CN114221539A - 充电电路 - Google Patents

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Abstract

公开了一种充电电路。在保持传统升降压拓扑的升压、降压和升降压的功能前提下，利用多电平技术来提高充电电路的效率。特别是在高输入电压的情况下能充分发挥多电平的优势，降低开关损耗、功率MOSFET耐压要求以及电感量，并且提高效率。

Description

充电电路
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体地，涉及一种充电电路。
背景技术
随着便携设备处理器性能的提升，功耗和电池容量也不断增长，以往的100W USBPD 20V/5A供电不足以满足需求。受限于USB线缆和接口，电流难以提升，因此，最新的USBPD 3.1需要通过提升电压的办法来提升传输功率。如此一来，传统的升降压充电器的输入电压就会显著提升，导致效率显著下降，特别是在USB PD 3.1的28V、36V和48V的高输入电压场景下。基于此，业界迫切需要高效率的充电器来解决这个问题。
图1给出了现有技术中的升降压充电电路的电路图。如图1所示，该充电电路可以允许输入电压低于、等于或高于输出(系统/电池)电压。在输入和输出电压接近时它的效率是最高的，如果输入电压高于系统电压，该充电电路就会工作在降压模式，但是如果输入电压远高于输出电压时，其效率就会显著下降。其中功率管QBAT用于路径管理，它会根据充电状态工作在线性区、饱和区或截止区，以满足充电电流的要求。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种新型充电电路，在保持传统升降压拓扑的升压、降压和升降压的功能前提下，利用多电平技术来提高充电电路的效率。
根据本发明的第一方面，提出了一种充电电路，包括：
第一模块，包括连接在第一端口和参考地之间的多个功率管；
第二模块，包括连接在第二端口和所述参考地之间的多个功率管；以及
电感，连接在所述第一模块和所述第二模块之间，其中
所述第一模块和/或第二模块分别与所述电感构成多电平变换器。
具体地，所述充电电路被配置为基于输入电压和输出电压的大小关系而工作在降压模块或升压模块或升降压模式。
具体地，所述第一模块与所述电感构成所述多电平降压变换器，所述第二模块和所述电感构成升压变换器，其中所述第一端口接收输入电压，所述第二端口产生输出电压。
具体地，当所述输入电压与所述输出电压的比值大于第一阈值时，所述充电电路工作在多电平降压模式；当所述输入电压与所述输出电压小于第二阈值时，所述充电电路工作在升压模式；当所述输入电压与所述输出电压之间的差值处于所述第一阈值和所述第二阈值之间时，所述充电电路工作于升降压模式。
具体地，当所述充电电路工作于所述多电平降压模式时，所述第一模块的功率管处于PWM开关状态，所述第二模块的功率管保持常通或者常断。
具体地，当所述充电电路工作于所述升压模式时，所述第一模块的功率管保持常通或者常断，所述第二模块的功率管处于PWM开关状态。
具体地，处于所述升压模式的功率管的开关频率是处于所述多电平降压模式的开关频率的N倍，其中N为正整数，且取决于所述多电平变换器的电平数。
具体地，当所述充电电路工作于所述升降压模式时，所述第一模块和所述第二模块的功率管均处于PWM开关状态。
具体地，当所述充电电路工作于所述升降压模式时，所述第一模块中的部分功率管处于常通状态，其他功率管处于PWM开关状态，以使得所述充电电路等效为四开关升降压变换器。
具体地，所述第一模块包括依次串联连接在所述第一端口和所述参考地之间的第一功率管、第二功率管、第三功率管和第四功率管，以及连接在所述第一和第二功率管的公共连接点与所述第三和第四功率管的公共连接点之间的飞跨电容。
具体地，所述第二模块包括串联连接在所述第二端口和所述参考地之间的第五功率管和第六功率管。
具体地，所述电感连接在所述第二和第三功率管的公共连接点和所述第五和第六功率管的公共连接点之间。
具体地，所述充电电路还包括：
第七功率管；以及
电池，与所述第七功率管串联连接在所述第二端口和所述参考地之间，其中所述第七功率管根据所述电池的充电状态受控工作于完全导通区、线性区或截止区，以满足充电电流的要求。
