CN117578882B - 单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路及方法 - Google Patents

单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路及方法 Download PDF

Info

Publication number
CN117578882B
CN117578882B CN202410063372.2A CN202410063372A CN117578882B CN 117578882 B CN117578882 B CN 117578882B CN 202410063372 A CN202410063372 A CN 202410063372A CN 117578882 B CN117578882 B CN 117578882B
Authority
CN
China
Prior art keywords
switch
capacitor
inductor
voltage
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202410063372.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN117578882A (zh
Inventor
许伟伟
靳吉
黄为为
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hefei Chengling Microelectronics Co ltd
Original Assignee
Hefei Chengling Microelectronics Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hefei Chengling Microelectronics Co ltd filed Critical Hefei Chengling Microelectronics Co ltd
Priority to CN202410063372.2A priority Critical patent/CN117578882B/zh
Publication of CN117578882A publication Critical patent/CN117578882A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN117578882B publication Critical patent/CN117578882B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本申请提供一种单模式双电流通路的降压‑升压转换器的控制电路及方法，涉及转换器控制技术领域。其中方法包括：在电感充电时段内，控制第一开关、第四开关以及第五开关闭合，控制第二开关、第三开关以及第六开关断开，以使第一电容以及第二电容放电，电感电流升高；在电感放电时段内，控制第一开关、第四开关以及第五开关断开，控制第二开关、第三开关以及第六开关闭合，以使第一电容以及第二电容充电，电感电流降低。能够在降低电感电流的情况下，减少开关使用数量以及避免使用高耐压开关，从而能够兼顾电感电流较高问题以及开关的高耐压问题，实现降低芯片成本的同时，提高芯片整体的效率。

Description

单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路及方法
技术领域
本申请涉及转换器控制技术领域，具体涉及一种单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路及方法。
背景技术
随着移动电子技术的发展，锂电池因其高能量密度、高功率密度的特点被广泛应用于移动设备。但是，随着使用时间的延长，锂电池的电压会从最初的4.2V降低到2.5V。而大多数移动设备对电源电压的需求集中在3.4V上下。为了尽可能延长电池使用寿命，同时兼具降压和升压功能的降压-升压DC-DC转换器被广泛采用。
传统的单模式降压-升压转换器是将传统的升压转换器和降压转换器级联，因此在功率路径上，如图1所示，一直会有两个开关与电感串联，而单纯的升压或是降压转换器只有一个开关与电感串联，并且电感电流一直会高于输出端的负载电流，使得传统的降压-升压转换器的导通损耗会很大。为了降低电感上的损耗，必须选用直流电阻（DirectCurrent Resistance，DCR）较小的电感，而DCR越小，电感尺寸会越大，这不仅进一步增大了芯片的体积，还增加了成本。
在此基础上，为了降低电感电流，相关技术针对单模式降压-升压转换器提出了一种新型拓扑结构，如图2所示，该结构引入了8个开关与两个飞电容，与传统的单模式降压-升压转换器相比，该结构工作时的电感电流大幅度降低，降低了转换器对电感尺寸的要求，因此可以使用小体积大DCR的电感以实现导通损耗的降低。虽然这种结构能够通过降低电感电流的方式降低导通损耗，但是该结构中的部分开关需要使用高耐压的开关，这又会导致开关处的导通损耗升高，导致芯片整体的效率降低，成本增加。
