WO2016121705A1 - 双方向ｄｃ－ｄｃコンバータ、パワーコンディショナ及び分散型電源システム - Google Patents

双方向ｄｃ－ｄｃコンバータ、パワーコンディショナ及び分散型電源システム Download PDF

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switching element
converter
power
bidirectional
secondary winding
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大橋　誠
西川　武男
貴志 兵頭
功 藤旗
正之 末富
清水　正明
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オムロン株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a distributed power supply system in which a storage battery is provided in addition to a power generation device to suppress fluctuations in output power, and is an insulating type equipped with a high-frequency transformer and bidirectional power between the high-voltage side and the low-voltage side
  • the present invention relates to a bidirectional DC-DC converter that enables conversion.
  • a storage battery may be added to the cogeneration system or the fuel cell, and the same control may be performed. Note that, as described above, a system that combines a natural energy power generation device, a cogeneration system, or a power generation device such as a fuel cell and a storage battery is also referred to as a distributed power system.
  • a typical example of the above distributed power system is a solar power generation system equipped with a storage battery.
  • a solar battery that is a direct current power source is connected to a commercial system by a power conditioner.
  • This power conditioner has a DC-DC converter connected with a solar cell, a bidirectional DC-AC inverter connected to a commercial system, and a high-voltage side connected to a connection point between the DC-DC converter and the DC-AC inverter.
  • the low voltage side is composed of a bidirectional DC-DC converter connected to a storage battery.
  • bidirectional DC-DC converter on the high voltage side, high voltage DC power of a DC-DC converter connected with a solar cell is input / output.
  • a low-voltage storage battery is connected to the low-voltage side, and the DC power on the high-voltage side is once converted into AC power by a switching circuit, converted into voltage by a high-frequency transformer, and then converted again to DC power by a switching circuit.
  • the high-voltage side and low-voltage side bidirectional DC-DC conversion is realized. And while having charged the electric power from a solar cell to a storage battery, it has the function to perform charging / discharging operation
  • a switching circuit is used for power conversion between the high voltage side and the low voltage side, and a reverse recovery current is generated during the ON / OFF operation of the switching elements constituting the switching circuit. And surge voltage may occur.
  • the switching element When this reverse recovery current or surge voltage is generated, the switching element may be instantaneously overloaded and the element itself may be destroyed.
  • the surge current is temporarily charged to the capacitor, and the transfer current during power transfer is additionally discharged and regenerated.
  • An active snubber may be used.
  • the secondary side conversion circuit unit connects a pair of switching elements having anti-parallel diodes and parallel capacitors to the secondary side of the high-frequency transformer, and at the center tap of the high-frequency transformer.
  • An energy storage element is connected, and a series circuit consisting of a switching element and a capacitor having an anti-parallel diode is placed between the high-frequency transformer and the switching element of the secondary side conversion circuit section with opposite polarities.
  • a technique for providing a voltage clamp circuit connected in parallel is known (see, for example, Patent Document 1).
  • the low-voltage side switching circuit includes a first switching element group connected to the second DC power source and the secondary winding of the transformer, and the first switching element group and / or the secondary winding of the transformer.
  • a smoothing reactor connected to the first switching element group, one end connected to one end of the switching element included in the first switching element group, the other end connected to one end of the smoothing reactor, and connected in parallel to the second DC power source
  • the configuration is known (see, for example, Patent Document 2).
  • the clamp capacitor constituting the active snubber (voltage clamp circuit) is disposed between the negative electrode side of the second DC power supply and the second switching element group, so that the clamp capacitor The applied voltage is increased, and it is necessary to increase the withstand voltage and capacity of the clamp capacitor, which also hinders cost reduction.
  • the present invention was invented in view of the above background art, and its purpose is to suppress deterioration or destruction of switching elements due to reverse recovery current and surge voltage generated in the switching circuit of a bidirectional DC-DC converter. It is to provide a technology capable of further simplifying the configuration of a possible active snubber or reducing the cost.
  • the present invention for solving the above-described problems includes a bidirectional DC-DC that includes a primary conversion circuit unit and a secondary conversion circuit unit, and converts power via a high-frequency transformer in both directions between both circuit units. It concerns the converter. Further, the secondary conversion circuit unit has a function of converting the output AC power of the primary conversion circuit unit into DC power.
  • an active snubber circuit including a switching element group in which switching elements having freewheeling diodes are provided in parallel and a snubber capacitor provided in series with the switching element group is provided. The most characteristic feature is that the other end of the snubber capacitor of the active snubber circuit connected to the switching element set is connected to the center tap of the high-frequency transformer.
  • a primary conversion circuit unit capable of converting DC power at one input / output terminal and AC power at the primary winding of the high-frequency transformer;
  • a secondary conversion circuit unit that is provided so as to be able to convert the AC power in the secondary winding of the high-frequency transformer and the DC power at the other input / output terminal, and converts the output AC power of the primary conversion circuit unit to DC power;
  • the secondary conversion circuit unit includes a configuration in which a group of switching elements each including a switching element having a reflux diode is connected to a secondary side coil of the high-frequency transformer, and the primary conversion circuit unit, the secondary conversion circuit unit, A bidirectional DC-DC converter that converts power in both directions between,
  • the secondary conversion circuit unit further includes an active snubber circuit including a switching element set in which switching elements having freewheeling diodes are provided in parallel and a snubber capacitor provided in series with the switching element set. The other end of the snubber capacitor opposite to the one end connected to the switching element set is connected to the
  • the active snubber that suppresses the deterioration or destruction of the switching element due to the reverse recovery current or surge voltage generated in the switching circuit of the bidirectional DC-DC converter can be configured by using one snubber capacitor. It becomes possible. Further, since one end of the snubber capacitor can be connected to the center tap of the high frequency transformer instead of the negative electrode side of the other input / output end described above, the voltage applied to the snubber capacitor can be reduced, and the lower A withstand voltage snubber capacitor can be used.
  • the configuration of the active snubber circuit can be further simplified and the cost can be reduced.
  • a smoothing capacitor is connected between the positive electrode side terminal and the negative electrode side terminal at the input / output end of the secondary conversion circuit unit,
  • One end of a smoothing reactor that is an energy storage element is connected to the positive terminal and the smoothing capacitor
  • the group of switching elements consists of two switching elements, a first switching element and a second switching element
  • the switching element set includes two switching elements, a third switching element and a fourth switching element,
  • the drain of the first switching element is connected to the source of the third switching element and the other end on the opposite side of the center tap in the first secondary winding
  • the drain of the second switching element is connected to the source of the fourth switching element and the other end on the opposite side of the center tap in the second secondary winding, Sources of the first switching element and the second switching
  • the present invention also provides the above-described bidirectional DC-DC converter, A DC-DC converter that boosts the output voltage of a direct-current power source such as a solar cell and inputs it to a bidirectional DC-DC converter; A bidirectional DC-DC converter that converts the direct current output of the bidirectional DC-DC converter and the DC-DC converter into alternating current, and enables exchange of alternating current power between a power system and a load; A power conditioner equipped with
  • the present invention controls input / output at the one input / output end and the other input / output end of the bidirectional DC-DC converter by controlling on / off of a switching element in the bidirectional DC-DC converter.
  • the power conditioner further provided with the control apparatus which can control the quantity of direct-current power to be performed may be sufficient.
  • the present invention provides the above power conditioner, Power generation means for outputting power to the DC-DC converter;
  • a storage battery capable of storing electric power, charged or discharged with electric power via the bidirectional DC-DC converter according to a deviation between an electric power generation amount of the electric power generation means and an electric power load amount; May be a distributed power supply system.
  • the configuration of the active snubber capable of suppressing the deterioration or destruction of the switching element due to the reverse recovery current and surge voltage generated in the switching circuit of the bidirectional DC-DC converter is further simplified or the cost is further reduced. It becomes possible to do.
  • FIG. 1 is a block diagram of a bidirectional DC-DC converter according to an embodiment. It is a graph which shows the change of the voltage at the time of reverse recovery of a semiconductor element, and an electric current. It is a figure for demonstrating the basic operation at the time of charge of the low voltage
  • FIG. 6 is a diagram for explaining phases 1 to 3 in an operation at the time of charging of the low-voltage side circuit of the bidirectional DC-DC converter according to the embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining phases 4 to 6 in an operation during charging of the low-voltage side circuit of the bidirectional DC-DC converter according to the embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining phases 7 to 9 in the operation at the time of charging of the low-voltage side circuit of the bidirectional DC-DC converter according to the embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining phases 1 to 4 in an operation at the time of discharging of the low-voltage side circuit of the bidirectional DC-DC converter according to the embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining phases 5 to 8 in the discharging operation of the low-voltage side circuit of the bidirectional DC-DC converter according to the embodiment.
  • FIG. 1 shows a schematic configuration of a photovoltaic power generation system 1 in which a bidirectional DC-DC converter in this embodiment is incorporated.
  • the solar power generation system 1 is provided with a solar battery 2 that is a DC power source that generates power using solar energy.
  • the output of the solar cell 2 is input to a DC-DC converter 3 that boosts the voltage by converting the direct current output of the solar cell 2.
  • the output of the DC-DC converter 3 is a high voltage of 200V to 400V.
