JP2002202165A - 電磁流量計 - Google Patents
電磁流量計Info
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- JP2002202165A JP2002202165A JP2000400909A JP2000400909A JP2002202165A JP 2002202165 A JP2002202165 A JP 2002202165A JP 2000400909 A JP2000400909 A JP 2000400909A JP 2000400909 A JP2000400909 A JP 2000400909A JP 2002202165 A JP2002202165 A JP 2002202165A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング制御方式の励磁回路を具備する
電磁流量計において、電磁流量計特有のワンターンノイ
ズに含まれ励磁スイッチング制御周波数成分のノイズの
影響をゼロにする。 【解決手段】 スイッチング制御方式の励磁回路を具備
する電磁流量計において、励磁スイッチング制御周波数
（ｆ２）を、励磁基本周波数（ｆ１）に対して、ｎ×ｆ
１と（ｎ＋１）×ｆ１の中間の周波数に選定することに
より、前記励磁スイッチング制御周波数を、前記励磁基
本周波数の整数倍以外の周波数に選定する。
電磁流量計において、電磁流量計特有のワンターンノイ
ズに含まれ励磁スイッチング制御周波数成分のノイズの
影響をゼロにする。 【解決手段】 スイッチング制御方式の励磁回路を具備
する電磁流量計において、励磁スイッチング制御周波数
（ｆ２）を、励磁基本周波数（ｆ１）に対して、ｎ×ｆ
１と（ｎ＋１）×ｆ１の中間の周波数に選定することに
より、前記励磁スイッチング制御周波数を、前記励磁基
本周波数の整数倍以外の周波数に選定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電磁流量計におけ
るスイッチング制御方式の励磁回路の改善に関する。
るスイッチング制御方式の励磁回路の改善に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１乃至図４により従来及び本発明共通
の励磁回路構成、動作を説明する。図１は励磁コイルの
スイッチング制御回路の構成図、図２は各スイッチング
素子に対する開閉タイミング信号発生回路の構成図、図
３は正励磁期間及び負励磁期間における各スイッチング
素子の制御モードの説明図である。図４は励磁電流波
形、流量検出信号波形、サンプリング区間のタイミング
説明図である。
の励磁回路構成、動作を説明する。図１は励磁コイルの
スイッチング制御回路の構成図、図２は各スイッチング
素子に対する開閉タイミング信号発生回路の構成図、図
３は正励磁期間及び負励磁期間における各スイッチング
素子の制御モードの説明図である。図４は励磁電流波
形、流量検出信号波形、サンプリング区間のタイミング
説明図である。
【０００３】図１において、１は直流電源、２はこれに
並列接続されたコンデンサ、３は励磁コイルである。Ｑ
１乃至Ｑ４はＦＥＴよりなるスイッチング素子、Ｄ１乃
至Ｄ４はこれらスイッチング素子に前記直流電源より流
れる電流に対して逆方向に並列接続された寄生コンデン
サである。このダイオードは、ＦＥＴの製造工程で本質
的にパッケージ内に形成されるものであり、取り外すこ
とは不可能である。
並列接続されたコンデンサ、３は励磁コイルである。Ｑ
１乃至Ｑ４はＦＥＴよりなるスイッチング素子、Ｄ１乃
至Ｄ４はこれらスイッチング素子に前記直流電源より流
れる電流に対して逆方向に並列接続された寄生コンデン
サである。このダイオードは、ＦＥＴの製造工程で本質
的にパッケージ内に形成されるものであり、取り外すこ
とは不可能である。
【０００４】直流電源１の一端（正側）はスイッチング
素子Ｑ１を介して励磁コイル３の一端３１に接続され、
この一端３１はスイッチング素子Ｑ３を介して直流電源
１の他端（負側）に接続されている。
素子Ｑ１を介して励磁コイル３の一端３１に接続され、
この一端３１はスイッチング素子Ｑ３を介して直流電源
１の他端（負側）に接続されている。