综上所述，相关技术的单模式降压-升压转换器由于无法兼顾开关的高耐压问题以及电感电流较高的问题，导致芯片整体的效率较低，成本较高。
发明内容
本申请提供一种单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路及方法，通过优化飞电容与开关之间的结构关系，实现升压与降压功能，与相关技术中的拓扑结构相比，能够在降低电感电流的情况下，减少开关使用数量以及避免使用高耐压开关，从而能够兼顾电感电流较高问题以及开关的高耐压问题，实现降低芯片成本的同时，提高芯片整体的效率。
第一方面，本申请提供了一种单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路，所述电路包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五开关、第六开关、第一电容、第二电容以及电感，所述第一电容以及所述第二电容为飞电容，其中：
所述第一开关的第一端与所述第二开关的第一端与电压输入端连接，所述第二开关的第二端与所述第一电容的第一端连接，所述第一开关的第二端与所述第一电容的第二端连接；
所述第三开关的第一端与所述第一电容的第二端连接，所述第三开关的第二端接地；
所述电感的第一端与所述第一电容的第一端连接，所述电感的第二端与所述第四开关的第一端连接，所述第四开关的第二端与电压输出端连接；
所述第二电容的第一端与所述电感的第二端连接，所述第二电容的第二端与所述第五开关的第一端连接，所述第五开关的第二端接地；
所述第六开关的第一端与所述第二电容的第二端连接，所述第六开关的第二端与所述第四开关的第二端连接。
可选的，所述电路还包括输出电容以及输出电阻，其中：
所述输出电容的第一端与所述电压输出端连接，所述输出电容的第二端接地；
所述输出电阻的第一端与所述电压输出端连接，所述输出电阻的第二端接地。
可选的，所述电路还包括第三电容以及第七开关，其中：
所述第三电容的第一端与所述电压输入端连接，所述第三电容的第二端与所述第七开关的第一端连接，所述第七开关的第二端与所述电感的第一端连接。
可选的，所述电路还包括第四电容以及第八开关，其中：
所述第八开关的第一端与所述电感的第二端连接，所述第八开关的第二端与所述第四电容的第一端连接，所述第四电容的第二端与所述第四开关的第二端连接。
可选的，所述电路还包括第三电容、第四电容、第七开关以及第八开关，其中：
所述第三电容的第一端与所述电压输入端连接，所述第三电容的第二端与所述第七开关的第一端连接，所述第七开关的第二端与所述电感的第一端连接；
所述第八开关的第一端与所述电感的第二端连接，所述第八开关的第二端与所述第四电容的第一端连接，所述第四电容的第二端与所述第四开关的第二端连接。
第二方面，本申请提供了一种单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制方法，所述方法包括：
在电感充电时段内，控制所述第一开关、所述第四开关以及所述第五开关闭合，控制所述第二开关、第三开关以及所述第六开关断开，以使所述第一电容以及所述第二电容放电，所述电感电流升高；
在电感放电时段内，控制所述第一开关、所述第四开关以及所述第五开关断开，控制所述第二开关、第三开关以及所述第六开关闭合，以使所述第一电容以及所述第二电容充电，所述电感电流降低。
通过采用上述技术方案，通过优化飞电容与开关之间的结构关系，实现升压与降压功能，与相关技术中的拓扑结构相比，能够在降低电感电流的情况下，减少开关使用数量以及避免使用高耐压开关，从而能够兼顾电感电流较高问题以及开关的高耐压问题，提高芯片整体的效率。
可选的，所述方法包括：
在所述电感充电时段内，控制所述第七开关闭合，以使所述第三电容的第二端生成第一供电电压，所述第一供电电压的电压值为所述电压输入端电压值的两倍。
可选的，所述方法包括：
在所述电感放电时段内，控制所述第八开关闭合，以使所述第四电容的第一端生成第二供电电压，所述第二供电电压的电压值为所述电压输出端电压值的两倍。
综上所述，本申请技术方案所带来的有益效果包括：
1．通过优化飞电容与开关之间的结构关系，实现升压与降压功能，与相关技术中的拓扑结构相比，能够在降低电感电流的情况下，减少开关使用数量以及避免使用高耐压开关，从而能够兼顾电感电流较高问题以及开关的高耐压问题，实现降低芯片成本的同时，提高芯片整体的效率。
2．利用飞电容的蓄能特性，设计能够输出两倍于输出电压和/或输出电压的回路，用于驱动作为开关的MOS管，无需另外配置独立的升压电路，可以有效降低系统成本和复杂度。同时，也增强了单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路的通用性，使其不仅可用于普通的升降压转换，也可以方便地为驱动电路供电。
附图说明
图1是相关技术提供的一种传统的单模式降压-升压转换器的结构示意图；
图2是相关技术提供的一种单模式降压-升压转换器的新型拓扑结构的结构示意图；
图3是本申请实施例提供的一种单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路的结构示意图；