具体地，所述第一模块与所述电感构成所述多电平升压变换器，所述第二模块和所述电感构成降压变换器，其中所述第二端口接收输入电压，所述第一端口产生输出电压。
具体地，所述第一模块包括：
多个并联的支路，其中每个支路包括串联连接在所述第一端口和所述参考地之间的多个功率管，其中每个支路分别经过一电感与所述第二模块相连，以构成多相多电平变换器。
具体地，所述第一模块与所述电感构成所述降压变换器，所述第二模块和所述电感构成多电平升压变换器，其中所述第一端口接收输入电压，所述第二端口产生输出电压。
具体地，所述第一模块与所述电感构成所述多电平降压变换器，所述第二模块和所述电感构成多电平升压变换器，其中所述第一端口接收输入电压，所述第二端口产生输出电压。
具体地，充电电路还包括：
控制电路，被配置为接收多个控制参量和与所述多个控制参量分别对应的多个基准信号，从而控制其中一个控制参量等于其对应的基准信号，并控制其他的控制参量不大于或不小于其对应的基准信号。
具体地，所述控制电路包括：
多个误差放大器，分别接收所述多个控制参量和所述多个基准信号；以及
选择电路，被配置为接收每个误差放大器输出的信号，并选择其中最小者输出以作为补偿信号。
具体地，所述控制电路还包括：
第一比较器，被配置为将所述补偿信号与第一斜坡信号比较，以产生控制所述第一和第四功率管的驱动信号，且两者的驱动信号互补；
第二比较器，被配置为将所述补偿信号与第二斜坡信号比较，以产生产生控制所述第二和第三功率管的驱动信号，且两者的驱动信号互补；以及
第三比较器，被配置为将所述补偿信号与第三斜坡信号比较，以产生控制所述第五和第六功率管的驱动信号，且两者的驱动信号互补。
具体地，所述第一斜坡信号和所述第二斜坡信号的周期相同、幅值相同、变化趋势相同，且具有180°的相位差，所述第三斜坡信号的周期是所述第一斜坡信号的周期的1/2，且与所述第一斜坡信号的变化趋势相反，所述第三斜坡信号的最小值低于所述第一斜坡信号的最大值。
综上所述，本发明提出的充电电路在保持传统升降压拓扑的升压、降压和升降压的功能前提下，利用多电平技术来提高充电电路的效率。特别是在高输入电压的情况下能充分发挥多电平的优势，降低开关损耗、功率MOSFET耐压要求以及电感量，并且提高效率。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1为现有技术中升降压充电电路的电路图；
图2为本发明实施例的第一种充电电路的电路图；
图3为本发明实施例的充电电路的控制电路的逻辑图；
图4为本发明实施例的控制电路中斜坡信号的波形图；
图5为本发明实施例的充电电路处于降压模式的工作波形图；
图6为本发明实施例的充电电路处于降压模式的等效电路图；
图7为本发明实施例的充电电路处于升压模式的工作波形图；
图8为本发明实施例的充电电路处于升压模式的等效电路图；
图9为本发明实施例的充电电路处于升降压模式的工作波形图；
图10为本发明实施例的充电电路处于升降压模式的第二种等效电路图；
图11为本发明实施例的充电电路处于升降压模式的第三种等效电路图；
图12为本发明实施例的第二种充电电路的电路图；
图13为本发明实施例的第三种充电电路的电路图；以及
图14为本发明实施例的第四种充电电路的电路图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
在本发明实施例中，充电电路包括第一模块、第二模块以及电感，其中第一模块包括连接在第一端口和参考地之间的多个功率管，第二模块包括连接在第二端口和参考地之间的多个功率管，电感连接在第一模块和第二模块之间。第一模块和/或第二模块分别与电感构成多电平变换器。此外，充电电路基于输入电压和输出电压的大小关系可以分别工作在降压模块、升压模块或升降压模式。
图2为本发明实施例的第一种充电电路的电路图。充电电路包括第一模块、第二模块和电感L，第一模块与电感构成三电平降压(buck)变换器，第二模块与电感构成升压(boost)变换器(以第一端口BUS是输入端口，第二端口SYS是输出端口为例)。具体地，第一模块包括第一功率管QHS1、第二功率管QHS2、第三功率管QLS2以及第四功率管QLS1，依次串联连接在第一端口BUS和参考地之间，以及飞跨电容CFLY1，连接在第一功率管QHS1与第二功率管QHS2的公共连接点和第三功率管QLS2与第四功率管QLS1的公共连接点之间。此外，第一模块还包括第一电容Cin，连接在第一端口BUS和参考地之间。第二模块包括第五功率管QHS3和第六功率管QLS3，串联连接在第二端口SYS和参考地之间；第二电容Csys，连接在第二端口SYS和参考地之间；以及电池BAT，其与第七功率管QBAT串联后，连接在第二端口SYS和参考地之间，其中第七功率管QBAT根据电池BAT的充电状态受控工作于完全导通、线性区或截止区，以满足电池充电的要求。电感L连接在第一模块的中间节点，也即第二功率管QHS2和第三功率管QLS2的公共连接点，与第二模块的中间节点，也即第五功率管QHS3和第六功率管QLS3的公共连接点之间。
