JPH01117653A - 電力変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

〔産業上の利用分野〕 この発明は交流電力を直流電力に変換し、さらにこの直
流電力を絶縁変圧器を介して直５ｆｔ、電力に変換する
電力変換器で特にスナバ回路に関するものである。 〔従来の技術〕 第１Ｏ図は例えばアイイーイーイーアイニーニスの１９
８６年年会合の会議記録Ｐ６３１（工ＥＲＥ工Ａｓの１
９８６年Ａｎｎｕａｌ　Ｍｅｅｔｉｎｇｆ）　０ｏｎｆ
ｅｒｓｎｃｅ　Ｒｅｃｏｒｄ　。 Ｐ６３１）Ｋ示された従来の最も代表的な電力変換器を
示す回路構成図であり、図にお４で、（１）は交流電源
、（２）　Ｖｉこの交流電源（１）の電路に直列接続さ
れたりアクドル、（３）Ｕリアクトル（２）を介して交
流電源（１）に接続されている第１のダイオード整流器
、（４）は第１のダイオード整流器（３）の直流出力端
（Ｐ、１１）間に接続されているスイッチ。（５）はス
イッチ８１〜Ｓ４で単相ブリッジに構成されたインバー
タであって、このインバータ（５）の直流入力側はスイ
ッチ（４）に並列に接続されて−る、 （６）は絶縁変圧器であって、この絶縁変圧器（６）の
１次側はインバータ（５）の交流出力端に接続され、２
次側には中点タップが設けられてめる。（７）Ｖ′ｉ単
相センタタップ接続に構成された第２のダイオード整流
器であって、その交流入力側はこの絶縁変圧器（６）の
２次側に接続されている。（８）はこの第２のダイオー
ド整流＋ｇｇ（７）の直流出力端と上記絶縁変圧器（６
）の２次側の中点タップ間に接続されたコンデンサであ
る。（９）は上記インバータ（５）の直流端間に接続さ
れたスナバ回路であって、ダイオード（９ａ）と抵抗（
９′Ｆ３）の並列接続体にコンデンサ（９Ｃ）が直列接
続されて構成されている。 次に電力変ａｍの動作につ−て説明する。スイッチ（４
）及びインバータ（５）の構成スイッチＳ１〜Ｓ４は、
具体的にはトランジスタやＧＴＯなどの自己消弧形半導
体素子であって、交流電源（１）の周波数に比べて約１
０倍以上の高周波でスイッチング動作を行ＩＡ％交流電
源電施工りの波形歪を低減し、かつ、入力力率がほぼ１
になるように制御される。 第１１図はスイッチ（４）の動作波形を示す０図はスイ
ッチ（４）のスイッチング周波数を電源周波数の１２倍
にして運転した場合の波形例であ夛、スイッチ（４）は
第１のダイオード整流器（３）の直流出力電流ＩＰ。 工、を破線で示される交流電源電圧ｖＰＬの全波整流波
形の相似波形に追従するようにパルス幅変調ＰＷＭ制御
される。 例えば時刻ｔ】〜ｔ２の期間にスイッチ（４）がオンさ
れると、交流電源〔１）−リアクトル（２）−ダイオー
ドＤＩ−スイッチ（４）−ダイオードＤ４−交流電源（
１）の径路で交流電源（１）をリアクトル（２）を介し
て短絡する閉回路が形成され、スイッチ（４）を流れる
電施工４Ｖｉ増加し、リアクトル（２）　Ｋエネルギが
蓄積される。 スイッチ（４）ｒ１電流工４の瞬時値が破線で示される
電流基準値を越えるとオフされる。このとき、リアクト
ル（２）のエネルギ蓄積作用によシ、交流電源電圧工り
はりアクドル