图4是本申请实施例提供的一种电感充电时段内的原理示意图；
图5是本申请实施例提供的一种电感放电时段内的原理示意图；
图6是本申请实施例提供的一种电感状态的波形示意图；
图7是本申请实施例提供的另一种单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路的结构示意图；
图8是本申请实施例提供的一种电感充电时段提供电压的原理示意图；
图9是本申请实施例提供的一种电感放电时段提供电压的原理示意图。
附图标记说明：L、电感；C1、第一电容；C2、第二电容；C3、第三电容；C4、第四电容；S1、第一开关；S2、第二开关；S3、第三开关；S4、第四开关；S5、第五开关；S6、第六开关；S7、第七开关；S8、第八开关；COUT、输出电容；ROUT、输出电阻。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本说明书中的技术方案，下面将结合本说明书实施例中的附图，对本说明书实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。
在本申请实施例的描述中，“示性的”、“例如”或者“举例来说”等词用于表示作例子、例证或说明。本申请实施例中被描述为“示性的”、“例如”或者“举例来说”的任何实施例或设计方案不应被解释为比其他实施例或设计方案更优选或更具优势。确切而言，使用“示性的”、“例如”或者“举例来说”等词旨在以具体方式呈现相关概念。
在本申请实施例的描述中，术语“多个”的含义是指两个或两个以上。例如，多个系统是指两个或两个以上的系统，多个屏幕终端是指两个或两个以上的屏幕终端。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。术语“包括”、“包含”、“具有”及它们的变形都意味着“包括但不限于”，除非是以其他方式另外特别强调。
首先结合图1与图2，对相关技术中的电感L电流作进一步分析。
传统的单模式降压-升压转换器的电路结构如图1所示，该电路结构包括四个开关、1个电感L以及一个电容。
对电感L作平衡可得：
；
；
其中，D为占空比，为电源电压，/>为输出电压，/>为图1所示的传统的单模式降压-升压转换器的电路结构的电压转换比。
因此电感L的平均电流为：
；
其中，/>为图1所示的传统的单模式降压-升压转换器的电路结构的电感L的平均电流，/>为负载电流。
由此可知，电感L的平均电流一直是大于负载电流的，由于导通损耗与电感L电流的平方成正比，电感L电流高于负载电流将导致不必要的损耗，从而降低系统的整体效率。
在此基础上，图2示出了一种单模式降压-升压转换器的新型拓扑结构。
在电感L处于充磁状态时，电感L输入端的电压为，电感L输出端的电压为/>，因此充磁时电感L两端的电压为/>。
在电感L处于去磁状态时，电感L输入端的电压为0，电感L输出端的电压为，因此充磁时电感L两端的电压为/>。
对电感L作平衡可得：
；
；
其中，D为占空比，为电源电压，/>为输出电压，/>为图2示出的单模式降压-升压转换器的新型拓扑结构的电压转换比。
因此电感L的平均电流为：
；
其中，/>为图2示出的单模式降压-升压转换器的新型拓扑结构的电感L的平均电流，/>为负载电流。根据/>的范围，可得到电感L的平均电流/>的范围为/>。
该结构与传统单模式降压-升压直流-直流转换器相比，电感L电流大幅度降低，显著降低了系统对电感L尺寸的需求，可以用一个小体积大DCR的电感L获得较高的效率。
但该结构由于使用了8个开关，且开关需要承受较高的电压，因此实际应用时需要使用高耐压的开关，这会导致开关的导通损耗以及切换损耗增加。对于整体的芯片来说，虽然能够降低电感L电流的大小并能够使用大DCR的电感L，使得电感L的导通损耗降低，但高耐压开关的使用又会增加导通损耗，使得整体的系统效率降低。
针对上述问题，本申请实施例提供了一种单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路及方法，在所有的工作条件下实现电感L电流降低的同时，降低开关的导通损耗，并且能够解决降压问题，因此能够提高芯片的效率。
同时，由于本申请不需要使用高耐压开关，同时能够使用小体积大DCR的电阻，能够减少芯片面积，降低芯片成本。
请参照图3，为本申请实施例提供的一种单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路的结构示意图，其示出了一种单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路，该电路包括第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、第四开关S4、第五开关S5、第六开关S6、第一电容C1、第二电容C2以及电感L，第一电容C1以及第二电容C2为飞电容，其中：
