JP2013038882A

JP2013038882A - ２コンバータ方式電源装置の制御方法及び電源装置

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Publication number: JP2013038882A
Application number: JP2011172140A
Authority: JP
Inventors: Yutaka Iwabori; 裕岩堀
Original assignee: Panasonic Corp
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2011-08-05
Filing date: 2011-08-05
Publication date: 2013-02-21
Anticipated expiration: 2031-08-05
Also published as: JP5884026B2

Abstract

【課題】スイッチングロスを低減し電力変換効率を向上することができるとともに装置の小型化を実現できる２コンバータ方式電源装置の制御方法及び電源装置を提供する。
【解決手段】第１のコンバータＣＶ１と第２のコンバータＣＶ２との間に選択スイッチング素子Ｑｓを接続するとともに、整流回路２と第２のコンバータＣＶ２との間に逆止用ダイオードＤｓを接続する。電圧検出回路１０は、整流回路２からの電源電圧が予め定めた値以上かどうかを判定し、電源電圧が予め定めた値以上と判定したとき、選択スイッチング素子Ｑｓをオフさせて整流回路２からの電源電圧Ｖｄｄを逆止用ダイオードＤｓを介して第２のコンバータＣＶ２に入力させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、２コンバータ方式電源装置の制御方法及び電源装置に関するものである。

従来、例えば、商用電源から安定した所望の直流電圧を得るために、２コンバータ方式の電源装置が種々提案されている（例えば、特許文献１）。
従来の２コンバータ方式の電源装置では、前段に力率改善のためのコンバータ（ＰＦＣコンバータ）を設け、後段には電流制御のためのコンバータ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）が設けたものが一般である。

ＰＦＣコンバータは、商用電源よりも高い周波数の駆動信号にてスイッチング素子をスイッチング制御して、インダクタに対してエネルギの蓄積と放出を繰り返させる。そして、ＰＦＣコンバータは、スイッチング素子がオフのときインダクタに蓄積されたエネルギをキャパシタに放出させる。これによって、ＰＦＣコンバータは、力率改善してキャパシタに対して商用電源の電源電圧よりも高い所望の値に昇圧された直流電圧を充電させる。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータは、同じく商用電源の電源周波数よりも高い周波数の駆動信号にてスイッチング素子をスイッチング制御する。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＰＦＣコンバータにて充電されたキャパシタの充電電荷が放出されることで流れる電流をインダクタによって限流して所望の電流値にして負荷に供給するものである。

特開２００９−２３８４３５号公報

しかしながら、この種の２コンバータ方式の電源装置においては、２つの独立したコンバータが、縦続接続され、２つのコンバータを通ることから、スイッチングロスが大きく電力変換効率に低下を招いていた。また、力率改善のためにＰＦＣコンバータを付加することから、電源装置が大型化する問題があった。

本発明は、上記問題を解決するためになされたものであり、その目的は、スイッチングロスを低減し電力変換効率を向上することができるとともに、装置の小型化を実現できる２コンバータ方式電源装置の制御方法及び電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明の２コンバータ方式電源装置の制御方法は、第１のスイッチング素子をスイッチングすることにより、整流回路にて整流された電源電圧を電圧変換してキャパシタに充電する第１のコンバータと、第２のスイッチング素子をスイッチングすることにより、前記第１のコンバータにて充電されたキャパシタの充電電荷を放出させることで流れる電流を制御して負荷に供給する第２のコンバータとを備えた２コンバータ方式電源装置の制御方法であって、前記整流回路からの電源電圧を検出し、その電源電圧が予め定めた値以上のときには、その時の電源電圧を、直接、前記第２のコンバータに入力し、前記電源電圧が予め定めた値未満のときには、その時の電源電圧を、前記第１のコンバータを介して前記第２のコンバータに入力するようにしたことを特徴とする。

また、上記構成において、前記第１のコンバータは、第１のインダクタ及び前記第１のスイッチング素子を備え、前記第１のスイッチング素子をスイッチングすることにより、前記第１のインダクタに印加された前記整流回路からの整流された電源電圧を電圧変換して前記キャパシタに充電するブーストコンバータであり、前記第２のコンバータは、第２のインダクタ及び前記第２のスイッチング素子を備え、前記第２のスイッチング素子をスイッチングすることにより、前記キャパシタの充電電荷を放出させることで流れる電流を前記第２のインダクタによって限流して負荷に供給するバックコンバータであることが好ましい。

