节能力(regulation)，获得期望的转换比。
进一步地，并联型混合功率变换器包括串联连接的第一输入电容和第二输入电容。并联型混合功率变换器的开关电感模块和开关电容模块分别对第一输入电容和第二输入电容的电压分量进行转换。该并联型混合功率变换器中的开关电感模块和开关电容模块形成并联供电方案，不仅利用电感和电容一起作为储能元件提高了功率密度，而且利用电容开关变换器的特点可以提高电路效率，可以应用于小尺寸大功率的电源产品中。
<第三实施例>
图4a和图4b分别示出本发明第三实施例的并联型混合功率变换器的示意性电路图以及控制信号的工作波形图。并联型混合功率变换器40在输入端和地之间接收输入电压Vi，在输出端和地之间提供输出电压Vo。并联型混合功率变换器40包括开关电感模块41、开关电容模块42、输入电容Ci1和Ci2、以及输出电容Co。开关电感模块41包括电感Ls、以及开关元件Qx和Qy，开关电容模块42包括电容C1和C2、电容C11、以及开关元件Q1至Q6。
输入电容Ci1和Ci2依次串联连接在并联型混合功率变换器20的输入端与地之间，输入电容Ci1和Ci2的中间节点为节点N1。输出电容Co连接在并联型混合功率变换器20的输出端与地之间。
在开关电感模块41中，电感Ls和开关元件Qy依次串联连接在并联型混合功率变换器40的输入端与输出端之间。开关元件Qx连接在电感Ls和开关元件Qy的中间节点与节点N1之间。
开关电感模块41通过开关元件Qx和Qy的互补导通控制电感Ls的充放电过程，因此可以获得高于输入电压Vi的输出电压Vo。在开关元件Qx导通时，开关元件Qy关断，直流电源提供输入电压Vi，对电感Ls、电容C11和输入电容Ci2进行充电。在开关元件Qx关断时，开关元件Qy导通，电感Ls的电感电流续流进行放电，在输出端上产生输出电压Vo。因此，开关电感模块41通过改变开关元件Qx和Qy的控制信号的占空比可以调节输出电压Vo的大小。
在开关电容模块42中，开关元件Q1至Q6依次串联连接在并联型混合功率变换器40的输出端与地之间，开关元件Q4和Q5的中间节点连接至节点N1。进一步地，电容C11将开关元件Q2和Q3的中间节点连接至节点N1。进一步地，电容C1和C2依次串联连接在开关元件Q1和Q2之间的节点N2和开关元件Q5和Q6之间的节点N3之间，即，电容C1连接在开关元件Q2和Q3的两端，电容C2连接在开关元件Q4和Q5的两端。
开关电容模块42通过开关元件Q1、Q3、Q5和Q2、Q4、Q6的互补导通控制电容C1和C2的充放电过程，因此可以获得高于输入电压Vi的输出电压Vo。在开关元件Q2、Q4、Q6导通时，开关元件Q1、Q3、Q5关断，直流电源提供输入电压Vi，对电容C1和C2进行充电。在开关元件Q2、Q4、Q6关断时，开关元件Q1、Q3、Q5导通，电容C1和C2进行放电，在输出端上产生输出电压Vo。开关电容模块42用于对输入电容Ci2的电压降进行倍压升压。开关电容模块42的电路效率与开关元件Q1、Q3、Q5和Q2、Q4、Q6的控制信号的占空比相关，为了优化电路效率，开关元件Q1、Q3、Q5和Q2、Q4、Q6的控制信号采用的占空比例如是固定值0.5。
并联型混合功率变换器40中的开关元件包括选自场效应晶体管和双极型晶体管的任意一种。在该实施例中，开关元件例如为N型MOSFET，然而，本发明不限于此。开关元件Qx的栅极接收控制信号Gx，开关元件Qy的栅极接收控制信号Gy。开关元件Q1和Q3的栅极接收控制信号G1，开关元件Q2和Q4的栅极接收控制信号G2。为了清楚起见，在图4a中未示出用于产生控制信号Gx和Gy、G1和G2的控制电路。
控制信号Gx和Gy为周期性信号，控制信号Gx和Gy的开关周期相同且彼此互补。该开关周期表示为T1，控制信号Gx和Gy在各自的开关周期中包括导通时间Ton1和关断时间Toff1，即，在控制信号Gx有效时，控制信号Gy无效，反之亦然。
控制信号G1和G2为周期性信号，控制信号G1和G2的开关周期相同且彼此互补。该开关周期表示为T2，控制信号G1和G2分别在各自的开关周期中包括导通时间Ton2和关断时间Toff2，即，在控制信号G1有效时，控制信号G2无效，反之亦然。