  • the output power of the DC-DC converter 3 is converted into alternating current by the bidirectional DC-AC converter 4.
  • the output of the bidirectional DC-AC converter 3 is connected to the system 8 and the load 9.
  • the photovoltaic power generation system 1 When the grid 8 is operating normally, the photovoltaic power generation system 1 is in a linked operation state linked to the grid 8. At that time, the bidirectional DC-AC converter 4 outputs AC power to the system 8 and the load 9. When the output power from the bidirectional DC-AC converter 4 is less than the power consumption of the load 9, the shortage may be automatically supplied from the system 8 to the load 9. Conversely, when the output power from the bidirectional DC-AC converter 4 is greater than the power consumption of the load 9, the surplus may be automatically supplied to the system 8.
  • the solar power generation system 1 in the present embodiment includes a storage battery 5.
  • the direct current output of the storage battery 5 is a low voltage of 30 to 60V.
  • the direct current output of the storage battery 5 is connected to a bidirectional DC-DC converter 6 for voltage conversion.
  • the output of the bidirectional DC-DC converter 6 is connected to the output of the DC-DC converter 3.
  • the power consumption of the load 9 is greater than the power generated by the solar battery 2, the DC power discharged from the storage battery 5 is boosted by the bidirectional DC-DC converter 6 to complement the output of the DC-DC converter 3. And the power consumption of the load 9 is satisfied.
  • the amount of power generated by the solar battery 2 greatly fluctuates due to the influence of the weather, and there is a possibility that the power quality such as voltage fluctuation and frequency fluctuation of the grid 8 may be adversely affected. With this power supply, fluctuations in generated power in the combination of the solar battery 2 and the storage battery 5 are suppressed.
  • the voltage is input from the DC-DC converter 3 to the bidirectional DC-DC converter 6 and stepped down, and then supplied to the storage battery 5.
  • the AC output from 8 is converted into a direct current by the bidirectional DC-AC converter 4 and stepped down by the bidirectional DC-DC converter 6 before being supplied to the storage battery 5.
  • the control of the charge / discharge amount from the storage battery 5 is realized by controlling the bidirectional DC-DC converter 6 by a microprocessor (not shown) included in the control device 7 and a program executed on the microprocessor.
  • the control device 7 measures the output power of the DC-DC converter 3 by the PV power generation amount sensor, measures the load power at the load 9 by the load amount sensor, and charges / discharges the storage battery 5 according to the deviation amount. To control.
  • a range indicated by a broken line that is, a DC-DC converter 3, a bidirectional DC-AC converter 4, a control device 7, and a bidirectional DC-DC converter 6 are arranged in one casing in the form of a power conditioner 1a. May be.
  • the control device 7 is an independent device, and a range indicated by a dotted line, that is, the DC-DC converter 3, the bidirectional DC-AC converter 4, and the bidirectional DC-DC converter 6 are included in one casing in the form of a power conditioner 1b. You may arrange in.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the bidirectional DC-DC converter 6 according to the embodiment of the present invention.
  • a bidirectional DC-DC converter 6 includes a high voltage side circuit 6a as a primary conversion circuit unit on the left side of the figure with a transformer 40 interposed therebetween, and a low voltage side circuit 6b as a secondary conversion circuit unit on the right side of the figure. Consists of.
  • the input / output terminal 20 of the high voltage side circuit 6 a has a smoothing capacitor 22, a first switching arm formed by connecting the source of the switching element 31 and the drain of the switching element 32, Are connected in parallel.
  • the input / output terminal 20 is connected to the output terminal of the DC-DC converter 3 as shown in FIG.
  • Reflux diodes 31a to 34a are connected between the source and drain of the switching elements 31 to 34 so that current flows from the source side to the drain side.
  • a primary winding 41 of the transformer 40 is connected between a connection point between the source of the switching element 31 and the drain of the switching element 32 and a connection point between the drain of the switching element 33 and the source of the switching element 34.
  • a smoothing capacitor 52 is connected to the input / output terminal 50 of the low-voltage circuit 6b between the positive terminal and the negative terminal.
  • a smoothing reactor 56 as an example of an energy storage element is connected to the positive terminal.
  • a first secondary winding 42 and a second secondary winding 43 are connected in series.
  • a connection point (center tap) between the two secondary windings and the opposite side of the input / output end 50 of the smoothing reactor 56 are connected.
  • the other end of the secondary winding 42 is connected to the drain of the switching element 63 and the source of the switching element 64.
  • the other end of the secondary winding 43 is connected to the source of the switching element 61 and the drain of the switching element 62.
  • the source of the switching element 62 and the source of the switching element 63 are connected to the negative electrode side of the input / output terminal 50.
  • the input / output terminal 50 is connected to a terminal of the storage battery 5 as shown in FIG.
  • the drain of the switching element 61 and the drain of the switching element 64 are connected to one end of the snubber capacitor 58.
  • the switching element 61, the switching element 63, and the snubber capacitor 58 constitute an active snubber as will be described later.
  • the source of the switching element 61 is connected to the drain of the switching element 62
  • the source of the switching element 64 is connected to the drain of the switching element 63
  • the other end of the snubber capacitor 58 is connected to the first secondary winding 42 and the second second winding.
  • the connection point (center tap) of the next winding 43 and the input / output terminal 50 in the smoothing reactor 56 are connected to the opposite side.
  • the switching elements 62 and 63 correspond to a switching element group
  • the switching elements 61 and 64 correspond to a switching element group.
  • the switching element 62 corresponds to a first switching element
  • the switching element 63 corresponds to a second switching element
  • the switching element 61 corresponds to a third switching element
  • the switching element 64 corresponds to a fourth switching element.
  • Fig. 3 shows the behavior of current and voltage when the current is turned off in the semiconductor element.
  • the voltage at both ends of the element in the left end state is VF
  • the current value flowing through the element is IF.
  • the current value does not immediately become zero, but reverse recovery current IrM having a reverse polarity once flows and then gradually approaches zero.
  • the voltage value does not immediately change from VF to the power supply voltage, but a surge voltage having a height proportional to the reduction rate dir / dt of the reverse recovery current is generated, and then gradually approaches the power supply voltage.
  • the proportionality constant L ′ includes the parasitic inductance generated by the circuit configuration in addition to the inductance of the actual reactor provided in the circuit.
  • the element When this reverse recovery current or surge voltage is applied to the element, the element may be instantaneously overloaded and the element may be destroyed.
  • an active snubber is introduced to suppress the reverse recovery current and surge voltage.
  • the currents flowing through the switching elements 31 to 34 and 61 to 64 and the free-wheeling diodes 31a to 34a and 61a to 64a connected in parallel with each other have a positive flow direction from the drain to the source of the switching elements 31 to 34 and 61 to 64, respectively.
  • the direction of the current flowing through the primary winding 41 from the first switching arm to the second switching arm is positive.
  • the current flowing through the snubber capacitor 58 is positive in the direction flowing from the drain side of the switching elements 61 and 64 to the connection point between the smoothing reactor 56 or the secondary winding 42 and the secondary winding 43.
  • the directions of the currents of the secondary winding 42, the secondary winding 43, and the smoothing reactor 56 are determined by the secondary winding 42 in the charging operation in which the electric energy input from the input / output end 20 is sent to the input / output end 50.
  • the direction passing through the secondary winding 43, passing through the smoothing reactor 56 from the connection point of the secondary winding 42 or the secondary winding 43 and flowing to the positive electrode side of the input / output end 50 is positive, and the input / output end 50
  • the current flows from the positive electrode side of the input / output terminal 50 to the connection point between the secondary winding 42 and the secondary winding 43, The direction flowing through the secondary winding 42 or the secondary winding 43 is positive.
  • an operation of sending electric energy input from the input / output terminal 20 to the input / output terminal 50 is a charging operation
  • an operation of sending the energy of the input / output terminal 50 to the input / output terminal 20 is a discharging operation.
  • phase 1 In phase 1, it is assumed that switching elements 31 and 33 are on in high-voltage side circuit 6a shown in FIG. 2, and current flows in the primary winding 41 in the positive direction (from top to bottom in the figure). In this case, as shown in FIG. 4A, in the low voltage side circuit 6b, a current flows through the secondary winding 42 in the positive direction (from the bottom to the top in the figure). At this time, a current flows from the negative electrode side of the input / output terminal 50 through the return diode 63a of the switching element 63, and rectification is performed. The current that has passed through the secondary winding 42 passes through the smoothing reactor 56.
  • Phase 2 In phase 2, in the high-voltage side circuit 6a shown in FIG. 2, it is assumed that the switching elements 32 and 34 are in an on state, and a current flows in the negative direction (from bottom to top in the figure) in the primary winding 41. At this time, in the low voltage side circuit 6b, as shown in FIG. 4B, the direction of current flow in the transformer 40 is reversed, and the current flows through the secondary winding 43 in the positive direction (from the top to the bottom in the figure). In this phase, current flows through the freewheeling diode 62a of the switching element 62, and rectification is performed.
  • the voltage value of the input voltage from the input / output terminal 20 is lowered by the transformer 40 while repeating the operations in the above-described phase 1 and phase 2, and the input / output terminal 50 is electrically connected. Energy is transferred and the storage battery 5 ahead is charged.
  • FIG. 5A shows the current state in phase 1 of the operation of discharging from the storage battery 5 connected to the input / output terminal 50.
