CN113794373B - 多电平直流转换器及供电系统 - Google Patents

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Abstract

本申请提供了一种多电平直流转换器及供电系统，该多电平直流转换器包括直流变换单元、开关单元、电压管理单元以及控制器。其中，直流变换单元包括飞跨电容、第一功率管和第二功率管，第一功率管的第一端连接多电平直流转换器的电压输入端，第一功率管的第二端通过飞跨电容连接第二功率管的第一端，第二功率管的第二端连接参考地。控制器在检测到电压输入端的输入电压从初始电压开始上升时，控制开关单元导通电压管理单元第一功率管的连接，以通过电压管理单元向第一功率管输出预设电压，并且控制第二功率管导通，从而实现对飞跨电容充电。采用本申请，整个飞跨电容的充电过程无需额外充电器件，结构简单，电路成本低。

Description

多电平直流转换器及供电系统
技术领域
本申请涉及电子电路技术领域，尤其涉及一种多电平直流转换器及供电系统。
背景技术
根据开关点的电平状态，直流-直流转换器(Direct current-Direct currentconverter，DC/DC转换器)可以分为两电平拓扑和多电平拓扑两种。两电平拓扑的开关点电平为0和输入电压，而多电平拓扑的开关点电平则有超过两种电平。
飞跨电容钳位型三电平直流转换器(简称三电平直流转换器)是多电平拓扑的DC/DC转换器中的一种，其特点在于通过飞跨电容储存一半输入电压，从而使开关点电压有0、1/2输入电压和输入电压三种电平状态，其每次开关的变化幅度变为1/2输入电压，可以使用低耐压高性能器件来提升系统性能。三电平直流转换器启动时，在功率管开始开关前需将飞跨电容电压预充至1/2输入电压，以保证三电平直流转换器的正常工作。
目前，如图1所示的三电平直流转换器，主要是通过电流源I_in和I_out构成飞跨电容Cf的充电回路。具体实现如下：在通过I_in对Cf的上板进行充电时，利用I_out从Cf的下板等量放量，同时通过反馈电路控制Cf的下板电压，保证I_in和I_out之间有足够的电压余度，从而实现对Cf的充电。但是，上述方式需要额外的电流源和反馈电路，此外，还需要检测电路在检测到Cf完成预充电后停止对Cf的充电，结构复杂，电路成本高。
发明内容
本申请提供了一种多电平直流转换器及供电系统，多电平直流转换器可通过配置自身已有的功率管构成飞跨电容的充电回路，从而实现对飞跨电容的预充电，无需额外充电器件，结构简单，电路成本低。
第一方面，本申请提供了一种多电平直流转换器，该多电平直流转换器包括直流变换单元、开关单元、电压管理单元以及控制器。其中，直流变换单元包括飞跨电容和串联的至少两个功率管，至少两个功率管包括第一功率管和第二功率管，第一功率管的第一端连接多电平直流转换器的电压输入端，第一功率管的第二端通过飞跨电容连接第二功率管的第一端，第二功率管的第二端连接参考地。电压管理单元的输出端通过开关单元连接第一功率管的第三端，控制器连接开关单元和第二功率管的第三端。控制器在检测到电压输入端的输入电压从初始电压开始上升时，控制开关单元导通电压管理单元第一功率管的连接，以通过电压管理单元向第一功率管输出预设电压，并且控制第二功率管导通，从而通过电压管理单元、第一功率管和第二功率管构成的充电回路为飞跨电容充电，整个飞跨电容的充电过程无需额外充电器件，结构简单，电路成本低，适用性强。
结合第一方面，在第一种可能的实施方式中，电压管理单元为电压跟随器，电压跟随器的正相输入端的输入电压由电压输入端的输入电压确定，电压跟随器的反相输入端与第一功率管的第二端相连，电压跟随器的输出端作为电压管理单元的输出端。由于该电压跟随器结构简单，节省面积，适用性强。