上記課題を解決するために、本発明の電源装置は、第１のスイッチング素子をスイッチングすることにより、整流回路にて整流された電源電圧を電圧変換してキャパシタに充電する第１のコンバータと、第２のスイッチング素子をスイッチングすることにより、前記キャパシタの充電電荷を放出させることで流れる電流を制御して負荷に供給する第２のコンバータとを備えた電源装置であって、前記第１のコンバータと前記第２のコンバータとの間を接続する第１接続回路と、前記整流回路と前記第２のコンバータとの間を接続する第２接続回路と、前記整流回路からの整流された電源電圧を入力し、その電源電圧が予め定めた値以上かどうかを判定する判定回路と、前記判定回路にてその時の前記電源電圧が予め定めた値以上と判定されたとき、前記第１接続回路を非接続にして第２接続回路を選択するとともに、前記判定回路にてその時の前記電源電圧が予め定めた値未満と判定されたとき、前記第２接続回路を選択する選択回路とを備えたことを特徴とする。

また、上記構成において、前記第２のコンバータからの電流が供給される前記負荷は、複数個の負荷が直列に接続された負荷であり、前記第２のコンバータの第２のスイッチング素子は、前記各負荷に対してそれぞれ設けられ、それぞれ対応する負荷に対して並列に接続されものであることが好ましい。

また、上記構成において、前記第１接続回路は、第１の選択スイッチング素子であり、前記判定回路にて選択された時、該第１の選択スイッチング素子は、前記第２のスイッチング素子を兼用して前記スイッチング動作するものであり、前記第２接続回路は、第２の選択スイッチング素子であり、前記判定回路にて選択された時、該第２選択スイッチング素子は、前記第２のスイッチング素子を兼用して前記スイッチング動作することが好ましい。

本発明によれば、スイッチングロスを低減し電力変換効率を向上することができるとともに、装置の小型化を実現できる。

第１実施形態の電源装置の電気回路図。全波整流回路の電源電圧波形の山領域と谷領域を説明する波形図。第２実施形態の電源装置の電気回路図。第３実施形態の電源装置の電気回路図。

（第１実施形態）
以下、本発明を具体化した電源装置の第１実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、電源装置１は、商用電源Ｇをダイオードブリッジよりなる全波整流回路２にて整流し、その整流した電源電圧Ｖｄｄを電圧変換してキャパシタＣに充電する第１のコンバータＣＶ１を有する。また、電源装置１は、第１のコンバータＣＶ１で充電したキャパシタＣの充電電圧Ｖｃｈに基づいて負荷ＬＤに供給する電流を制御する第２のコンバータＣＶ２を有している。

（第１のコンバータＣＶ１）
第１のコンバータＣＶ１は、本実施形態では力率改善型のブーストコンバータであって、第１のインダクタＬ１、第１のスイッチング素子Ｑ１及び第１のダイオードＤ１を備えている。

第１のインダクタＬ１は、磁性体に巻回されたインダクタであって、その入力側端子が整流回路２の正極端子ＰＴ１に接続され、出力側端子が第１のスイッチング素子Ｑ１に接続されている。

第１のスイッチング素子Ｑ１は、ＮチャネルのＭＯＳトランジスタよりなり、第１端子が第１のインダクタＬ１に接続され、第２端子が整流回路２の負極端子ＮＴ１に接続されている。第１のスイッチング素子Ｑ１の制御端子には、第１の制御回路５から第１駆動信号ＣＴ１が入力され、第１のスイッチング素子Ｑ１は、同第１駆動信号ＣＴ１に基づいてスイッチング動作（オン・オフ動作）する。

本実施形態では、第１の制御回路５は、第１のインダクタＬ１の電流Ｉ１を検出する図示しない電流検出回路を有し、常時、第１のインダクタＬ１の電流Ｉ１を検出している。そして、第１の制御回路５は、第１のインダクタＬ１を流れる電流Ｉ１がゼロになった時、第１のスイッチング素子Ｑ１を、オフからオンさせる第１駆動信号ＣＴ１を生成し、第１のスイッチング素子Ｑ１に出力する。

即ち、第１のコンバータＣＶ１は、電流臨界モード（ＢＣＭ）のコンバータである。従って、第１の制御回路５が電流検出回路の電流検出に基づいて生成する第１駆動信号ＣＴ１は、商用電源Ｇよりも高い周波数の駆動信号となる。

第１のインダクタＬ１の出力側端子と第１のスイッチング素子Ｑ１の第１端子との接続点であるノードＮ１には、第１のダイオードＤ１のアノード端子が接続されている。第１のダイオードＤ１は、逆止用のダイオードであって、そのカソード端子にキャパシタＣの正極端子と接続されている。キャパシタＣは、平滑用のキャパシタであって、その負極端子が第１のスイッチング素子Ｑ１の第２端子に接続されているとともに、整流回路２の負極端子ＮＴ１に接続されている。