  • the switching element 62 and the switching element 63 are simultaneously turned on.
  • a forward current flows through the smoothing reactor 56 and the secondary windings 42 and 43 of the transformer 40. That is, as shown in FIG. 5A, a current flows from the bottom to the top in the secondary winding 43 and from the top to the bottom in the drawing through the secondary winding.
  • FIG. 5B shows the current state in phase 2 of the operation of discharging from the storage battery 5 connected to the input / output terminal 50.
  • the switching element 63 is turned off.
  • the current flowing through the secondary winding 42 of the transformer 40 becomes zero, and the current flows only through the secondary winding 43. Therefore, the electric energy discharged from the storage battery 5 by the current flowing through the secondary winding 43 is transferred to the high voltage side circuit 6a.
  • the electric energy stored in the smoothing reactor 56 in the phase 1 is also transferred to the high-voltage side circuit 6a through the transformer 40, and can be boosted more efficiently.
  • FIG. 5C shows the state of current in phase 3.
  • the switching element 63 is turned on again, and the switching elements 62 and 63 are simultaneously turned on. Thereby, the switching element 62 and the switching element 63 are simultaneously turned on.
  • a forward current flows through the smoothing reactor 56 and the secondary windings 42 and 43 of the transformer 40.
  • the electric energy is not transferred again, and the electric energy is accumulated in the smoothing reactor 56.
  • the switching elements 62 and 63 are arranged in parallel, the current flowing through each switching element is halved, and the energy efficiency of the circuit is improved.
  • FIG. 5D shows the current state in phase 4.
  • the switching element 62 is turned off.
  • the current flowing through the secondary winding 43 of the transformer 40 becomes zero, and the current flows only through the secondary winding 42. Therefore, the electric energy discharged from the storage battery 5 by the current flowing through the secondary winding 42 is transferred to the high voltage side circuit 6a.
  • the electric energy stored in the smoothing reactor 56 in the phase 3 is also transferred to the high-voltage side circuit 6a through the transformer 40, and can be boosted more efficiently.
  • phase 1 to phase 4 are repeatedly executed.
  • the switching element 63 when switching from phase 1 to phase 2, the switching element 63 is turned off and the flowing current becomes zero. At this time, a reverse recovery current and a surge may occur in the switching element 63. .
  • the switching element 62 is turned off and the flowing current becomes zero. At this time, a reverse recovery current and a surge may occur in the switching element 62. Then, there is a risk that the switching elements 62 and 63 are destroyed.
  • FIGS. 6 to 8 show the current state during the charging operation in the low-voltage side circuit 6b when the active snubber in this embodiment is functioned.
  • phase 1 shown in FIG. 6A is in a state equivalent to the state in FIG. That is, in the high-voltage side circuit 6a, the switching elements 31 and 33 are in the on state, the switching elements 32 and 34 are in the off state, and a current flows in the positive direction (from top to bottom in the figure) in the primary winding 41. In the low voltage side circuit 6b, current flows in the secondary winding 42 in the positive direction (from bottom to top in the figure), and current flows from the negative electrode side of the input / output terminal 50 through the freewheeling diode 63a of the switching element 63 to perform rectification. Has been.
  • phase 2 Next, in phase 2, the switching elements 32 and 34 of the high-voltage side circuit 6a of the bidirectional DC-DC converter 6 are turned on, and the switching elements 31 and 33 are turned off.
  • the output voltage of the DC-DC converter 3 is applied to the primary winding 41 of the transformer 40 via the switching elements 32 and 34, and the primary winding 41 has a negative direction (the direction from the bottom to the top in FIG. 2).
  • Current flows.
  • the magnetic field generated in the transformer 40 is reversed, the current flowing through the freewheeling diode 63a is turned off in the low voltage side circuit 6b, and as shown by the dotted arrow in FIG. Reverse recovery current flows out and increases.
  • phase 3 (Phase 3)
  • the absolute value of the reverse recovery current rapidly decreases to zero.
  • a surge voltage in a direction that suppresses the decrease in magnetic flux is generated in the free-wheeling diode 63a by dir / dt and the parasitic L ′.
  • the snubber capacitor 58 of the active snubber is charged via the free-wheeling diode 61a of the switching element 61 as indicated by the white arrow in FIG.
  • Phase 4 Next, in the phase 4 shown in FIG. 7A, in the high-voltage side circuit 6a, the state where the switching elements 32 and 34 are turned on continues, and the primary winding 41 has a negative direction (from bottom to top in the figure). Current continues to flow through. In this phase, in the low voltage side circuit 6b, the reverse recovery current flowing through the free wheeling diode 63a of the switching element 63 is zero. Further, as indicated by a black arrow in FIG. 7A, a current continuously flows in the positive direction (from the top to the bottom in the figure) through the secondary winding 43, and rectification is performed by the free-wheeling diode 62a of the switching element 62. .
  • control device 7 turns on the switching element 61 so that an in-phase current flows through the secondary winding 43. At that time, the electric energy accumulated in the snubber capacitor 58 of the active snubber is discharged and regenerated as indicated by the white arrow in FIG.
  • phase 5 in the high voltage side circuit 6a, the switching elements 31 and 33 are turned on, the current direction of the primary winding 41 is reversed again, and the current flows in the positive direction (from the top to the bottom in the figure).
  • the current flowing through the freewheeling diode 62a of the switching element 62 is turned off, so that the reverse recovery current flowing through the freewheeling diode 62a increases as shown by the dotted line in FIG. A current flows through the secondary winding 43 in the positive direction (from bottom to top in the figure).
  • phase 6 Next, in phase 6, as shown in FIG. 7C, in the latter half of the period in which the reverse recovery current flows, the absolute value of the reverse recovery current flowing through the freewheeling diode 62a decreases rapidly and approaches zero. At this time, a surge voltage is generated in the free-wheeling diode 62a by the direction of dir / dt and the parasitic L ′ so as to suppress a decrease in magnetic flux. The electric power generated at this time is charged into the snubber capacitor 58 of the active snubber via the freewheeling diode 64a of the switching element 64.
  • Phase 7 in the phase 7 shown in FIG. 8A, in the high-voltage side circuit 6a, the state where the switching elements 31 and 33 are turned on continues, and the primary winding 41 is in the positive direction (from the top to the bottom in the figure).
  • the reverse recovery current flowing through the return diode 62a of the switching element 62 is zero.
  • current continuously flows through the secondary winding 42 in the negative direction (from the bottom to the top in the figure). Rectification is performed by the return diode 63a.
  • the control device 7 turns on the switching element 64 so that an in-phase current flows through the secondary winding 42.
  • FIG. 9 and FIG. 10 show the current state during the discharging operation in the low-voltage side circuit 6b when the active snubber in this embodiment is functioned.
  • FIG. 9A shows a current state in phase 1 of the operation of discharging from the storage battery 5 connected to the input / output terminal 50.
  • FIG. 9B shows the state of current in phase 2.
  • the state is equivalent to the phase 2 in the basic operation during the discharging operation of the low voltage side circuit 6b of the DC-DC converter 6 shown in FIG. That is, in this phase, the switching element 63 is turned off, the current flowing through the secondary winding 42 of the transformer 40 becomes zero, and the current flows only through the secondary winding 43. Therefore, the electric energy discharged from the storage battery 5 by the current flowing through the secondary winding 43 is transferred to the high voltage side circuit 6a. At that time, the electric energy stored in the smoothing reactor 56 in the phase 1 is also transferred to the high voltage side circuit 6a through the transformer 40 together.
  • Phase 3 In phase 2 described above, as shown in FIG. 9B, the switching element 63 that has been turned on is turned off, so that the magnetic flux of the transformer 40 rapidly decreases. In phase 3, as shown in FIG. 9 (c), a surge voltage is generated in a direction that hinders the change of magnetic flux, and then passes through the freewheeling diode 64a of the switching element 64 to the snubber capacitor 58 of the active snubber. Electric energy is accumulated.
  • phase 4 In phase 4, as shown in FIG. 9D, the control device 7 turns on the switching element 64 at the end of the decrease of the magnetic flux. As a result, the electric energy accumulated in the snubber capacitor 58 of the active snubber in phase 3 flows through the secondary winding 42 of the transformer 40 in the same phase and is regenerated.
  • FIG. 10A shows the state of current in phase 5.
  • phase 5 is in a state equivalent to phase 3 in the basic operation during the discharging operation of low-voltage side circuit 6b of DC-DC converter 6 shown in FIG. That is, the switching element 63 is turned on again, and the switching elements 62 and 63 are simultaneously turned on. At this time, current in the positive direction flows through the smoothing reactor 56 and the secondary windings 42 and 43 of the transformer 40, and electric energy is not transferred again, so that electric energy is accumulated in the smoothing reactor 56.
  • FIG. 10B shows the state of current in phase 6.
  • the state is equivalent to phase 4 in the basic operation during the discharging operation of low-voltage side circuit 6b of DC-DC converter 6 shown in FIG. That is, the switching element 62 is turned off, the current flowing through the secondary winding 43 of the transformer 40 becomes zero, and the current flows only through the secondary winding 42. Therefore, the electric energy discharged from the storage battery 5 by the current flowing through the secondary winding 42 is transferred to the high voltage side circuit 6a. At that time, the electric energy stored in the smoothing reactor 56 in the phase 5 is also transferred to the high voltage side circuit 6a through the transformer 40 together.