【０００５】励磁コイルの他端３２は接地されると共に
励磁電流の検出抵抗４の一端に接続されている。さら
に、直流電源１の一端（正側）はスイッチング素子Ｑ２
を介して抵抗４の他端４１に接続され、この他端４１は
スイッチング素子Ｑ４を介して直流電源１の他端（負
側）に接続されている。
励磁電流の検出抵抗４の一端に接続されている。さら
に、直流電源１の一端（正側）はスイッチング素子Ｑ２
を介して抵抗４の他端４１に接続され、この他端４１は
スイッチング素子Ｑ４を介して直流電源１の他端（負
側）に接続されている。
【０００６】Ｔ１乃至Ｔ４は、スイッチング素子Ｑ１乃
至Ｑ４を開閉制御するタイミング信号であり、夫々フォ
トカプラなどのアイソレータＰ１乃至Ｐ４及び波形整形
回路Ｂ１乃至Ｂ４を介して各スイッチング素子の制御電
極（ＦＥＴのゲート）に供給されている。
至Ｑ４を開閉制御するタイミング信号であり、夫々フォ
トカプラなどのアイソレータＰ１乃至Ｐ４及び波形整形
回路Ｂ１乃至Ｂ４を介して各スイッチング素子の制御電
極（ＦＥＴのゲート）に供給されている。
【０００７】励磁コイル３と直列接続された励磁電流検
出抵抗４には、正励磁期間及び負励磁期間に励磁電流が
交互に逆方向流れる。従って、接地された一端３２と他
端４１間には正励磁期間及び負励磁期間に対応して励磁
電流に比例した正及び負の電圧Ｖｒが発生する。
出抵抗４には、正励磁期間及び負励磁期間に励磁電流が
交互に逆方向流れる。従って、接地された一端３２と他
端４１間には正励磁期間及び負励磁期間に対応して励磁
電流に比例した正及び負の電圧Ｖｒが発生する。
【０００８】図２により、スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ
４を開閉制御するタイミング信号Ｔ１乃至Ｔ４の発生回
路の構成、動作を説明する。５は、正励磁期間及び負励
磁期間を規制する励磁タイミング発生回路であり、所定
の励磁基本周波数ｆ１の矩形波を発生し、直接出力がタ
イミング信号Ｔ４として、インバータＧ３を介した反転
出力がタイミング信号Ｔ３としてスイッチング素子Ｑ
３．Ｑ４に供給される。
４を開閉制御するタイミング信号Ｔ１乃至Ｔ４の発生回
路の構成、動作を説明する。５は、正励磁期間及び負励
磁期間を規制する励磁タイミング発生回路であり、所定
の励磁基本周波数ｆ１の矩形波を発生し、直接出力がタ
イミング信号Ｔ４として、インバータＧ３を介した反転
出力がタイミング信号Ｔ３としてスイッチング素子Ｑ
３．Ｑ４に供給される。
【０００９】６は、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式の励磁
制御回路であり、励磁電流に比例した正及び負の電圧Ｖ
ｒが絶対値回路７を介して正極性電圧に変換され、この
電圧信号と直流リファレンス８（電圧Vs）との差が誤差
増幅器９で増幅される。
制御回路であり、励磁電流に比例した正及び負の電圧Ｖ
ｒが絶対値回路７を介して正極性電圧に変換され、この
電圧信号と直流リファレンス８（電圧Vs）との差が誤差
増幅器９で増幅される。
【００１０】誤差増幅器９の出力電圧Ｖｅが正帰還抵抗
１０、１１によるヒステリシス特性を有する比較器１２
の正側入力端子に抵抗１０を介して入力されている。１
３は三角波信号発振器であり、励磁基本周波数ｆ１より
高い励磁スイッチング制御周波数ｆ２の三角波信号Ｖｐ
が比較器１２の負側に入力されている。
１０、１１によるヒステリシス特性を有する比較器１２
の正側入力端子に抵抗１０を介して入力されている。１
３は三角波信号発振器であり、励磁基本周波数ｆ１より
高い励磁スイッチング制御周波数ｆ２の三角波信号Ｖｐ
が比較器１２の負側に入力されている。
【００１１】比較器１２の出力は、アンドゲートＧ１、
Ｇ２に導かれると共に、正帰還抵抗１１、１０の分圧回
路を介して１２の正側入力端子にフィードバックされ、
比較動作に所定のヒステリシスを与えている。
Ｇ２に導かれると共に、正帰還抵抗１１、１０の分圧回
路を介して１２の正側入力端子にフィードバックされ、
比較動作に所定のヒステリシスを与えている。
【００１２】比較器１２の動作は、三角波信号Ｖｐが上
昇して誤差増幅器９の出力電圧Ｖｅ以上となり、さらに
正帰還抵抗１０、１１で決まるヒステリシス幅に相当す