第一开关S1的第一端与第二开关S2的第一端与电压输入端连接，第二开关S2的第二端与第一电容C1的第一端连接，第一开关S1的第二端与第一电容C1的第二端连接；第三开关S3的第一端与第一电容C1的第二端连接，第三开关S3的第二端接地；电感L的第一端与第一电容C1的第一端连接，电感L的第二端与第四开关S4的第一端连接，第四开关S4的第二端与电压输出端连接；第二电容C2的第一端与电感L的第二端连接，第二电容C2的第二端与第五开关S5的第一端连接，第五开关S5的第二端接地；第六开关S6的第一端与第二电容C2的第二端连接，第六开关S6的第二端与第四开关S4的第二端连接。
飞电容指的是在开关电源或变换器中，连接在至少两个开关节点之间，用于存储和传递能量的电容器。在本申请实施例中，可以理解为在PWM波形变换使得开关变换前后，通过飞电容的蓄能功能，实现电压的隔离转换。
通过控制第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、第四开关S4、第五开关S5以及第六开关S6的导通或闭合，形成围绕电感L的双电流通路。通过控制电感L在一个周期内的充电时长与放电时长的占比，实现对输入电压的升压与降压，以使输出电压满足移动设备对于电源电压的需求。
具体的工作原理如下，在电感L充电时段内，控制第一开关S1、第四开关S4以及第五开关S5闭合，控制第二开关S2、第三开关S3以及第六开关S6断开，以使第一电容C1以及第二电容C2放电，电感L电流升高；
在电感L放电时段内，控制第一开关S1、第四开关S4以及第五开关S5断开，控制第二开关S2、第三开关S3以及第六开关S6闭合，以使第一电容C1以及第二电容C2充电，电感L电流降低。
下面将电感L的工作周期划分为电感L充电时段以及电感L放电时段，以详细解释分别在双电流通路时电感L的开关控制原理。
请参见图4，为本申请实施例提供的一种电感L充电时段内的原理示意图。
在电感L充电时段内，控制第一开关S1、第四开关S4以及第五开关S5闭合，控制第二开关S2、第三开关S3以及第六开关S6断开。形成电压输入-第一开关S1-第一电容C1-电感L-第四开关S4-电压输出的支路，以及第二电容C2-第四开关S4-电压输出的支路。
对于电感L的第一端，第一电容C1放电，由于第一电容C1放电方向为从第一电容C1第一端到电感L的第一端，电感L的第一端（即电感L的左侧）的电压为输入电压加上第一电容C1的放电电压，第一电容C1的放电电压的电压大小与输入电压的电压大小相等，因此电感L的第一端的电压为两倍的输入电压。
对于电感L的第二端，第二电容C2放电，放电方向为从第二电容C2的第一端到输出端。第二电容C2的第一端的放电时的电压大小与输出端的电压大小相等，第二电容C2的第二端的放电时的电压为零，因此电感L的第二端的电压为输出电压。
比较电感L的第一端的电压以及第二端的电压，第一端的电压大于第二端的电压，电感L充磁，电感L电流上升。
请参见图5，为本申请实施例提供的一种电感L放电时段内的原理示意图。
在电感L放电时段内，控制第二开关S2、第三开关S3以及第六开关S6断开闭合，控制第一开关S1、第四开关S4以及第五开关S5断开。形成电压输入-第二开关S2-第一电容C1的支路，以及电感L-第二电容C2-第六开关S6-电压输出的支路。
对于电感L的第一端，第一电容C1充电，输入电压经第二开关S2为第一电容C1充电，电感L的第一端的电压被拉到输入电压，
对于电感L的第二端，第二电容C2充电，第二电容C2的第二端的电压大小与输出端的电压大小相等，因此第二电容C2的第一端（即电感L的第二端的）的电压大小为两倍的输出电压。
比较电感L的第一端的电压以及第二端的电压，第一端的电压小于第二端的电压，电感L去磁，电感L电流下降。
对电感L的完整工作周期进行分析，首先对电感L做伏秒平衡，得到：
；
；
其中，D为占空比，为输出电压，/>为输入电压，/>为图3所示的本申请实施例提供的一种单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路的电压转换比。，/>。
请参见图6，为本申请实施例提供的一种电感L状态的波形示意图，图中为电感L电流，V1为电感L第一端的电压，V2为电感L第二端的电压，/>为电感L充电阶段的时长，为电池放电阶段的时长。
由于在电感L放电阶段，电感L与第二电容C2两条电流路径同时向输出端补充电荷，电感L电路降低，因此电感L的平均电流为：
；
其中，为本申请实施例提供的一种单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路的电感L的平均电流。根据/>的范围，可得到电感L的平均电流/>的范围为。
传统的单模式降压-升压转换器的电路结构的电感L的平均电流，本申请实施例提供的单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路的电感L的平均电流/>。与之相比，本申请实施例中的电感L的平均电流为传统结构的电感L电流的1/3，若选用相同DCR的电感L，电感L上的损耗（IL 2DCR）仅为传统结构的1/9，因而可以使用DCR更小的电感L以获得更高的效率。