  • Phase 7 In phase 6, as shown in FIG. 10B, the switching element 62 that was in the on state was turned off, and the magnetic flux of the transformer 40 rapidly decreased. In phase 7, as shown in FIG. 10C, a surge voltage is generated in such a direction as to prevent the magnetic flux from changing, and the current passes through the freewheeling diode 61a of the switching element 61 to the snubber capacitor 58 of the active snubber. Electric energy is accumulated.
  • phase 8 In phase 8, as shown in FIG. 10D, the control device 7 turns on the switching element 61 at the end of the decrease of the magnetic flux. As a result, the electric energy accumulated in the snubber capacitor 58 of the active snubber in phase 7 is passed through the secondary windings 42 and 43 of the transformer 40 in the same phase and regenerated.
  • the active snubber is provided in the low voltage side circuit 6b of the bidirectional DC-DC converter 6, the reverse recovery current generated when the switching element or its free-wheeling diode is turned off and The influence of the surge voltage can be suppressed. As a result, it is possible to suppress element destruction of the switching element or the return diode.
  • one end of the snubber capacitor 58 of the active snubber is connected to the drain side of the switching elements 61 and 64 constituting the active snubber, and the other end is connected to the two secondary windings 42 and 43 of the transformer. And the connection point of the smoothing reactor 56 and the input / output end 50 on the opposite side.
  • the active snubber can be constituted by the switching elements 61 and 64 and one snubber capacitor 58.
  • the snubber capacitor 58 is connected to the drain side of the switching elements 61 and 64 and the negative electrode side of the input / output terminal 50, the voltage applied to the snubber capacitor 58 is reduced, and the snubber capacitor 58 is obtained. A small capacity can be used. This also makes it possible to reduce the cost of the apparatus.
  • the high voltage side circuit 6a of the bidirectional DC-DC converter 6 is constituted by a full bridge circuit.
  • the configuration of the high voltage side circuit 6a is not limited to the above embodiment, and the circuit configuration is not limited.
  • the high-voltage side circuit 6a is taken as an example of the primary conversion circuit unit
  • the low-voltage side circuit 6b is taken as an example of the secondary conversion circuit unit
  • the DC power at the input / output terminal of the primary conversion circuit unit is boosted.
  • the present invention is configured to step down the DC power at the input / output terminal of the primary conversion circuit unit and output from the input / output terminal of the secondary conversion circuit unit. You may apply.

Abstract

　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータのスイッチング回路において発生する逆回復電流やサージ電圧による、スイッチング素子の破壊を抑制するアクティブスナバの構成を、より簡略化しまたはコスト低減できる技術を提供する。双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６における低圧側回路６ｂは、高圧側回路６ａの出力交流電力を直流電力に変換して平滑リアクトル５６に充電すると共に平滑リアクトル５６に充電された電力を放電する機能を有し、還流ダイオードを有するスイッチング素子６１、６４とスナバコンデンサ５８とからなるアクティブスナバ回路を備えている。そして、アクティブスナバ回路のスナバコンデンサ５８は、一端がスイッチング素子６１、６４のドレイン側と接続され、他端が高周波トランス４０のセンタータップと平滑リアクトル５６の間の部分に接続される。

Description

双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ、パワーコンディショナ及び分散型電源システム
　本発明は、発電装置に蓄電池を併設して出力電力の変動を抑制する分散型電源システムにおいて、高周波トランスを備えた絶縁型でその高周波トランスの高圧側と低圧側との間で双方向の電力変換を可能にした双方向ＤＣ－ＤＣコンバータに関する。
　近年、地球環境問題が注目される中、クリーンなエネルギーである自然エネルギーを利用して発電する、自然エネルギー発電装置の普及が進んでいる。この自然エネルギー発電装置においては、出力が天候の変化により大きく変動する場合がある。この出力変動を抑制する対策の一つとして、自然エネルギー発電装置と蓄電池とを組み合わせたシステムが提案されている。
　このシステムでは、蓄電池でその充電レベルを適正に維持しつつ、システム全体としての急峻な出力変動を抑制することが検討されている。また、コジェネレーションシステムや燃料電池に蓄電池を併設し、同様の制御が行われる場合もある。なお、上記のように、自然エネルギー発電装置、コジェネレーションシステムまたは燃料電池などの発電装置と蓄電池とを組み合わせたシステムを、分散型電源システムとも呼ぶ。
　上記の分散型電源システムの例としては、蓄電池を備えた太陽光発電システムが代表的である。太陽光発電システムは、直流電源である太陽電池をパワーコンディショナにより商用系統と連系させる。このパワーコンディショナは、太陽電池が接続されたＤＣ－ＤＣコンバータと、商用系統に接続された双方向ＤＣ－ＡＣインバータと、高圧側がＤＣ－ＤＣコンバータとＤＣ－ＡＣインバータの接続点に接続され、低圧側が蓄電池に接続された双方向ＤＣ－ＤＣコンバータとで構成されている場合が多い。
　この双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいては、高圧側は、太陽電池が接続されたＤＣ－ＤＣコンバータの高電圧の直流電力が入出力される。また、低圧側には低電圧の蓄電池が接続され、高圧側の直流電力をスイッチング回路によって一旦交流電力に変換し、高周波トランスによって電圧変換した後、やはりスイッチング回路によって直流電力に再変換することで、高圧側と低圧側の双方向ＤＣ－ＤＣ変換を実現している。そして、太陽電池からの電力を蓄電池に充電すると共にその蓄電池の貯蔵電力を負荷に放電する充放電動作を行う機能を有する。
　ところで、上記の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおいては、高圧側と低圧側との間の電力変換にスイッチング回路が使用されており、スイッチング回路を構成するスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作時には、逆回復電流やサージ電圧が発生する場合がある。この逆回復電流やサージ電圧が発生した場合には、スイッチング素子に瞬間的に過負荷が生じ素子自体が破壊する虞があった。そのような逆回復電流やサージ電圧の影響を抑制し、且つ回路の電力効率を低下させないために、サージ電流を一時的にコンデンサに充電し、電力転送時の転送電流に追加で放電して回生するアクティブスナバが用いられる場合がある。