ここで、第１のスイッチング素子Ｑ１が、商用電源Ｇよりも高い周波数の第１駆動信号ＣＴ１にてスイッチング動作されていることから、第１のインダクタＬ１は、第１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作によって、エネルギの蓄積と放出を繰り返す。そして、第１のインダクタＬ１は、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフのとき蓄積していたエネルギをキャパシタＣに放出させる。これによって、キャパシタＣは、商用電源Ｇの電源電圧よりも高い昇圧された直流電圧に充電される。

つまり、全波整流回路２は、整流した電源電圧ＶｄｄがキャパシタＣの充電電圧より大きい時には、同全波整流回路２を構成するダイオードに電流に電流を流すことができる。反対に、全波整流回路２は、整流した電源電圧ＶｄｄがキャパシタＣの充電電圧より以下の時には、ダイオードに電流に電流を流すことができない。詳述すると、第１のインダクタＬ１には所定の期間しか電流が流れないことになり、導通角が狭く電流波形は正弦波とかけ離れた波形となり、多くの高調波成分を含む電流となる。

そこで、第１のスイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させることによって、第１のインダクタＬ１に、流れる電流波形を正弦波に近づけている。
キャパシタＣの正極端子は、第２のコンバータＣＶ２に対する正極側出力端子ＰＴ２に接続されている。一方、キャパシタＣの負極端子は、第２のコンバータＣＶ２に対する負極側出力端子ＮＴ２に接続されている。

正極側出力端子ＰＴ２は、第２接続回路としての選択スイッチング素子Ｑｓを介して、第２のコンバータＣＶ２の正極側入力端子ＰＴ３に接続されている。選択スイッチング素子Ｑｓは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタよりなり、第１端子が第１のコンバータＣＶ１の正極側出力端子ＰＴ２（キャパシタＣの正極端子）に接続され、第２端子が第２のコンバータＣＶ２の正極側入力端子ＰＴ３に接続されている。

また、第２のコンバータＣＶ２の正極側入力端子ＰＴ３は、第１接続回路としての逆止用ダイオードＤｓを介して、整流回路２に正極端子ＰＴ１に接続されている。逆止用ダイオードＤｓは、アノード端子が整流回路２に正極端子ＰＴ１に接続され、カソード端子が第２のコンバータＣＶ２の正極側入力端子ＰＴ３に接続されている。

これによって、第２のコンバータＣＶ２は、逆止用ダイオードＤｓを介して、整流回路２が生成した電源電圧Ｖｄｄを直接入力することができるとともに、選択スイッチング素子Ｑｓを介して、キャパシタＣの充電電圧Ｖｃｈを入力することができることになる。

（第２のコンバータＣＶ２）
第２のコンバータＣＶ２は、本実施形態では降圧型のバックコンバータであって、第２のスイッチング素子Ｑ２、第２のダイオードＤ２及び第２のインダクタＬ２を備えている。第２のスイッチング素子Ｑ２は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタよりなり、第１端子が第２のコンバータＣＶ２の正極側入力端子ＰＴ３に接続され、第２端子が第２のインダクタＬ２の入力側端子と接続されている。第２のスイッチング素子Ｑ２の制御端子には、第２の制御回路６から第２駆動信号ＣＴ２が入力され、第２のスイッチング素子Ｑ２は同第２駆動信号ＣＴ２に基づいてスイッチング動作（オン・オフ動作）する。

第２のインダクタＬ２は、磁性体に巻回されたインダクタであって、その出力側端子が第２のコンバータＣＶ２の正極側出力端子ＰＴ４に接続され、その正極側出力端子ＰＴ４には負荷ＬＤの正極入力端子が接続される。

第２のインダクタＬ２の入力側端子と第２のスイッチング素子Ｑ２の第２端子との接続点であるノードＮ２には、第２のダイオードＤ２のカソード端子が接続されている。第２のダイオードＤ２は、逆止用のダイオードであって、そのアノード端子が第２のコンバータＣＶ２の負極側入力端子ＮＴ３に接続されている。

なお、第２のコンバータＣＶ２の負極側入力端子ＮＴ３は、負極側出力端子ＮＴ２に接続されているとともに、負極側出力端子ＮＴ４を介して負荷ＬＤの負極入力端子に接続されている。

ここで、第２のスイッチング素子Ｑ２を商用電源Ｇの電源周波数よりも高い周波数の第２駆動信号ＣＴ２にてスイッチング動作させる。これによって、第２のコンバータＣＶ２に入力されてくる電流を第２のインダクタＬ２によって限流し、負荷ＬＤに供給する電流Ｉ２を所望の電流値にして負荷ＬＤに供給する。