结合第一方面，在第二种可能的实施方式中，多电平直流转换器为N电平直流转换器时，电压跟随器的正相输入端的输入电压为电压输入端的输入电压的(N-2)/(N-1)，其中，N为大于2的整数。由于虚短的概念，该电压跟随器的正相输入端的输入电压与反相输入端的输入电压相等均为输入电压的(N-2)/(N-1)，且反相输入端与第一功率管的源极相连，则第一功率管的源极电压在整个飞跨电容的充电过程中均为输入电压的(N-2)/(N-1)，进而可以得到第一功率管在整个飞跨电容的充电过程中的电压应力均为输入电压的1/(N-1)，因此该方式可有效减少第一功率管在整个充电过程中的电压应力，延长第一功率管的使用寿命。
结合第一方面，在第三种可能的实施方式中，电压管理单元包括第一电阻、第二电阻、直流电流源和第三功率管。其中，第一电阻的一端连接电压输入端和直流电流源的一端，第一电阻的另一端连接第二电阻的一端和第三功率管的第一端，第二电阻的另一端连接参考地，直流电流源的另一端连接第三功率管的第二端，第三功率管的第三端连接参考地，多电平直流转换器为N电平直流转换器，第一电阻的阻值与第二电阻的阻值之间的比值为1/(N-2)。电压管理单元的实现方式多样，灵活性高。
结合第一方面，在第四种可能的实施方式中，第三功率管为金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET，第三功率管的第一端、第二端和第三端分别为第三功率管的栅极、源极和漏极。由于MOSFET的通流能力强，因此，可在对飞跨电容的充电过程中，在功率管可承受的电流范围内适当增大充电电流，缩短飞跨电容的预充电时长。
结合第一方面，在第五种可能的实施方式中，控制器还可以在多电平直流转换器的电压输入端的输入电压上升至目标电压时，控制开关单元断开电压管理单元与第一功率管的连接，并导通控制器和第一功率管的第三端的连接，控制第二功率管关断。可实现在电压输入端的输入电压上升至目标电压时，自动结束对飞跨电容的充电，没有过冲风险，因此可通过使用较大的充电电流来缩短飞跨电容的预充电时长。
结合第一方面，在第六种可能的实施方式中，直流变换单元还包括第四功率管，第四功率管与第二功率管并联且与控制器相连。控制器还可以在电压输入端的输入电压从初始电压开始上升时，控制第四功率管导通，直至电压输入端的输入电压为目标电压。可通过增加并联功率管的方式增加并联充电支路，从而增大充电电流，进而缩短飞跨电容的预充电时长，适用性强。
结合第一方面，在第七种可能的实施方式中，在多电平直流转化器为三电平直流转换器时，至少两个功率管还包括第五功率管和第六功率管。其中，第一功率管的第二端连接第五功率管的第一端，第五功率管的第二端连接第六功率管的第一端，第六功率管的第二端连接第二功率管的第一端，第五功率管的第三端和第六功率管的第三端均连接控制器。
结合第一方面，在第八种可能的实施方式中，至少两个相互串联的功率管中的各功率管为金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET。各功率管的第一端为各功率管的漏极、各功率管的第二端为各功率管的源极、各功率管的第三端为各功率管的栅极。由于MOSFET的通流能力强，因此，可在对飞跨电容的充电过程中，在功率管可承受的电流范围内适当增大充电电流，缩短飞跨电容的预充电时长。
第二方面，本申请提供了一种供电系统，该供电系统包括光伏组串以及与光伏组串连接的第一方面至第一方面任一种可能的实施方式所提供的多电平直流转换器。该多电平直流转换器可适用于光伏供电场景，适用性强。
结合第二方面，在第一种可能的实施方式中，供电系统还包括直流断路器，光伏组串通过直流断路器连接多电平直流转换器的输入端。该直流断路器可在电流的绝对值超过额定电流值的一定范围时触发过电流保护，从而切断回路中的电流，实现对供电系统的保护。
结合第二方面，在第二种可能的实施方式中，供电系统还包括直流汇流箱，光伏组串通过直流汇流箱连接多电平直流转换器的输入端。由于直流汇流箱的每路输入独立配有太阳能光伏直流高压防雷电路，具备多级防雷功能，确保雷击不影响光伏阵列正常输出，可提高供电系统的稳定性。
结合第二方面，在第三种可能的实施方式中，供电系统还包括逆变器，多电平直流转换器的输出端连接逆变器。