在本实施例中，控制信号Gx和Gy和控制信号G1和G2的开关周期相同且占空比相同，控制信号Gx和Gy相比于控制信号G1和G2延迟一定时间触发。然而，本发明不限于此。例如,控制信号Gx和Gy的开关周期T1与控制信号G1和G2的开关周期T2可以相同或不同，控制信号Gx的占空比D1与控制信号G1的占空比D2可以相同或不同。并联型混合功率变换器40通过改变控制信号Gx的占空比D1来调节输出电压Vo，以及将控制信号G1的占空比D2设置为固定值以优化电路效率。
在下文的描述中，结合图4b所示的控制信号的波形图描述并联型混合功率变换器40的工作过程，以及输出电压Vo与输入电压Vi之间比例关系的计算方法。然而，如上所述，控制信号Gx和Gy和控制信号G1和G2之间的特定信号关系不应作为对本发明的限制。
在开关周期T1的第一时间段，控制信号Gx有效且控制信号Gy无效，开关元件Qx导通且开关元件Qy关断。电感Ls的第一端连接至输入端，第二端经由输入电容Ci2接地，且第二端与输出端之间断开。直流电源提供的直流输入电压Vi对电感Ls进行充电。
在上述的第一时间段中，如果控制信号G1无效且控制信号G2有效，则电容C1的第一端连接至电容C11，电容C2的第二端接地。输入电容Ci1和电容C2依次串联连接在输入端和地之间。直流电源提供的直流输入电压Vi对电容C1和C2进行充电。在上述的第一时间段中，如果控制信号G1有效且控制信号G2无效，则电容C1的第一端连接至输出端，电容C2的第二端连接至输入电容Ci2。电容C1和C2和输入电容Ci2依次串联连接在输出端和地之间。电容C1和C2放电将电能提供至并联型混合功率变换器40的输出端。
在开关周期T1的第二时间段，控制信号Gx无效且控制信号Gy有效，开关元件Qx关断且开关元件Qy导通。电感Ls的第一端连接至输入端，第二端连接至输出端。直流电流经由电感Ls将电能提供至并联型混合功率变换器40的输出端，以及电感Ls放电将电能提供至并联型混合功率变换器40的输出端。
在上述的第二时间段中，如果控制信号G1无效且控制信号G2有效，则电容C1的第一端连接至电容C11，电容C2的第二端接地。输入电容Ci1和电容C2依次串联连接在输入端和地之间。直流电源提供的直流输入电压Vi对电容C1和C2进行充电。在上述的第二时间段中，如果控制信号G1有效且控制信号G2无效，则电容C1的第一端连接至输出端，电容C2的第二端连接至输入电容Ci2。电容C1和C2和输入电容Ci2依次串联连接在输出端和地之间。电容C1和C2放电将电能提供至并联型混合功率变换器40的输出端。
在连续的开关周期中，并联型混合功率变换器40中的电感Ls和电容C1和C2的充放电过程趋于稳态，在并联型混合功率变换器40的输出端提供稳定的直流输出电压Vo。该直流输出电压Vo具有相对于直流输入电压Vi升高的电压值。如下文所述，并联型混合功率变换器40可以通过改变控制信号G1的占空比获得期望的电压值。
参见图4b，控制信号Gx的占空比D1以及控制信号G1的占空比D2分别如下式(13)和(14)所示：
D1＝Ton1/(Ton1+Toff1) (13)
D2＝Ton2/(Ton2+Toff2)＝0.5 (14)
根据并联型混合功率变换器40输入端的电压关系，可以获得以下式(15)：
Vi＝Vci1+Vci2 (15)
其中，Vi表示直流输入电压，Vci1和Vci2分别表示输入电容Ci1和Ci2上的电压降。
根据并联型混合功率变换器40中的电感Ls和电容C1和C2在放电阶段的连接关系可知，开关电感模块41和开关电容模块42组成并联供电的并联型混合功率变换器，因此，开关电感模块41和开关电容模块42按照各自的电压转换比分别进行电压转换。
根据开关电感模块41的工作原理，在稳态下开关电感模块41的电压转换比如下式(16)所示：
(Vo-Vci2)/Vci1＝1/(1-D1) (16)
其中，Vo表示直流输出电压，Vci1和Vci2分别表示输入电容Ci1和Ci2上的电压降，D1表示控制信号Gx的占空比。
根据开关电容模块42的工作原理，在稳态下开关电容模块42的的电压转换比如下式(17)所示：
Vo/Vci2＝Vo/Vc1＝Vo/Vc2＝3 (17)
其中，Vo表示直流输出电压，Vci2表示输入电容Ci2上的电压降，Vc1和Vc2分别表示电容C1和C2上的电压降。
综上式(13)到式(17)，在连续的开关周期中，并联型混合功率变换器40在稳态下的输出电压Vo如下式(18)所示：
Vo＝3*Vi/(3-D1) (18)