应理解，本实施例以第一模块是三电平为例进行说明，本领域技术人员很容易想到第一模块可以是更多的电平，从而第一模块和电感构成多电平变换器。
此外，为了便于阐述，下文均以第一端口BUS为输入端口，第二端口SYS为输出端口为例进行说明。本领域普通技术人员很容易可以从中推导出当第一端口BUS为输出端口，第二端口SYS为输入端口的情况，因此不作详细阐述。
在本实施例中，充电电路有三种工作模式，当第一端口BUS的输入电压VBUS显著高于第二端口SYS的输出电压VSYS时，也即输入电压VBUS与输出电压VSYS的比值大于第一阈值时，充电电路处于三电平降压模式；当输入电压VBUS显著低于输出电压VSYS时，也即输入电压VBUS与输出电压VSYS的比值小于第二阈值时，充电电路处于升压模式；当输入电压VBUS与输出电压VSYS比较接近时，也即输入电压VBUS与输出电压VSYS的比值处于第一阈值和第二阈值之间时，充电电路进入升降压模式，以实现降压模式和升压模式之间的平滑切换。
图3给出了本发明实施例的充电电路的控制电路的逻辑框图。控制电路可以根据实际需求来选择控制参量，使其满足要求。在本实施例中，控制电路用于接收多个控制参量和与多个控制参量分别对应的多个基准信号，从而控制其中一个控制参量等于其对应的基准信号，并控制其他的控制参量不大于其对应的基准信号。
具体地，控制电路包括误差放大器gm1，分别接收表征输出电压VSYS的第一电压采样信号Vs1和第一电压基准信号Vsys_ref，以根据两者之间的误差输出第一补偿信号；误差放大器gm2，分别接收表征充电电流IBAT的第一电流采样信号Is1和第一电流基准信号Ibat_ref，以根据两者之间的误差输出第二补偿信号；误差放大器gm3，分别接收表征电池电压VBAT的第二电压采样信号Vs2和第二电压基准信号Vbat_ref，以根据两者之间的误差输出第三补偿信号；误差放大器gm4，分别接收表征输入电流IBUS的第二电流采样信号Is2和第二电流基准信号Ibus_ref，以根据两者之间的误差输出第四补偿信号；以及误差放大器gm5，分别接收表征输入电压VBUS的第三电压采样信号Vs3和第三电压基准信号Vbus_ref，以根据两者之间的误差输出第五补偿信号。此外，控制电路还包括选择电路，接收每个误差放大器输出的信号，并选择其中的最小者输出以作为补偿信号Vcomp。在本实施例中，选择电路包括多个二极管，每个二极管的阴极分别与一误差放大器的输出端相连，所有的二极管的阳极连接在一起以选择输出所有误差放大器所输出的信号的最小者作为补偿信号Vcomp。具体地，误差放大器gm1与二极管D1的阴极相连，误差放大器gm2与二极管D2的阴极相连，误差放大器gm3与二极管D3的阴极相连，误差放大器gm4与二极管D4的阴极相连，误差放大器gm5与二极管D5的阴极相连，二极管D1-D5的阳极连接在一起。此外，控制电路还包括电流源I1，连接在供电电源和二极管D1的阳极之间，以调节补偿信号Vcomp。
本领域技术人员应理解，选择上述误差放大器输出的信号的最小者以作为补偿信号的电路不限于此，其他任何能够实现该功能的电路均在本发明的保护范围之内。
在本实施例中，例如，在快速充电的场合，当表征电池电压VBAT的第二电压采样信号Vs2还未达到第二电压基准信号Vbat_ref时，控制电路则根据表征充电电流IBAT的第一电流采样信号Is1和第一电流基准信号Ibat_ref之间的误差产生补偿信号Vcomp，从而控制各个功率管的开关状态，从而使得第一电流采样信号IBAT等于第一电流基准信号Ibat_ref，也即充电电流维持于期望电流值，进行恒流充电。同时，充电电路满足第一电压采样信号Vs1≤第一电压基准信号Vsys_ref，第二电流采样信号Is2≤第二电流基准信号Ibus_ref，表征电池电压VBAT的第二电压采样信号Vs2≤第二电压基准信号Vbat_ref，以及表征输入电压VBUS的第三电压采样信号Vs3≥第三电压基准信号Vbus_ref。