本実施形態では、第２の制御回路６は、常時、負荷ＬＤに供給する電流Ｉ２を検出する図示しない電流検出回路を有している。第２の制御回路６は、負荷ＬＤに供給される電流Ｉ２が予め定めた値になるように、第２のスイッチング素子Ｑ２をスイッチングさせる第２駆動信号ＣＴ２を生成し、出力する。

即ち、第２のコンバータＣＶ２は、電流制限型のコンバータである。従って、第２の制御回路６が電流検出回路の電流検出に基づいて生成する第２駆動信号ＣＴ２は、商用電源Ｇよりも高い周波数の駆動信号となる。これによって、第２のコンバータＣＶ２に入力されてくる電流は第２のインダクタＬ２によって限流され、負荷ＬＤに供給される電流Ｉ２は所望の電流値に制御されて負荷ＬＤに供給される。

整流回路２の正極端子ＰＴ１には、電圧検出回路１０が接続されている。電圧検出回路１０は、整流回路２が全波整流した電源電圧Ｖｄｄを入力し、予め定めた基準電圧Ｖｋ以上あるかどうかを検出する。

つまり、整流回路２が全波整流した電源電圧Ｖｄｄの電圧波形が、図２に示す波形であったとき、図２に示す基準電圧Ｖｋ以上あるかどかを検出する。換言すると、電圧検出回路１０は、その時々で図２に示すように変化する電源電圧Ｖｄｄが基準電圧Ｖｋ以上の山領域Ｚ１にあるか、反対に、変化する電源電圧Ｖｄｄが基準電圧Ｖｋ未満の谷領域Ｚ２にあるかを検出する。

この山領域Ｚ１と谷領域Ｚ２を決める基準電圧Ｖｋは、本実施形態では以下のように設定している。
第１のスイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させない状態で、全波整流回路２が整流した電源電圧Ｖｄｄが、キャパシタＣの充電電圧より高くなって同全波整流回路２を構成するダイオードから電流が流れた時の電圧値を基準電圧Ｖｋとして設定している。そして、この基準電圧Ｖｋは、予め実験、試験、計算等で求めた値である。

つまり、電源電圧Ｖｄｄの山領域Ｚ１は、第１のコンバータＣＶ１で力率改善する必要がない領域である。反対に、電源電圧Ｖｄｄの谷領域Ｚ２は、第１のコンバータＣＶ１で力率改善する必要がある領域である。

電圧検出回路１０は、本実施形態では、コンパレータよりなり、予め定めた基準電圧Ｖｋと電源電圧Ｖｄｄを比較する。そして、電圧検出回路１０は、電源電圧Ｖｄｄが基準電圧Ｖｋ以上の時、選択スイッチング素子Ｑｓをオフ状態にするロウレベルの選択信号ＣＴｓを選択スイッチング素子Ｑｓの制御端子に出力する。

従って、電源電圧Ｖｄｄが基準電圧Ｖｋ以上の山領域Ｚ１にある時、第２のコンバータＣＶ２は、直接、逆止用ダイオードＤｓを介して、その時の整流回路２が全波整流した電源電圧Ｖｄｄを入力することになる。

反対に、電圧検出回路１０は、電源電圧Ｖｄｄが基準電圧Ｖｋ未満の時、選択スイッチング素子Ｑｓをオン状態にするハイレベルの選択信号ＣＴｓを選択スイッチング素子Ｑｓの制御端子に出力する。従って、電源電圧Ｖｄｄが基準電圧Ｖｋ未満の谷領域Ｚ２にある時、第２のコンバータＣＶ２は選択スイッチング素子Ｑｓを介して、キャパシタＣの充電電圧Ｖｃｈを入力することになる。

次に、上記のように構成した電源装置１の作用について説明する。
今、商用電源Ｇは整流回路２にて全波整流されている。整流回路２にて全波整流された電源電圧Ｖｄｄは、電圧検出回路１０及び第１のコンバータＣＶ１に出力される。

第１のコンバータＣＶ１は、第１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に基づいて、入力した電源電圧Ｖｄｄを電圧変換してキャパシタＣに充電する。一方、電圧検出回路１０は、入力した電源電圧Ｖｄｄが山領域Ｚ１にあるか、谷領域Ｚ２にあるかどうかを基準電圧Ｖｋと比較して検出する。

そして、電源電圧Ｖｄｄが山領域Ｚ１にある時、電圧検出回路１０は、選択スイッチング素子Ｑｓをオフさせる。従って、整流回路２が整流した電源電圧Ｖｄｄの山領域Ｚ１の部分が逆止用ダイオードＤｓを介して、直接に第２のコンバータＣＶ２に出力される。