其中，Vo表示直流输出电压，Vi表示直流输入电压，D1表示控制信号Gx的占空比。
根据第三实施例的并联型混合功率变换器，作为升压变换器工作，提供与输入电压Vi成比例的输出电压Vo。在开关电容模块中电容的数量为2个的情形下，并联型混合功率变换器可以获得大于等于1且小于等于3的预定电压转换比。在该预定电压范围内，通过调节控制信号Gx的占空比D1，以获得期望的输出电压。因而，该并联型混合功率变换器可以提高电路的输出电压调节能力(regulation)，获得期望的转换比。
进一步地，并联型混合功率变换器包括串联连接的第一输入电容和第二输入电容。并联型混合功率变换器的开关电感模块和开关电容模块分别对第一输入电容和第二输入电容的电压分量进行转换。该并联型混合功率变换器中的开关电感模块和开关电容模块形成并联供电方案，不仅利用电感和电容一起作为储能元件提高了功率密度，而且利用电容开关变换器的特点可以提高电路效率，可以应用于小尺寸大功率的电源产品中。
<第四实施例>
图5a和图5b分别示出本发明第四实施例的并联型混合功率变换器的示意性电路图以及控制信号的工作波形图。并联型混合功率变换器50在输入端和地之间接收输入电压Vi，在输出端和地之间提供输出电压Vo。并联型混合功率变换器50包括开关电感模块51、开关电容模块52、输入电容Ci1和Ci2、以及输出电容Co。开关电感模块51包括电感Ls、以及开关元件Qx和Qy，开关电容模块52包括电感L1和L2、电容C1和C2、电容C11、以及开关元件Q1至Q6。
根据第四实施例的并联型混合功率变换器50的电路结构与根据第三实施例的并联型混合功率变换器40的电路结构基本相同，以下省略对二者相同之处的详细描述。
根据第四实施例的并联型混合功率变换器50的电路结构与根据第三实施例的并联型混合功率变换器40的电路结构，主要区别在于开关电容模块52还包括电感L1和L2。电容C1和电感L1串联连接在开关元件Q2和Q3的两端，形成谐振电路。电容C2和电感L2串联连接在开关元件Q4和Q5的两端，形成谐振电路。
根据谐振电路的谐振特性可知，在开关电容模块52中，开关元件的控制信号G1的开关周期T2是对应于对应于谐振电路的谐振频率的固定值，如下式(19)所示：
Figure BDA0003817608030000211
其中，Ton2和Toff2分别表示控制信号G1的导通时间和关断时间,L表示电感L1和L2的电感值，C表示电容C1和C2的电容值。
根据第四实施例的并联型混合功率变换器，作为升压变换器工作，提供与输入电压Vi成比例的输出电压Vo。在开关电容模块中电容的数量为2个的情形下，并联型混合功率变换器可以获得大于等于1且小于等于3的预定电压转换比。在该预定电压范围内，通过调节控制信号Gx的占空比D1，以获得期望的输出电压。因而，该并联型混合功率变换器可以提高电路的输出电压调节能力(regulation)，获得期望的转换比。
进一步地，开关电容模块中的电容和电感组成谐振电路，电容的充放电过程将产正弦波的谐振电流。由于开关元件在正弦波的情形下最大电流值相应地减小，因此允许采用低额定功率的开关元件。与高额定功率的开关元件相比，采用低额定功率的开关元件有着允许减小元件尺寸的优势。因此，该并联型混合功率变换器可以运行在高开关频率的同时还可以实现小型化。
在上述的第二至第四实施例中，描述了在开关电容模块中电容的数量为2个的情形下，并联型混合功率变换器可以获得大于等于1且小于等于3的预定电压转换比。可以理解，在上述的第二至第四实施例中，通过增加开关电容模块中电容的数量，可以扩大电压调节范围。此时，并联型混合功率变换器在稳态下的输出电压Vo如下式(20)所示：
Vo＝(N+1)*Vi/(1+N*(1-D1)) (20)
其中，Vo表示直流输出电压，Vi表示直流输入电压，D1表示开关电感模块的控制信号的占空比，N表示开关电容模块中的第一电容的数量。
应当说明的是，在本发明的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“内”等指示方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的组件或元件必须具有特定的方位，以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