　このようなアクティブスナバを用いた例としては、二次側変換回路部が、逆並列ダイオードおよび並列キャパシタを持つ一組のスイッチング素子を高周波トランスの二次側に接続すると共に高周波トランスのセンタータップにエネルギー蓄積要素を接続した構成を備え、高周波トランスと二次側変換回路部のスイッチング素子との間に、逆並列ダイオードを持つスイッチング素子とキャパシタとからなる一組の直列回路を相互に逆極性で並列接続した電圧クランプ回路を設ける技術が公知である（例えば、特許文献１参照）。
　また、低電圧側スイッチング回路が、第２の直流電源及び変圧器の二次巻線に接続された第１のスイッチング素子群と、第１のスイッチング素子群及び／又は変圧器の二次巻線に接続された平滑リアクトルと、一端を第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子の一端に接続され、他端を平滑リアクトルの一端に接続されるとともに、第２の直流電源に並列接続された第２の平滑コンデンサと、第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子に接続された、少なくとも１つのスイッチング素子を含む第２のスイッチング素子群とクランプコンデンサとを備えた電圧クランプ回路と、を含む構成が公知である（例えば、特許文献２参照）。
　しかしながら、前者の公知技術においては、アクティブスナバ（電圧クランプ回路）を構成するコンデンサが複数個必要となっており、装置が複雑化し、コストダウンの妨げとなる場合があった。一方、後者の公知技術においては、アクティブスナバ（電圧クランプ回路）を構成するクランプコンデンサが、第２の直流電源の負極側と第２のスイッチング素子群との間に配置されているためクランプコンデンサに印加される電圧が高くなり、クランプコンデンサの耐圧、容量を大きくする必要が生じ、やはりコストダウンの妨げとなる場合があった。
特許第５４４５９１５号公報 特許第４３７８４００号公報
　本発明は、上記の背景技術に鑑みて発明されたものであり、その目的は、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータのスイッチング回路において発生する逆回復電流やサージ電圧による、スイッチング素子の劣化または破壊を抑制可能なアクティブスナバの構成を、より簡略化し、またはコストをより低減できる技術を提供することである。
　上記の課題を解決するための本発明は、一次変換回路部と二次変換回路部を備えており、両回路部の間の双方向で高周波トランスを介して電力を変換する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータに関するものである。また、二次変換回路部は、一次変換回路部の出力交流電力を直流電力に変換する機能を有する。また、還流ダイオードを有するスイッチング素子を並列に設けたスイッチング素子組とスイッチング素子組と直列に設けられたスナバコンデンサとからなるアクティブスナバ回路を備えている。そして、アクティブスナバ回路のスナバコンデンサの、スイッチング素子組と接続された一端と逆側の他端は、高周波トランスのセンタータップに接続されたことを最大の特徴とする。
　より詳しくは、一方の入出力端における直流電力と、高周波トランスの一次巻線における交流電力とを変換可能な一次変換回路部と、
　前記高周波トランスの二次巻線における交流電力と他方の入出力端における直流電力とを変換可能に設けられ、前記一次変換回路部の出力交流電力を直流電力に変換する二次変換回路部と、を備え、
　前記二次変換回路部は、還流ダイオードを有するスイッチング素子からなる一群のスイッチング素子群を前記高周波トランスの二次側コイルに接続した構成を備え、前記一次変換回路部と前記二次変換回路部との間の双方向で電力を変換する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータであって、
　前記二次変換回路部は、還流ダイオードを有するスイッチング素子を並列に設けたスイッチング素子組と該スイッチング素子組と直列に設けられたスナバコンデンサとからなるアクティブスナバ回路をさらに備え、該アクティブスナバ回路のスナバコンデンサの、前記スイッチング素子組と接続された一端と逆側の他端は、前記高周波トランスのセンタータップに接続されたことを特徴とする。
　これによれば、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータのスイッチング回路において発生する逆回復電流やサージ電圧による、スイッチング素子の劣化または破壊を抑制するアクティブスナバを、１個のスナバコンデンサを用いて構成することが可能となる。また、スナバコンデンサの一端を、上述の他方の入出力端の負極側ではなく、高周波トランスのセンタータップに接続することができるので、スナバコンデンサに印加される電圧を低減することができ、より低耐圧のスナバコンデンサを使用することが可能となる。
　その結果、アクティブスナバ回路の構成をより簡略化でき、コストを低減することが可能となる。
　また、本発明においては、前記二次変換回路部の入出力端における、正極側端子と負極側端子の間に平滑コンデンサが接続されており、
　前記正極側端子及び前記平滑コンデンサにはエネルギー蓄積要素である平滑リアクトルの一端が接続されており、
　前記高周波トランスの二次巻線においては、第一の二次巻線の一端と第二の二次巻線の一端とが接続されてセンタータップとされるとともに、該センタータップと、前記平滑リアクトルにおける前記一端と逆側の他端とが接続されており、
　前記一群のスイッチング素子群は、第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子の二つのスイッチング素子からなり、
　前記スイッチング素子組は、第三スイッチング素子及び第四スイッチング素子の二つのスイッチング素子からなり、
　前記第一スイッチング素子のドレインは、前記第三スイッチング素子のソース及び前記第一の二次巻線における前記センタータップの逆側の他端に接続され、
　前記第二スイッチング素子のドレインは、前記第四スイッチング素子のソース及び前記第二の二次巻線における前記センタータップの逆側の他端に接続され、
　前記第一スイッチング素子及び前記第二スイッチング素子のソースは前記負極側端子及び前記平滑コンデンサに接続され、
　前記スナバコンデンサの前記一端は、前記第三スイッチング素子及び前記第四スイッチング素子のドレインに接続されるとともに、該スナバコンデンサの該一端と逆側の他端は前記高周波トランスのセンタータップ及び前記平滑リアクトルの他端に接続されるようにしてもよい。
　また、本発明は、上記の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータと、
　太陽電池などの直流電源の出力電圧を昇圧し双方向ＤＣ－ＤＣコンバータに入力するＤＣ－ＤＣコンバータと、
　前記双方向ＤＣ-ＤＣコンバータ及び前記ＤＣ－ＤＣコンバータの直流出力を交流に変換し、電力系統または負荷との間で交流電力の授受を可能とする双方向ＤＣ－ＡＣコンバータと、
　を備えたパワーコンディショナであってもよい。
　また、本発明は、前記双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおけるスイッチング素子のオン／オフを制御することで、前記双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおける前記一方の入出力端及び前記他方の入出力端において入出力される直流電力の量を制御可能な制御装置をさらに備えたパワーコンディショナであってもよい。
　また、本発明は、上記のパワーコンディショナと、
　前記ＤＣ－ＤＣコンバータに電力を出力する発電手段と、
　電力を貯蔵可能で、前記発電手段の発電量と電力負荷量との偏差に応じて前記双方向ＤＣ－ＤＣコンバータを介して電力を充電され、または放電する蓄電池と、
　を備えた分散型電源システムであってもよい。
　この発明によれば、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータのスイッチング回路において発生する逆回復電流やサージ電圧による、スイッチング素子の劣化または破壊を抑制可能なアクティブスナバの構成を、より簡略化しまたはコストをより低減することが可能となる。
実施例に係る太陽光発電システムのブロック図である。 実施例に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータのブロック図である。 半導体素子の逆回復時の電圧及び電流の変化を示すグラフである。 双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの低圧側回路の充電時の基本動作を説明するための図である。 双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの低圧側回路の放電時の基本動作を説明するための図である。 実施例に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの低圧側回路の充電時動作におけるフェーズ１～３について説明するための図である。 実施例に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの低圧側回路の充電時動作におけるフェーズ４～６について説明するための図である。 実施例に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの低圧側回路の充電時動作におけるフェーズ７～９について説明するための図である。 実施例に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの低圧側回路の放電時動作におけるフェーズ１～４について説明するための図である。 実施例に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの低圧側回路の放電時動作におけるフェーズ５～８について説明するための図である。
　以下に図面を参照して、この発明を実施するための形態を例示的に詳しく説明する。
　＜実施例１＞
　図１には、本実施例における双方向ＤＣ－ＤＣコンバータが組み込まれた太陽光発電システム１の概略構成を示す。太陽光発電システム１においては、太陽光エネルギーを利用して発電する直流電源である太陽電池２が設けられている。太陽電池２の出力は、太陽電池２の直流出力を電圧変換して昇圧するＤＣ－ＤＣコンバータ３に入力される。このＤＣ－ＤＣコンバータ３の出力は２００Ｖ～４００Ｖの高圧となる。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ３の出力電力は、双方向ＤＣ－ＡＣコンバータ４によって交流に変換される。この双方向ＤＣ－ＡＣコンバータ３の出力は、系統８及び負荷９に接続されている。
　系統８が正常に作動している場合には、太陽光発電システム１は、系統８と連系した連系運転状態になる。そのとき、双方向ＤＣ－ＡＣコンバータ４は系統８と負荷９に交流電力を出力する。双方向ＤＣ－ＡＣコンバータ４からの出力電力が負荷９の消費電力よりも少ないときには、不足分が系統８から負荷９に自動的に供給される場合がある。逆に、双方向ＤＣ－ＡＣコンバータ４からの出力電力が負荷９の消費電力よりも多いときには、余剰分が系統８に自動的に供給される場合がある。