【２）−ダイオードＤｉ−インバータ（５
）−ダイオードＤ４−交流ｉ［ｉｊ［１）の経路でイン
バータ（５）側へ流れ、絶縁変圧器（６）及び第２のダ
イオード整流器（７）を介してコンデンサ（８）を充電
するとともに該コンデンサに接続される負荷（図示して
ｂない）へ電力を供給する。 このようにリアクトル（２）のエネルギが放出されるた
め交流電源電圧工り、直流出力を施工、　、　工、、及
びインバータ（５）の入力電施工５は減少する。直流出
力電流ＩＰ、工Ｎの瞬時値が電流基準値よ９本低下する
と、再度スイッチ（４）をオンさせるように制御され、
スイッチ（４）はオン、オフ動作を繰返す。交流電源電
圧Ｖ、の極性が反転すると、第１のダイオード整流器（
３）のダイオードＤ２　、Ｄ３を介して上記と同様に電
流制御される。 次にインバータ（５）の動作について第１２図を参照し
て説明する。スイッチ（４）がオンの期間ｔｊ〜ｔ２で
はインバータ（５）の直流電圧Ｖｄ１−ｊ零になる０続
いて、ｔ２〜ｔ３の期間にスイッチ（４）がオフになる
とインバータ（５）のスイッチ８１．８４をオンするこ
とにより、インバータ（５）の出力電施工１は図示陰性
の波形になる。再度ｔ３〜ｔ４の期間、スイッチ（４）
がオンになると、上記出力電施工１は零になる。続いて
ｔ４〜ｔ５の期間にスイッチ（４）がオフになると、今
度はインバータ（５）のスイッチＳ２　、　ｓ３をオン
することによりインバータ（５）の出力電施工】げｔ２
〜ｔ３の期間の波形に対して逆極性の波形になる。 このように、スイッチ（４）のオフ期間の度にインバー
タ（５）のスイッチＳ１＊８４と同ｓ２　、８３　を交
互にオンさせることによシインパータ（５）の出力にけ
交流電施工１が得られる。このインバータ（５）の出力
である交流電施工ｌは第２のダイオード整流器（７）に
よって整流され、この第２のダイオード整流器（７）の
呂力電施工０は図示のようになる。スイッチ（４）のオ
フ期間におけるインバータ（５）の直流電圧ｖｄは絶縁
変圧器（６）の巻線比をｎ１コンデンサ（８）の電圧■
ｃを一定とすればｎＶｏとなる。 以上のスイッチ（４）及びインバータ（５）の動作をも
とに交流電源電施工りの電流リップルをリアクトル（２
）のインダクタンスをＬとして求めると次のようになる
。 ａ 時刻上１〜ｔ２の期間：Δ工＝−ｘ　（ｔ２−ｔｌ　）
・・・（１）・・・（２） 従ってＰＷＭ制御回路（図示せず）によってスイッチ（
４）、インバータ（５）のスイッチング時間間隔を制御
することによシ、電流基準値に追従って瞬時電流制御が
行える。 次に、スナバ回路（９）の動作に′）Ｉ、−＞で説明す
る。 第ｘ２図にお＾てｂ　”９゜、工９０けスナバコンデン
サ（９Ｃ）の電圧波形及び電流波形を示す。時刻ｔ１で
スイッチ（４）をオンするとスナバコンデンサ（９ｃ）
の充電電荷は抵抗（９ｂ）を介して放電し、零に減衰す
る。次に時刻ｔ２でスイッチ（４）をオフするとともに
スイッチＳ１とＳ４をオンすると、インバータ（５）の
入力電施工５はまずコンデンサ（９ｃ）をダイオード（
９ａ）を介して充電し、コンデンサ（９Ｃ）の電圧がイ
ンバータ（５）の出力電圧の大きさｎｖｏよシも上昇す
ると、インバータ（５）を介して絶縁変圧器（６）側へ