此外，在本文中，所含术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之中。

Claims (17)

1.一种并联型混合功率变换器，包括：
第一输入电容和第二输入电容，彼此串联连接在输入端与地之间，并且，所述第二输入电容连接在第一节点和地之间，所述输入端接收直流输入电压；以及
开关电感模块和开关电容模块，分别对所述第一输入电容和所述第二输入电容的电压分量进行电压转换，以及共同连接至输出端以提供直流输出电压，
其中，所述开关电感模块具有升压拓扑结构，所述开关电容模块与所述第二输入电容一起形成电容串联供电拓扑结构。
2.根据权利要求1所述的并联型混合功率变换器，其中，所述开关电容模块包括：
多个第一开关元件，所述多个第一开关元件串联连接所述输出端与地之间，在所述多个第一开关元件的相邻开关元件之间形成有第二节点和第三节点；以及
至少一个第一电容，所述至少一个第一电容连接在所述第二节点和所述第三节点之间。
3.根据权利要求2所述的并联型混合功率变换器，其中，
在开关周期的第一时间段，所述多个开关元件将所述至少一个第一电容与所述第一输入电容串联连接，以形成串联充电路径，
在开关周期的第二时间段，所述多个开关元件将所述至少一个第一电容与所述第二输入电容串联连接，以形成串联供电路径。
4.根据权利要求4所述的并联型混合功率变换器，其中，所述多个开关元件根据第一控制信号和第二控制信号之一切换导通状态，所述第一控制信号和所述第二控制信号是具有所述开关周期的互补信号。
5.根据权利要求4所述的并联型混合功率变换器，其中，所述多个第一开关元件的相邻开关元件以互补方式切换导通状态。
6.根据权利要求4所述的并联型混合功率变换器，其中，所述第一控制信号的占空比为0.5。
7.根据权利要求2所述的并联型混合功率变换器，其中，所述并联型混合功率变换器连续的开关周期中稳态下的输出电压如下，
Vo＝(N+1)*Vi/(1+N*(1-D1))
其中，Vo表示直流输出电压，Vi表示直流输入电压，D1表示开关电感模块的控制信号的占空比，N表示开关电容模块中的第一电容的数量。
8.根据权利要求2所述的并联型混合功率变换器，其中，所述至少一个第一电容包括单个第一电容或者彼此串联连接的多个第一电容。
9.根据权利要求8所述的并联型混合功率变换器，其中，所述至少一个第一电容连接在位于所述第二节点和所述第三节点之间的所述多个第一开关元件的一组相邻开关元件之间，并且，所述相邻开关元件的中间节点连接至所述第一节点。
10.根据权利要求2所述的并联型混合功率变换器，其中，所述至少一个第一电容包括彼此串联连接的多个第一电容。
11.根据权利要求10所述的并联型混合功率变换器，其中，所述至少一个第一电容依次连接在位于所述第二节点和所述第三节点之间的所述多个第一开关元件的多组相邻开关元件之间。
12.根据权利要求11所述的并联型混合功率变换器，还包括：
至少一个第二电容，所述至少一个第二电容连接在所述第一输入电容和所述第二输入电容之间，
其中，所述至少一个第二电容与所述第一输入电容和所述第二输入电容形成多组相邻电容的中间节点。
13.根据权利要求12所述的并联型混合功率变换器，其中，所述多组相邻开关元件的中间节点分别连接至所述多组相邻电容的中间节点。
14.根据权利要求11所述的并联型混合功率变换器，还包括：
至少一个第二电容，所述至少一个第二电容分别将所述多组相邻开关元件的中间节点连接至所述第一节点。
15.根据权利要求2所述的并联型混合功率变换器，其中，所述开关电容模块还包括：
至少一个第一电感，所述至少一个电感分别与所述至少一个第一电容串联连接以形成至少一个谐振电路。
16.根据权利要求15所述的并联型混合功率变换器，其中，
在开关周期的第一时间段，所述多个开关元件将所述至少一个第一电容和所述个第一电感与所述第一输入电容串联连接，以形成串联充电路径，
在开关周期的第二时间段，所述多个开关元件将所述至少一个第一电容和所述个第一电感与所述第二输入电容串联连接，以形成串联供电路径。
17.根据权利要求16所述的并联型混合功率变换器，其中，所述开关周期对应于所述至少一个谐振电路的谐振频率。
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