る電圧以上に上昇すると出力が正から負に反転し、逆
に、三角波信号Ｖｐが誤差増幅器９の出力電圧Ｖｅを超
えて低下し、さらに正帰還抵抗１０、１１で決まるヒス
テリシス幅に相当する電圧以下となると出力が負から正
に反転することを三角波信号の各周期で繰り返す。この
比較動作によりパルス幅変調（ＰＷＭ）が実現される。
昇して誤差増幅器９の出力電圧Ｖｅ以上となり、さらに
正帰還抵抗１０、１１で決まるヒステリシス幅に相当す
る電圧以上に上昇すると出力が正から負に反転し、逆
に、三角波信号Ｖｐが誤差増幅器９の出力電圧Ｖｅを超
えて低下し、さらに正帰還抵抗１０、１１で決まるヒス
テリシス幅に相当する電圧以下となると出力が負から正
に反転することを三角波信号の各周期で繰り返す。この
比較動作によりパルス幅変調（ＰＷＭ）が実現される。
【００１３】アンドゲートＧ１は比較器１２の出力とタ
イミング信号Ｔ４を入力し、両者の論理積でタイミング
信号Ｔ１を発信する。同様にアンドゲートＧ２は比較器
１２の出力とタイミング信号Ｔ４を入力し、両者の論理
積でタイミング信号Ｔ２を発信する。
イミング信号Ｔ４を入力し、両者の論理積でタイミング
信号Ｔ１を発信する。同様にアンドゲートＧ２は比較器
１２の出力とタイミング信号Ｔ４を入力し、両者の論理
積でタイミング信号Ｔ２を発信する。
【００１４】図３は、このような構成における正励磁期
間及び負励磁期間の各スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４の
開閉状況とスイッチング制御を説明するものである。ま
ず励磁タイミング信号Ｔ３、Ｔ４により正励磁期間では
Ｑ３がオフでＱ４がオンに規制され、負励磁期間ではＱ
３がオンでＱ４がオフに規制される。
間及び負励磁期間の各スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４の
開閉状況とスイッチング制御を説明するものである。ま
ず励磁タイミング信号Ｔ３、Ｔ４により正励磁期間では
Ｑ３がオフでＱ４がオンに規制され、負励磁期間ではＱ
３がオンでＱ４がオフに規制される。
【００１５】さらに、正励磁期間ではＱ２がオフでＱ１
によりスイッチング制御が実行される。負励磁期間では
Ｑ１がオフでＱ２によりスイッチング制御が実行され
る。このような各スイッチング素子の制御により、正励
磁期間では、図１においてｉ１で示す電流がスイッチン
グ素子Ｑ１、励磁コイル３、検出抵抗４、スイッチング
素子Ｑ４を流れる。（００００）図１においてｉ２で示
す電流は、Ｑ１がオフのとき励磁コイル３の逆起電力に
より、素子Ｑ３に並列接続した寄生ダイオードＤ３を流
れる電流を示す。また負励磁期間では、ｉ１と同様な電
流がスイッチング素子Ｑ２、検出抵抗４、励磁コイル
３、スイッチング素子Ｑ３を流れ、定電流制御が実行さ
れる。
によりスイッチング制御が実行される。負励磁期間では
Ｑ１がオフでＱ２によりスイッチング制御が実行され
る。このような各スイッチング素子の制御により、正励
磁期間では、図１においてｉ１で示す電流がスイッチン
グ素子Ｑ１、励磁コイル３、検出抵抗４、スイッチング
素子Ｑ４を流れる。（００００）図１においてｉ２で示
す電流は、Ｑ１がオフのとき励磁コイル３の逆起電力に
より、素子Ｑ３に並列接続した寄生ダイオードＤ３を流
れる電流を示す。また負励磁期間では、ｉ１と同様な電
流がスイッチング素子Ｑ２、検出抵抗４、励磁コイル
３、スイッチング素子Ｑ３を流れ、定電流制御が実行さ
れる。
【発明が解決しようとする課題】このようなスイッチン
グ制御方式の励磁回路は、低消費電力などの大きな利点
があるが、励磁電流は図４（Ａ）に示すように本質的に
励磁スイッチング制御周波数成分のリプルを持つ。
グ制御方式の励磁回路は、低消費電力などの大きな利点
があるが、励磁電流は図４（Ａ）に示すように本質的に
励磁スイッチング制御周波数成分のリプルを持つ。
【００１６】この励磁スイッチング制御周波数成分の電
流リプルは、図４（Ｂ）に示すように、励磁電流が定電
流制御された期間における電磁流量計の測定信号にその
まま重畳する、電磁流量計特有のワンターンノイズとし
て信号に含まれる。
流リプルは、図４（Ｂ）に示すように、励磁電流が定電
流制御された期間における電磁流量計の測定信号にその