同时，与单模式降压-升压转换器的新型拓扑结构相比，电感L的平均电流的范围相同。但是单模式降压-升压转换器的新型拓扑结构需要八个开关，且八个开关均需要高耐压的开关，例如与图2中电感L直接连接的两个开关，耐压分别是2VIN与3VIN-VOUT。而本申请提出的单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路，在使用了更少开关（6个）的情况下，各个开关的耐压值为VIN或者VOUT，能够避免开关的耐压问题。高耐压开关与普通开关相比，其导通损耗与切换损耗均较大，导致芯片整体效率降低，因此本申请提出的单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路不仅能够节省成本，还能提高效率。
在本申请实施例中，电路还包括输出电容COUT以及输出电阻ROUT，其中：
输出电容COUT的第一端与电压输出端连接，输出电容COUT的第二端接地；
输出电阻ROUT的第一端与电压输出端连接，输出电阻ROUT的第二端接地。
为了保证电路结构的完整性以及输出电压的稳定性，在输出端设置输出电阻ROUT与输出电容COUT，构成RC并联接地。
在实际工作中，由于开关频繁切换，输出电压会产生一定的纹波。添加输出电容COUT可以吸收这部分纹波，使得输出电压更加平稳。输出电阻Rout的第一端也同样连接到电压输出端，第二端接地。
在本申请的另一种实施方式中，请参见图7，为本申请实施例提供的另一种单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路的结构示意图。
第三电容C3的第一端与电压输入端连接，第三电容C3的第二端与第七开关S7的第一端连接，第七开关S7的第二端与电感L的第一端连接；
第八开关S8的第一端与电感L的第二端连接，第八开关S8的第二端与第四电容C4的第一端连接，第四电容C4的第二端与第四开关S4的第二端连接。
在实际中使用MOS管做开关的时候，驱动MOS管的driver可能需要更大的电压，因此本申请在原有基础上，利用飞电容的特性以及电路的工作原理，设计了能够输出2VIN和/或2VOUT的回路，用于为驱动MOS管的driver供电。通过这种供电方法，无需另外配置独立的升压电路，可以有效降低系统成本和复杂度。同时，也增强了单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路的通用性，使其不仅可用于普通的升降压转换，也可以方便地为驱动电路供电。
具体地，为便于描述，将第三电容C3与第七开关S7组成的回路称为第一回路。将第四电容C4与第八开关S8组成的回路称为第二回路。
在电感L充电时段内，第七开关S7闭合，第一回路开始工作，第三电容C3两端的电压为输入电压加上第一电容C1的电压，第一电容C1的电压与输入电压大小相等，因此在第三电容C3可以获得大小为2VIN的电压，从而实现在一个周期内的电感L充电时段内提供2VIN的第一供电电压VH1。
在电感L放电时段内，第八开关S8闭合，第二回路开始工作，第四电容C4两端的电压为输出电压加上第二电容C2的电压，第二电容C2的电压与输出电压大小相等，因此在第四电容C4可以获得大小为2VOUT的电压，从而实现在一个周期内的电感L放电时段内提供2VOUT的第二供电电压VH2。
综上，当第一回路与第二回路同时接入电路时，能够在一个周期内的电感L充电时段控制第一回路工作，第二回路不工作，以提供2VIN的第一供电电压VH1；在一个周期内的电感L放电时段控制第二回路工作，第一回路不工作，以提供2VOUT的第二供电电压VH2。
可选的，当第一回路或第二回路单独接入电路时，能够在电感L充电或放电时段内提供相应的电压，并在一个周期的剩余时段内部提供电压，具体情况如下。
请参见图8，为本申请实施例提供的一种电感L充电时段提供电压的原理示意图。详细的连接关系为第三电容C3的第一端与电压输入端连接，第三电容C3的第二端与第七开关S7的第一端连接，第七开关S7的第二端与电感L的第一端连接。
在电感L充电时段内，控制第七开关S7闭合，以使第三电容C3的第二端生成第一供电电压VH1，第一供电电压的电压值为电压输入端电压值的两倍。
在电感L第一端的部分，第一开关S1与第七开关S7闭合，第二开关S2与第三开关S3断开，加在第三电容C3的电压为电压输入端的输入电压以及第一电容C1的电压，同时第七开关S7的耐压值为2VIN-VIN=VIN。其中第三电容C3的作用与输出电容Cout的作用相同，均为稳压作用。从而能够通过第一回路提供电压值为电压输入端电压值的两倍的第一供电电压VH1。
在电感L放电时段内，第七开关S7断开，不提供额外的电压。
请参见图9，为本申请实施例提供的一种电感L放电时段提供电压的原理示意图。详细的连接关系为第八开关S8的第一端与电感L的第二端连接，第八开关S8的第二端与第四电容C4的第一端连接，第四电容C4的第二端与第四开关S4的第二端连接。
在电感L放电时段内，控制第八开关S8闭合，以使第四电容C4的第一端生成第二供电电压VH2，第二供电电压的电压值为电压输出端电压值的两倍。
在电感L第二端的部分，第四开关S4与第五开关S5断开，第六开关S6与第八开关S8闭合，加在第四电容C4的电压为电感L第二端的电压与第二电容C2的电压，同时第八开关S8的耐压值为2VOUT-VOUT=VOUT。其中第四电容C4的作用与输出电容Cout的作用相同，均为稳压作用。从而能够通过第二回路提供电压值为电压输入端电压值的两倍的第二供电电压VH2。
在电感L充电时段内，第八开关S8断开，不提供额外的电压。