随着电池电压VBAT的上升，第二电压采样信号Vs2会达到第二电压基准信号Vbat_ref，此时，补偿信号Vcomp由第二电压采样信号Vs2和第二电压基准信号Vbat_ref的误差决定，从而使得第二电压采样信号Vs2维持于第二电压基准信号Vbat_ref，即电池电压VBAT等于期望电压值，充电电路切换至恒压充电。同时，充电电路满足表征充电电流IBAT的第一电流采样信号Is1≤第一电流基准信号Ibat_ref，表征输出电压VSYS的第一电压采样信号Vs1≤第一电压基准信号Vsys_ref，表征输入电流IBUS的第二电流采样信号Is2≤第二电流基准信号Ibus_ref，以及表征输入电压VBUS的第三电压采样信号Vs3≥第三电压基准信号Vbus_ref。
应理解，在上述几个控制参量输入电压VBUS、电池电压VBAT、输出电压VSYS、输入电流IBUS、充电电流IBAT中，当其中一个控制参量起作用来决定补偿信号Vcomp的值时，则该控制参量维持于相应的基准信号，而其他除输入电压VBUS之外的控制参量均不大于相应的基准信号，输入电压VBUS不小于相应的基准信号。若不满足上述条件，则充电电路将停止工作。
此外，控制电路还被配置为将补偿信号Vcomp分别与第一斜坡信号Ramp1、第二斜坡信号Ramp2和第三斜坡信号Ramp3比较，以分别产生功率管的驱动信号。具体地，控制电路还包括比较器cm1，用于将补偿信号Vcomp与第一斜坡信号Ramp1比较，以产生控制功率管QHS1的驱动信号GHS1和控制功率管QLS1的驱动信号GLS1，且驱动信号GHS1和GLS1互补；比较器cm2，用于将补偿信号Vcomp与第二斜坡信号Ramp2比较，以产生控制功率管QHS2的驱动信号GHS2和控制功率管QLS2的驱动信号GLS2，且驱动信号GHS2和GLS2互补；以及比较器cm3，用于将补偿信号Vcomp与第三斜坡信号Ramp3比较，以产生控制功率管QHS3的驱动信号GHS3和控制功率管QLS3的驱动信号GLS3，且驱动信号GHS3和GLS3互补。
图4给出了本发明实施例的控制电路中斜坡信号的波形图。如图4所示，第一斜坡信号Ramp1和第二斜坡信号Ramp2的周期相同，均为T1，幅值相同，变化趋势相同，两者均为上升趋势的斜坡，且两者之间具有180°的相位差，第三斜坡信号Ramp3的周期T3是第一斜坡信号Ramp1的周期T1的1/2，且与第一斜坡信号Ramp1的变化趋势相反，为下降趋势的斜坡，同时第三斜坡信号Ramp3的最小值略低于第一或第二斜坡信号的最大值，从而第三斜坡信号Ramp3在每个周期T3均与第一或第二斜坡信号相交，如图中阴影部分M所示。
应理解，在本实施例中，由于三电平降压模式下电感电流具有倍频效果，因此设置升压模式下的开关频率为降压模式下的2倍，以达到更好的效果，但在其他应用中，本领域技术人员也可以将升压模式下的开关频率设置为与降压模式下的开关频率相同，也即第三斜坡信号Ramp3的周期T3与周期T1相同，或者设置为其他情况均可。本文仅给出其中一种控制方式的示例，不作为对本发明实施例的限制。
下面分别阐述充电电路的三个不同的工作模式。图5给出了本发明实施例的充电电路处于降压模式的工作波形图。图6给出了本发明实施例的充电电路处于降压模式的等效电路图。当输入电压VBUS显著高于输出电压VSYS时，充电电路处于三电平降压模式，第一模块的功率管处于PWM开关状态，第二模块的功率管保持常通或者常断。下面结合图5和图6来阐述充电电路处于降压模式的工作原理。
如图5所示，在降压模式下，补偿信号Vcomp始终小于斜坡信号Ramp3的最低值，因此驱动信号GHS3恒为高电平，驱动信号GLS3恒为低电平，也即功率管QHS3恒导通，功率管QLS3恒关断，此时充电电路的等效电路图如图6所示，充电电路为三电平buck变换器，其中节点SW2的电位始终为VSYS。
