JP4038984B2

JP4038984B2 - 電磁流量計

Info

Publication number: JP4038984B2
Application number: JP2000400909A
Authority: JP
Inventors: 郁光石川; 貴徳桶谷; 宗和中村
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 2000-12-28
Filing date: 2000-12-28
Publication date: 2008-01-30
Anticipated expiration: 2020-12-28
Also published as: JP2002202165A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電磁流量計におけるスイッチング制御方式の励磁回路の改善に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１乃至図４により従来及び本発明共通の励磁回路構成、動作を説明する。図１は励磁コイルのスイッチング制御回路の構成図、図２は各スイッチング素子に対する開閉タイミング信号発生回路の構成図、図３は正励磁期間及び負励磁期間における各スイッチング素子の制御モードの説明図である。図４は励磁電流波形、流量検出信号波形、サンプリング区間のタイミング説明図である。
【０００３】
図１において、１は直流電源、２はこれに並列接続されたコンデンサ、３は励磁コイルである。Ｑ１乃至Ｑ４はＦＥＴよりなるスイッチング素子、Ｄ１乃至Ｄ４はこれらスイッチング素子に前記直流電源より流れる電流に対して逆方向に並列接続された寄生コンデンサである。このダイオードは、ＦＥＴの製造工程で本質的にパッケージ内に形成されるものであり、取り外すことは不可能である。
【０００４】
直流電源１の一端（正側）はスイッチング素子Ｑ１を介して励磁コイル３の一端３１に接続され、この一端３１はスイッチング素子Ｑ３を介して直流電源１の他端（負側）に接続されている。
【０００５】
励磁コイルの他端３２は接地されると共に励磁電流の検出抵抗４の一端に接続されている。さらに、直流電源１の一端（正側）はスイッチング素子Ｑ２を介して抵抗４の他端４１に接続され、この他端４１はスイッチング素子Ｑ４を介して直流電源１の他端（負側）に接続されている。
【０００６】
Ｔ１乃至Ｔ４は、スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４を開閉制御するタイミング信号であり、夫々フォトカプラなどのアイソレータＰ１乃至Ｐ４及び波形整形回路Ｂ１乃至Ｂ４を介して各スイッチング素子の制御電極（ＦＥＴのゲート）に供給されている。
【０００７】
励磁コイル３と直列接続された励磁電流検出抵抗４には、正励磁期間及び負励磁期間に励磁電流が交互に逆方向流れる。従って、接地された一端３２と他端４１間には正励磁期間及び負励磁期間に対応して励磁電流に比例した正及び負の電圧Ｖｒが発生する。
【０００８】
図２により、スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４を開閉制御するタイミング信号Ｔ１乃至Ｔ４の発生回路の構成、動作を説明する。５は、正励磁期間及び負励磁期間を規制する励磁タイミング発生回路であり、所定の励磁基本周波数ｆ１の矩形波を発生し、直接出力がタイミング信号Ｔ４として、インバータＧ３を介した反転出力がタイミング信号Ｔ３としてスイッチング素子Ｑ３．Ｑ４に供給される。
【０００９】
６は、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式の励磁制御回路であり、励磁電流に比例した正及び負の電圧Ｖｒが絶対値回路７を介して正極性電圧に変換され、この電圧信号と直流リファレンス８（電圧Vs）との差が誤差増幅器９で増幅される。
【００１０】
誤差増幅器９の出力電圧Ｖｅが正帰還抵抗１０、１１によるヒステリシス特性を有する比較器１２の正側入力端子に抵抗１０を介して入力されている。１３は三角波信号発振器であり、励磁基本周波数ｆ１より高い励磁スイッチング制御周波数ｆ２の三角波信号Ｖｐが比較器１２の負側に入力されている。
【００１１】
比較器１２の出力は、アンドゲートＧ１、Ｇ２に導かれると共に、正帰還抵抗１１、１０の分圧回路を介して１２の正側入力端子にフィードバックされ、比較動作に所定のヒステリシスを与えている。
【００１２】
比較器１２の動作は、三角波信号Ｖｐが上昇して誤差増幅器９の出力電圧Ｖｅ以上となり、さらに正帰還抵抗１０、１１で決まるヒステリシス幅に相当する電圧以上に上昇すると出力が正から負に反転し、逆に、三角波信号Ｖｐが誤差増幅器９の出力電圧Ｖｅを超えて低下し、さらに正帰還抵抗１０、１１で決まるヒステリシス幅に相当する電圧以下となると出力が負から正に反転することを三角波信号の各周期で繰り返す。この比較動作によりパルス幅変調（ＰＷＭ）が実現される。
【００１３】
アンドゲートＧ１は比較器１２の出力とタイミング信号Ｔ４を入力し、両者の論理積でタイミング信号Ｔ１を発信する。同様にアンドゲートＧ２は比較器１２の出力とタイミング信号Ｔ４を入力し、両者の論理積でタイミング信号Ｔ２を発信する。
【００１４】
図３は、このような構成における正励磁期間及び負励磁期間の各スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４の開閉状況とスイッチング制御を説明するものである。まず励磁タイミング信号Ｔ３、Ｔ４により正励磁期間ではＱ３がオフでＱ４がオンに規制され、負励磁期間ではＱ３がオンでＱ４がオフに規制される。
【００１５】
さらに、正励磁期間ではＱ２がオフでＱ１によりスイッチング制御が実行される。負励磁期間ではＱ１がオフでＱ２によりスイッチング制御が実行される。