まま重畳する、電磁流量計特有のワンターンノイズとし
て信号に含まれる。
【００１７】図４（Ｃ）に示すように、適当なタイミン
グによる区間で（Ｂ）の信号がサンプリングされ流量信
号と取り込まれるが、励磁スイッチング制御周波数が励
磁基本周波数の（２ｎ＋１）倍になると、このサンプリ
ング期間で、信号に含まれる励磁スイッチング制御周波
数成分ノイズはゼロにならず、出力動揺としてあらわれ
る。
グによる区間で（Ｂ）の信号がサンプリングされ流量信
号と取り込まれるが、励磁スイッチング制御周波数が励
磁基本周波数の（２ｎ＋１）倍になると、このサンプリ
ング期間で、信号に含まれる励磁スイッチング制御周波
数成分ノイズはゼロにならず、出力動揺としてあらわれ
る。
【００１８】
【課題を解決するための手段】このような課題を達成す
るために、本発明のうち請求項１記載発明の特徴は、直
流電源をスイッチング素子を介して励磁コイルに印加
し、前記励磁コイルに流れる励磁電流方向を所定の励磁
基本周波数（ｆ１）で切り替えると共に、前記励磁電流
の値が一定となるように前記スイッチング素子の開閉デ
ューティを前記励磁基本周波数よりは大きい励磁スイッ
チング制御周波数（ｆ２）でオンオフ制御するスイッチ
ング制御方式の電磁流量計において、前記励磁基本周波
数と前記励磁スイッチング制御周波数との関係が、前記
励磁スイッチング制御周波数成分ノイズの影響を受けな
いように選定された点にある。
るために、本発明のうち請求項１記載発明の特徴は、直
流電源をスイッチング素子を介して励磁コイルに印加
し、前記励磁コイルに流れる励磁電流方向を所定の励磁
基本周波数（ｆ１）で切り替えると共に、前記励磁電流
の値が一定となるように前記スイッチング素子の開閉デ
ューティを前記励磁基本周波数よりは大きい励磁スイッ
チング制御周波数（ｆ２）でオンオフ制御するスイッチ
ング制御方式の電磁流量計において、前記励磁基本周波
数と前記励磁スイッチング制御周波数との関係が、前記
励磁スイッチング制御周波数成分ノイズの影響を受けな
いように選定された点にある。
【００１９】請求項２記載発明の特徴は、前記励磁スイ
ッチング制御周波数（ｆ２）を、前記励磁基本周波数
（ｆ１）に対して、ｎ×ｆ１と（ｎ＋１）×ｆ１の中間
の周波数に選定することにより、前記励磁スイッチング
制御周波数が、前記励磁基本周波数の整数倍以外の周波
数に選定された点にある。
ッチング制御周波数（ｆ２）を、前記励磁基本周波数
（ｆ１）に対して、ｎ×ｆ１と（ｎ＋１）×ｆ１の中間
の周波数に選定することにより、前記励磁スイッチング
制御周波数が、前記励磁基本周波数の整数倍以外の周波
数に選定された点にある。
【００２０】請求項３記載発明の特徴は、前記励磁基本
周波数及び前記励磁スイッチング制御周波数の一方又は
両方が水晶発振器手段で供給された点にある。
周波数及び前記励磁スイッチング制御周波数の一方又は
両方が水晶発振器手段で供給された点にある。
【００２１】請求項４記載発明の特徴は、前記励磁コイ
ルの一端が第１の制御用スイッチング素子を介して前記
直流電源の一端に接続され、前記励磁コイルの他端が寄
生ダイオードを並列接続した第１の励磁電流切り替用ス
イッチング素子を介して前記直流電源の他端に接続され
ると共に、前記励磁コイルの他端が第２の制御用スイッ
チング素子を介して前記直流電源の一端に接続され、前
記励磁コイルの一端が寄生ダイオードを並列接続した第
２の励磁電流切り替用スイッチング素子を介して前記直
流電源の他端に接続された点にある。
ルの一端が第１の制御用スイッチング素子を介して前記
直流電源の一端に接続され、前記励磁コイルの他端が寄
生ダイオードを並列接続した第１の励磁電流切り替用ス
イッチング素子を介して前記直流電源の他端に接続され
ると共に、前記励磁コイルの他端が第２の制御用スイッ
チング素子を介して前記直流電源の一端に接続され、前
記励磁コイルの一端が寄生ダイオードを並列接続した第
２の励磁電流切り替用スイッチング素子を介して前記直
流電源の他端に接続された点にある。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下本発明実施態様を、図面によ
り説明する。図１乃至図４の構成要素は従来技術で説明