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。
以上者，仅为本公开的示例性实施例，不能以此限定本公开的范围。即但凡依本公开教导所作的等效变化与修饰，皆仍属本公开涵盖的范围内。本领域技术人员在考虑说明书及实践真理的公开后，将容易想到本公开的其他实施方案。本申请旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未记载的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。

Claims (6)

1.一种单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路，其特征在于，所述电路包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五开关、第六开关、第一电容、第二电容、电感、第三电容以及第七开关，所述第一电容以及所述第二电容为飞电容，其中：
所述第一开关的第一端与所述第二开关的第一端与电压输入端连接，所述第二开关的第二端与所述第一电容的第一端连接，所述第一开关的第二端与所述第一电容的第二端连接；
所述第三开关的第一端与所述第一电容的第二端连接，所述第三开关的第二端接地；
所述电感的第一端与所述第一电容的第一端连接，所述电感的第二端与所述第四开关的第一端连接，所述第四开关的第二端与电压输出端连接；
所述第二电容的第一端与所述电感的第二端连接，所述第二电容的第二端与所述第五开关的第一端连接，所述第五开关的第二端接地；
所述第六开关的第一端与所述第二电容的第二端连接，所述第六开关的第二端与所述第四开关的第二端连接；
所述第三电容的第一端与所述电压输入端连接，所述第三电容的第二端与所述第七开关的第一端连接，所述第七开关的第二端与所述电感的第一端连接。
2.一种单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路，其特征在于，所述电路包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五开关、第六开关、第一电容、第二电容、电感、第四电容以及第八开关，所述第一电容以及所述第二电容为飞电容，其中：
所述第一开关的第一端与所述第二开关的第一端与电压输入端连接，所述第二开关的第二端与所述第一电容的第一端连接，所述第一开关的第二端与所述第一电容的第二端连接；
所述第三开关的第一端与所述第一电容的第二端连接，所述第三开关的第二端接地；
所述电感的第一端与所述第一电容的第一端连接，所述电感的第二端与所述第四开关的第一端连接，所述第四开关的第二端与电压输出端连接；
所述第二电容的第一端与所述电感的第二端连接，所述第二电容的第二端与所述第五开关的第一端连接，所述第五开关的第二端接地；
所述第六开关的第一端与所述第二电容的第二端连接，所述第六开关的第二端与所述第四开关的第二端连接；
所述第八开关的第一端与所述电感的第二端连接，所述第八开关的第二端与所述第四电容的第一端连接，所述第四电容的第二端与所述第四开关的第二端连接。
3.一种单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路，其特征在于，所述电路包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五开关、第六开关、第一电容、第二电容、电感、第三电容、第四电容、第七开关以及第八开关，所述第一电容以及所述第二电容为飞电容，其中：
所述第一开关的第一端与所述第二开关的第一端与电压输入端连接，所述第二开关的第二端与所述第一电容的第一端连接，所述第一开关的第二端与所述第一电容的第二端连接；
所述第三开关的第一端与所述第一电容的第二端连接，所述第三开关的第二端接地；
所述电感的第一端与所述第一电容的第一端连接，所述电感的第二端与所述第四开关的第一端连接，所述第四开关的第二端与电压输出端连接；
所述第二电容的第一端与所述电感的第二端连接，所述第二电容的第二端与所述第五开关的第一端连接，所述第五开关的第二端接地；
所述第六开关的第一端与所述第二电容的第二端连接，所述第六开关的第二端与所述第四开关的第二端连接；
所述第三电容的第一端与所述电压输入端连接，所述第三电容的第二端与所述第七开关的第一端连接，所述第七开关的第二端与所述电感的第一端连接；
所述第八开关的第一端与所述电感的第二端连接，所述第八开关的第二端与所述第四电容的第一端连接，所述第四电容的第二端与所述第四开关的第二端连接。
4.根据权利要求1-3中任一所述的单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路，其特征在于，所述电路还包括输出电容以及输出电阻，其中：
所述输出电容的第一端与所述电压输出端连接，所述输出电容的第二端接地；
所述输出电阻的第一端与所述电压输出端连接，所述输出电阻的第二端接地。
5.一种单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制方法，应用于权利要求1与3中任一所述的电路，其特征在于，所述方法包括：