在降压模式下，功率管QHS1和QLS1受控进行PWM开关动作，两者开关状态互补，并且功率管QHS2和QLS2受控进行PWM开关动作，两者开关状态互补。驱动信号GHS1和驱动信号GHS2之间的移相角为180°。回到图5，当补偿信号Vcomp大于斜坡信号Ramp1时，驱动信号GHS1置高，驱动信号GLS1置低；当补偿信号Vcomp小于斜坡信号Ramp1时，驱动信号GLS1置高，驱动信号GHS1置低。同样地，当补偿信号Vcomp大于斜坡信号Ramp2时，驱动信号GHS2置高，驱动信号GLS2置低；当补偿信号Vcomp小于斜坡信号Ramp2时，驱动信号GLS2置高，驱动信号GHS2置低。
再次参考图5和图6，在t0-t1期间，功率管QHS1和QLS2同时导通，导通路径为：第一端口BUS、QHS1、CFLY1、QLS2、L、QHS3、第二端口SYS，输入电压VBUS给飞跨电容CFLY1充电，并给电池BAT和其他用电负载提供能量，此时节点SW1的电位为VBUS-VCFLY1，电感电流IL上升。在t1-t2期间，功率管QLS1和QLS2同时导通，节点SW1的电位为零，电感电流IL经QLS1和QLS2续流，电感L向第二端口SYS释放能量，电感电流IL减小。在t2-t3期间，功率管QLS1和QHS2同时导通，飞跨电容CFLY1释放能量给电池和用电负载，导通路径为：CFLY1、QHS2、L、QHS3、SYS、QLS1，此时节点SW1的电位为VCFLY1，由于通常情况下VCLFY1＝1/2VBUS，因此，与t1-t2期间电位相同，电感电流IL上升。在t3-t4期间，功率管QLS1和QLS2同时导通，节点SW1的电位为零，电感电流IL经QLS1和QLS2续流，电感L向第二端口SYS释放能量，电感电流IL减小。至此，一个工作周期结束。
为了便于描述，本发明实施例的描述均忽略了死区时间，应理解，在实际应用中，为了避免互补的两个功率管直通，一般需要设置死区时间。且上述仅以占空比小于0.5为例进行说明，本领域技术人员可以很容易将其扩展至占空比大于0.5的情况，在此不作阐述。
由于三电平结构，功率管QHS2、QLS1和QLS2的耐压均为1/2的VBUS，与图1相比，减小了一半，并且电感电流具有倍频效果，且电感两端的电压差得到降低，可以减小需要的电感量，总体效率也得到了提高。
图7给出了本发明实施例的充电电路处于升压模式的工作波形图。图8给出了本发明实施例的充电电路处于升压模式的等效电路图。当输入电压VBUS显著低于输出电压VSYS时，充电电路处于升压模式，第一模块的功率管保持常通或者常断，第二模块的功率管处于PWM开关状态。下面结合图7和图8来阐述充电电路处于升压模式的工作原理。
如图7所示，在升压模式下，补偿信号Vcomp始终高于斜坡信号Ramp1和Ramp2的最高值，因此驱动信号GHS1和GHS2恒为高电平，驱动信号GLS1和GLS2恒为低电平，也即功率管QHS1和QHS2恒导通，功率管QLS1和QLS2恒关断，充电电路的等效电路图如图8所示，充电电路与传统的boost升压变换器相同，节点SW1的电位始终为输入电压VBUS。
此外，补偿信号Vcomp和斜坡信号Ramp3相交，使得功率管QHS3和QLS3受控进行PWM开关动作，且两者开关状态互补。具体地，当补偿信号Vcomp小于斜坡信号Ramp3时，驱动信号GHS3置高，驱动信号GLS3置低；当补偿信号Vcomp大于斜坡信号Ramp3时，驱动信号GLS3置高，驱动信号GHS3置低。
再次参考图7和图8，在t1-t2期间，功率管QLS3导通，功率管QHS3关断，导通路径为：第一端口BUS、QHS1、QHS2、L、QLS3至参考地，此时节点SW2为低电平，因此在该阶段输入电压VBUS给电感L储能，电感电流IL上升。在t2-t3期间，功率管QHS3导通，功率管QLS3关断，导通路径为：第一端口BUS、QHS1、QHS2、L、QHS3至第二端口SYS，此时节点SW2电位为VSYS，因此电感L向电池和用电负载释放能量，电感电流IL减小。至此，一个工作周期结束。升压模式下的工作频率是三电平降压模式的工作频率的两倍。应理解，当为多电平变换器时，升压模式下的开关频率的设置取决于电平数。
为了实现降压模式和升压模式间的平滑切换，引入了升降压模式。图9给出了本发明实施例的充电电路处于升降压模式的工作波形图。下面结合图2和图9来阐述充电电路处于升降压模式的工作原理。当输入电压VBUS和输出电压VSYS比较接近时，充电电路处于升降压模式，补偿信号Vcomp和斜坡信号Ramp1、Ramp2以及Ramp3均相交，从而功率管QHS1、QLS1、QHS2、QLS2、QHS3、QLS3均受控工作于PWM开关状态。下面以输入电压VBUS略高于输出电压VSYS为例进行说明。