流れる。このとき、コンダン？（９（りは絶縁変圧器（
６）のリーケツジインダクタンスＬＴのエネルギ分−Ｌ
Ｔ工ｄｐ２を吸収することによシ、このエネルギ吸収分
だけ過充電される。その後この過充電電正分は抵抗（９
ｂ）を介して放電し、定常状態でｌｔｎ’Ｖｏになる。 次に時刻ｔ３で再度スイッチ（４）がオンするとともに
スイッチＳ１と８４がオフされると、コンデンサ（９ｃ
）の電圧は、抵抗（９ｂ）を介して放電され、定常状態
では零になる。このスイッチング動作の１サイクル当り
のコンデンサ（９Ｃ）の充、放電エネルギこのエネルギ
は放電時に抵抗（９ｂ）にて消費され、（ｎＶ、２）　
　となる。ここで、Ｃ９ｃケスナパコンデンサ（９Ｃ）
の容量、工ｄｐハスイッチ（４）をオフするときのスイ
ッチ（４）の電流瞬時値、’ＢＹはスイッチ（４）のス
イッチング周波数である。 〔発明が解決しようとする問題点〕 従来の電力交ＩＩＩＬ器のスナバ回路は以上のように構
成されているので、絶縁変圧器（６）のリーケツジイン
ダクタンスＬ丁のエネルギ分子　ｆ８ｗＬ、・工ｄｐ２
とスナバコンデンサ（９Ｃ）の定常充電電圧ｎｖｃのエ
ネルギ分２　ｆ　Ｂ　ｙ　”　０９　Ｃ（ｎ　ｖｏ）が
損失となって抵抗（９ｂ）で消費されるために１スイッ
チング周波数ｆ８Ｗの増加に伴って抵抗（９ｂ）の損失
が大きくなシ、スナバ回路の容量、寸法が大きくなる。 またインバータ（５）のスイッチのアーム数が多いなど
の問題点があった。 この発明は、上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、インバータ（５）のスイッチのアーム数を
１個で構成するとともに、スナバ回路の損失を低減でき
る電力変換器のスナバ回路を得ることを目的とする。 〔問題点を解決するための手段〕 この発明に係る電力変換器のスナバ回路はスイッチ（４
）とインバータ（５）のスイッチに対して共通のスナバ
回路を備え、とのスナバの放電径路に抵抗とスイッチの
直列体を絶縁変圧器（６）の一端に接続するとともにこ
のスナバの放電スイッチをこの絶縁変圧器（６）の巻線
電圧を利用してオン、オフ制御するようにしたものであ
る。 〔作用〕 この発明における電力変換器のスナバ回路は、スナバの
放電スイッチを絶縁変圧器（６）のリセット動作期間あ
るいは電力変換動作期間中オンして、スナバ回路のコン
デンサ電圧を上記絶縁変圧器（６）のリセット時あるい
は電力変換動作時の電圧レベルに保持して、上記コンデ
ンサの電圧変動に伴うエネルギー分を低減する０ 〔実施例〕 以下、この発明の一実施例を図につｂて説明する。図中
、第１０図と同一の部分は同一の符号をもって図示した
第１図において、（ａｓ）Ｈ第１のスイッチであって従
来のスイッチ（４）と同じものである０（５Ｆ’）は第
２のスイッチであって絶縁変圧器（６）の１次側（６１
）Ｋ直列接続されて上記第１のスイッチ（４Ｅｌ）の両
端に並列に接続構成されている−、（ａＯ）は絶縁変圧
器であって、１次側には主巻線（６１）に補助巻線（６
４）が付加され、２次側は巻線（６２）と（６３）に分
割されている。（９０）　Ｖｉスナバ回路であって、コ
ンデンサ（９Ｇ）がダイオード（９ｄ）と（９ｅ）を介