即ち、第１のコンバータＣＶ１の昇圧動作なしに、第２のコンバータＣＶ２を動作可能な電源電圧Ｖｄｄの山領域Ｚ１の部分を直接に入力することから、第２のコンバータＣＶ２に入力される電力は、第１のコンバータＣＶ１による電力ロスのない電力が入力される。

反対に、電源電圧Ｖｄｄが谷領域Ｚ２にある時、電圧検出回路１０は、選択スイッチング素子Ｑｓをオンさせる。従って、充電電圧Ｖｃｈに充電されたキャパシタＣの充電電流が選択スイッチング素子Ｑｓを介して第２のコンバータＣＶ２に出力される。

即ち、第２のコンバータＣＶ２の動作に必要な電圧が不足し、整流回路２を直接、第２のコンバータＣＶ２に接続しても、入力電流の導通角が狭くなる電源電圧Ｖｄｄの谷領域Ｚ２の部分については、第１のコンバータＣＶ１にて電圧変換する。そして、従って、キャパシタＣは、電源電圧Ｖｄｄの谷領域Ｚ２の部分について電圧変換された電圧を充電し、選択スイッチング素子Ｑｓを介してその充電電流を第２のコンバータＣＶ２に出力する。

次に、上記のように構成した第１実施形態の効果を以下に記載する。
（１）上記第１実施形態によれば、電源電圧Ｖｄｄが山領域Ｚ１にある時、電圧検出回路１０は、選択スイッチング素子Ｑｓをオフさせ、整流回路２が整流した電源電圧Ｖｄｄを第２のコンバータＣＶ２に逆止用ダイオードＤｓを介して出力させる。従って、電源電圧Ｖｄｄの山領域Ｚ１部分は、第１のコンバータＣＶ１にて電力ロスされずに、第２のコンバータＣＶ２に入力される。

また、電源電圧Ｖｄｄが谷領域Ｚ２にある時、電圧検出回路１０は、選択スイッチング素子Ｑｓをオンさせ、第１のコンバータＣＶ１にて電圧変換され充電されたキャパシタＣの充電電流を第２のコンバータＣＶ２に選択スイッチング素子Ｑｓを介して出力させる。従って、第１のコンバータＣＶ１にて電源電圧Ｖｄｄの谷領域Ｚ２が力率改善され、第２のコンバータＣＶ２に入力される。
（２）上記実施形態によれば、第１のコンバータＣＶ１は、電源電圧Ｖｄｄの谷領域Ｚ２（基準電圧Ｖｋ未満の領域）について、電圧変換すればよいため、第１のコンバータＣＶ１自身の回路構成を小型にして導通角を拡大できる。従って、電源装置１として小型高効率の電源装置を実現できる。
（第２実施形態）
次に、本発明を具体化した電源装置の第２実施形態を図面に従って説明する。

本実施形態では、第２のコンバータＣＶ２に特徴を有するものであり、第１のコンバータＣＶ１は第１実施形態と同じ構成とした。そのため、説明の便宜上、異なる部分について詳細に説明し、第１実施形態と共通する部分は符号を同じにして詳細な説明は省略する。

本実施形態では、図３に示すように、第２のコンバータＣＶ２に設けた第３のスイッチング素子Ｑ３が第１実施形態の第２のスイッチング素子Ｑ２と選択スイッチング素子Ｑｓを兼用するようにした。

第３のスイッチング素子Ｑ３は、第１端子が正極側入力端子ＰＴ３及び正極側出力端子ＰＴ２を介してキャパシタＣの正極端子に接続され、第２端子が第２のインダクタＬ２の入力側端子と接続されている。第３のスイッチング素子Ｑ３の制御端子には、第３の制御回路７から第３駆動信号ＣＴ３が入力され、第３のスイッチング素子Ｑ３は同第３駆動信号ＣＴ３に基づいてスイッチング動作（オン・オフ動作）する。

また、第２のインダクタＬ２と接続する第３のスイッチング素子Ｑ３の第２端子と整流回路２に正極端子ＰＴ１との間には、第４のスイッチング素子Ｑ４が接続されている。
第４のスイッチング素子Ｑ４は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタよりなり、第１端子が整流回路２に正極端子ＰＴ１に接続され、第２端子が第２のインダクタＬ２の入力側端子と接続されている。第４のスイッチング素子Ｑ４の制御端子には、第３の制御回路７から第４駆動信号ＣＴ４が入力され、第４のスイッチング素子Ｑ４は同第４駆動信号ＣＴ４に基づいてスイッチング動作（オン・オフ動作）する。