再次参考图2和图9，在t0-t1期间，功率管QHS1、QHS2和QHS3均导通，导通路径为：第一端口BUS、QHS1、QHS2、L、QHS3至第二端口SYS，节点SW1电位为VBUS，节点SW2电位为VSYS，在此期间，输入电压VBUS向电池和用电负载提供能量，电感电流IL上升。在t1-t2期间，功率管QHS1、QLS2和GHS3导通，导通路径为：第一端口BUS、QHS1、CFLY1、QLS2、L、QHS3至第二端口SYS，节点SW1电位为VBUS-VCFLY1＝0.5VBUS，节点SW2电位为VSYS，因此输入电压VBUS给飞跨电容CFLY1充电，且与电感L共同给负载供电，电感电流IL下降。在t2-t3期间，功率管QHS1、QLS2和QLS3导通，导通路径为：第一端口BUS、QHS1、CFLY1、QLS2、L、QLS3至参考地，此时节点SW1电位为VBUS-VCFLY1＝0.5VBUS，节点SW2电位为零，在此期间，输入电压VBUS给飞跨电容CFLY1充电，同时给电感L储能，电感电流IL上升。在t3-t4期间，功率管QHS1、QHS2、QHS3导通，与t0-t1期间相同。在t4-t5期间，功率管QLS1、QHS2和QHS3导通，导通路径为：CFLY1、QHS2、L、QHS3、第二端口SYS、QLS1回到CFLY1，节点SW1电位为VCLFY1＝0.5VBUS，节点SW2电位为VSYS，因此飞跨电容CFLY1和电感L共同释放能量给电池和用电负载，电感电流IL减小。在t5-t6期间，功率管QLS1、QHS2、QLS3导通，导通路径为：CFLY1、QHS2、L、QLS3、QLS1回到CLFY1，节点SW1电位为VCLFY1＝0.5VBUS，节点SW2电位为零，在此期间，飞跨电容CFLY1放电给电感L储能，电感电流IL上升。至此，一个工作周期结束。
应理解，由于升降压模式下的效率相比于同样条件下的升压或者降压模式的效率偏低，因此并不希望充电电路长时间处于升降压模式，因此在设计斜坡信号的参数时，斜坡信号Ramp3的最小值仅比斜坡信号Ramp1和Ramp2的最大值略小一点，例如，若斜坡信号Ramp1的最大值为1，则设置Ramp3的最小值为0.9，从而使得充电电路可以平滑地在升压模式和降压模式之间过渡即可。
此外，升降压模式还可以用类似于传统四开关升降压变换器的方式实现。在一种实现方式中，功率管QHS1和QLS1始终保持导通状态，功率管QHS2、QLS2、QHS3、QLS3处于PWM开关状态，此时，飞跨电容CFLY1相当于连接在输入电压VBUS和参考地之间，并不影响电路的工作，如图10所示。在另一种实现方式中，功率管QHS2和QLS2始终保持导通状态，功率管QHS1、QLS1、QHS3、QLS3处于PWM开关状态，此时，飞跨电容CFLY1被短路，如图11所示。两种电路的工作原理均与传统四开关升降压变换器相同，因此不再阐述。
应理解，上述控制方式均为示例，不作为对本发明提出的充电电路的控制方式的限制，本领域技术人员在本发明所公开的实施例的启示下，很容易可以采用其他合适的控制方法来控制充电电路的工作状态。
综上所述，本公开描述了一种非对称多电平升降压充电电路，其可以运行在降压模式、升压模式和升降压模式，充电电路的第一模块采用多电平结构，与传统升降压充电电路相比，其可以降低开关损耗、功率器件的耐压要求、电感量，并提高效率。在系统成本和解决方案面积升高不明显的情况下显著提升功率以适配功率更大的USB PD3.1电源适配器。同时从电源架构来看，它的系统电压范围和传统的NVDC升降压充电器保持一致，又能够支持低电压输入，兼容传统的电源架构。综上该方案既能够提供高效率还能够保持良好的兼容性，无需过多的妥协。
本领域技术人员可以理解，上述内容均以第一端口为输入端口，第二端口为输出端口为例，当第一端口为输出端口，第二端口为输入端口时，本发明的充电电路同样可以工作在降压模式、升压模式和升降压模式。例如，在反向降压模式，功率管QHS1和QHS2始终保持导通，功率管QLS1和QLS2始终保持关断，功率管QHS3和QLS3则工作在PWM开关状态，充电电路等效为buck变换器，从而实现降压工作。又例如，功率管QHS3始终保持导通，功率管QLS3始终保持关断，其他功率管工作在PWM开关状态，充电电路等效为三电平升压变换器，从而实现升压工作。而反向升降压模式与正向升降压模式相似，在此不作赘述。