してスイッチ（４Ｓ）と（５Ｆ）に対して並列接続され
、このダイオード（９ｅ）に抵抗（９ｆ）及び放電スイ
ッチ（９ｇ）の直列体が逆並列接続されており、この放
電スイッチ（９ｇ）は上記絶縁変圧器（６ｏ）の補助巻
線（６４）によｐオン、オフ制御されるようＶＣ＠成さ
れている。 次に電力変換器の動作についてまず説明する。 第２図μ動作波形図を示すもので、第１及び第２のスイ
ッチＣ＋１３）、（５Ｆ′）の動作を示す。すなわち、
ｔ１〜ｔ２の期間は第２のスイッチ（５Ｆ）をオフして
第１のスイッチ（４Ｂ）をオンすることによｐ第１のダ
イオード整流器（３）の直流出力端（Ｐ、Ｎ）間を短絡
し、その直流出力￥を施工ｐ、　工Ｎを上記（１）式に
示される関係式に従＾Δ工だけ増加させる。次にｔ２〜
ｔ３の期間は第１のスイッチ（４Ｓ）をオフする代シに
第２のスイッチ（５Ｆｌ）をオンすることによシ、電施
工Ｐ。 工Ｎは絶縁変圧器（６）と第２のスイッチ（５Ｆ）ヲに
つで流れ、上記（２）弐に示される関係式に従＾Δ工′
だけ減少する。ただし、このとき絶縁変圧ｇｌ＋　（６
）の２次側では巻線（６２）とダイオード（Ｄ６）を通
って電流が流れるため１巻線（６１）、（６２）、（６
３）の巻線数を各々ＺＪ、ｎ２．ｎ３とすれば巻線（６
１）と（６２）の巻線比ｎ１ｚ　＝　ｎ１／ｎｚが上記
（２）式中の巻線比ｎに相当すルｏ　＠　ｒ　でｔｓ〜
ｔ４の期間では再び第２のスイッチ（５Ｆ）をオフする
代シに第１のスイッチ（４Ｓ）をオンすることによＦ）
　ｔ１〜ｔ２の期間と同様にして電流し、工Ｎは増加す
る。以上のように第１のスイッチ（４Ｓ）のみオンする
モードと第２のスイッチ（５Ｆ）のみオンするモードの
２種類の動作モードで基本的には運転されるが、第１及
び第２のスイッチ（ａｓ）、（５Ｆ）のオン、オフの切
換時点（ｔｌ　ｓｔ２．”３ｅｔ４）では両スイッチを
一瞬、同時にオフする場合にはりアクドル〔２）のエネ
ルギーのため過電圧が発生するために、実際上は短時間
だけオフ期間をオーバーラツプさせてスイッチングして
−る。次に絶縁変化器（６）の動作について説明するす
ｔ２〜ｔ３の期間ＶＣは第２のスイッチ（５Ｆ’）がオ
ンされるため、上述のように１次側（６１）の電施工２
は、２次側では巻線（６２）を通ってコンデンサ（８）
側へ流れる。従って巻線（６２）にはコンデンサ（８）
の電圧Ｖ。が印加されるため、１次側（６１）の電圧ｖ
２はｎ１２・ｖｃとなる。 このとき絶縁変圧器（６）の励ｔ１１電流工。１−ｊコ
ンデンサ（８）側からダイオード（Ｄ６）を介して供給
される。このときこの励磁電施工。は、２次側の巻線（
６２）の電流（＝ｎ１２・工Ｉ）よりも小さな値に設計
され、ダイオード（Ｄ６）の向きと逆方向に流れる。ｔ
１〜ｔ２あるいはｔ３〜ｔ４の期間では第２のスイッチ
（５Ｆ）がオフされるため、励磁電施工。は巻線（６３
）及びダイオード（Ｄ７）を通ってコンデンサ（８）側
に帰還させる。従って巻線（６３）Ｋコンデンサ（８）
の電圧Ｖ。 が印加されるために、１次側（６１）に１ｊｎ１３・ｖ
ｏの電圧が図示のように逆極性で印加される。絶縁変圧
器（６）にとってはこの期間けいわばリセット動作の期
間（相当し、このリセット動作を次の第２のスイッチ（