　また、本実施例における太陽光発電システム１は、蓄電池５を備えている。蓄電池５の直流出力は３０Ｖ～６０Ｖの低圧となる。この蓄電池５の直流出力は双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６に接続され電圧変換される。双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６の出力は、ＤＣ－ＤＣコンバータ３の出力に接続されている。
　これにより、負荷９の消費電力が太陽電池２による発電電力より多い場合には、蓄電池５から放電される直流電力が双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６で昇圧され、ＤＣ－ＤＣコンバータ３の出力を補完し、負荷９の消費電力を充足させる。また、前述のように、太陽電池２による発電量は天候の影響を受けて出力が大きく変動し、系統８の電圧変動や周波数変動といった電力品質への悪影響を与える虞があるので、蓄電池５からの電力供給によって、太陽電池２と蓄電池５の組み合わせにおける発電電力の変動を抑制するようになっている。
　また、負荷９の消費電力が太陽電池２による発電電力より少なく、蓄電池５の充電量が不充分な場合は、太陽電池２で発電された電力のうち負荷９に供給されない分は、蓄電池５の充電のためにＤＣ－ＤＣコンバータ３から双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６に入力され降圧された後に蓄電池５に供給される。また、蓄電池５の充電量が不充分であって太陽電池２で発電された電力のうち、負荷９に供給されない分の電力が蓄電池５の充電のための電力として不充分な場合には、系統８からの交流出力が双方向ＤＣ－ＡＣコンバータ４で直流に変換され、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６で降圧された後に、蓄電池５に供給される場合もある。
　この蓄電池５からの充放電量の制御は、制御装置７が有する図示しないマイクロプロセッサ及び、マイクロプロセッサ上で実行されるプログラムによって双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６が制御されることにより実現される。制御装置７は、ＰＶ発電量センサーによってＤＣ－ＤＣコンバータ３の出力電力を計測するとともに、負荷量センサーによって負荷９における負荷電力を計測し、その偏差の量に応じて、蓄電池５の充放電量を制御する。
　なお、図１において破線で示す範囲、すなわちＤＣ－ＤＣコンバータ３、双方向ＤＣ－ＡＣコンバータ４、制御装置７、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６を、パワーコンディショナ１ａという形で一筐体内に配置してもよい。あるいは、制御装置７だけを独立の装置とし、点線で示す範囲、すなわちＤＣ－ＤＣコンバータ３、双方向ＤＣ－ＡＣコンバータ４、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６をパワーコンディショナ１ｂという形で一筐体内に配置してもよい。
　次に、本実施例における双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６の詳細について説明する。本実施例では、スイッチング素子としてＮ型のＭＯＳＦＥＴを用いるものとして説明するが、スイッチング素子の種類はこれらに限られるものではない。Ｐ型のＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、その他トランジスタを採用しても何ら問題はない。
　図２は、本発明の実施例に係る双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６の回路構成図である。図２において、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６は、トランス４０を挟んで図中左側の一次変換回路部としての高圧側回路６ａと、図中右側の二次変換回路部としての低圧側回路６ｂとからなる。高圧側回路６ａの入出力端２０には、平滑コンデンサ２２、スイッチング素子３１のソースとスイッチング素子３２のドレインとを接続して成る第１のスイッチングアーム、スイッチング素子３４のソースとスイッチング素子３３のドレインとを接続して成る第２のスイッチングアームが並列に接続されている。なお、入出力端２０には、図１に示したようにＤＣ－ＤＣコンバータ３の出力端子が接続されている。
　スイッチング素子３１～３４のソース－ドレイン間には、ソース側からドレイン側に電流を流すように、還流ダイオード３１ａ～３４ａがそれぞれ接続されている。スイッチング素子３１のソースとスイッチング素子３２のドレインとの接続点と、スイッチング素子３３のドレインとスイッチング素子３４のソースとの接続点との間に、トランス４０の一次巻線４１が接続されている。
　低圧側回路６ｂの入出力端５０には、正極側端子と負極側端子の間に平滑コンデンサ５２が接続されている。また、正極側端子にはエネルギー蓄積要素の一例としての平滑リアクトル５６が接続されている。また、トランス４０においては、第一の二次巻線４２と第二の二次巻線４３とが直列に接続されている。この二つの二次巻線の接続点（センタータップ）と、平滑リアクトル５６における入出力端５０の逆側とが接続されている。二次巻線４２の他端はスイッチング素子６３のドレイン及びスイッチング素子６４のソースに接続されている。二次巻線４３の他端はスイッチング素子６１のソース及びスイッチング素子６２のドレインに接続されている。スイッチング素子６２のソースとスイッチング素子６３のソースとが入出力端５０の負極側に接続されている。なお、入出力端５０には、図１に示すように蓄電池５の端子が接続されている。
　また、スイッチング素子６１のドレインと、スイッチング素子６４のドレインは、スナバコンデンサ５８の一端に接続されている。このスイッチング素子６１、スイッチング素子６３及びスナバコンデンサ５８は、後述のようにアクティブスナバを構成する。スイッチング素子６１のソースはスイッチング素子６２のドレインに接続され、スイッチング素子６４のソースはスイッチング素子６３のドレインに接続され、スナバコンデンサ５８の他端は第一の二次巻線４２と第二の二次巻線４３の接続点（センタータップ）及び、平滑リアクトル５６における入出力端子５０とは逆側に接続されている。
　スイッチング素子６１～６４のドレイン－ソース間には、ソース側からドレイン側へ電流を流すように、還流ダイオード６１ａ～６４ａがそれぞれ接続されている。ここで、還流ダイオード６１ａ～６４ａとしてスイッチング素子６１～６４のボディダイオードを利用することもできる。スイッチング素子３１～３４と、スイッチング素子６１～６４は、制御装置７によってスイッチング制御される。なお、上記においてスイッチング素子６２及び６３はスイッチング素子群に相当し、スイッチング素子６１及び６４はスイッチング素子組に相当する。また、スイッチング素子６２は第一スイッチング素子に、スイッチング素子６３は第二スイッチング素子に、スイッチング素子６１は第三スイッチング素子に、スイッチング素子６４は第四スイッチング素子に相当する。
　ここで、スイッチング素子３１～３４、６１～６４及び、還流ダイオード３１ａ～３４ａ、６１ａ～６４ａにおいて、素子を流れる電流をオフとして素子に印加される電圧が変化する場合に、電流が直ちに零になるのでなく、一旦逆極性の逆回復電流が流れるとともに、サージ電圧が生じてしまう現象が知られている。
　図３には半導体素子において電流をオフする場合の電流及び電圧の挙動を示す。図３において、左端の状態で素子の両端の電圧がＶＦ、素子を流れている電流値がＩＦである。この状態から時刻ｔ０において素子をオフとした場合、電流値は直ちに零になるのでなく、一旦逆極性の逆回復電流ＩｒＭが流れ、その後に零に漸近する。一方電圧値は、ＶＦから直ちに電源電圧に変化するのではなく、逆回復電流の減少率ｄｉｒ／ｄｔに比例した高さのピークであるサージ電圧が発生し、その後電源電圧に漸近する。ここで、比例定数Ｌ´は、回路内に設けられた実際のリアクトルのインダクタンスの他、回路構成によって生じる寄生インダクタンスを含むものである。この逆回復電流やサージ電圧が素子に印加された際には素子に瞬間的に過負荷が生じ素子が破壊に至る場合がある。本実施例では、この逆回復電流及びサージ電圧を抑制するために、アクティブスナバを導入することとした。
　詳細な動作説明に先立って、図２の回路図における電流の向きについて定義する。スイッチング素子３１～３４及び６１～６４と、それぞれ並列に接続された還流ダイオード３１ａ～３４ａ及び６１ａ～６４ａとに流れる電流は、スイッチング素子３１～３４及び６１～６４のドレインからソースへ流れる方向を正とする。また、一次巻線４１の電流は、第１のスイッチングアームから第２のスイッチングアームへ流れる方向を正とする。スナバコンデンサ５８に流れる電流は、スイッチング素子６１及び６４のドレイン側から平滑リアクトル５６または二次巻線４２及び二次巻線４３の接続点へ流れる向きを正とする。
　二次巻線４２、二次巻線４３及び平滑リアクトル５６の電流の向きは、入出力端２０から入力される電気エネルギーを入出力端５０へ送る充電動作の場合には、二次巻線４２または二次巻線４３を通過し、二次巻線４２または二次巻線４３の接続点から平滑リアクトル５６を通過して入出力端５０の正極側へ流れる向きを正とし、入出力端５０から入力される電気エネルギーを入出力端２０へ送る放電動作の場合には、入出力端５０の正極側から二次巻線４２と二次巻線４３との接続点へ流れ、接続点から二次巻線４２または二次巻線４３に流れる方向を正とする。
　以下、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６の動作を詳細に説明する。ここで、入出力端２０から入力される電気エネルギーを入出力端５０へ送る動作を充電動作とし、入出力端５０のエネルギーを入出力端２０へ送る動作を放電動作とする。
　［充電動作］
　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６による充電時の動作について説明する。ここでは先ず、図４を用いてアクティブスナバの機能を考慮しない場合のＤＣ－ＤＣコンバータ６の低圧側回路６ｂの充電時の基本動作について説明する。
　（フェーズ１）
　フェーズ１では、図２に示す高圧側回路６ａにおいて、スイッチング素子３１と３３がオン状態であり、一次巻線４１において正方向（図中上から下）に電流が流れているとする。その場合、図４（ａ）に示すように、低圧側回路６ｂでは、二次巻線４２を正方向（図中下から上）へ電流が流れる。このとき、入出力端５０の負極側からスイッチング素子６３の還流ダイオード６３ａを電流が流れ整流が実施される。また、二次巻線４２を通過した電流は平滑リアクトル５６を通過する。