结合第二方面，在第四种可能的实施方式中，供电系统还包括直流母线，多电平直流转换器的输出端通过直流母线连接所述逆变器。
应理解的是，本申请上述多个方面的实现和有益效果可互相参考。
附图说明
图1是现有技术提供的三电平直流转换器的结构示意图；
图2a是本申请提供的供电系统的一应用场景示意图；
图2b是本申请提供的供电系统的另一应用场景示意图；
图3是本申请提供的多电平直流转换器的结构示意图；
图4是本申请提供的三电平直流转换器的一结构示意图；
图5是本申请提供的三电平直流变换器的另一结构示意图；
图6是本申请提供的三电平直流转换器的又一结构示意图；
图7是本申请提供的电压管理单元的结构示意图。
具体实施方式
DC/DC转换器是电子系统中常用的一种开关电源器件，其主要功能为将直流输入电压转换为另外一个电位的直流输出电压，以满足负载端电子系统的供电要求。根据开关点的电平状态，DC/DC转换器可以分为两电平拓扑和多电平拓扑两种。两电平拓扑的开关点电平为0和输入电压，而多电平拓扑的开关点电平则有超过两种电平。多电平拓扑的DC/DC转换器，也即多电平直流转换器，启动时，在功率管开始开关前需将其内部的至少一个飞跨电容的电压预充至输入电压的预设倍数，以保证多电平直流转换器的正常工作，并保持功率管两端的应力在允许范围内。在工作状态下，各飞跨电容电压可以通过占空比微调进行控制；预充状态下，则需要不同的电压预充电路对各飞跨电容进行预充电。
本申请提供了一种多电平直流转换器和供电系统，可通过配置多电平直流转换器中自身的功率管构成飞跨电容的充电回路，无需额外充电器件，结构简单，电路成本低。
本申请提供的多电平直流转换器可适配于不同的应用场景，比如，数据中心电源供电场景(用于为负载芯片供电)，光伏供电场景，光储混合供电场景以及储能供电场景等。其中，光伏供电场景中，光伏组串与多电平直流转换器的输入端耦合；光储混合供电场景中，光伏组串、储能电池组串与多电平直流转换器的输入端耦合；储能供电场景中，储能电池组串与多电平直流转换器的输入端耦合。下面分别以数据中心电源供电场景和光伏供电场景为例进行说明。
参见图2a，图2a是本申请提供的供电系统的一应用场景示意图。如图2a所示，该供电系统可包括电网、逆变器、一级DC/DC转换器、二级DC/DC转换器。其中，电网向逆变器的输入端输出交流电，逆变器将电网输出的交流电逆变后得到48V的直流电压，并将48V的直流电压输出至一级DC/DC转换器的输入端。一级DC/DC转换器将输入端的48V直流电压进行降压变换后得到12V直流电压，并将12V直流电压输出至二级DC/DC转换器的输入端。二级DC/DC转换器将输入端12V直流电压进行降压变换后得到1V直流电压，并将1V直流电压输出至负载芯片，从而实现对负载芯片的供电。
这里的一级DC/DC转换器或者二级DC/DC转换器为本申请中的多电平直流转换器，由于该多电平直流转换器结构简单，电路成本低，从而可提高该供电系统的稳定性，并降低供电系统的成本，适用性强。
参见图2b，图2b是本申请提供的供电系统的另一应用场景示意图。如图2b所示，供电系统可包括光伏组串、DC/DC转换器和逆变器。其中，每个光伏组串可以包括多个串联和/或并联的光伏组件。DC/DC转换器的输入端与光伏组串相连，用于将与其相连的光伏组串产生的直流电压经过直流变换成电压为预设值的直流电，并将该直流电输出至逆变器。逆变器的输入端与DC/DC转换器的输出端相连，用于将DC/DC转换器输出的直流电逆变为交流电，进而实现对交流电网或者交流负载(如家电设备)等多种类型的用电设备进行供电。
可选的，该供电系统中还可包括直流汇流箱(图未示)，该直流汇流箱可设置于多个光伏组串与DC/DC转换器的输入端之间，用于对多个光伏组串的输入电能汇总后进行输出。由于直流汇流箱的每路输入独立配有太阳能光伏直流高压防雷电路，具备多级防雷功能，确保雷击不影响光伏阵列正常输出，可提高供电系统的稳定性。