５Ｆ）がオンされるまでに終了しな−と、絶縁変圧器（
６）は磁気飽和を生じる。このため巻線（６３）の巻数
ｎ３は巻線（６２）の巻数ｎ２よシも小さくして＾る〇 以上のような動作におりて、第１のスイッチ（ａｓ）の
印加電圧ｔｉｎ１２ｖＱとな夛、従来のものと同一であ
る。一方第２のスイッチ（５Ｆ）の印加電圧はｎ１３ｖ
Ｏとな９．２次側の巻線（６２・）と（６３）の巻線比
ｎ２／ｎ３だけ増加する。またダイオード（Ｄ６）の印
加電圧はダイオード（Ｄｌ）のオン期間中にｖｏ（ｌ＋
ｎ２／ｎ３）とな夛、ダイオード（Ｄ７）の印加電圧は
ダイオード（Ｄ６）のオン期間中にＶＣ（１＋　ｎ３／
ｎ２　’）となる。 次に、スナバ回路（９０）の動作について第３図を参照
して説明する。本図は第１のスイッチ（４Ｓ）及び第２
のスイッチ（５Ｆ）の１スイッチング期間の動作を拡大
して示したもので、第１及び第２のスイッチ（４８）、
（５ＩＰ）と放電スイッチ（９ｇ）の動作と、絶縁変８
：器（６ｏ）の１次側主巻線（６１）の電圧ｖ１　、ス
ナバ回路（９０）のコンデンサ（９ｃ）の電圧Ｖ９ｃ及
び電施工９ｃの各動作波形を示している。時刻ｔ１以前
では第２のスイッチ（５Ｆ）のみがオンしておシ、絶縁
変圧器（９０）の１次側（６１）よ９２次側（６２）へ
の電力変換動作を行っておシ、１次側電圧ｖ１はｎ１２
・Ｖｏとなる。 次に、時刻ｔｌ−ｔ２の期間は第１及び第２のスイッチ
（４Ｂ）、（５Ｆ）が同時にオンになる期間すなわちオ
ーバラップ期間であり、このとき１次＠電圧ｖｌは零に
なる。時刻ｔ２で第２のスイッチ（５Ｆ）をターンオフ
すると、絶縁変圧器（６０）は巻線（６３）によシリセ
ット動作を行い、１次側電ＥＥＶｌは逆極性で、ｎ１３
・ｖｏとなる。このとき絶縁変圧器（６ｏ）のリーケツ
ジインダクタンス成分によシスナバコンデンサ（９ａ）
ｕダイオード（９ｅ）を介して一時、過充電される０１
次側の補助巻ｆ１１（６４）の電圧は主巻線（６１）の
電圧と相似な波形である。ただし電圧の大きさけ放電ス
イッチ（９ｇ）をドライブするための電圧レベルでよ＜
１０〜１５０程度である。絶縁変圧器（６０）のリセッ
ト動作期間（ｔ２〜ｔ３）は補助巻線（６４）により放
電スイッチ（９ｇ）はオンされ、時刻ｔ２で発生したコ
ンデンサ（９ｃ）の通光電圧成分は抵抗（９ｆ）−放電
スイッチ（９ｇ）　−１次側主巻線（６１）−第１のス
イッチ（４Ｓ）の経路で放電され、コンデンサ（９ｃ）
の電圧はｎ１３・ｖｏに低減する。次に時刻ｔ４で再び
第２のスイッチ（５Ｆ）がターンオンして、第１のスイ
ッチ（４Ｓ）がターンオフされる時刻ｔ５までの期間（
ｔ４〜ｔ５）はオーバラップ期間である。時刻ｔ５で第
１のスイッチ（４Ｓ）がターンオフされると絶縁変圧器
（６０）　＋ｉりリーケッジインダクタンス成分のため
にコンデンサ（９ｃ）はダイオード（９ｄ）を介して過
充電される。しかしこの場合には補助巻＠　（６４）の
電圧のｆｆｉ性はリセット動作期間（ｔ　２勺３　）に
生じる電圧と逆であるため、放電スイッチ（９ｇ）はオ
フ状態に維持され、コンデンサ（９Ｃ）の電圧は放電さ
れない。 なお、上記実施例では放電スイッチ（９ｇ）によるスナ
バコンデンサ（９ｃ）の放電動作を絶縁変圧器（６ｏ）