　（フェーズ２）
　フェーズ２では、図２に示す高圧側回路６ａにおいて、スイッチング素子３２と３４がオン状態であり、一次巻線４１において負方向（図中下から上）に電流が流れているとする。このとき、低圧側回路６ｂでは、図４（ｂ）に示すように、トランス４０における電流の流れる方向が逆転し、二次巻線４３を正方向（図中上から下）に電流が流れる。このフェーズでは、スイッチング素子６２の還流ダイオード６２ａを電流が流れ整流が実施される。このように、低圧側回路６ｂにおける充電動作時には、上記のフェーズ１及びフェーズ２における動作を繰り返しながら、トランス４０によって入出力端２０からの入力電圧の電圧値を降下して入出力端５０に電気エネルギーを転送し、その先にある蓄電池５を充電する。
　上記で説明した充電動作では、フェーズ１からフェーズ２に移行する際に、還流ダイオード６３ａを流れる電流がオフとされる。また、その後フェーズ２からフェーズ１に移行する際には、還流ダイオード６２ａを流れる電流がオフとされる。そうすると、フェーズの移行時に各還流ダイオードにおいて逆回復電流が流れるとともにサージ電圧が発生する。このことにより、還流ダイオード６２ａまたは６３ａが破壊される虞があった。
　[放電動作]
　次に同様に、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６による放電時の動作について説明する。ここでは先ず、図５を用いてアクティブスナバの機能を考慮しない場合の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６の低圧側回路６ｂの放電時の基本動作について説明する。
　（フェーズ１）
　図５（ａ）には、入出力端５０に接続された蓄電池５から放電する動作のフェーズ１における電流の状態について示す。この場合には、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６の低圧側回路６ｂにおいて、先ずスイッチング素子６２及びスイッチング素子６３が同時にＯＮされる。このとき、平滑リアクトル５６及びトランス４０の二次巻線４２、４３には正方向の電流が流れる。すなわち、図５（ａ）に示すように、二次巻線４３には図中下から上へ、二次巻線４２には図中上から下へ向かう電流が流れる。
　この際、二次巻線４２及び４３には接続点を挟んで逆向きの電力が流れるため電力転送は行われない。従って、この期間中に蓄電池５から放電された電気エネルギーは、平滑リアクトル５６に蓄積される。なお、このときスイッチング素子６２、６３に並列に電流が流れる構造となっているため、一つのスイッチング素子に電流が流れる構造と比較して各スイッチング素子６２、６３を流れる電流が半減する。よって、各スイッチング素子６２、６３における損失が減少し、回路としてのエネルギー効率は向上する。
　（フェーズ２）
　図５（ｂ）には、入出力端５０に接続された蓄電池５から放電する動作のフェーズ２における電流の状態について示す。図に示すように、このフェーズではスイッチング素子６３がオフとなる。そうすると、トランス４０の二次巻線４２を流れる電流が零になり二次巻線４３にのみ電流が流れる。従って、二次巻線４３を流れる電流により蓄電池５から放電した電気エネルギーが高圧側回路６ａに転送される。その際、フェーズ１で平滑リアクトル５６に蓄えられた電気エネルギーも一緒にトランス４０を介して高圧側回路６ａに転送され、より効率的に昇圧することが可能となる。
　（フェーズ３）
　次に、図５（ｃ）には、フェーズ３における電流の状態について示す。図から分かるように、フェーズ３においては、再度スイッチング素子６３がオンされ、スイッチング素子６２及び６３が同時にオンとされた状態となる。これにより、スイッチング素子６２及びスイッチング素子６３が同時にオンとされる。このとき、平滑リアクトル５６及びトランス４０の二次巻線４２、４３には正方向の電流が流れる。そうすると、再び電気エネルギーの転送が行われなくなり、平滑リアクトル５６に電気エネルギーが蓄積される。なお、この時も、スイッチング素子６２、６３が並列になるため各々にスイッチング素子を流れる電流が半減し、回路としてのエネルギー効率は向上する。
　（フェーズ４）
　図５（ｄ）には、フェーズ４における電流の状態について示す。図から分かるように、フェーズ４においては、スイッチング素子６２がオフとされる。そうすると、トランス４０の二次巻線４３を流れる電流が零になり二次巻線４２にのみ電流が流れる。従って、二次巻線４２を流れる電流により蓄電池５から放電した電気エネルギーが高圧側回路６ａに転送される。その際、フェーズ３で平滑リアクトル５６に蓄えられた電気エネルギーも一緒にトランス４０を介して高圧側回路６ａに転送され、より効率的に昇圧することが可能となる。
　このように、入出力端５０に接続された蓄電池５から放電する動作においては、以上のフェーズ１～フェーズ４が繰り返し実行される。しかしながら、上記において、フェーズ１からフェーズ２に移行する時に、スイッチング素子６３がオフとされ流れる電流が零になるので、その際に、スイッチング素子６３に逆回復電流及びサージが発生する場合があった。また同様に、フェーズ３からフェーズ４に移行する時に、スイッチング素子６２がオフとされ流れる電流が零になるので、その際に、スイッチング素子６２に逆回復電流及びサージが発生する場合があった。そうすると、スイッチング素子６２及び６３が破壊されてしまう危険性があった。
　上記のような不都合に対し、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６を用いた蓄電池５への充電動作及び蓄電池５からの放電動作において、アクティブスナバを機能させた場合の、低圧側回路６ｂにおける電流の状態について以下に説明する。
　［充電動作］
　図６～図８に、本実施例におけるアクティブスナバを機能させた場合の、低圧側回路６ｂにおける充電動作時の電流の状態について示す。
　（フェーズ１）
　先ず、図６（ａ）に示すフェーズ１は、図４（ａ）における状態と同等の状態である。すなわち、高圧側回路６ａにおいて、スイッチング素子３１と３３がオン状態、スイッチング素子３２と３４がオフ状態であり、一次巻線４１において正方向（図中上から下）に電流が流れている。そして、低圧側回路６ｂでは、二次巻線４２を正方向（図中下から上）へ電流が流れ、入出力端５０の負極側からスイッチング素子６３の還流ダイオード６３ａを電流が流れ整流が実施されている。
　（フェーズ２）
　次に、フェーズ２では、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６の高圧側回路６ａのスイッチング素子３２、３４がオンとされ、スイッチング素子３１、３３がオフとされた状態となり、入出力端２０から入力されたＤＣ－ＤＣコンバータ３の出力電圧が、スイッチング素子３２、３４を介してトランス４０の一次巻線４１に印加され、一次巻線４１には負方向（図２中下から上への方向）の電流が流れる。この動作により、トランス４０に発生する磁界が反転すると、低圧側回路６ｂにおいては還流ダイオード６３ａを流れる電流はオフとされ、図６（ｂ）に点線の矢印で示すように、還流ダイオード６３ａに対して逆回復電流が流れ出し、増加する。
　（フェーズ３）
　次に、フェーズ３では、図６（ｃ）に示すように、逆回復電流が流れている期間の後半で、逆回復電流の絶対値が急激に減少し零になる。その時にｄｉｒ／ｄｔと寄生Ｌ´により還流ダイオード６３ａに磁束の減少を抑制する方向のサージ電圧が発生する。このとき、図６（ｃ）の白抜き矢印に示すように、スイッチング素子６１の還流ダイオード６１ａを経由してアクティブスナバのスナバコンデンサ５８に充電される。
　（フェーズ４）
　次に、図７（ａ）に示すフェーズ４においては、高圧側回路６ａにおいて、スイッチング素子３２と３４がオンとされた状態が継続し、一次巻線４１において負方向（図中下から上）に電流が継続して流れている。このフェーズにおいて低圧側回路６ｂでは、スイッチング素子６３の還流ダイオード６３ａを流れていた逆回復電流が零となっている。また、図７（ａ）に黒矢印で示すように、二次巻線４３を正方向（図中上から下）に電流が継続して流れ、スイッチング素子６２の還流ダイオード６２ａで整流が行われる。この時に制御装置７は、二次巻線４３に同相の電流が流れるようにスイッチング素子６１をオンする。そして、その際に、図７（ａ）に白抜き矢印で示すように、アクティブスナバのスナバコンデンサ５８に蓄積された電気エネルギーを放出して回生する。
　（フェーズ５）
　次に、フェーズ５において、高圧側回路６ａにおいて、スイッチング素子３１と３３がＯＮ状態となり、一次巻線４１の電流の向きが再び反転して正方向（図中上から下）に電流が流れる。その場合、低圧側回路６ｂでは、スイッチング素子６２の還流ダイオード６２ａを流れる電流がオフとされるので、図７（ｂ）に点線で示すように、還流ダイオード６２ａを流れる逆回復電流が増加し、二次巻線４３を正方向（図中下から上）へ電流が流れる。
　（フェーズ６）
　次に、フェーズ６においては、図７（ｃ）に示すように、逆回復電流が流れる期間の後半において、還流ダイオード６２ａを流れる逆回復電流の絶対値が急激に減少し零に近づく。その際、ｄｉｒ／ｄｔと寄生Ｌ´により還流ダイオード６２ａにおいて、磁束の減少を抑制する方向のサージ電圧が発生する。この時に生じる電力はスイッチング素子６４の還流ダイオード６４ａを経由してアクティブスナバのスナバコンデンサ５８に充電される。
　（フェーズ７）
　次に、図８（ａ）に示すフェーズ７においては、高圧側回路６ａにおいて、スイッチング素子３１と３３がオンとされる状態が継続し、一次巻線４１において正方向（図中上から下）に電流が継続して流れており、且つ、スイッチング素子６２の還流ダイオード６２ａを流れていた逆回復電流が零となっている。このフェーズでは、低圧側回路６ｂでは、図８（ａ）に黒矢印で示すように、二次巻線４２を負方向（図中下から上）に電流が継続して流れ、スイッチング素子６３の還流ダイオード６３ａで整流が行われる。この時に制御装置７は、二次巻線４２に同相の電流が流れるようにスイッチング素子６４をオンする。そして、その際に、図８（ａ）に白抜き矢印で示すように、アクティブスナバのスナバコンデンサ５８に蓄積された電気エネルギーを放出して回生する。その後、図８（ｂ）及び（ｃ）に示すように、フェーズ１～７が繰り返される。
　［放電時の動作］
　図９及び図１０に、本実施例におけるアクティブスナバを機能させた場合の、低圧側回路６ｂにおける放電動作時の電流の状態について示す。
　（フェーズ１）