第３の制御回路７は、電圧検出回路１０からの選択信号ＣＴｓを入力する。第３の制御回路７は、電圧検出回路１０から電源電圧Ｖｄｄが基準電圧Ｖｋ以上の時に出力されるロウレベルの選択信号ＣＴｓを入力すると、第３のスイッチング素子Ｑ３を非選択し、第４のスイッチング素子Ｑ４を選択する。反対に、電圧検出回路１０から電源電圧Ｖｄｄが基準電圧Ｖｋ未満の時に出力されるハイレベルの選択信号ＣＴｓを入力すると、第３のスイッチング素子Ｑ３を選択に、第４のスイッチング素子Ｑ４を非選択する。

また、第３の制御回路７は、常時、負荷ＬＤに供給する電流Ｉ２を検出する図示しない電流検出回路を有している。第３の制御回路７は、負荷ＬＤに供給される電流Ｉ２が予め定めた値になるように、その時、選択状態にある第３又は第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をスイッチングさせるための第３及び第４駆動信号ＣＴ３，ＣＴ４を生成する。即ち、第３の制御回路７は、第１実施形態の第２の制御回路６と同じ機能を有している。

そして、第３の制御回路７は、第３のスイッチング素子Ｑ３が選択されている時（電源電圧Ｖｄｄが基準電圧Ｖｋ未満の時）には、第３のスイッチング素子Ｑ３に対しスイッチングのための第３駆動信号ＣＴ３を出力する。これに対し、第３の制御回路７は、第４のスイッチング素子Ｑ４には常時オフとなる第４駆動信号ＣＴ４を出力する。

反対に、第３の制御回路７は、第４のスイッチング素子Ｑ４が選択されている時（電源電圧Ｖｄｄが基準電圧Ｖｋ以上の時）には、第４のスイッチング素子Ｑ４に対してスイッチングのための第４駆動信号ＣＴ４を出力する。これに対し、第３の制御回路７は、第３のスイッチング素子Ｑ３には常時オフとなる第３駆動信号ＣＴ３を出力する。

従って、電源電圧Ｖｄｄが基準電圧Ｖｋ以上の山領域Ｚ１にある時、第２のコンバータＣＶ２は直接、第４のスイッチング素子Ｑ４を介して、その時の整流回路２が全波整流した電源電圧Ｖｄｄを入力することになる。

反対に、電圧検出回路１０は、電源電圧Ｖｄｄが基準電圧Ｖｋ未満の時、第２のコンバータＣＶ２は第３のスイッチング素子Ｑ３を介して、キャパシタＣの充電電圧Ｖｃｈを入力することになる。

従って、本実施形態も第１実施形態と同様に、電源電圧Ｖｄｄが山領域Ｚ１にある時、整流回路２が整流した電源電圧Ｖｄｄを第２のコンバータＣＶ２に第４のスイッチング素子Ｑ４を介して出力させた。また、電源電圧Ｖｄｄが谷領域Ｚ２にある時、第１のコンバータＣＶ１にて充電されたキャパシタＣの充電電流を第２のコンバータＣＶ２に第３のスイッチング素子Ｑ３を介して出力させた。

従って、山領域Ｚ１の部分は第１のコンバータＣＶ１にて電力ロスされずに、第２のコンバータＣＶ２に入力される。また、電源電圧Ｖｄｄの谷領域Ｚ２の部分が、第１のコンバータＣＶ１にて電圧変換されキャパシタＣに充電されることから、電源電圧Ｖｄｄの谷領域Ｚ２が力率改善される。

また、第１実施形態の第２のスイッチング素子Ｑ２と選択スイッチング素子Ｑｓを第３のスイッチング素子Ｑ３にて兼用したので、その分だけ回路構成を小型化できる。
さらに、第１実施形態と同様に、第１のコンバータＣＶ１自身の回路構成を小型にして導通角を拡大でき、電源装置１として小型高効率の電源装置を実現できる。
（第３実施形態）
次に、本発明を具体化した電源装置の第３実施形態を図面に従って説明する。

本実施形態では、複数の負荷を有し、その複数の負荷に対し電流を供給する第２のコンバータＣＶ２に特徴を有するものであり、第１のコンバータＣＶ１は第１実施形態と同じ構成とした。そのため、説明の便宜上、異なる部分について詳細に説明し、第１実施形態と共通する部分は符号を同じにして詳細な説明は省略する。

図４に示すように、第２のコンバータＣＶ２の正極側入力端子ＰＴ３は、選択スイッチング素子Ｑｓを介してキャパシタＣの正極端子に接続されているとともに、逆止用ダイオードＤｓを介して整流回路２の正極端子ＰＴ１に接続されている。また、第２のコンバータＣＶ２の正極側出力端子ＰＴ４と負極側出力端子ＮＴ４との間には、第１の負荷ＬＤ１と第２の負荷ＬＤ２からなる直列回路が接続されている。