可选的，该供电系统中还可包括直流断路器(图未示)，该直流短路器可设置于光伏组串与DC/DC转换器的输入端之间，用于在电流的绝对值超过额定电流值的一定范围时触发过电流保护，从而切断回路中的电流，实现对供电系统的保护。
可选的，在供电系统中包括多个DC/DC转换器的情况下，供电系统中还可包括直流母线，各DC/DC转换器的输出端并联至直流母线后，与逆变器的输入端相连。
这里的DC/DC转换器为本申请中的多电平直流转换器，由于该多电平直流转换器结构简单，电路成本低，从而可提高该供电系统的稳定性，并降低供电系统的成本，适用性强。
上述只是对本申请提供的多电平直流转换器的应用场景进行示例，而非穷举，本申请不对应用场景进行限制。
下面结合图3至图7对本申请提供的多电平直流转换器的工作原理进行示例说明。
参见图3，图3是本申请提供的多电平直流转换器的结构示意图。如图3所示，多电平直流转换器(即N电平直流转换器，N为大于2的整数)包括控制器10、电压管理单元111、开关单元121以及直流变换单元13。其中，直流变换单元13包括飞跨电容Cf1和串联的至少两个功率管。上述各功率管可以为金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET。串联的至少两个功率管包括第一功率管M1和第二功率管M(2N-2)。M1的漏极与N电平直流转换器的电压输入端Vin相连，M1的源极通过Cf1与M(2N-2)的漏极相连，M(2N-2)的源极与参考地相连。可选的，串联的至少两个功率管还包括功率管M2、…、M(N-2)、M(N-1)、MN、M(N+1)、…、M(2N-3)，其中，M2的漏极与M1的源极相连，…，M(N-2)的源极与M(N-1)的漏极相连，M(N-1)的源极与MN的漏极相连，MN的源极与M(N+1)的漏极相连，…，M(2N-3)的源极与M(2N-2)的漏极相连。可选的，N电平直流转换器还包括飞跨电容Cf2至Cf(N-2)，电压管理单元112，…，电压管理单元11(N-2)，以及开关单元122，…，开关单元12(N-2)，其中，M2的源极通过Cf2与M(2N-3)的漏极相连，…，M(N-2)的源极通过Cf(N-2)与M(N+1)的漏极相连。可选的，N电平直流转换器还包括滤波单元14，滤波单元14包括电感Lout和电容Cout，该滤波单元14可滤除N电平直流转换器输出电压中的纹波，以得到性质更好的直流电信号。需要说明的是，通常情况下N电平直流转换器中，串联的功率管的总数量为2N-2个，飞跨电容的总数量为N-2个。
由于N电平直流转换器启动时，在功率管开始开关前需将其内部的N-2个飞跨电容的电容预充至输入电压的预设倍数，即将飞跨电容Cf1的电压预充至(Vin*(N-2))/(N-1),将飞跨电容Cf2的电压预充至(Vin*(N-3))/(N-1)，…，将飞跨电容Cf(N-2)的电压预充至Vin/(N-1)，从而保证N电平直流转换器的正常工作。
在一可选实施方式中，N电平直流转换器启动时，控制器10实时检测电压输入端Vin的输入电压。在输入电压从初始电压(如0)开始上升时，即在N电平直流转换器开始上电时，控制器10控制开关单元121将电压管理单元111的输出端与M1的栅极连接。由于第一端a与M1的栅极相连,第二端b与电压管理单元111的输出端相连，则控制器10可以通过控制开关单元121的第一端a与第二端b连接，实现电压管理单元111的输出端与M1的栅极连接。同时控制M(2N-2)导通，从而通过电压管理单元111向M1的栅极输出第一预设电压。其中，第一预设电压为(Vin*(N-2))/(N-1)+Vgs，Vin为N电平直流转换器的电压输入端Vin的输入电压，Vgs为MOSFET中栅极对源极之间的电压差。通过电压管理单元111、M1和M(2N-2)可构成Cf1的充电回路，基于电压管理单元111输入的第一预设电压可实现对Cf1的预充电。之后，在电压输入端Vin的输入电压上升至目标电压时，控制器10控制开关单元121中的第一端a与第三端c连接，并且控制M(2N-2)关断，此时Cf1的电压为(N-2)/(N-1)的目标电压，完成预充电。
由于整个充电过程，是通过配置N电平直流转换器中已有的功率管，使M1的源极电压钳位在(Vin*(N-2))/(N-1)，以及M(2N-2)的漏极电压钳位在低电平(如0)，也即使Cf1上板的电压钳位在(Vin*(N-2))/(N-1)，以及Cf1下板的电压钳位在低电平，保证整个充电过程中Cf1的电压始终为(Vin*(N-2))/(N-1)，M1的电压应力始终均为Vin-(Vin*(N-2))/(N-1)＝Vin/(N-1)，因此，该方式无需额外充电电路，电路成本低，还可减少M1在整个充电过程中的电压应力。此外，由于Cf1的电压为(N-2)/(N-1)的目标电压时，充电自动结束，没有过冲风险，因此可通过使用较大的充电电流来缩短飞跨电容Cf1的预充电时间。
同理，控制器10在检测到输入电压从初始电压(如0)开始上升时，控制开关单元122将电压管理单元112的输出端与M2的栅极连接。由于开关单元122的第一端d与M2的栅极相连,第二端e与电压管理单元112的输出端相连，则控制器10可以通过控制开关单元122的第一端d与第二端e连接，实现电压管理单元112的输出端与M2的栅极连接。同时控制功率管M(2N-3)和M(2N-2)导通，从而通过电压管理单元112向M2的栅极输出第二预设电压，其中，第二预设电压为(Vin*(N-3))/(N-1)+Vgs。通过电压管理单元112、M2、M(2N-3)和M(2N-3)可构成Cf2的充电回路，基于电压管理单元112输入的第二预设电压实现对Cf2的预充电。之后，在电压输入端Vin的输入电压上升至目标电压时，控制器10控制开关单元122中的第一端d与第三端f连接，并且控制M(2N-2)和M(2N-3)均关断，此时Cf2的电压为(N-3)/(N-1)的目标电压，完成预充电。
由于整个充电过程，是通过配置N电平直流转换器中已有的功率管，使M2的源极电压钳位在(Vin*(N-3))/(N-1)，以及M(2N-3)的漏极电压钳位在低电平(如0)，也即使Cf2上板的电压钳位在(Vin*(N-3))/(N-1)，以及Cf2下板的电压钳位在低电平，保证整个充电过程中Cf2的电压始终为(Vin*(N-3))/(N-1)，M2的电压应力始终均为(Vin*(N-2))/(N-1)-(Vin*(N-3))/(N-1)＝Vin/(N-1)，因此，该方式无需额外充电电路，电路成本低，还可减少M2在整个充电过程中的电压应力。此外，由于Cf2的电压为(N-3)/(N-1)的目标电压时，充电自动结束，没有过冲风险，因此可通过使用较大的充电电流来缩短飞跨电容Cf2的预充电时间。
同理，控制器10在检测到输入电压从初始电压(如0)开始上升时，控制开关单元12(N-2)将电压管理单元11(N-2)的输出端与M(N-2)的栅极连接。由于开关单元12(N-2)的第一端x与M(N-2)的栅极相连,第二端y与电压管理单元11(N-2)的输出端相连，则控制器10可以通过控制开关单元12(N-2)的第一端x与第二端y连接，实现电压管理单元11(N-2)的输出端与M(N-2)的栅极连接。同时控制功率管M(N-1)，MN，…，M(2N-3)和M(2N-2)均导通，从而通过电压管理单元11(N-2)向M(N-2)的栅极输出第N-2预设电压，其中，第N-2预设电压为Vin/(N-1)+Vgs。通过电压管理单元11(N-2)、M(N-2)、M(N-1)、MN、…、M(2N-3)和M(2N-3)可构成Cf(N-2)的充电回路，基于电压管理单元11(N-2)输入的第N-2预设电压实现对Cf(N-2)的预充电。之后，在电压输入端Vin的输入电压上升至目标电压时，控制器10控制开关单元12(N-2)中的第一端x与第三端z连接，并且控制M(N-1)，MN，…，M(2N-2)和M(2N-3)均关断，此时Cf(N-2)的电压为1/(N-1)的目标电压，完成预充电。
由于整个充电过程，是通过配置N电平直流转换器中已有的功率管，使M(N-2)的源极电压钳位在Vin/(N-1)，以及M(N+1)的漏极电压钳位在低电平(如0)，也即使Cf(N-2)上板的电压钳位在Vin/(N-1)，以及Cf(N-2)下板的电压钳位在低电平，保证整个充电过程中Cf(N-2)的电压始终为Vin/(N-1)，M(N-2)的电压应力始终均为Vin/(N-1)，因此，该方式无需额外充电电路，电路成本低，还可减少M2在整个充电过程中的电压应力。此外，由于Cf(N-2)的电压为1/(N-1)的目标电压时，充电自动结束，没有过冲风险，因此可通过使用较大的充电电流来缩短飞跨电容Cf(N-2)的预充电时间。
根据上述方式，可在N电平直流转换器的电压输入端Vin的输入电压从初始电压上升至目标电压的过程中，完成N-2个飞跨电容的预充电过程，无需额外充电电路，电路成本低，适用性强。
可以理解，当N电平直流转换器中包括多个飞跨电容时，N电平直流转换器中各飞跨电容的预充电过程均一致，为方便描述，下面以N为3的三电平直流转换器为例进行介绍，此时三电平直流转换器串联的功率管为4个，飞跨电容的总数量为1个。
参见图4，图4是本申请提供的三电平直流转换器的一结构示意图。如图4所示，三电平直流转换器包括控制器10、电压管理单元11、开关单元12以及直流变换单元13。其中，直流变换单元13包括飞跨电容Cf和串联的四个功率管，包括第一功率管M1、第五功率管M2和第六功率管M3和第二功率管M4，M1的漏极与三电平直流转换器的电压输入端Vin相连，M1的源极与M2的漏极相连，M2的源极与M3的漏极相连，M3的源极与M4的漏极相连，M4的源极与参考地相连。M1的源极通过Cf与M4的漏极相连。M1的栅极通过开关单元12分别与控制器10和电压管理单元11相连，M2、M3和M4的栅极均与控制器10相连。
在一可选实施方式中，三电平直流转换器启动时，控制器10实时检测电压输入端Vin的输入电压。在输入电压从初始电压(如0)开始上升时，即在三电平直流转换器开始上电时，控制器10控制开关单元12将电压管理单元11的输出端与M1的栅极连接。由于第一端a与M1的栅极相连,第二端b与电压管理单元11的输出端相连，则控制器10可以通过控制开关单元12的第一端a与第二端b连接，实现电压管理单元11的输出端与M1的栅极连接。同时控制M4导通，从而通过电压管理单元11向M1的栅极输出预设电压。其中，预设电压值为Vin/2+Vgs，Vin为三电平直流转换器的电压输入端Vin的输入电压，Vgs为MOSFET中栅极对源极之间的电压差。通过电压管理单元11、M1和M4可构成Cf的充电回路，基于电压管理单元11输入的预设电压实现对Cf的预充电。之后，在电压输入端Vin的输入电压上升至目标电压时，控制器10控制开关单元12中的第一端a与第三端c连接，并且，控制M4关断。
由于整个充电过程，是通过配置三电平直流转换器中已有的功率管，使M1的源极电压钳位在Vin/2，以及M4的漏极电压钳位在低电平(如0)，也即使Cf上板的电压钳位在Vin/2，以及Cf下板的电压钳位在低电平，保证整个充电过程中Cf的电压以及M1的电压应力始终均为Vin/2，因此，该方式无需额外充电电路，电路成本低，还可减少M1在整个充电过程中的电压应力。此外，由于Cf1的电压为1/2的目标电压时，充电自动结束，没有过冲风险，因此可通过使用较大的充电电流来缩短飞跨电容Cf的预充电时间。
进一步地，图4所示的直流变换单元13中还可以包括第四功率管，具体请参见图5，图5是本申请提供的三电平直流变换器的另一结构示意图。如图5所示，直流变换单元13中还可以包括第四功率管M5，M5可以为金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET。M5的漏极与M4的漏极相连，M5的源极与M4的源极相连，M5的栅极与控制器10相连。