このような各スイッチング素子の制御により、正励磁期間では、図１においてｉ１で示す電流がスイッチング素子Ｑ１、励磁コイル３、検出抵抗４、スイッチング素子Ｑ４を流れる。
（００００）
図１においてｉ２で示す電流は、Ｑ１がオフのとき励磁コイル３の逆起電力により、素子Ｑ３に並列接続した寄生ダイオードＤ３を流れる電流を示す。
また負励磁期間では、ｉ１と同様な電流がスイッチング素子Ｑ２、検出抵抗４、励磁コイル３、スイッチング素子Ｑ３を流れ、定電流制御が実行される。
【発明が解決しようとする課題】
このようなスイッチング制御方式の励磁回路は、低消費電力などの大きな利点があるが、励磁電流は図４（Ａ）に示すように本質的に励磁スイッチング制御周波数成分のリプルを持つ。
【００１６】
この励磁スイッチング制御周波数成分の電流リプルは、図４（Ｂ）に示すように、励磁電流が定電流制御された期間における電磁流量計の測定信号にそのまま重畳する、電磁流量計特有のワンターンノイズとして信号に含まれる。
【００１７】
図４（Ｃ）に示すように、適当なタイミングによる区間で（Ｂ）の信号がサンプリングされ流量信号と取り込まれるが、励磁スイッチング制御周波数が励磁基本周波数の（２ｎ＋１）倍になると、このサンプリング期間で、信号に含まれる励磁スイッチング制御周波数成分ノイズはゼロにならず、出力動揺としてあらわれる。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載発明の特徴は、直流電源をスイッチング素子を介して励磁コイルに印加し、前記励磁コイルに流れる励磁電流方向を所定の励磁基本周波数（ｆ１）で切り替えると共に、前記励磁電流の値が一定となるように前記スイッチング素子の開閉デューティを前記励磁基本周波数よりは大きい励磁スイッチング制御周波数（ｆ２）でオンオフ制御するスイッチング制御方式の電磁流量計において、
前記励磁基本周波数と前記励磁スイッチング制御周波数との関係が、前記励磁スイッチング制御周波数成分ノイズの影響を受けないように選定された点にある。
【００１９】
請求項２記載発明の特徴は、前記励磁スイッチング制御周波数（ｆ２）を、前記励磁基本周波数（ｆ１）に対して、ｎ×ｆ１と（ｎ＋１）×ｆ１の中間の周波数に選定することにより、前記励磁スイッチング制御周波数が、前記励磁基本周波数の整数倍以外の周波数に選定された点にある。
【００２０】
請求項３記載発明の特徴は、前記励磁基本周波数及び前記励磁スイッチング制御周波数の一方又は両方が水晶発振器手段で供給された点にある。
【００２１】
請求項４記載発明の特徴は、前記励磁コイルの一端が第１の制御用スイッチング素子を介して前記直流電源の一端に接続され、前記励磁コイルの他端が寄生ダイオードを並列接続した第１の励磁電流切り替用スイッチング素子を介して前記直流電源の他端に接続されると共に、前記励磁コイルの他端が第２の制御用スイッチング素子を介して前記直流電源の一端に接続され、前記励磁コイルの一端が寄生ダイオードを並列接続した第２の励磁電流切り替用スイッチング素子を介して前記直流電源の他端に接続された点にある。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下本発明実施態様を、図面により説明する。図１乃至図４の構成要素は従来技術で説明した要素と同一であるため、重複説明を省略する。
本発明の特徴は、励磁スイッチング制御周波数を、励磁基本周波数の整数倍以外の周波数に選定する点にある。
【００２３】
図４（Ｃ）で説明したサンプリング区間で演算される電圧を、フーリエ級数展開して示すと、
Ｖ＝Σ［Ａｎ×ｓｉｎ（ｎωｔ）＋Ｂｎ×ｃｏｓ（ｎωｔ）］
ｎ：正数
ω：２×π×ｆ１（ｆ１＝励磁基本周波数）
で示される。
【００２４】
つまり、励磁基本周波数の高調波成分しかない。これ以外の周波数成分はサンプリングに含まれないことがいえる。
具体的には、励磁基本周波数をｆ１としたとき、ｎ×ｆ１と（ｎ＋１）×ｆ１の中間の周波数に励磁スイッチング制御周波数ｆ２を選定すれば、周波数変動がｆ／２であれば、前記ワンターンノイズの影響を受けることがない。
【００２５】
なお、本発明の実施にあたって、励磁基本周波数をｆ１のタイミング信号を発生する励磁タイミング発生回路５、励磁スイッチング制御周波数ｆ２の三角波信号を発生する発振器１３の一方又は両方を、周波数安定に優れる水晶発振器を利用することにより本発明の実現が容易となる。
【００２６】
【発明の効果】
以上説明したことから明らかなように、本発明によればスイッチング制御方式の励磁回路を具備する電磁流量計において、励磁スイッチング制御周波数を適切に選定することで、電磁流量計特有のワンターンノイズに含まれる励磁スイッチング制御周波数成分のノイズの影響をゼロにする。従って、ゼロ点が安定した電磁流量計を容易に実現することが可能である。
【００２７】
特に、容量式電磁流量計の場合、面積電極のためワンターンノイズの影響を受けやすく、微分ノイズが非常におおきくなるので、本発明の効果は非常に大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明並びに従来の電磁流量計の励磁回路における励磁コイルのスイッチング制御回路の構成図である。
【図２】図１における各スイッチング素子に対する開閉タイミング信号発生回路の構成図である。
【図３】図１における正励磁期間及び負励磁期間における各スイッチング素子の制御モードの説明図である。
【図４】励磁電流、信号波形、サンプリング区間に関する説明図である。
【符号の説明】
１直流電源
２コンデンサ
３励磁コイル
４励磁電流検出抵抗
Ｑ１〜Ｑ４スイッチング素子（ＦＥＴ）
Ｄ１〜Ｄ４寄生コンデンサ
Ｐ１〜Ｐ４アイソレータ
Ｂ１〜Ｂ４波形整形回路
Ｔ１〜Ｔ４タイミング信号