　図９（ａ）には、入出力端５０に接続された蓄電池５から放電する動作のフェーズ１における電流の状態について示す。この場合は、図５（ａ）に示した双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６の低圧側回路６ｂの放電動作時の基本動作におけるフェーズ１と同等の状態となる。すなわち、スイッチング素子６２及びスイッチング素子６３が同時にオンとされ、平滑リアクトル５６及びトランス４０の二次巻線４２、４３に正方向の電流が流れる。この際、二次巻線４２及び４３には接続点を挟んで逆向きの電力が流れるため電力転送は行われず、この期間中に蓄電池５から放電された電気エネルギーは、平滑リアクトル５６に蓄積される。
　（フェーズ２）
　図９（ｂ）には、フェーズ２における電流の状態について示す。この場合は、図５（ｂ）に示したＤＣ－ＤＣコンバータ６の低圧側回路６ｂの放電動作時の基本動作におけるフェーズ２と同等の状態となる。すなわち、このフェーズではスイッチング素子６３がオフとされ、トランス４０の二次巻線４２を流れる電流が零になり二次巻線４３にのみ電流が流れる。従って、二次巻線４３を流れる電流により蓄電池５から放電した電気エネルギーが高圧側回路６ａに転送される。その際、フェーズ１で平滑リアクトル５６に蓄えられた電気エネルギーも一緒にトランス４０を介して高圧側回路６ａに転送される。
　（フェーズ３）
　上記のフェーズ２では、図９（ｂ）に示したように、オンとされた状態であったスイッチング素子６３をオフとしたので、トランス４０の磁束が急速に減少する。フェーズ３においては、図９（ｃ）に示したように、そのことにより磁束の変化を妨げる方向のサージ電圧が発生しスイッチング素子６４の還流ダイオード６４ａを経由して、アクティブスナバのスナバコンデンサ５８に電気エネルギーが蓄積される。
　（フェーズ４）
　フェーズ４では、図９（ｄ）に示すように、磁束の減少の最後に、制御装置７はスイッチング素子６４をオンとする。このことにより、フェーズ３においてアクティブスナバのスナバコンデンサ５８に蓄積された電気エネルギーを同相でトランス４０の二次巻線４２に流し、回生する。
　（フェーズ５）
　次に、図１０（ａ）には、フェーズ５における電流の状態について示す。図から分かるように、フェーズ５においては、図５（ｃ）に示したＤＣ－ＤＣコンバータ６の低圧側回路６ｂの放電動作時の基本動作におけるフェーズ３と同等の状態となる。すなわち、再度スイッチング素子６３がオンとされ、スイッチング素子６２及び６３が同時にオンとされた状態となる。このとき、平滑リアクトル５６及びトランス４０の二次巻線４２、４３には正方向の電流が流れ、再び電気エネルギーの転送が行われなくなるので、平滑リアクトル５６に電気エネルギーが蓄積される。
　（フェーズ６）
　図１０（ｂ）には、フェーズ６における電流の状態について示す。図から分かるように、フェーズ６においては、図５（ｄ）に示したＤＣ－ＤＣコンバータ６の低圧側回路６ｂの放電動作時の基本動作におけるフェーズ４と同等の状態になる。すなわち、スイッチング素子６２がオフとされ、トランス４０の二次巻線４３を流れる電流が零になり二次巻線４２にのみ電流が流れる。従って、二次巻線４２を流れる電流により蓄電池５から放電した電気エネルギーが高圧側回路６ａに転送される。その際、フェーズ５で平滑リアクトル５６に蓄えられた電気エネルギーも一緒にトランス４０を介して高圧側回路６ａに転送される。
　（フェーズ７）
　フェーズ６では、図１０（ｂ）に示すように、オン状態であったスイッチング素子６２をオフとしたので、トランス４０の磁束が急速に減少した。フェーズ７においては、図１０（ｃ）に示したように、そのことにより磁束の変化を妨げる方向のサージ電圧が発生しスイッチング素子６１の還流ダイオード６１ａを経由して、アクティブスナバのスナバコンデンサ５８に電気エネルギーが蓄積される。
　（フェーズ８）
　フェーズ８では、図１０（ｄ）に示すように、磁束の減少の最後に、制御装置７はスイッチング素子６１をオンとする。このことにより、フェーズ７においてアクティブスナバのスナバコンデンサ５８に蓄積された電気エネルギーを同相でトランス４０の二次巻線４２及び４３に流し、回生する。
　以上、説明したように、本実施例においては、アクティブスナバを、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６の低圧側回路６ｂに設けることとしたため、スイッチング素子またはその還流ダイオードのオフ時に発生する逆回収電流及びサージ電圧の影響を抑制することができる。その結果、スイッチング素子またはその還流ダイオードの素子破壊を抑制することが可能となる。
　また、本実施例においては、アクティブスナバのスナバコンデンサ５８の一端を、アクティブスナバを構成するスイッチング素子６１及び６４のドレイン側と接続し、他端をトランスの二つの二次巻線４２と４３との接続点及び、平滑リアクトル５６における入出力端５０と反対側に接続することとした。これによれば、アクティブスナバをスイッチング素子６１及び６４と１個のスナバコンデンサ５８で構成することができる。また、スナバコンデンサ５８を、スイッチング素子６１及び６４のドレイン側と、入出力端５０の負極側とに接続した場合と比較して、スナバコンデンサ５８に印加される電圧を軽減し、スナバコンデンサ５８として容量の小さいものを使用することができる。このことによっても装置としてのコストダウンを図ることが可能となる。
　なお、本実施例において、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ６の高圧側回路６ａは、フルブリッジ回路によって構成した。しかしながら、本発明では、高圧側回路６ａの構成は上記の実施の形態に限定されるものではなく、回路構成は問わない。また、本実施例においては、一次変換回路部の一例として高圧側回路６ａ、二次変換回路部の一例として低圧側回路６ｂを挙げ、一次変換回路部の入出力端における直流電力を昇圧して二次変換回路部における入出力端から出力する構成としたが、本発明は、一次変換回路部の入出力端における直流電力を降圧して二次変換回路部における入出力端から出力する構成に適用しても構わない。
　　１・・・太陽光発電システム
　　２・・・太陽電池
　　５・・・蓄電池
　　６・・・双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ
　　６ａ・・・高圧側回路
　　６ｂ・・・低圧側回路
　　７・・・制御装置
　　２０、５０・・・入出力端
　　３１～３４・・・スイッチング素子
　　３１ａ～３４ａ・・・還流ダイオード
　　４０・・・トランス
　　４１・・・一次巻線
　　４２、４３・・・二次巻線
　　５８・・・スナバコンデンサ
　　６１～６４・・・スイッチング素子
　　６１ａ～６４ａ・・・還流ダイオード 

Claims (5)

  1. 　一方の入出力端における直流電力と、高周波トランスの一次巻線における交流電力とを変換可能な一次変換回路部と、
    　前記高周波トランスの二次巻線における交流電力と他方の入出力端における直流電力とを変換可能に設けられ、前記一次変換回路部の出力交流電力を直流電力に変換する二次変換回路部と、を備え、
    　前記二次変換回路部は、還流ダイオードを有するスイッチング素子からなる一群のスイッチング素子群を前記高周波トランスの二次側コイルに接続した構成を備え、前記一次変換回路部と前記二次変換回路部との間の双方向で電力を変換する双方向ＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記二次変換回路部は、還流ダイオードを有するスイッチング素子を並列に設けたスイッチング素子組と該スイッチング素子組と直列に設けられたスナバコンデンサとからなるアクティブスナバ回路をさらに備え、該アクティブスナバ回路のスナバコンデンサの、前記スイッチング素子組と接続された一端と逆側の他端は、前記高周波トランスのセンタータップに接続されたことを特徴とする双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  2. 　前記二次変換回路部の入出力端における、正極側端子と負極側端子の間に平滑コンデンサが接続されており、
    　前記正極側端子及び前記平滑コンデンサにはエネルギー蓄積要素である平滑リアクトルの一端が接続されており、
    　前記高周波トランスの二次巻線においては、第一の二次巻線の一端と第二の二次巻線の一端とが接続されてセンタータップとされるとともに、該センタータップと、前記平滑リアクトルにおける前記一端と逆側の他端とが接続されており、
    　前記一群のスイッチング素子群は、第一スイッチング素子及び第二スイッチング素子の二つのスイッチング素子からなり、
    　前記スイッチング素子組は、第三スイッチング素子及び第四スイッチング素子の二つのスイッチング素子からなり、
    　前記第一スイッチング素子のドレインは、前記第三スイッチング素子のソース及び前記第一の二次巻線における前記センタータップの逆側の他端に接続され、
    　前記第二スイッチング素子のドレインは、前記第四スイッチング素子のソース及び前記第二の二次巻線における前記センタータップの逆側の他端に接続され、
    　前記第一スイッチング素子及び前記第二スイッチング素子のソースは前記負極側端子及び前記平滑コンデンサに接続され、
    　前記スナバコンデンサの前記一端は、前記第三スイッチング素子及び前記第四スイッチング素子のドレインに接続されるとともに、該スナバコンデンサの該一端と逆側の他端は前記高周波トランスのセンタータップ及び前記平滑リアクトルの他端に接続されることを特徴とする請求項１に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  3. 　請求項１または２に記載の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータと、
    　太陽電池などの直流電源の出力電圧を昇圧し双方向ＤＣ－ＤＣコンバータに入力するＤＣ－ＤＣコンバータと、
    　前記双方向ＤＣ-ＤＣコンバータ及び前記ＤＣ－ＤＣコンバータの直流出力を交流に変換し、電力系統または負荷との間で交流電力の授受を可能とする双方向ＤＣ－ＡＣコンバータと、
    　を備えたことを特徴とするパワーコンディショナ。
  4. 　前記双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおけるスイッチング素子のオン／オフを制御することで、前記双方向ＤＣ－ＤＣコンバータにおける前記一方の入出力端及び前記他方の入出力端において入出力される直流電力の量を制御可能な制御装置をさらに備えることを特徴とする請求項３に記載のパワーコンディショナ。
  5. 　請求項３または４に記載のパワーコンディショナと、
    　前記ＤＣ－ＤＣコンバータに電力を出力する発電手段と、
    　電力を貯蔵可能で、前記発電手段の発電量と電力負荷量との偏差に応じて前記双方向ＤＣ－ＤＣコンバータを介して電力を充電され、または放電する蓄電池と、
    　を備えることを特徴とする分散型電源システム。
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