のリセット動作期間中に行わせるものを示し念が、電力
変換動作時に行わせてもよく、第４図を参照して説明す
る。放電抵抗（９ｆ）と放電スイッチＣ９ｇ′）の直列
体を第１のスイッチ（４日）側のスナバダイオード（９
ｄ）に逆並列接続するとともに絶縁変圧＋ａ（６０）の
補助巻線（６４’）を第２のスイッチ（５Ｆ）と反対側
の主巻線（６１）の端子側に接続構成している。この場
合の動作波形を第５図に示す。ｔ１〜ｔ２及Ｕ　ｔ４〜
ｔ５のオーバラップ期間を除く第２のスイッチ（５Ｆ）
のオン期間すなわち時刻ｔ１以前及び時刻ｔ５以後の期
間、絶縁変圧器（６ｏ）の１次側電圧の極性は正極性と
なシ、補助巻線（６４’）により放電スイッチ（９ｇ′
）Ｈオンされる。時刻ｔ２で第２のスイッチ（５Ｆｌ）
をターンオフするとスナバコンデンサ（９Ｃ）はｎ１３
・７８以上に過充電され、第１のスイッチ（４Ｓ）が時
刻ｔ５でターンオフして放電スイッチ（９ｇ’）がター
ンオンするとスナバコンデンサ（９Ｃ）は放電抵抗（９
ｆ）−放電スイッチ（９ｇ’）−１次側主巻線（６１）
−第２のスイッチ（５Ｆ）の経路で放電してｎ１２・ｖ
ｃの電圧に低減する。 さらに放電スイッチ（９ｇ）によるスナバコンデンｆ（
９ｃ）の放電動作を絶縁変圧＠　（６０）のリセット動
作期間と電力変換動作期間の雨期間中に行わせてもよく
、第６図を参照して説明する。第１及び第２の放電スイ
ッチ（９ｇ）、（９ｇ’）を共通の放電抵抗（９ｆ）を
介して各々ダイオード（９θ）及び（９ｄ）に逆並列に
接続するとともに第１及びｍ２の補助巻線（６４）及び
（６４′）を主巻線（６１）の両端側に各々接続して上
記第１及び第２の放電スイッチ（９ｇ）、（９ｇ′）を
ドライブするようＶＣ構成して＾る０この場合の動作波
形を第７図に示す。時刻ｔ２〜ｔ３期間のリセット動作
期間中は第１の放電スイッチ（９ｇ）がオンして第２の
スイッチ（５Ｆ）のターンオフ時のスナバコンデンサ（
９Ｃ）の過充ｔＷ王分をｎ１３・■。に低滅する。時刻
ｔ１以前及びｔ５以後の期間に相当する電力変換動作期
間中は第２の放電スイッチ（９Ｆ′）がオンしてスナバ
コンデンサ（９Ｃ）の電圧をｎ１２’ｖｃＫ７低減する
ように動作する。この場合に、第４図、第５図に示す電
力変換動作中Ｏみスナバコンデンサ（９Ｃ）を放電動作
させるものと比較すれば、時刻ｔ２〜ｔ５の期間のスナ
バコンデンサ（９Ｃ）の電圧をｎ１３’Ｖｃに低減でき
る効果がある。 また、上記実施例では第１及び第２のスイッチ（４Ｅｌ
）、（５Ｆ）、第１及び第２の放電スイッチ（９ｇ）。 （９Ｆ′）として機械的スイッチとして図示してｂるが
、トランジスタ、　ＭＯＩＩＩＩＦＥＴ　、　ＧＴＯ、
ＩＧＢＴ　、　Ｂ工Ｔなどの、自己消え弧形スイッチン
グ素子であってもよく、第８図に１第１図の実施例に示
すスイッチ手段として１（Ｏ８ＦＩＩＣＴを使用した場
合を示す００Ｏは放電スイッチ（９ｇ）のドライブ回路
であって、放電スイッチ（９ｇ）のゲート（Ｇ）−ソー
ス（Ｓ）間には電圧制限用のツェナーダイオード（１０
ｂ’）、（１００）が互＾に逆向きに直列接続され、ゲ
ート（Ｇ）と補助巻線（６４）の一端間に電流制限用の
抵抗（ｌｏａ）を接続して＾る。絶縁変圧器（６ｏ）の