Claims

直流電圧をスイッチング素子を介して励磁コイルに印加し、前記励磁コイルに流れる励磁電流方向を所定の励磁基本周波数（ｆ１）で切り替えると共に、前記励磁電流の値が一定となるように前記スイッチング素子の開閉デューティを前記励磁基本周波数よりは大きい励磁スイッチング制御周波数（ｆ２）でオンオフ制御するスイッチング制御方式の電磁流量計において、
前記励磁基本周波数と前記励磁スイッチング制御周波数との関係が、前記励磁スイッチング制御周波数成分ノイズの影響を受けないように選定されてなる電磁流量計。
前記励磁スイッチング制御周波数（ｆ２）を、前記励磁基本周波数（ｆ１）に対して、ｎ×ｆ１と（ｎ＋１）×ｆ１の中間の周波数に選定することにより、前記励磁スイッチング制御周波数が、前記励磁基本周波数の整数倍以外の周波数に選定されてなる請求項１記載の電磁流量計。
前記励磁基本周波数及び前記励磁スイッチング制御周波数の一方又は両方が水晶発振器手段で供給されてなる請求項１乃至３記載の電磁流量計。
前記励磁コイルの一端が第１の制御用スイッチング素子を介して前記直流電源の一端に接続され、前記励磁コイルの他端が寄生ダイオードを並列接続した第１の励磁電流切り替用スイッチング素子を介して前記直流電源の他端に接続されると共に、前記励磁コイルの他端が第２の制御用スイッチング素子を介して前記直流電源の一端に接続され、前記励磁コイルの一端が寄生ダイオードを並列接続した第２の励磁電流切り替用スイッチング素子を介して前記直流電源の他端に接続された請求項１乃至３記載の電磁流量計。