第２のコンバータＣＶ２は、第２のインダクタＬ２と第５及び第６のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を有している。第２のインダクタＬ２は、その入力側の端子が第２のコンバータＣＶ２の正極側入力端子ＰＴ３に接続され、その出力側の端子が第２のコンバータＣＶ２の正極側出力端子ＰＴ４されている。

第５及び第６のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタにて構成されている。第５のスイッチング素子Ｑ５は、第１端子が第２のインダクタＬ２の出力側の端子に接続され、第２端子が第６のスイッチング素子Ｑ６の第１端子に接続されている。

第６のスイッチング素子Ｑ６は、第１端子が第５のスイッチング素子Ｑ５の第２端子に接続され、第２端子が第２のコンバータＣＶ２の負極側入力端子NＴ３に接続されていると共に負極側出力端子ＮＴ４に接続されている。また、第５のスイッチング素子Ｑ５の第２端子と第６のスイッチング素子Ｑ６の第１端子との接続点であるノードＮ３は、第１の負荷ＬＤ１と第２の負荷ＬＤ２の接続点であるノードＮ４と電気的に接続されている。

第５及び第６のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の制御端子は、第４の制御回路８が接続されている。第４の制御回路８は、常時、第２のインダクタＬ２流れる電流Ｉ２を検出する図示しない電流検出回路を有している。第４の制御回路８は、第２のインダクタＬ２流れる電流Ｉ２に基づいて、第５のスイッチング素子Ｑ５または第６のスイッチング素子Ｑ６のいずれかを選択、または両方を選択して、スイッチングさせる第５及び第６駆動信号ＣＴ５，ＣＴ６を生成し出力する。

本実施形態では、第２のコンバータＣＶ２の正極側入力端子ＰＴ３に入力される入力電圧が変動（低下）して、第２のインダクタＬ２流れる電流Ｉ２が低下する場合がある。第４の制御回路８は、低下する電流Ｉ２の電流値に応じて、第５のスイッチング素子Ｑ５及び第６のスイッチング素子Ｑ６を選択してオンして、電流Ｉ２が緩やかに変動させるようにしている。

従って、第１及び第２の負荷ＬＤ１，ＬＤ２が発光ダイオードの発光装置の電源装置１に使用された場合、第２のコンバータＣＶ２の正極側入力端子ＰＴ３に入力される入力電圧が変動（低下）しても、発光装置の発光輝度を均斉化することができる。

なお、第４の制御回路８は、第５のスイッチング素子Ｑ５及び第６のスイッチング素子Ｑ６を選択してオンさせる時、第５のスイッチング素子Ｑ５及び第６のスイッチング素子Ｑ６を交互に所定時間オンさせるように実施してもよい。これによっても、入力電圧の変動に対して、電流Ｉ２を緩やかに変動させることができる。

従って、第３実施形態は、上記した第１実施形態の効果の（１）（２）を有するとともに、第１及び第２実施形態のバックコンバータ型の第２の第２のコンバータＣＶ２よりも、本実施形態の第２のコンバータＣＶ２の形状・損失をより低減できる。その結果、小型で高効率な電源装置を実現することができる。

尚、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記第１及び第３実施形態では、第１接続回路を逆止用ダイオードＤｓで実施したが、ＭＯＳトランジスタで実施してもよい。この場合、電源電圧Ｖｄｄが基準電圧Ｖｋ未満のとき、ＭＯＳトランジスタをオフさせ、電源電圧Ｖｄｄが基準電圧Ｖｋ以上のとき、ＭＯＳトランジスタをオフさせる。

・上記第３実施形態では、第１の負荷ＬＤ１と第２の負荷ＬＤ２の２個であったが、これに限定されるのもではなく、それ以上の数で実施してもよい。

１…電源装置、２…整流回路、５…第１の制御回路、６…第２の制御回路、７…第３の制御回路、８…第４の制御回路、１０…電圧検出回路（判定回路及び選択回路）、Ｃ…キャパシタ、ＣＴ１〜ＣＴ６…第１〜第６駆動信号、ＣＶ１…第１のコンバータ、ＣＶ２…第２のコンバータ、Ｄ１…第１のダイオード、Ｄ２…第２のダイオード、Ｄｓ…逆止用ダイオード（第１接続回路）、Ｇ…商用電源、Ｉ１，Ｉ２…電流、Ｌ１…第１のインダクタ、Ｌ２…第２のインダクタ、ＬＤ…負荷、ＬＤ１…第１の負荷、ＬＤ２…第２の負荷、Ｑ１…第１のスイッチング素子、Ｑ２…第２のスイッチング素子、Ｑ３…第３のスイッチング素子（第２接続回路）、Ｑ４…第４のスイッチング素子（第１接続回路）、Ｑ５…第５のスイッチング素子、Ｑ６…第６のスイッチング素子、Ｑｓ…選択スイッチング素子（第２接続回路）、ＰＴ１…正極端子、ＮＴ１…負極端子、ＰＴ２…正極側出力端子、ＮＴ２…負極側出力端子、ＰＴ３…正極側入力端子、ＮＴ３…負極側入力端子、ＰＴ４…正極側出力端子、ＮＴ４…負極側出力端子、Ｖｄｄ…電源電圧。

Claims

第１のスイッチング素子をスイッチングすることにより、整流回路にて整流された電源電圧を電圧変換してキャパシタに充電する第１のコンバータと、
第２のスイッチング素子をスイッチングすることにより、前記第１のコンバータにて充電されたキャパシタの充電電荷を放出させることで流れる電流を制御して負荷に供給する第２のコンバータと
を備えた２コンバータ方式電源装置の制御方法であって、
前記整流回路からの電源電圧を検出し、その電源電圧が予め定めた値以上のときには、その時の電源電圧を、直接、前記第２のコンバータに入力し、
前記電源電圧が予め定めた値未満のときには、その時の電源電圧を、前記第１のコンバータを介して、前記第２のコンバータに入力するようにしたことを特徴とする２コンバータ方式電源装置の制御方法。
請求項１に記載の２コンバータ方式電源装置の制御方法において、
前記第１のコンバータは、第１のインダクタ及び前記第１のスイッチング素子を備え、前記第１のスイッチング素子をスイッチングすることにより、前記第１のインダクタに印加された前記整流回路からの整流された電源電圧を電圧変換して前記キャパシタに充電するブーストコンバータであり、
前記第２のコンバータは、第２のインダクタ及び前記第２のスイッチング素子を備え、前記第２のスイッチング素子をスイッチングすることにより、前記キャパシタの充電電荷を放出させることで流れる電流を前記第２のインダクタによって限流して負荷に供給するバックコンバータであることを特徴とする２コンバータ方式電源装置の制御方法。
第１のスイッチング素子をスイッチングすることにより、整流回路にて整流された電源電圧を電圧変換してキャパシタに充電する第１のコンバータと、
第２のスイッチング素子をスイッチングすることにより、前記キャパシタの充電電荷を放出させることで流れる電流を制御して負荷に供給する第２のコンバータと
を備えた電源装置であって、
前記第１のコンバータと前記第２のコンバータとの間を接続する第１接続回路と、
前記整流回路と前記第２のコンバータとの間を接続する第２接続回路と、
前記整流回路からの整流された電源電圧を入力し、その電源電圧が予め定めた値以上かどうかを判定する判定回路と、
前記判定回路にてその時の前記電源電圧が予め定めた値以上と判定されたとき、前記第１接続回路を非接続にして第２接続回路を選択するとともに、前記判定回路にてその時の前記電源電圧が予め定めた値未満と判定されたとき、前記第２接続回路を選択する選択回路と
を備えたことを特徴とする電源装置。
請求項３に記載の電源装置において、
前記第１のコンバータは、第１のインダクタ及び前記第１のスイッチング素子を備え、前記第１のスイッチング素子をスイッチングすることにより、前記第１のインダクタに印加された前記整流回路からの整流された電源電圧を電圧変換して前記キャパシタに充電するブーストコンバータであり、
前記第２のコンバータは、第２のインダクタ及び前記第２のスイッチング素子を備え、前記第２のスイッチング素子をスイッチングすることにより、前記キャパシタの充電電荷を放出させることで流れる電流を前記第２のインダクタによって限流して負荷に供給するバックコンバータであることを特徴とする電源装置。
請求項３又は４に記載の電源装置において、
前記第２のコンバータからの電流が供給される前記負荷は、複数個の負荷が直列に接続された負荷であり、
前記第２のコンバータの第２のスイッチング素子は、前記各負荷に対してそれぞれ設けられ、それぞれ対応する負荷に対して並列に接続されものであることを特徴とする電源装置。
請求項３又は４に記載の電源装置において、
前記第１接続回路は、第１の選択スイッチング素子であり、前記判定回路にて選択された時、該第１の選択スイッチング素子は、前記第２のスイッチング素子を兼用してスイッチング動作するものであり、
前記第２接続回路は、第２の選択スイッチング素子であり、前記判定回路にて選択された時、該第２選択スイッチング素子は、前記第２のスイッチング素子を兼用してスイッチング動作することを特徴とする電源装置。