在所述电感充电时段内，控制所述第一开关、所述第四开关以及所述第五开关闭合，控制所述第二开关、所述第三开关以及所述第六开关断开，以使所述第一电容以及所述第二电容放电，所述电感电流升高；控制所述第七开关闭合，以使所述第三电容的第二端生成第一供电电压，所述第一供电电压的电压值为所述电压输入端电压值的两倍；
在所述电感放电时段内，控制所述第一开关、所述第四开关以及所述第五开关断开，控制所述第二开关、所述第三开关以及所述第六开关闭合，以使所述第一电容以及所述第二电容充电，所述电感电流降低。
6.一种单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制方法，应用于权利要求2与3中任一所述的电路，其特征在于，所述方法包括：
在所述电感充电时段内，控制所述第一开关、所述第四开关以及所述第五开关闭合，控制所述第二开关、所述第三开关以及所述第六开关断开，以使所述第一电容以及所述第二电容放电，所述电感电流升高；
在所述电感放电时段内，控制所述第一开关、所述第四开关以及所述第五开关断开，控制所述第二开关、所述第三开关以及所述第六开关闭合，以使所述第一电容以及所述第二电容充电，所述电感电流降低；控制所述第八开关闭合，以使所述第四电容的第一端生成第二供电电压，所述第二供电电压的电压值为所述电压输出端电压值的两倍。
CN202410063372.2A 2024-01-17 2024-01-17 单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路及方法 Active CN117578882B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202410063372.2A CN117578882B (zh) 2024-01-17 2024-01-17 单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路及方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202410063372.2A CN117578882B (zh) 2024-01-17 2024-01-17 单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路及方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN117578882A CN117578882A (zh) 2024-02-20
CN117578882B true CN117578882B (zh) 2024-04-05

Family

ID=89892251

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202410063372.2A Active CN117578882B (zh) 2024-01-17 2024-01-17 单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路及方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN117578882B (zh)

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102020213005A1 (de) * 2020-10-15 2022-04-21 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Leistungswandler
CN115967275A (zh) * 2023-01-19 2023-04-14 合肥乘翎微电子有限公司 升压直流-直流转换器及其控制方法
CN116131602A (zh) * 2023-04-20 2023-05-16 合肥乘翎微电子有限公司 直流-直流转换电路、转换器及其控制方法
WO2023097866A1 (zh) * 2021-12-01 2023-06-08 澳门大学 一种降压电路及电源管理装置
WO2023102740A1 (zh) * 2021-12-07 2023-06-15 华为技术有限公司 开关电源及其控制方法、供电系统和电子设备
EP4203283A1 (en) * 2021-12-27 2023-06-28 Infineon Technologies Austria AG Multi-level inverting buck-boost converter architecture

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI463778B (zh) * 2011-04-29 2014-12-01 Energy Pass Inc 電流模式直流轉換器及其直流轉換方法
DE102018206918B3 (de) * 2018-05-04 2019-10-31 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Hybrid-Abwärts-Aufwärts-Wandler