在一可选实施方式中，控制器10在检测到电压输入端Vin的输入电压从初始电压(如0)开始上升时，还可控制M5导通，直到电压输入端Vin的输入电压为目标电压时，控制M5关断。可以理解的，可通过增加并联功率管的方式增加并联充电支路，从而增大充电电流，进而缩短Cf的预充电时长。此外，还可以通过增加与M1并联的功率管的数量来缩短Cf的预充电时长。需要说明的是，本申请中对与M4并联的功率管的数量以及与M1并联的功率管的数量不做限定。
其中，上述图4和图5所示的电压管理单元11可通过电压跟随器或者钳位电路等使其输出预设电压值为Vin/2+Vgs的电压。
在一可选实施中，参见图6，图6是本申请提供的三电平直流转换器的又一结构示意图。如图6所示，电压管理单元11为电压跟随器，由于多电平直流转换器为N电平直流转换器，电压跟随器的正相输入端的输入电压为Vin*(N-2)/(N-1),则在三电平直流转换器时，N为3，此时电压跟随器的正相输入端vin+的输入电压为Vin/2。反相输入端vin-与M1的源极相连，输出端vout(即电压管理单元11的输出端)与开关单元12的第二端b相连。根据虚短的概念，可以得到该电压跟随器的反相输入端vin-的电压与正相输入端vin+的电压相等，均为Vin/2，即M1的源极电压为Vin/2，则该电压跟随器的输出端vout的电压为Vin/2+Vgs。由于该电压跟随器结构简单，节省面积，适用性强。
在另一可选实施例中，参见图7，图7是本申请提供的电压管理单元的结构示意图。如图7所示，电压管理单元11为钳位电路，包括第一电阻R1、第二电阻R2、直流电流源I和第三功率管M6。第三功率管M6可以为金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET。其中，第一电阻R1的一端连接三电平直流变换器的电压输入端Vin和直流电流源I的一端，第一电阻R1的另一端连接第二电阻R2的一端和第三功率管M6的栅极，第二电阻R2的另一端连接参考地，直流电流源I的另一端连接第三功率管M6的源极，第三功率管M6的漏极连接参考地。其中，第三功率管M6的源极(即vout)为电压管理单元11的输出端，该输出端vout与图5中开关单元12的第二端b相连。可选的，直流电流源I的一端除了通过连接三电平直流转换器的电压输入端Vin的方式为M6提供偏置电流(用于使M6的源极和栅极之间产生电压差Vsg)外，还可以通过直流电流源I的一端连接与其他提供电压值与三电平直流转换器的电压输入端Vin的输入电压相等的端子的方式为M6提供偏置电流，本申请对此不做限制。
由于电平直流转换器为N电平直流转换器，第一电阻的阻值与第二电阻的阻值之间的比值为1/(N-2)，则在三电平直流转换器时，N为3，此时第一电阻R1的阻值和第二电阻R2的阻值之间的比值为1，即第一电阻R1的阻值和第二电阻R2的阻值相等。
在电压管理单元11中不包括开关S时，由于R1的阻值和R2的阻值相等，则M6的栅极电压为Vin/2。又由于电流源I产生的电流使M6的源极和栅极之间产生电压差Vsg，且，PMOS管中源极对栅极的电压Vsg与NMOS管中栅极对源极的电压Vgs近似相等，因此，电压管理单元11输出端out的电压为Vin/2+Vgs。
可选的，电压管理单元11还可以包括开关S，可在飞跨电容不需要进行预充电时处于断开状态，从而减少耗电量。
具体的，控制器10在检测到电压输入端Vin的输入电压从初始电压(如0)开始上升时，控制开关S闭合，此时M6的栅极电压为Vin/2，由于电流源I产生的电流使M6的源极和栅极之间产生电压差Vsg，因此，此时电压管理单元11输出端out的电压为Vin/2+Vgs。当电压输入端Vin的输入电压上升为目标电压时，控制器10控制S断开。该钳位电路操作简单，灵活性高。
需要说明的是，图3-图7中的第二功率管的控制方式除了可以由控制器10直接控制以外，还可以由控制器10控制时序电路间接控制的方式实现，本申请对此不做限制。
在本申请中，可通过配置多电平直流转换器中已有的功率管构成飞跨电容的充电回路，从而实现对飞跨电容的预充电，无需额外充电器件，结构简单，电路成本低，适用性强。
以上，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (11)