此外，第一模块可以不限于单相多电平结构，其还可以是多相多电平结构，以进一步降低电感电流和输入输出纹波，从而实现更优的效率和更大的功率。图12给出了本发明实施例的第二种充电电路的电路图。如图12所示，第一模块包括两个并联的支路，第一支路包括依次串联连接在第一端口BUS和参考地之间的功率管QHS1A、QHS2A、QLS2A和QLS1A，以及连接在功率管QHS1A和QHS2A的公共连接点与功率管QLS2A和QLS1A的公共连接点之间的飞跨电容CFLY1A。第二支路包括依次串联连接在第一端口BUS和参考地之间的功率管QHS1B、QHS2B、QLS2B、QLS1B，以及连接在功率管QHS1B和QHS2B的公共连接点与功率管QLS2B和QLS1B的公共连接点之间的飞跨电容CFLY1B。此外，第一支路的中间节点，也即功率管QHS2A和QLS2A的公共连接点，和第二模块中功率管QHS3和QLS3的公共连接点之间连接有电感LA；第二支路的中间节点，也即功率管QHS2B和QLS2B的公共连接点，和第二模块中功率管QHS3和QLS3的公共连接点之间连接有电感LB。其他结构与图2中的充电电路相同，在此不再阐述。本领域技术人员可以理解，图12仅给出了两相结构，在其他实施例中，其可以是更多相，且每一相的控制可以相同，也可以采用移相的方式控制，在此不再阐述。
此外，上述内容均以第一模块为三电平结构为例进行说明，在其他实施例中，也可以将第二模块配置为三电平结构，如图13中所示，当第一端口为输入端口，第二端口为输出端口时，第一模块与电感L构成buck变换器，第二模块与电感L构成三电平升压变换器，从而提高第二模块的效率。当然，第一和第二模块也可以均为三电平结构，如图14中所示。本领域普通技术人员可以根据实际输入电压、输出电压的条件和应用要求来配置充电电路的结构，以达到最优的效率。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (21)

1.一种充电电路，其特征在于，包括：
第一模块，包括连接在第一端口和参考地之间的多个功率管；
第二模块，包括连接在第二端口和所述参考地之间的多个功率管；以及
电感，连接在所述第一模块和所述第二模块之间，其中
所述第一模块和/或第二模块分别与所述电感构成多电平变换器。
2.根据权利要求1所述的充电电路，其特征在于，所述充电电路被配置为基于输入电压和输出电压的大小关系而工作在降压模块或升压模块或升降压模式。
3.根据权利要求1所述的充电电路，其特征在于，所述第一模块与所述电感构成所述多电平降压变换器，所述第二模块和所述电感构成升压变换器，其中所述第一端口接收输入电压，所述第二端口产生输出电压。
4.根据权利要求3所述的充电电路，其特征在于，当所述输入电压与所述输出电压的比值大于第一阈值时，所述充电电路工作在多电平降压模式；当所述输入电压与所述输出电压小于第二阈值时，所述充电电路工作在升压模式；当所述输入电压与所述输出电压之间的差值处于所述第一阈值和所述第二阈值之间时，所述充电电路工作于升降压模式。
5.根据权利要求4所述的充电电路，其特征在于，当所述充电电路工作于所述多电平降压模式时，所述第一模块的功率管处于PWM开关状态，所述第二模块的功率管保持常通或者常断。
6.根据权利要求4所述的充电电路，其特征在于，当所述充电电路工作于所述升压模式时，所述第一模块的功率管保持常通或者常断，所述第二模块的功率管处于PWM开关状态。
7.根据权利要求1所述的充电电路，其特征在于，处于所述升压模式的功率管的开关频率是处于所述多电平降压模式的开关频率的N倍，其中N为正整数，且取决于所述多电平变换器的电平数。
8.根据权利要求4所述的充电电路，其特征在于，当所述充电电路工作于所述升降压模式时，所述第一模块和所述第二模块的功率管均处于PWM开关状态。
9.根据权利要求4所述的充电电路，其特征在于，当所述充电电路工作于所述升降压模式时，所述第一模块中的部分功率管处于常通状态，其他功率管处于PWM开关状态，以使得所述充电电路等效为四开关升降压变换器。
10.根据权利要求1所述的充电电路，其特征在于，所述第一模块包括依次串联连接在所述第一端口和所述参考地之间的第一功率管、第二功率管、第三功率管和第四功率管，以及连接在所述第一和第二功率管的公共连接点与所述第三和第四功率管的公共连接点之间的飞跨电容。