リセット動作期間中は放電スイッチ（９ｇ）の（）−１
３間には正電圧が印加されるために放電スイッチ（９ｇ
）はオンする。絶縁変圧器（６ｏ）の電力変換器動作中
あるＩＡはオーバラップ期間中及びリセット完了期間中
は放電スイッチ（９ｇ）のＧ−Ｓ間の電圧は負電圧ある
いは零電圧となり、−般にＭＯＳＦＥＴのＧ−８間のス
レッショルドｔｌＥｔ−を一般に＋２〜＋５ｖであるた
めオフする。 また、上記実施例ではりアクドル（１）を第１のダイオ
ード整流器（３）の出力例に設けたものを示したが、従
来の実施例と同様に交流電源ｒｌ）側に設けてあっても
よｌＡＰ。 また、放電抵抗（９ｆ’ｌｉエネルギを消費するエネル
ギ消費体であればより０ また、上記実施例では絶縁変圧器（６０）の２次側を巻
線（６２）と（６３）で分割したものを示したが、巻線
（６２）Ｋタップを設けてリセット用巻線（６３）を兼
用することもでき、第９図（ａ）　、　（ｂ）にその実
施例を示す。第９図（ａ）では第２のスイッチ（５Ｆ）
がオンすると１次側（６１）の電施工ｌは２次側ではダ
イオード（Ｄ６２１−２次側巻線（６２）−ダイオード
（Ｄ６１）の経路でコンデンサ（８）　ｆｉｌｌへ流出
する０次に第２のスイッチ（５Ｆ′）をオフしたときに
は励磁電流はダイオード（Ｄ７２）　−２次側巻線（６
３）−ダイオード（Ｄ７１）の経路でコンデンサ（８）
側へ帰還される。同様に第９図（ｂ）にお−で、第２の
スイッチ（５Ｆ１）がオンのときにはダイオード（Ｄ６
４）　−２次側巻線（６２）−ダイオード（Ｄ６３）の
経路でコンデンサ（８）へ電流が流出し、第２のスイッ
チ（５Ｆ）がオフのときには励磁電施工。 はダイオード（Ｄ７４）−２次巻線（６３）−ダイオー
ド（Ｄ７３）の経路でコンデンサ（８）側へ帰還される
。この場合の各ダイオードの印加電圧は（Ｄ６１）と（
Ｄ５４　）がｎ２Ｖ（Ｈ／ｎ３．　（Ｄ７２）と（Ｄ７
３　）がｎ３ｖｃ／ｎ２ｅ（Ｄ６２）　、　ＣＤ６Ｂ）
。 （Ｄ７１）、　（Ｄ７４）がｖｏとなり、第１図の（Ｄ
６）、（Ｄ７）ＣＤ印加電圧に比べて約１／２に低減で
きる。第２のダイオード整流器（７）のアーム数は＠１
図のものに比べて２倍になるが、コンデンサ（８）の電
圧Ｖ。が比較的高圧工高耐圧のダイオードが得られな′
ｌＡ場合には第９図の１１１１成のものが好ましめ。 また、上記実施例でＶｉ電力変換器の負荷の説明を省略
したが、コンデンサ（８）の出力側に直流負荷やバッテ
リなどを設けてあってもよく、またインバータを設けて
直流電力を交流電力に変換するようにしてもよ−０この
場合にはコンデンサ（８）の電圧を一定になるように交
流入力電流の値を電力変換器のｗ！Ｊｌ及び第２のスイ
ッチ（４Ｂ）、（５Ｆ）によシＰＷＭ制御するようにし
てもよい。 また、上記実施例では放電スイッチ（９ｇ）、（９（＜
’）の絶縁変圧器（６０）の補助巻線（６ａ）、（ａ＋
’）を利用してオン、オフ制御するものを示したが、第
１及び第２のスイッチ（４Ｂ　）　、　（５Ｆ　）のオ
ン、オフ信号の論理演算よジオン信号を導出して上記放
電スイッチ（９ｇＬ（９ｇ’）をオン、オフ制御したも
のであってもよめ。 〔発明の効果〕 以上のように、この発明によれば、スナバコンデンサの
放電経路を抵抗と放電スイッチの直列体、絶縁変圧器の
１次側、第１あるいは第２スイツチで構成し、上記放電
スイッチを上記絶縁変圧器の１次側の発生電圧を利用し
てオン、オフ制御するように構成したので、上記スナバ
コンデンサノミ圧変動を低減できるために、スナバ回路
の容量、寸法を小さくでき、また装置が安価にできるも
のが得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による電力変換器を示す回
路構成図、第２図と第３図げ第１図の動作波形図、第４
図、第６図、第８図、第９図はこの宅間の他の実施例を
示す電力変換器の回路構成図、第５図と第７図は各々第
４図と第６図の動作波形図、第１０図は従来の電力変ｍ
器を示す回路構成図、第１１図と第１２図は従来の電力
変１１！Ｌ器の動作波形図である。 図において、Ｅｌ）Ｖｉ交流電源、（２）、（１）はり
アクドル、（３）は第１のダイオード整流器、（４１、
（４Ｂ）は第１のスイッチ、（５）　Ｖｉインバータ、
（５Ｆ）は第２のスイッチ、（６）　、　（６０）Ｕ絶
縁変圧器、＜７）　、　（７ａ）、（７ｂ）は第２のダ
イオード整流ｉ、（８）Ｖ′ｉコンデンサ、（９）。 （９ｏ）はスナバ回路である。 なお図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流入力を直流に変換し、この直流を交流に変換
   する電力変換器において、交流・直流電力変換を行う第
   １の整流器と、前記第１の整流器の入力側または出力側
   に接続されるリアクトルと、前記第１の整流器の直流端
   子間を直接または前記リアクトルを介して短絡するよう
   に構成された第１のスイッチと、前記第１のスイッチに
   絶縁変圧器の１次側を介して並列接続された第２のスイ
   ッチと、前記絶縁変圧器の２次側の出力を整流する第２
   の整流器と、前記第２の整流器の出力側に接続されたコ
   ンデンサとを有して、前記第１及び第２のスイッチを交
   互にオン、オフ動作を行なわせてパルス幅制御するとと
   もに、前記第１のスイッチがオン期間には前記絶縁変圧
   器をリセット動作させ、前記第２のスイッチがオン期間
   には前記絶縁変圧器を１次側から２次側への電力変換動
   作を行なわせる電力変換器とし、前記第１及び第２のス
   イッチに各々第１及び第２のスナバダイオードを介して
   共通のスナバコンデンサを並列接続して充電路を構成す
   ると共に、前記第２のスナバダイオードに並列に放電抵
   抗と放電スイッチの直列体を接続して放電路を構成し、
   この放電スイッチを前記絶縁変圧器のリセット動作期間
   中および電力変換動作期間中の少くともその一方の期間
   中オンさせて前記スナバコンデンサを放電させるように
   したことを特徴とする電力変換器。
2. （２）前記絶縁変圧器の１次側に直列に補助巻線を設け
   て、この補助巻線の出力で前記放電スイッチをオン、オ
   フ制御するように構成したことを特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載の電力変換器。