した要素と同一であるため、重複説明を省略する。本発
明の特徴は、励磁スイッチング制御周波数を、励磁基本
周波数の整数倍以外の周波数に選定する点にある。
り説明する。図１乃至図４の構成要素は従来技術で説明
した要素と同一であるため、重複説明を省略する。本発
明の特徴は、励磁スイッチング制御周波数を、励磁基本
周波数の整数倍以外の周波数に選定する点にある。
【００２３】図４（Ｃ）で説明したサンプリング区間で
演算される電圧を、フーリエ級数展開して示すと、 Ｖ＝Σ［Ａｎ×ｓｉｎ（ｎωｔ）＋Ｂｎ×ｃｏｓ（ｎω
ｔ）］ ｎ：正数 ω：２×π×ｆ１（ｆ１＝励磁基本周波数） で示される。
演算される電圧を、フーリエ級数展開して示すと、 Ｖ＝Σ［Ａｎ×ｓｉｎ（ｎωｔ）＋Ｂｎ×ｃｏｓ（ｎω
ｔ）］ ｎ：正数 ω：２×π×ｆ１（ｆ１＝励磁基本周波数） で示される。
【００２４】つまり、励磁基本周波数の高調波成分しか
ない。これ以外の周波数成分はサンプリングに含まれな
いことがいえる。具体的には、励磁基本周波数をｆ１と
したとき、ｎ×ｆ１と（ｎ＋１）×ｆ１の中間の周波数
に励磁スイッチング制御周波数ｆ２を選定すれば、周波
数変動がｆ／２であれば、前記ワンターンノイズの影響
を受けることがない。
ない。これ以外の周波数成分はサンプリングに含まれな
いことがいえる。具体的には、励磁基本周波数をｆ１と
したとき、ｎ×ｆ１と（ｎ＋１）×ｆ１の中間の周波数
に励磁スイッチング制御周波数ｆ２を選定すれば、周波
数変動がｆ／２であれば、前記ワンターンノイズの影響
を受けることがない。
【００２５】なお、本発明の実施にあたって、励磁基本
周波数をｆ１のタイミング信号を発生する励磁タイミン
グ発生回路５、励磁スイッチング制御周波数ｆ２の三角
波信号を発生する発振器１３の一方又は両方を、周波数
安定に優れる水晶発振器を利用することにより本発明の
実現が容易となる。
周波数をｆ１のタイミング信号を発生する励磁タイミン
グ発生回路５、励磁スイッチング制御周波数ｆ２の三角
波信号を発生する発振器１３の一方又は両方を、周波数
安定に優れる水晶発振器を利用することにより本発明の
実現が容易となる。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したことから明らかなように、
本発明によればスイッチング制御方式の励磁回路を具備
する電磁流量計において、励磁スイッチング制御周波数
を適切に選定することで、電磁流量計特有のワンターン
ノイズに含まれる励磁スイッチング制御周波数成分のノ
イズの影響をゼロにする。従って、ゼロ点が安定した電
磁流量計を容易に実現することが可能である。
本発明によればスイッチング制御方式の励磁回路を具備
する電磁流量計において、励磁スイッチング制御周波数
を適切に選定することで、電磁流量計特有のワンターン
ノイズに含まれる励磁スイッチング制御周波数成分のノ
イズの影響をゼロにする。従って、ゼロ点が安定した電
磁流量計を容易に実現することが可能である。
【００２７】特に、容量式電磁流量計の場合、面積電極
のためワンターンノイズの影響を受けやすく、微分ノイ
ズが非常におおきくなるので、本発明の効果は非常に大
きい。
のためワンターンノイズの影響を受けやすく、微分ノイ
ズが非常におおきくなるので、本発明の効果は非常に大
きい。
【図１】本発明並びに従来の電磁流量計の励磁回路にお
ける励磁コイルのスイッチング制御回路の構成図であ
る。
ける励磁コイルのスイッチング制御回路の構成図であ
る。
【図２】図１における各スイッチング素子に対する開閉
タイミング信号発生回路の構成図である。
タイミング信号発生回路の構成図である。
【図３】図１における正励磁期間及び負励磁期間におけ
る各スイッチング素子の制御モードの説明図である。
る各スイッチング素子の制御モードの説明図である。
【図４】励磁電流、信号波形、サンプリング区間に関す
る説明図である。
る説明図である。
１ 直流電源 ２ コンデンサ ３ 励磁コイル ４ 励磁電流検出抵抗 Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子（ＦＥＴ） Ｄ１〜Ｄ４ 寄生コンデンサ Ｐ１〜Ｐ４ アイソレータ Ｂ１〜Ｂ４ 波形整形回路 Ｔ１〜Ｔ４ タイミング信号
Claims (4)