11.根据权利要求10所述的充电电路，其特征在于，所述第二模块包括串联连接在所述第二端口和所述参考地之间的第五功率管和第六功率管。
12.根据权利要求11所述的充电电路，其特征在于，所述电感连接在所述第二和第三功率管的公共连接点和所述第五和第六功率管的公共连接点之间。
13.根据权利要求1所述的充电电路，其特征在于，所述充电电路还包括：
第七功率管；以及
电池，与所述第七功率管串联连接在所述第二端口和所述参考地之间，其中所述第七功率管根据所述电池的充电状态受控工作于完全导通区、线性区或截止区，以满足充电电流的要求。
14.根据权利要求1所述的充电电路，其特征在于，所述第一模块与所述电感构成所述多电平升压变换器，所述第二模块和所述电感构成降压变换器，其中所述第二端口接收输入电压，所述第一端口产生输出电压。
15.根据权利要求1所述的充电电路，其特征在于，所述第一模块包括：
多个并联的支路，其中每个支路包括串联连接在所述第一端口和所述参考地之间的多个功率管，其中每个支路分别经过一电感与所述第二模块相连，以构成多相多电平变换器。
16.根据权利要求1所述的充电电路，其特征在于，所述第一模块与所述电感构成所述降压变换器，所述第二模块和所述电感构成多电平升压变换器，其中所述第一端口接收输入电压，所述第二端口产生输出电压。
17.根据权利要求1所述的充电电路，其特征在于，所述第一模块与所述电感构成所述多电平降压变换器，所述第二模块和所述电感构成多电平升压变换器，其中所述第一端口接收输入电压，所述第二端口产生输出电压。
18.根据权利要求12所述的充电电路，其特征在于，还包括：
控制电路，被配置为接收多个控制参量和与所述多个控制参量分别对应的多个基准信号，从而控制其中一个控制参量等于其对应的基准信号，并控制其他的控制参量不大于或不小于其对应的基准信号。
19.根据权利要求18所述的充电电路，其特征在于，所述控制电路包括：
多个误差放大器，分别接收所述多个控制参量和所述多个基准信号；以及
选择电路，被配置为接收每个误差放大器输出的信号，并选择其中最小者输出以作为补偿信号。
20.根据权利要求19所述的充电电路，其特征在于，所述控制电路还包括：
第一比较器，被配置为将所述补偿信号与第一斜坡信号比较，以产生控制所述第一和第四功率管的驱动信号，且两者的驱动信号互补；
第二比较器，被配置为将所述补偿信号与第二斜坡信号比较，以产生产生控制所述第二和第三功率管的驱动信号，且两者的驱动信号互补；以及
第三比较器，被配置为将所述补偿信号与第三斜坡信号比较，以产生控制所述第五和第六功率管的驱动信号，且两者的驱动信号互补。
21.根据权利要求20所述的充电电路，其特征在于，所述第一斜坡信号和所述第二斜坡信号的周期相同、幅值相同、变化趋势相同，且具有180°的相位差，所述第三斜坡信号的周期是所述第一斜坡信号的周期的1/2，且与所述第一斜坡信号的变化趋势相反，所述第三斜坡信号的最小值低于所述第一斜坡信号的最大值。
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Family Cites Families (4)

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Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105553007B (zh) * 2015-12-29 2018-05-22 成都芯源系统有限公司 一种升降压电池充电电路及其控制电路和控制方法
WO2020263288A1 (en) * 2019-06-24 2020-12-30 General Electric Company Short-circuit protection systems and methods for flying capacitor based buck-boost converters
US11456611B2 (en) * 2019-12-26 2022-09-27 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Power management circuit
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