1.一种三电平直流转换器，其特征在于，所述三电平直流转换器包括直流变换单元、开关单元、电压管理单元以及控制器，其中，所述直流变换单元包括飞跨电容和串联的至少两个功率管，所述至少两个功率管包括第一功率管和第二功率管，所述第一功率管的第一端连接所述三电平直流转换器的电压输入端，所述第一功率管的第二端通过所述飞跨电容连接所述第二功率管的第一端，所述第二功率管的第二端连接参考地；
所述电压管理单元的输出端通过所述开关单元连接所述第一功率管的第三端，用于向所述第一功率管提供预设电压，所述电压管理单元包括第一电阻、第二电阻、直流电流源和第三功率管，其中:
所述第一电阻的一端连接所述电压输入端和所述直流电流源的一端，所述第一电阻的另一端连接所述第二电阻的一端和所述第三功率管的第一端，所述第二电阻的另一端连接所述参考地，所述直流电流源的另一端连接所述第三功率管的第二端，所述第三功率管的第三端连接所述参考地，所述第三功率管的第二端为所述电压管理单元的输出端，所述第一电阻的阻值与所述第二电阻的阻值之间的比值为1；
所述控制器连接所述开关单元和所述第二功率管的第三端，用于在所述电压输入端的输入电压从初始电压开始上升时，控制所述开关单元导通所述电压管理单元所述第一功率管的连接，并控制所述第二功率管导通。
2.根据权利要求1所述的三电平直流转换器，其特征在于，所述第三功率管为金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET，所述第三功率管的第一端、第二端和第三端分别为所述第三功率管的栅极、源极和漏极。
3.根据权利要求1或2任一所述的三电平直流转换器，其特征在于，所述控制器还用于在所述三电平直流转换器的电压输入端的输入电压上升至目标电压时，控制所述开关单元断开所述电压管理单元与所述第一功率管的连接，并导通所述控制器和所述第一功率管的第三端的连接，控制所述第二功率管关断。
4.根据权利要求3所述的三电平直流转换器，其特征在于，所述直流变换单元还包括第四功率管，所述第四功率管与所述第二功率管并联且与所述控制器相连；
所述控制器还用于在所述电压输入端的输入电压从初始电压开始上升时，控制所述第四功率管导通，直至所述电压输入端的输入电压为目标电压。
5.根据权利要求1所述的三电平直流转换器，其特征在于，所述至少两个功率管还包括第五功率管和第六功率管，其中：
所述第一功率管的第二端连接所述第五功率管的第一端，所述第五功率管的第二端连接所述第六功率管的第一端，所述第六功率管的第二端连接所述第二功率管的第一端，所述第五功率管的第三端和所述第六功率管的第三端均连接所述控制器。
6.根据权利要求5所述的三电平直流转换器，其特征在于，所述至少两个相互串联的功率管中的各功率管为金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET；
所述各功率管的第一端为所述各功率管的漏极、所述各功率管的第二端为所述各功率管的源极、所述各功率管的第三端为所述各功率管的栅极。
7.一种供电系统，其特征在于，所述供电系统包括光伏组串以及与所述光伏组串连接的如权利要求1-6任一项所述的三电平直流转换器。
8.根据权利要求7所述的供电系统，其特征在于，所述供电系统还包括直流断路器，所述光伏组串通过所述直流断路器连接所述三电平直流转换器的输入端。
9.根据权利要求8所述的供电系统，其特征在于，所述供电系统还包括直流汇流箱，所述光伏组串通过所述直流汇流箱连接所述三电平直流转换器的输入端。
10.根据权利要求7-9任一项所述的供电系统，其特征在于，所述供电系统还包括逆变器，所述三电平直流转换器的输出端连接所述逆变器。
11.根据权利要求10所述的供电系统，其特征在于，所述供电系统还包括直流母线，所述三电平直流转换器的输出端通过所述直流母线连接所述逆变器。
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