- 【請求項１】直流電圧をスイッチング素子を介して励磁
コイルに印加し、前記励磁コイルに流れる励磁電流方向
を所定の励磁基本周波数（ｆ１）で切り替えると共に、
前記励磁電流の値が一定となるように前記スイッチング
素子の開閉デューティを前記励磁基本周波数よりは大き
い励磁スイッチング制御周波数（ｆ２）でオンオフ制御
するスイッチング制御方式の電磁流量計において、 前記励磁基本周波数と前記励磁スイッチング制御周波数
との関係が、前記励磁スイッチング制御周波数成分ノイ
ズの影響を受けないように選定されてなる電磁流量計。 - 【請求項２】前記励磁スイッチング制御周波数（ｆ２）
を、前記励磁基本周波数（ｆ１）に対して、ｎ×ｆ１と
（ｎ＋１）×ｆ１の中間の周波数に選定することによ
り、前記励磁スイッチング制御周波数が、前記励磁基本
周波数の整数倍以外の周波数に選定されてなる請求項１
記載の電磁流量計。 - 【請求項３】前記励磁基本周波数及び前記励磁スイッチ
ング制御周波数の一方又は両方が水晶発振器手段で供給
されてなる請求項１乃至３記載の電磁流量計。 - 【請求項４】前記励磁コイルの一端が第１の制御用スイ
ッチング素子を介して前記直流電源の一端に接続され、
前記励磁コイルの他端が寄生ダイオードを並列接続した
第１の励磁電流切り替用スイッチング素子を介して前記
直流電源の他端に接続されると共に、前記励磁コイルの
他端が第２の制御用スイッチング素子を介して前記直流
電源の一端に接続され、前記励磁コイルの一端が寄生ダ
イオードを並列接続した第２の励磁電流切り替用スイッ
チング素子を介して前記直流電源の他端に接続された請
求項１乃至３記載の電磁流量計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000400909A JP4038984B2 (ja) | 2000-12-28 | 2000-12-28 | 電磁流量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000400909A JP4038984B2 (ja) | 2000-12-28 | 2000-12-28 | 電磁流量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002202165A true JP2002202165A (ja) | 2002-07-19 |
| JP4038984B2 JP4038984B2 (ja) | 2008-01-30 |
Family
ID=18865415
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000400909A Expired - Fee Related JP4038984B2 (ja) | 2000-12-28 | 2000-12-28 | 電磁流量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4038984B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009300360A (ja) * | 2008-06-17 | 2009-12-24 | Yokogawa Electric Corp | 電磁流量計 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4872237B2 (ja) * | 2005-05-02 | 2012-02-08 | 東洋製罐株式会社 | 電子レンジ用包装袋 |
-
2000
- 2000-12-28 JP JP2000400909A patent/JP4038984B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009300360A (ja) * | 2008-06-17 | 2009-12-24 | Yokogawa Electric Corp | 電磁流量計 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4038984B2 (ja) | 2008-01-30 |
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