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102020213005A1 (de) * 2020-10-15 2022-04-21 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Leistungswandler
WO2023097866A1 (zh) * 2021-12-01 2023-06-08 澳门大学 一种降压电路及电源管理装置
WO2023102740A1 (zh) * 2021-12-07 2023-06-15 华为技术有限公司 开关电源及其控制方法、供电系统和电子设备
EP4203283A1 (en) * 2021-12-27 2023-06-28 Infineon Technologies Austria AG Multi-level inverting buck-boost converter architecture
CN115967275A (zh) * 2023-01-19 2023-04-14 合肥乘翎微电子有限公司 升压直流-直流转换器及其控制方法
CN116131602A (zh) * 2023-04-20 2023-05-16 合肥乘翎微电子有限公司 直流-直流转换电路、转换器及其控制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
采用有限状态机控制的升降压双通路高效率电荷泵;张杰;殷亮;潘姚华;严冬勤;吴晓波;;固体电子学研究与进展;20100625(02);全文 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN117578882A (zh) 2024-02-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10790742B1 (en) Multi-level power converter with improved transient load response
US8853888B2 (en) Multiple-input DC-DC converter
CN101682199B (zh) 用于在便携电信设备中使用的配电电路
US20170302093A1 (en) DC-DC Conversion for Multi-Cell Batteries
US10811974B1 (en) Power converter
US10211734B1 (en) Bidirectional DC-DC converter
US12003175B2 (en) Hybrid converter with reduced inductor loss
US11742756B2 (en) Hybrid bi-directional DC-DC power converter and methods of operation thereof
CN109586572A (zh) 转换器和电源管理集成电路系统
CN104410271A (zh) 一种用三个飞跨电容实现的五转换比电荷泵多相交织技术
CN116131602B (zh) 直流-直流转换电路、转换器及其控制方法
Fardoun et al. Bi-directional converter with low input/output current ripple for renewable energy applications
Chen et al. A new bidirectional DC-DC converter with a high step-up/down conversion ratio for renewable energy applications
CN211880118U (zh) 电池管理芯片、电池管理系统及电子设备
CN117578882B (zh) 单模式双电流通路的降压-升压转换器的控制电路及方法
Zhao et al. DC-DC power conversions and system design considerations for battery operated system
CN116191870A (zh) 电荷泵电路和电子设备
CN114172374B (zh) 基于双电感的交叉飞电容混合型升降压dc-dc转换器
CN215647250U (zh) 无线耳机及其电路、无线耳机组件
CN210041648U (zh) 一种采用耦合电感实现多路输出的双向dc/dc电路
CN114221539A (zh) 充电电路
CN209134301U (zh) 一种三轨电源生成装置
TWI411210B (zh) 具電荷泵控制之單電感多重輸出直流轉換器
CN113193747A (zh) 一种开关管升压模块
WO2024148600A1 (zh) 具有飞电容的混合降压-升压直流-直流转换器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant