CN1728538A - 电机驱动装置及电机驱动方法 - Google Patents

Abstract

形成可分别调整三相的绕组电流的驱动电路的结构，通过以规定的公式为基准形成令三相轴方向力之和为零的绕组电流波形，可使三相的绕组电流轮廓独立，通过调整其他相的电流轮廓，来补偿因某相处于非通电状态形成的振动要因，能够减小振动及噪音。从而，实现伴随无传感器驱动的电机的振动及噪音的降低。

Description

电机驱动装置及电机驱动方法

技术领域

本发明涉及多相电机的驱动控制技术，尤其涉及不具有检测转子位置的霍耳元件等的转子位置传感器的无转子位置传感器电机的驱动装置及驱动方法。

背景技术

近年来，小型三相电机的无传感器驱动中，设置令Y字接线(也称为“星接线”或者“星形接线”)的绕组(电机驱动线圈)之中、一相绕组电流为零的非通电期间(通电中断期间)，来控制通电相的切换时刻。即，通过检测出在非通电期间的该相绕组的通电端子和中性点端子这两端子间的电位差中发生的、伴随转子旋转的反电动势的零交叉，来控制通电相的切换时刻。

以往，若在通电相的切换中急剧地改变电流，则会产生振动或噪音等的不良情况。例如，在专利文献1中，为了减小振动和噪音，公开了一种令电流变化平滑的方法。图11表示其基本电路构成。在该图中，16为转子位置检测部，内部包括3相(U相、V相、W相)的三个比较器24和相位处理用的逻辑电路23。各电机绕组的非通电期间中的两端电位差被由比较器24比较，并由相位处理逻辑电路23变换为转子相位信息信号。

图12表示的是，图11的结构下、由相切换梯形波合成部21得到的无传感器电机的三相驱动电流波形101、102、103。这些三相驱动电流波形平滑地形成为梯形波形，同时为了检测出转子位置，具有用于读取绕组端子的反电动势的非通电期间Ta、Tb、Tc、Td、Te、Tf。

此外，在专利文献2中，公开了如下技术：具备PWM控制部，生成互相独立的PWM控制脉冲信号，并将对通电切换部决定的通电相的通电两相并列地进行PWM控制；并具备比较部，其对表示电机线圈中的电流电平的电流检测信号、和转矩指令信号产生部生成的各种转矩指令信号进行比较，通过决定PWM控制脉冲信号的导通期间，从低转矩到高转矩、相电流的切换变得平滑，减小因相电流的急剧的变化而引起的电机的振动以及噪音。即，专利文献2中，除去中性点4，将一相的绕组端子固定为高电位或低电位，令剩余两相绕组端子的驱动晶体管交替分时形成导通状态，来控制两相的绕组电流值使其达到各自的及其总计电流的目标电流值，并将该两相合计的逆号的电流，作为所述被电位固定的绕组的电流。

然而，在这些现有技术中，例如图11所示，Y字接线的三相电机绕组中，没有设置对其中性点4直接连接的驱动晶体管。此外，没有公开任何有关如下技术的内容，即减小在作为无传感器电机来驱动时、在作为任一相的绕组为非通电的区间Ta、Tb、Tc、Td、Te、Tf中、其他通电状态的两相绕组的电流波形控制中的电机的振动及噪音。

即使如图11及图12中所示的现有例那样，仅令各相的绕组电流分布为设置了非通电区间的梯形波状，也会产生相当的振动及噪音。其理由在于，电机的振动及噪音中，与转子和定子间在电机轴方向上作用的力的成分相关性较大，而上述那种电流波形中，包含较多作用于此轴方向上的振动成分。当电机的转子相对电机的定子在轴方向上虚拟变位时，与各相绕组交叉的磁通改变，一般来说此磁通的变化率与交叉于该相绕组的总磁通为相同波形。之后，将此磁通的变化率称作“电机轴方向的磁通变化率”或“轴方向力常数”。电机轴方向的磁通变化率，作为作用于电机轴方向上的力来发挥作用，并与作用于旋转方向上的力(转矩)不同，作用于轴方向上的力，在电流零交叉的时间区域中对电流变化的影响变得显著。因此，如果存在绕组的非通电期间，则会残留振幅程度无法忽略的轴方向的振动成分，从而无法充分抑制振动或噪音。

以下，对不能充分抑制绕组电流具有非通电期间的无传感器电机的振动及噪音的原因，以三相驱动电机为例，采用图13进行说明。图13(a)包含与图12相同的三相驱动电流波形101、102、103，这些三相驱动电流波形，表示具有梯形波状的电流波形的第一相(U相)、第二相(V相)及第三相(W相)的绕组电流波形。这里，三相驱动电流波形101、102、103，在各电流的零交叉附近的期间具有绕组电流为零、即成为非通电状态的期间。Ta表示第一相的绕组电流所具有的电流增加区域中的非通电期间，Tb表示第二相的绕组电流所具有的电流增加区域中的非通电期间，Tc表示第三相的绕组电流所具有的电流增加区域中的非通电期间，Td表示第三相的绕组电流所具有的电流减少区域中的非通电期间，Te表示第一相的绕组电流所具有的电流减少区域中的非通电期间，Tf表示第二相的绕组电流所具有的电流减少区域中的非通电期间。

若将各相的绕组电流101、102、103相加，则电流为零根据图13(a)容易理解。这是在不存在直接驱动中性点的驱动模块的情况下必然的结果。104表示对应电机轴方向变位的第一相的磁通变化率(轴方向力常数)的波形，该磁通变化率的波形104近似表现为：与和第一相的绕组电流波形101的基波的正弦波成分相差90度电角相位的正弦波成比例的波形。一般认为，对应电机轴方向的变位的磁通变化率，与相位与对应电机旋转方向的变位的磁通变化率相差90度的正弦波形成比例。这里，由于对应电机旋转方向变位的磁通变化率也称作转矩常数，因此将作为对应上述的电机的轴方向变位的磁通变化率区别为轴方向力常数。

从而，各相绕组电流的每一个的转矩常数波形，表现为相位与各相绕组电流的基波一致的正弦波，各相绕组电流的每一个的轴方向力常数波形，表现为从各转矩常数波形起延迟90度相位的正弦波。第一相的绕组电流101和对应电机轴方向变位的第一相的磁通变化率(轴方向力常数)104之积，表示对应第一相的绕组电流的电机轴方向的力。虽然图中未示出，但与第一相的情况相同，对应电机轴方向变位的第二相的磁通变化率，近似表现为与和第二相的绕组电流102相差90度电角相位的正弦波成比例，这二者的积表示对应第二相的电机轴方向的力。

同样，对应电机轴方向的变位的第三相的磁通变化率，近似表现为与和第三相的绕组电流103相差90度电角相位的正弦波成比例，这二者的积表示对应第三相的电机轴方向的力。图13(b)的105、106及107，表示第一相、第二相及第三相这各个相的绕组电流的电机轴方向的力。图13(c)的108，表示将这三相的电机轴方向的力105、106及107合成后的合成电机轴方向力。如图13(c)的合成电机轴方向力108所示，可知在Ta、Tb、Tc、Td、Te及Tf表示的非通电期间内，轴方向的力的振动成分并没有抵消、仍有残留。这导致振动及噪音的残留。

再有在图13的示例中，在上述非通电期间以外也还残存轴方向的力。其原因在于，图13(a)的109代表表示的电流峰值期间(或者电流谷值期间)长、与此梯形波形的正弦波的偏差较大。这也同样导致残存振动及噪音。从而，若电流峰值期间以及电流谷值期间109错开60度左右电角，则能减小非通电期间以外的轴方向的力。

上述现有技术中所记载的电机驱动电路中，由于在Y字接线的三相电机的绕组中没有连接直接驱动中性点的驱动晶体管，因此三相的绕组电流的总和为零，绕组电流的自由度为2。即，若令一相绕组电流为零形成非驱动，则剩余的两相的自由度只为1。现有的驱动方法，通常为限制这种自由度的形式。从而，三相自由度仅为2的电机驱动中，在第一相的非通电期间Ta中，第二相的绕组电流102和第三相的绕组电流103的电流值必须大小相等且极性相反。这个制约使得要想充分减小具有非通电期间的电机的振动及噪音非常困难。

如上所述在现有结构中，由于没有连接直接驱动Y字接线的电机绕组的中性点的驱动晶体管，因此在三相的绕组电流的自由度为2的情况下，振动及噪音的残存终究较大、无法充分抑制。在第一相的非通电期间Ta及Te中，对于第二相的绕组电流102和第三相的绕组电流103而言，在双方的电流值为极性相反且大小相等的制约下，电机轴方向的合成力108绝对无法充分抑制，这点根据各相的绕组电流下的轴方向力成分的波形可容易地推断。

本发明正是为了解决上述课题而提出的，其目的在于：提供一种电机驱动装置及电机驱动方法，例如，可令在具有非通电期间的三相电机中三相的电流波形的自由度为3，设置用于进行无传感器电机的转子位置检测的各相绕组电流的非通电期间，能够充分减小振动及噪音。

【专利文献1】：日本专利第2892164号

【专利文献2】：特开2003-174789号公报

发明内容

为了达到上述目的，本发明中的电机驱动装置，通过控制对多相电机驱动绕组的通电来驱动多相电机，其特征在于，具备：转子位置检测部，其通过检测出在非通电相的电机驱动绕组中感生的反电动势，获得转子位置信息；半桥电路群，其具备分别连接在所述电机驱动绕组的两端子上的高电位侧驱动晶体管及低电位侧驱动晶体管；转矩指令信号产生部，其根据从外部输入的原转矩指令信号和来自所述转子位置检测部的输出信号，产生电机驱动用的转矩指令信号；通电控制信号生成部，其根据从所述转矩指令信号产生部产生的各转矩指令信号，生成各相驱动用的通电控制信号；以及，通电控制部，其输入所述通电控制信号，并根据该输入的通电控制信号，以规定的周期对所述多相的电机驱动绕组的通电进行通电控制，所述通电控制部，设定仅令所述多相的电机驱动绕组的一个电机驱动绕组处于非通电状态的非通电期间，并在该非通电期间中进行各相的绕组电流的总和不为零的驱动。

在上述构成中，优选所述多相的电机驱动绕组具有星接线的共用连接端子的中性点，并具有由还连接在所述中性点端子一侧上的高电位驱动晶体管及低电位驱动晶体管构成的半桥电路。在线性电压驱动的情况和电压PWM驱动的情况下，转矩指令信号产生部产生针对各相的绕组端子和中性点的电压目标值；在线性电流驱动的情况下，产生针对各相的绕组电流和中性点流出流入电流的电流目标值；在电流PWM驱动的情况下，产生针对各相的绕组电流、中性点流出流入电流以及将它们组合的总计电流的目标电流值。在令任一相的绕组电流为零的非通电期间中，实施对中性点端子的驱动。

此外，本发明中的电机驱动方法，通过控制对多相的电机驱动绕组的通电，并对分别连接在所述电机驱动绕组的端子上的高电位侧驱动晶体管及低电位侧驱动晶体管进行驱动控制，来对多相电机进行驱动，其特征在于，包括：通过检测出在非通电相的电机驱动绕组中感生的反电动势，来获得转子位置信息的步骤；根据从外部输入的原转矩指令信号和来自所述转子位置检测部的输出信号，产生电机驱动用的转矩指令信号的步骤；根据所述产生的各转矩指令信号，生成各相驱动用的通电控制信号的步骤；以及，输入所述通电控制信号，并根据该输入的通电控制信号，以规定的周期对所述多相的电机驱动绕组的通电进行通电控制的步骤，在所述通电控制步骤中，设定仅令所述多相的电机驱动绕组的一个电机驱动绕组处于非通电状态的非通电期间，该非通电期间中进行各相的绕组电流的总和不为零的驱动。还有，本发明的电机驱动装置及电机驱动方法，包括线性驱动的情况和PWM驱动的情况，PWM驱动的情况下，所述控制信号成为后文所述那种脉冲调制控制信号。

根据本发明，通过上述那样的结构，在合成某相的绕组的非通电期间中其他相的绕组电流分别造成的在轴方向上作用的力的情况下，在轴方向上作用的力的振动成分互相抵消，总体上可充分抑制振动及噪音，能够实现充分减小振动及噪音的电机驱动装置及电机驱动方法。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1中的电机驱动装置的图。

图2是表示本发明的实施方式2中的电机驱动装置的图。

图3是表示本发明的实施方式3中的电机驱动装置的图。

图4是表示只正弦波状的绕组电流的零交叉附近为非通电时的绕组电流波形、轴方向磁通变化曲线及轴方向力的图。

图5是说明涉及本发明的实施方式4中的绕组电流的电机驱动方法的图。

图6是说明适用本发明的各实施方式的一相处于非通电期间中的其他两相和中性点的驱动的图。

图7是说明本发明的实施方式4中的非通电期间中的绕组电流波形、轴方向磁通变化曲线及轴方向力的图。

图8是说明本发明的实施方式5中的非通电期间中的绕组电流波形、轴方向磁通变化曲线及轴方向力的图。

图9是说明本发明的实施方式6中的非通电期间中的绕组电流波形、轴方向磁通变化曲线及轴方向力的图。

图10是说明涉及本发明的实施方式7中的绕组电流的电机驱动方法的图。

图11是表示现有的无传感器方式的电机驱动装置的图。

图12是表示现有的无传感器方式中的三相的绕组电流波形的图。

图13是表示现有的无传感器方式的绕组电流波形、轴方向磁通变化曲线及轴方向力的图。

图中：Tr1、Tr3、Tr5、Tr7、Tr81、Tr83、Tr85、Tr87、Tr89、Tr91-高电位侧驱动晶体管；Tr2、Tr4、Tr6、Tr8、Tr82、Tr84、Tr86、Tr88、Tr90、Tr92-低电位侧驱动晶体管；12-分流电阻；13、93-电流检测放大部；15-通电切换部；16-转子位置检测部；17-三角波振荡部；18-PWM控制信号生成部；19、99-转矩指令信号产生部；20-误差放大部；94-比较部；97-PWM导通脉冲产生部；98-PWM闩锁部；31、32、33、41、42、43、51、52、53、101、102、103-绕组电流波形；34、44、104-对应电机轴方向变位的磁通变化率；35、36、37、38、45、46、47、55、56、57、105、106、107、108-轴方向的力。

具体实施方式

下面，参照附图说明本发明的实施方式。还有，在各图中，共用的要素付与相同的符号，并省略重复的说明。一般来说，电机驱动中，普遍采用PWM驱动和线性驱动方式。PWM驱动方式，有后文所述的图1所示这种结构的、将加权的电压值PWM化的电压PWM驱动方式，和后文所述的图2和图3所示的这种结构的对各个驱动晶体管的每一个直接控制电流值的电流PWM驱动方式。

电压PWM驱动方式中，根据分流电阻的平均电压(平均电流)和原转矩指令值TQ之间的误差的放大输出，用三角波信号PWM调制具有振幅的多个转矩指令信号。在此，多个转矩指令信号，在不进行中性点驱动的情况下，或为三相信号，或为以一相为基准电位、使改变相对于它的电位差的剩余两相的组合每120度交替的信号。在进行中性点驱动的情况下，对在三相信号上加入了中性点信号后的4个信号进行调制；或者分割区间，在各区间的每一个中以一相为基准、将其他信号作为保持作为相对差的电压值的信号，来将其调制。与此相对，电流PWM驱动方式使用的是，形成振幅与转矩指令值TQ成比例的的多个指令信号，并在分时地检测到各指令与分流电阻的电流一致后、进行开关关断的这种PWM调制方式。还有，上述的多个指令信号，包括三相绕组电流及中性点流出流入电流、和将其中的多个电流相加后的电流。

(实施方式1)

图1表示本发明的实施方式1的电机驱动装置的要部电路结构。本发明的实施方式1的电机驱动方法的特征在于，多相电机驱动绕组具有作为星接线的共用连接端子的中性点，半桥电路群具有还与该中性点端子一侧连接的高电位侧及低电位侧的一对驱动晶体管，在多相电机驱动绕组中仅有一个电机驱动绕组处于非通电状态的非通电期间中、对中性点端子通电，在全部电机驱动绕组中流有电流的全绕组通电期间中、处于不对中性点端子通电的非通电状态。再有，本说明书中，所谓“半桥电路群”，表示具备多组半桥电路的结构，各个半桥电路是指串联连接一组高电位侧晶体管和低电位晶体管的电路。

在图1中，Tr1及Tr2是共用连接在第一相(U相)的电机绕组9的端子1上的高电位侧驱动晶体管及低电位侧驱动晶体管，Tr3及Tr4是共用连接在第二相(V相)的电机绕组10的端子2上的高电位侧驱动晶体管及低电位侧驱动晶体管，Tr5及Tr6是共用连接在第三相(W相)的电机绕组11的端子3上的高电位侧驱动晶体管及低电位侧驱动晶体管。再有，Tr7及Tr8，是共用连接在Y字接线上述3个电机绕组9、10、11得到的中性点端子4上的高电位侧驱动晶体管及低电位侧驱动晶体管。在此，所谓高电位侧，是电源Vcc的电流进入的源极电流侧(各相的引出侧)，所谓低电位侧，是吸收电流侧(各相的引入侧)。在各驱动晶体管的漏极和源极之间、在通过施加栅极电压流过再生电流的方向上，连接二极管。再有，在电机驱动晶体管为CMOS或DMOS的情况下，上述二极管也可以是存在于电机驱动晶体管的实体(body)与漏极之间的寄生二极管。

12是电流检测用分流电阻，是用于检测出低电位侧驱动晶体管的总计电流的电阻。其中，电流检测用分流电阻，也可构成为检测高电位侧驱动晶体管的总计电流。13是放大电流检测用电阻12的两端电压的电流检测用放大部，14是预驱动(predrive)部，15是通电切换部，16是转子位置检测部，17是三角波振荡部，18是脉冲调制控制信号生成部，19是产生各相的转矩信号的转矩指令信号产生部，20是误差放大部。误差放大部20，对基于分流电阻两端电位差的信号、和基于从外部输入的原转矩指令输入信号TQ的信号(以后也称作“转矩指令值”)之间的差异进行放大。

三角波振荡部17，是产生三角波信号的电路，该三角波信号用于获得令脉冲调制控制信号生成部18的中性点输出及三相输出的PWM控制信号有效(ON)及无效(OFF)的定时(timing)。脉冲调制控制信号生成部18，具有由多个比较器构成的比较部，通过进行PWM控制处理生成PWM控制信号，从而通电切换部15，在非通电期间中对中性点端子通电，并在全部电机驱动绕组中流有电流的全绕组通电期间中、进入不对中性点端子通电的非通电状态。作为转矩指令信号产生部19的内部结构的一个实施例，具备区间分割部19a、合成部19b、相位控制部19c、使能信号产生部19d和模式切换部19e，虽然图中未示出，但也可为具有逻辑电路和用于获取各相波形的定时的计数器的结构。

分割部19a，以转子位置信息为基础来将360度电角分割为规定电角的区间，其目的在于，通过对每个规定的电角区间设定控制量的目标值，来实施适当、合理的控制。合成部19b，将各个区间的每一个的电压目标值提供给包含中性点的各相绕组端子，来产生转矩指令信号的基本轮廓(basic profile)，并将在振幅中成比例地反映误差放大器20的输出的转矩指令信号，对脉冲调制控制信号生成部18输出。相位控制部19c，是根据需要使用的移相模块。模式切换部19e，对应着由未图示的计数器设定的输出，实施无传感器电机驱动中的所谓起动模式和检测模式之间的切换动作。通过上述结构的转矩指令信号产生部19，将对应相位角变化的三相电压及中性点电压的变化，形成为具有与来自误差放大部20的输出成比例的振幅的信号波形，并同步于转子位置信号(二值信号)的周期生成各种转矩指令信号。

例如，生成将区间分割部19a中输入的转子相位检测信号分割为每给定电角的分割信号，合成部19b根据转子相位检测信号，对各个给定电角区间，分配与上述各个分割信号对应的规定的电压值。本实施方式是电压驱动的示例，其中电流波形与电压波形相比，相位延迟。相位控制部19c根据需要，将合成部19b所生成的各电压波形的相位移动规定值，生成各相用输入转矩指令信号。从而，能够使各相的绕组电流的基波的相位、相对由正弦波表现的各相的转矩常数波形达成一致，同时还能在从各转矩常数波形延迟90度相位的正弦波所表现的各相的绕组电流的每一个的轴方向力常数波形中减少震动以及噪音。

再有，为了避免因来自驱动晶体管的开关噪声等在作为转子位置信号的反电动势检测中产生错误，并且为了对转子位置检测部输出定时信号，设置使能信号产生部19d。为了生成上述定时信号，上述使能信号产生部19d利用由脉冲调制控制信号生成部18生成的信号。此外，模式切换部19e，根据反电动势是否充分大，基于反电动势来判定是否进行换流(commutition)。在不基于反电动势的情况下，形成起动模式。虽然对起动模式的动作没有进行详细描述，但公知有如下等方法：到反电动势成为可检测的大小为止，以规定周期的换流进行同步运转，或者根据对应转子位置探索脉冲输入的响应信号推断转子位置、来对适当的相通电。

以下对图1的电机驱动装置的动作进行说明。三相电机绕组端子电压及中性点端子电压，即晶体管Tr1和Tr2的共用连接点1、晶体管Tr3和Tr4的共用连接点2、晶体管Tr5和Tr6的共用连接点3、晶体管Tr7和Tr8的共用连接点4的电压信号，被输入到转子位置检测部16中，各电机绕组的非通电期间中的两端电位差由比较器24比较，通过由相位处理逻辑电路23利用来自使能信号产生部19d的使能信号，从比较部24提取正确的信号，来变换为正确的转子相位信息信号，并将转子相位信息提供给各相用输入转矩指令信号产生部19。

即，转子位置检测部16，通过在第一相(U相)的电机绕组9的非通电期间对该绕组9的两端1与4之间的相位差进行比较、在第二相(V相)的电机绕组10的非通电期间对该绕组10的两端2与4之间的相位差进行比较、在第三相(W相)的电机绕组11的非通电期间对该绕组11的两端3与4之间的相位差进行比较，来检测出转子位置。这种通过对非通电时的各绕组的两端的反电动势进行检测来检测转子位置的方法本身是公知技术，例如在上述的专利文献1中已被公开。

通过设置电流检测电阻12(分流电阻)，可检测出全部低电位侧驱动晶体管电流的总计电流。电流检测电阻12上的电压，被电流检测放大部13放大两端的电位差，同时被平滑化。电流检测放大部13的输出值、和从转矩输入端子施加的原转矩指令值TQ的差异，被误差放大部20放大。来自误差放大部20的放大输出值，被与从转子位置检测部16输出的转子位置信息一起，输入到各相用输入转矩指令信号产生部19中。以从转子位置检测部16输入的位置信息为基础，转矩指令信号产生部19，生成与误差放大部20的输出成比例地改变振幅的、对应三相各相以及中性点的转矩指令电压。

从转矩指令信号产生部19输出的三相用及对应中性点的输入转矩指令信号，被在脉冲调制控制信号生成部18的比较部18a中与三角波振荡部17的输出信号比较，在实施PWM控制处理后，输出脉冲调制控制信号成为包含中性点驱动电流控制信号的三相PWM控制信号、并被输入到通电切换部15中。再有，脉宽调制控制信号生成部18，还具备如下功能，即生成伴随着比较处理实施击穿防止处置的PWM信号、还生成用于防止转子位置信息的误检测的信号，并输出到转子位置检测部16。

转矩指令信号产生部19，产生用于通过通电切换部15使各相绕组中产生适当的电流的各种转矩指令信号。

从而如上所述，电压PWM驱动中，将能够减小轴方向的力的期望的电流波形作为电压波形，采用图1的方框19及20所示的模块对各相加权，并通过用比较部18a将其与三角波进行比较，置换为占空比来进行PWM驱动。

通电切换部15，是输入上述脉冲调制控制信号，并根据该输入的脉冲调制控制信号，以规定的周期对多相电机驱动绕组的通电进行切换控制的通电控制模块。在此，所谓切换控制，是指包括换流控制和各驱动晶体管的占空控制的内容。用来自通电切换部15的切换信号，通过预驱动部14将栅极电压施加在各驱动晶体管Tr1～Tr6及Tr7～Tr8上来进行导通·关断控制，电流流入各绕组使得电机旋转。通过以上的动作，能够令基于输入到转矩输入端子中的转矩指令值TQ的电流，在电流检测电阻12中流动，同时能够实施对励磁各绕组的总计电流进行反馈控制的电机驱动。

在上述的结构中，优选的实施方式中，电流检测电阻电压放大部(12；13)的动作，对全部的高电位侧驱动晶体管电流或者全部的低电位侧驱动晶体管电流的总计电流进行检测，在全部的绕组电流通电的期间中，不驱动中性点、在三相电压振幅中反映误差放大器20的输出；在一相绕组电流处于非通电的期间中，驱动中性点并流有中性点电流、并在三相电压振幅及中性点电压振幅中反映误差放大器20的输出。特别是，非通电期间中的三相电压波形及中性点电压波形，以形成轴方向力被抵消的三相绕组电流波形的方式进行设定。再有，根据施加在误差放大器20和TQ输入端子上的输入信号电平的增益关系，电流检测电阻电压放大部13可具有平滑化作用，并可不具有放大作用。

由于图1的电机驱动装置，将驱动晶体管Tr7及Tr8连接在中性点端子一侧，因此可通过电流线CN，流过对作为各绕组9、10、11的共用连接点的中性点4进行驱动的中性点驱动电流。其含义是，由于三相绕组电流的总和能够通过晶体管Tr7或者Tr8，因此各相绕组电流的总和无需为零，三相绕组电流可各自独立地流动。

在上述的结构中，本实施方式中，脉冲调制控制信号生成部18的比较部18a，发挥作为脉冲调制控制信号生成部的功能，其根据从转矩指令信号产生部19产生的对应各相及中性点的转矩指令信号，生成脉冲调制控制信号，并通过通电切换部15，输入该脉冲调制控制信号，进行设定电机驱动绕组中的仅一相电机驱动绕组处于非通电状态的非通电期间的通电切换，并在此非通电期间中进行通电控制，以使电流相对电机驱动绕组的中性点端子流入或者流出。

由此，根据上述输入的脉冲调制控制信号，在只有电机驱动绕组中的一相电机驱动绕组处于非通电状态的期间中，其他两相的电机驱动绕组全部处于通电状态，对各电机驱动绕组的通电进行切换控制，以实施使电流相对中性点端子流入或者流出的通电。

另一方面，在电流流过全部电机驱动绕组的全绕组通电期间中，通电切换部15对通电进行切换控制，以进入使电流相对中性点端子不流入也不流出的非通电状态。

图1的结构中，通过将根据从转子位置检测部16输入的电角相位信息驱动各U、V、W相的端子1、2、3及中性点4的晶体管Tr1～Tr8所对应的加权电压，与来自三角波振荡部17的三角波，在脉冲调制控制信号生成部18的比较部18a中进行比较，生成晶体管Tr1～Tr8的PWM驱动信号来进行电机驱动。

这样，通过令三相绕组电流能够独立设定，各相用的输入转矩信号产生部19将其输出波形最佳化，例如后文所述的图5、图7至图10所示那样，在为了进行转子位置检测一相为非通电的期间中，将剩余两相的电流轮廓(profile)最佳化，充分抵消轴方向力的振动成分，来用图1的结构实现低振动及低噪音化。由于图1的结构将加权的电压值PWM化，因此是电压PWM驱动的实施例，在合成部19中可预先设定将电流轮廓最佳化的波形。再有，上述电流轮廓，也能以根据旋转速度或者原转矩指令值的大小来变化的方式进行设定。

再有，如果在上述的各相用输入转矩信号产生部19中，添加进行数字运算处理来产生给各相的加权后的PWM信号的功能，则可不需要三角波产生部17及比较器18a，在这种情况下也可实现低振动及低噪音化。

再有，在本实施方式中，虽然例示了令各相的电流波形的相位与转矩常数波形的相位一致的情况，但本发明不需将两者间的相位差的设定限定为零度，也可将相位差保持为基本固定的角度来进行驱动。

(实施方式2)

相对图1的电压PWM驱动，图2表示的是电流PWM驱动的实施例。电流PWM驱动，是下述的驱动方式：在由PWM导通脉冲形成导通后，用比较器检测出应检查的电流已经达到其目标值，其结果是被PWM关断，并以规定的定时使多个某应检查的电流的每一个被PWM导通后，分时地对该值进行比较控制来实施PWM关断。还有，在三相绕组电流及中性点流出流入电流中流有多个电流的状态下，上述的多个某应检查的电流值中也包括所述多个电流的总计值电流。若上述总计电流值，与构成它的各个电流目标值的总计值电流相等，则将其一方或者两方PWM关断来进行控制。由于在图2中与图1相同记号的部分进行与图1相同的动作，因此为了简化说明，对重复的部分的构成及动作省略说明。在图2中，12是电流检测电阻，93是电流检测电阻电压的放大部，14是预驱动部，15是通电切换部，16是转子位置检测部，97是PWM导通脉冲产生部，94是比较部，98是PWM闩锁部，99是转矩指令信号产生部，TQ是原输入转矩指令信号，Vcc是电机电源端子。转矩指令信号产生部99，产生作为包括中性点的各个相及与其总计相当的目标电流值的转矩信号。

生成脉冲调制控制信号的PWM闩锁部98，从PWM导通脉冲产生部97接收PWM导通脉冲，以规定的次序分时地对规定的相或者中性点开始通电，通过将到达目标电流值作为PWM关断脉冲从比较部94的接收，来进行PWM控制处理。这样，生成PWM控制信号，通过通电切换部15，非通电期间中对中性点端子通电，在全部电机驱动绕组中流有电流的全绕组通电期间中、进入不对中性点端子通电的非通电状态。。

作为转矩指令信号产生部99的内部结构，例如具备：区间分割部99a；合成部99b；根据需要作为移相模块发挥功能的相位控制部99c；使能信号产生部99d；以及，模式切换部99e。虽然图中未示出，但也存在通过形成具有逻辑电路和用于获取各相波形的定时的计数器的结构，同步于转子位置检测信号的周期来生成各种转矩指令信号的方法。

例如，生成将区间分割部99a中输入的转子位置检测信号(二值)以每规定电角分割的分割信号，合成部99b，根据转子位置检测信号，对规定的电角区间分配对应上述各个分割信号规定的电压值。相位控制部99c，根据需要将合成部99b生成的各电压波形的相位移动规定值，生成各相用输入转矩指令信号。由此，可使各相的绕组电流的基波的相位，相对用正弦波表现的各相的转矩常数波形达成一致，同时在从各转矩常数波形延迟90度相位的正弦波所表现的各相的绕组电流的每一个轴方向力常数波形中，减少震动以及噪声。还有，由于本实施例是电流PWM驱动，因此电流相位的延迟几乎没有。相位控制部99c，在例如为了实施弱磁场控制用的高速旋转区域下的电机驱动、使电流比转子位置定时超前来进行驱动等情况下使用。

还有，使能信号产生部99d，为了避免因来自驱动晶体管的开关噪声等使得成为转子位置信号的反电动势检测中产生错误，对转子位置检测部16输出定时信号。上述使能信号产生部99d，为了生成上述定时信号，利用由PWM闩锁部98所生成的信号。此外，模式切换部99e，根据反电动势是否充分大，基于反电动势判定是否进行换流。在不基于反电动势的情况下，为起动模式。虽然对起动模式的动作没有进行详细描述，但公知有如下等方法：到反电动势成为可检测的大小为止，以规定周期的换流进行同步运转，或者根据对应转子位置探索脉冲输入的响应信号推断转子位置、来对适当的相通电。

图2的动作如下所述。三相电机绕组端子电压及中性点端子电压，即晶体管Tr1和Tr2的共用连接点1、晶体管Tr3和Tr4的共用连接点2、晶体管Tr5和Tr6的共用连接点3、晶体管Tr7和Tr8的共用连接点4的电压，被输入到转子位置检测部16，相位信息从转子位置检测部16提供给转矩指令信号产生部99。转子位置检测部16，通过在绕组9的非通电期间比较绕组9的两端1及4的电位差，在绕组10的非通电期间比较绕组10的两端2及4的电位差，在绕组11的非通电期间比较绕组11的两端3及4的电位差，来检测转子位置。转矩指令信号产生部99，根据来自转子位置检测部16的相位信息，将三相绕组电流及中性点输入输出电流、还有将它们中的两个目标电流值相加后的电流作为目标值，并根据相位改变输入到输入端子中的原转矩指令电压TQ来提供。

将用于对三相电机绕组通电的多个电流目标值输出给比较部94。电流检测电阻12上的电压被电流检测电阻电压放大部93放大后传递给比较部94。从PWM导通脉冲产生部97中，将用于对去往包含中性点的各绕组的驱动晶体管Tr1～Tr8的选择及开始PWM通电的脉冲，输出到PWM闩锁部98中。比较部94，在来自电流检测电阻电压放大部93的输出、大于应在驱动晶体管Tr1～Tr8中流动的电流的目标值时，对PWM闩锁部98输出PWM关断脉冲。通过分时地进行该动作，实施驱动晶体管Tr1～Tr8的电流PWM控制。

PWM闩锁部98，接受来自PWM导通脉冲产生部97的PWM导通脉冲后闩锁实施(latch-on)，接受来自比较部94的PWM关断脉冲后输出闩锁解除(latch-off)的输出给通电切换部15。从通电切换部15，通过预驱动部14，对驱动晶体管Tr1、Tr2、Tr3、Tr4、Tr5、Tr6、Tr7、Tr8进行驱动来使电机旋转。通过以上动作，能够实施将输入到转矩输入端子中的原转矩指令值TQ分配给各绕组的电流控制的电机驱动。在本发明的没有非通电相的期间中，可直接应用上述专利文献2中所记载的方法来驱动。此外，PWM闩锁部98，将来自PWM导通脉冲产生部97的信号、依次分配给各相驱动晶体管的PWM导通动作，生成实施击穿防止处置的PWM信号，还包括进行用于转子位置信息的误检测防止的信号生成后输出给转子位置检测部16的功能。还有，根据与施加给转矩输入端子的输入转矩信号电平之间的增益关系，也可省略电流检测电阻电压放大部93。

由于图2的电机驱动装置，具有连接在中性点端子上的晶体管Tr7及Tr8，因此可驱动作为绕组9、10、11的共用连接点的中性点4。由于三相绕组电流的总和能够通过晶体管Tr7或者Tr8，因此流过三相绕组的电流值可各自独立地流动。在专利文献2中，除去中性点4，将一相的绕组端子固定为高电位或低电位，并使剩余两相的绕组端子的驱动晶体管交替分时地处于导通状态，来达到各自的目标电流值、或使两相的总计电流值达到两相各自的目标电流的总计值地控制两相的绕组电流值，将这两相相加的逆号的电流、成为上述被电位固定的绕组的电流。

在存在非通电相的期间中，由晶体管Tr7及Tr8所进行的中性点4的驱动来代替非通电相、和两相通电相一起共三个电流的控制，可应用专利文献2中所记载的方法实现。图2中，根据从转子位置检测部16输入的电角相位信息，对驱动各相及中性点的晶体管Tr1～Tr8中的电流进行控制；通过对电流检测电阻12的电压值进行时分控制，来控制晶体管Tr1～Tr8的PWM导通时间，从而来实施电机驱动。

即将被通电的绕组中电流值较大的绕组的不是中性点4的那个端子，根据所述端子是否成为电流源或者电流宿(sink)，而将上述端子固定为高电位或者低电位。使连接在电流值较小的绕组的不是中性点4的那个端子上的驱动晶体管、以及连接在中性点4上的驱动晶体管，交替分时地处于导通状态，使得各个端子达到应流出流入的目标电流值。上述电流较小的绕组电流、和流入流出中性点4的电流的总计，成为上述电流较大的绕组电流。虽然上述目标电流值，在上述电流较小的绕组电流以及中性点流出流入电流的每一个被独立通电控制的分割时间中，为各自的电流目标值，但在两者被并列地通电控制的分割时间中，将被并列通电的两者的电流目标值之和作为目标电流值。

目标电流值是，是根据转矩指令信号，作为各绕组电流及中性点流出流入电流的应被控制的目标的值，在一个绕组的不是中性点的那个端子被固定为高电位或低电位时、使剩余两个绕组的电流并列通电的情况下，或者一个绕组处于非通电状态、使剩余的一个绕组电流和中性点的电流输入输出并列通电的情况下，上述情况的合成电流值可表现为合成转矩指令信号。如此，通过令三相绕组电流能够独立设定，为了实施转子位置检测，在一相处于非通电的期间中，将剩余两相的绕组电流轮廓最佳化，并充分抵消轴方向力的振动成分，从而用图2的结构可实现低振动及低噪音化。由于图2的结构中，实施对各个驱动晶体管的每一个直接控制电流值的PWM驱动，因此为电流PWM驱动的实施例。

(实施方式3)

图3表示电机的三相绕组9、10、11的两端完全独立形成的情况下的电机驱动装置。绕组9被连接在驱动晶体管Tr81及Tr82的公共连接点1和驱动晶体管Tr87及Tr88的公共连接点4U之间，绕组10被连接在驱动晶体管Tr83及Tr84的公共连接点2和驱动晶体管Tr89及Tr90的公共连接点4V之间，绕组11被连接在驱动晶体管Tr85及Tr86的公共连接点3和驱动晶体管Tr91及Tr92的公共连接点4W之间。

对于其他的模块结构，由于与图2中相同标号的相同，因此省略说明。三相绕组各自可通入独立的电流，为了进行转子位置检测，在一相的绕组处于非通电期间中，将剩余两相的绕组的电流轮廓最佳化，充分抵消轴方向力，可实现低振动化及低噪音化。由于图3的结构中，实施对各个驱动晶体管的每一个直接控制电流值的PWM驱动，因此为电流PWM驱动的实施例。在本实施方式3中，由于不存在中性点，因此也可分时采用电流检测电阻12的电位差，来对三相绕组电流分时控制，其中也包含它们的并列通电时的目标总计电流值控制。

虽然图3中对与实施方式2同样作为电流PWM驱动的控制进行了说明，但代替方框94、97、98、99，组合实施方式1中用图1说明的构成电压PWM驱动的控制方框17、18、19、20，也可充分抵消轴方向力的振动成分，实现低振动及低噪音化，这点也包含在本发明中。还有，作为构成电压PWM驱动的情况的另一种方法，若在转矩指令信号产生部99中添加进行数字运算处理来产生给各相的加权的PWM信号的功能，则根据在实施方式2中组合用上述图1说明的电压PWM控制的形式，可不需要三角波产生部17及比较部18a。

(实施方式4)

在上述的实施方式1～3中，已说明了若能令三相绕组电流的自由度为3，可实现低振动及低噪音化。但是，三相绕组电流的自由度为3，是实现低振动及低噪音化的必要条件而非充分条件。对这点用图4进行说明。在图4(a)中，31、32及33分别表示第一相、第二相及第三相的绕组电流波形，由于在任一相为非通电的期间Ta、Tb、Tc、Td、Te及Tf中，三相绕组电流的总和不为零，因此认为在上述非通电期间中，三相电流互相独立。

上述的非通电期间以外，各相的绕组电流具有正弦波状的波形。34表示对应电机轴方向变位的第一相的磁通变化率，34由与第一相的绕组电流相差90度电角相位的正弦波近似表现。绕组电流31与其的磁通变化率34的积，表示对应第一相的电机轴方向的力。虽然没有图示，但对应电机轴方向变位的第二相的磁通变化率，由与第二相的绕组电流32相差90度电角相位的正弦波近似表现，这两者的积表示对应第二相的电机轴方向的力。

同样，虽然没有图示，但对应电机轴方向的变位的第三相的磁通变化率，由与第三相的绕组电流33相差90度电角相位的正弦波近似表现，这两者的积表示对应第三相的电机轴方向的力。分别对应第一相、第二相及第三相的电机轴方向的力，在图4(b)中表示为35、36及37。合成这三相电机轴方向的力35、36、37后的合成电机轴方向力，在图4(c)中表示为38。根据图4(c)的38来判断，可知在由Ta、Tb、Tc、Td、Te及Tf表示的非通电期间中，没有抵消轴方向的力的振动成分而仍有残存，这导致振动及噪音的残存。

用图5说明解决图4所说明的问题的例子。在图5(a)中，电流波形41、42及43分别表示第一相、第二相及第三相的绕组电流波形，在任一相为非通电的期间Ta、Tb、Tc、Td、Te及Tf中，三相绕组电流的总和不为零，可认为在上述期间中三相电流互相独立。44表示对应电机轴方向变位的第一相的磁通变化率，44由与第一相的绕组电流相差90度电角相位的正弦波近似表现。

绕组电流41和对应电机轴方向变位的磁通变化率44的积，表示对应第一相的电机轴方向的力。虽然图中未示出，对应电机轴方向的变位的第二相的磁通变化率，由与第二相的绕组电流42相差90度电角相位的正弦波近似表现，这两者的积表示对应第二相的电机轴方向的力。同样，虽然图中未示出，但对应电机轴方向的变位的第三相的磁通变化率，由与第三相的绕组电流43相差90度电角相位的正弦波近似表现，这两者的积表示对应第三相的电机轴方向的力。

这里，对期间Ta、Tb、Tc、Td、Te及Tf中的非通电相以外的剩余两相的电流波形进行说明。由于在第三相的绕组电流43为非通电的期间Td中，第一相的绕组电流41下的轴方向力，是对应电机轴方向变位的第一相的磁通变化率44和41的积，因此要以期间Td的中间时刻为对称轴获得对称形的轴方向力，作为最简单的方法，令第一相的绕组电流波形，为与超前对应电机轴方向变位的磁通变化率44的正弦波的相位60度的正弦波成比例的形状49。在此，所谓形成将相位移相60度的正弦波形状是指，在该期间Td中将具有这种部分波形的电流轮廓合并到第一相的绕组电流中。换句话说，是指根据转子位置信号来将相位角细分，并对各相位角的每一个分配电压值作为目标电流值，如果将其电压(即目标电流)看作波形，则部分具有相位不同的正弦波的形状。再有，以下的说明及公式中，用度来表现角度的单位。

即，如果用公式来表现一相处于非通电状态的期间中的另外两相的电流波形，则在将该电流波形的基波成分表示为sin(θ)时，从零电流电平向正弦波的峰值过渡的期间里的其他相处于非通电的期间、及从零电流电平向正弦波的谷值过渡的期间里的其他相处于非通电的期间中，可认为该电流波形与sin(θ-30)成比例，从正弦波的峰值向零电流电平过渡的期间里的其他相处于非通电的期间、及从正弦波的谷值向零电流电平过渡的期间里的其他相处于非通电的期间中，可认为该电流波形与sin(θ+30)成比例。为了尽可能提高旋转力，电流大的较好。

图5中，在和期间Td的邻接区间中具有较高电流值的区间的边界中，设定为电流波形连续的适当的一定倍率。但是，本发明并不局限于此，可采用各种倍率。期间Td中的第二相的绕组电流42下的轴方向的力，为第二相的磁通变化率和第二相的绕组电流的积，该第二相的磁通变化率对应电机轴方向的变位，为将对应电机轴方向的变位的第一相的磁通变化率44延迟120度后的正弦波形。从而，期间Td中的第二相的绕组电流波形，为了以期间Td的中间时刻为对称轴获得对称形的轴方向力，形成与对应电机轴方向变位的第一相的磁通变化率44同相位的正弦波成比例的形状。根据以上所述，可知期间Td中的轴方向力相对零轴对称，相互抵消。

同样，在期间Tb中，第三相的绕组电流波形及第一相的绕组电流波形，为超前对应电机轴方向变位的第一相的磁通变化率44的相位180度的正弦波形以及超前120度的正弦波形48；在期间Te中，第二相的绕组电流波形及第三相的绕组电流波形，为相对于对应电机轴方向变位的第一相的磁通变化率44，相位延迟60度的正弦波形及延迟120度的正弦波形；在期间Tc中，第一相的绕组电流波形及第二相的绕组电流波形，为相对于对应电机轴方向变位的第一相的磁通变化率44，相位超前60度的正弦波形及与对应电机轴方向变位的磁通变化率44相同相位的正弦波形；在期间Tf中，第三相的绕组电流波形及第一相的绕组电流波形为，相对于对应电机轴变位的第一相的磁通变化率44，相位延迟180度的正弦波形及延迟240度的正弦波形；在期间Ta中，第二相的绕组电流波形及第三相的绕组电流波形为，相对于对应电机轴方向变位的第一相的磁通变化率44，相位延迟60度的正弦波形及延迟120度的正弦波形，各期间的合成轴方向力被同样抵消。

若换种方式来表现，一相处于非通电期间时的其他两相的绕组电流波形，与超前该相的磁通变化率60度及120度的正弦波成比例。图5(b)的45、46及47，表示对应第一相、第二相及第三相的各相的绕组电流的电机轴方向的力。在图4的情况下，在Ta、Tb、Tc、Td、Te及Tf的期间中，由于非通电相以外的两相的轴方向力没有以时间轴为对称轴形成上下对称形，因此残存三相合成的轴方向力的振动成分。但是，在图5中，Ta、Tb、Tc、Td、Te及Tf的期间中，从非通电相以外的两相的轴方向力以时间轴为对称轴形成上下对称形中可知，合成三相的电机轴方向的力45、46及47的合成电机轴方向力的振动成分如图5(c)所示，几乎为零显著地被抑制。即，可知无论是否是由Ta、Tb、Tc、Td、Te及Tf表示的非通电期间，贯穿全部期间地抵消轴方向的力，由此可大幅减小振动及噪音。

在此，对还包含中性点的驱动的电流进行控制的方法进行说明。电压PWM驱动中，也可将如上所述能够减小轴方向的力的期望的电流波形作为电压波形，用图1的方框19及20所示的模块对各相加权，并通过用比较部18将其与三角波进行比较，置换为占空比来进行PWM驱动。在电流PWM驱动中，如实施方式2所说明的那样，按照各个指令对多段的电机驱动晶体管的每一个的电流进行控制的方法示例，在例如专利文献2中记载。即，没有中性点驱动的Y字接线的绕组中的非通电期间以外的期间中的三相绕组的电流驱动方法是公知的，在此，在非通电期间中进行中性点驱动的情况下，也可应用该思路。基本的思路是，利用绕组的电流保持力。

图5中，期间Td中，图2的驱动晶体管Tr1引出电流，驱动晶体管Tr4引入电流。在此，应驱动中性点的电流为图5中的50，以使由三相绕组和中性点驱动下的4个路径构成的电流的总和为零。

期间Td的前半期间，使驱动晶体管Tr4持续导通的同时，使驱动晶体管Tr1和驱动晶体管Tr7分时地进行PWM驱动。其状态如图6(a)所示。W相绕组的端子3为非通电相，不流通电流。电流只从U相端子1流到V相端子2，在对U相绕组和V相绕组进行励磁的被分割的期间内，通过端子2在电流检测电阻12中近表现出Iu。此时，Ic不流过电流检测电阻12，通过Tr4再通过Tr8或者通过与其并联连接的再生二极管再生后，返回到CN端子。

从而，在该电流值达到对应来自转矩指令信号产生部99的Iu的电流指令值的时刻，在比较器94的作用下U相端子1的高电位侧驱动晶体管Tr1被PWM关断。电流只通过Tr7从中性点4流入到端子2(V相)中，在对V相绕组进行励磁的被分割的期间中，由于通过端子2只在电流检测电阻12中出现Ic，因此在该电流值达到对应来自转矩指令信号产生部99的Ic的电流指令值的时刻，在比较器94的作用下中性点4的高电位侧驱动晶体管Tr7被PWM关断。此时，Iu不流过电流检测电阻12，通过Tr4再通过Tr2或者通过与其并联连接的再生二极管返回到端子1。通过Tr1和Tr7，电流从端子1和中性点4这两方流入端子2，对U相绕组和V相绕组进行励磁的被分割的期间中，通过端子2，Iu和Ic的和出现在电流检测电阻12中。

从而，在该电流值达到对应来自转矩指令信号产生部99的Iu和Ic的总计值的电流指令值的时刻，在比较器94的作用下端子1的高电位侧驱动晶体管Tr1或者中性点4的高电位侧驱动晶体管Tr7被PWM关断。如上所述那样，在期间Td的前半部分中，第二相的绕组电流，形成与第一相的绕组电流41和中性点电流50的和大小相等符号相反的电流，控制为期间Td的前半部分中的42那样的形状。

期间Td的后半部分中，在持续导通驱动晶体管Tr1的同时，对驱动晶体管Tr4和驱动晶体管Tr8分时地进行PWM驱动。此状态如图6(b)所示。W相端子3为非通电相，不流通电流。通过Tr4只从V相端子2引出来自端子1(U相)的电流来对U相绕组和V相绕组进行励磁的被分割期间中，由于通过端子2(V相)在电流检测电阻12中只表现Iv，因此在该电流值达到对应来自各相用输入信号产生部99的Iv的电流指令值的时刻，在比较器94的作用下端子2(V相)的低电位侧驱动晶体管Tr4被PWM关断。此时，Ic不流过电流检测电阻12，通过Tr7或者与其并联连接的再生二极管、再通过Tr1返回到端子1(U相)。通过Tr8，只从中性点4引出来自端子1(U相)的电流来对U相绕组进行励磁的被分割的期间中，由于通过端子4在电流检测电阻12中只表现Ic，因此在该电流值达到对应来自各相用输入信号产生部99的Ic的电流指令值的时刻，在比较器94的作用下中性点4的低电位侧驱动晶体管Tr8被PWM关断。此时，Iv不流过电流检测电阻12，通过Tr3或者与其并联连接的再生二极管、再通过Tr1返回到端子1(U相)。

在通过Tr4和Tr8从端子2(V相)和中性点4这两方引出U相端子1的电流的被分割的期间中，由于通过端子2(V相)及中性点4在电流检测电阻12中表现Iv和Ic的和，因此在该电流值达到对应来自各相用输入信号产生部99的Iv和Ic的总计值的电流指令值的时刻，在比较器94的作用下，端子2(V相)的低电位侧驱动晶体管Tr4或中性点4的低电位侧驱动晶体管Tr8被PWM关断。如上述那样，在期间Td的后半部分中，第一相的绕组电流，形成与第二相的绕组电流42和中性点电流50之和大小相等符号相反的电流，控制为41那样的形状。

同样，在期间Tb的前半部分，在持续导通驱动晶体管Tr1的同时，通过对驱动晶体管Tr6和驱动晶体管Tr8分时地进行PWM驱动，将第一相的绕组电流，形成为与第三相的绕组电流43和中性点电流50的和大小相等符号相反的电流，被控制为41那样的形状；在期间Tb的后半部分，在持续导通驱动晶体管Tr6的同时，通过对驱动晶体管Tr1和驱动晶体管Tr7分时地进行PWM驱动，将第三相的绕组电流，形成为与第一相的绕组电流41和中性点电流50的和大小相等符号相反的电流，被控制为43那样的形状。

同样，在期间Te的前半部分，在持续导通驱动晶体管6的同时，通过对驱动晶体管3和驱动晶体管Tr7分时地进行PWM驱动，将第三相的绕组电流，形成为与第二相的绕组电流42和中性点电流50的和大小相等符号相反的电流，被控制为43那样的形状；在期间Te的后半部分，在持续导通驱动晶体管3的同时，通过对驱动晶体管6和驱动晶体管8分时地进行PWM驱动，将第二相的绕组电流，形成为与第三相的绕组电流43和中性点电流50的和大小相等符号相反的电流，被控制为42那样的形状。

同样，在期间Tc的前半部分，在持续导通驱动晶体管3的同时，通过对驱动晶体管2和驱动晶体管Tr8分时地进行PWM驱动，将第二相的绕组电流，形成为与第一相的绕组电流41和中性点电流50的和大小相等符号相反的电流，被控制为42那样的形状；在期间Tc的后半部分，在持续导通驱动晶体管Tr2的同时，通过对驱动晶体管Tr3和驱动晶体管7分时地进行PWM驱动，将第一相的绕组电流，形成为与第二相的绕组电流42和中性点电流50的和大小相等符号相反的电流，被控制为41那样的形状。

同样，在期间Tf的前半部分，在持续导通驱动晶体管Tr2的同时，通过对驱动晶体管Tr5和驱动晶体管Tr7分时地进行PWM驱动，将第一相的绕组电流，形成为与第三相的绕组电流43和中性点电流50的和大小相等符号相反的电流，被控制为41那样的形状；在期间Tf的后半部分，在持续导通驱动晶体管Tr5的同时，通过对驱动晶体管Tr2和驱动晶体管Tr8分时地进行PWM驱动，将第三相的绕组电流，形成为与第一相的绕组电流41和中性点电流50的和大小相等符号相反的电流，被控制为43那样的形状。

同样，在期间Ta的前半部分，在持续导通驱动晶体管5的同时，通过对驱动晶体管Tr4和驱动晶体管Tr8分时地进行PWM驱动，将第三相的绕组电流，形成为与第二相的绕组电流42和中性点电流50的和大小相等符号相反的电流，被控制为43那样的形状；在期间Ta的后半部分，在持续导通驱动晶体管Tr4的同时，通过对驱动晶体管Tr5和驱动晶体管Tr7分时地进行PWM驱动，将第二相的绕组电流，形成为与第三相的绕组电流43和中性点电流50的和大小相等符号相反的电流，被控制为42那样的形状。

有关上述的PWM驱动，当构半桥电路群之中的各个半桥电路的一个驱动晶体管被PWM驱动时，构成相同半桥电路的另一个驱动晶体管可为关断，或者在不产生击穿电流地确保适当的停滞时间(dead time)的基础上，导通状态也可为用相反极性被PWM动作的同步整流形式。如果基于上述的分时驱动下的上述的专利文献2中所记载的内容，可廉价地实现：贯穿全部时间地将三相的绕组电流波形控制为期望的形状，并充分减小轴方向力来充分抑制振动及噪音。

再有，如在期间Td的前半及后半部分中的电流控制中所述那样，在不是持续导通相也不是非通电相的相的绕组电流驱动晶体管和中性点驱动晶体管同时处于导通状态的情况、即两晶体管的导通期间重叠的情况，在只有一方导通的时间内前者晶体管的该电流未达到该目标值时，另一方到达导通的时刻的情况下发生，应用专利文献2的方法，在双方的总计电流的大小与持续导通的相的绕组电流相等时，进行使任一单方的驱动晶体管关断的控制。

(实施方式5)

在用图5进行的说明中，抽出具有非通电相的期间，在图7(a)中表示三相的绕组电流波形41、42及43和对应电机轴方向变位的第一相的磁通变化率44，图7(b)中表示三相的轴方向力45、46及47。在此，期间Tb中的第一相的轴方向力45和第二相的轴方向力46，不仅相对零轴即时间轴互为对称形，分别相对期间Td的中间时刻的对称轴71也为对称形。

对于期间Tb中的第三相的轴方向力47和第一相的轴方向力45也同样，相对时间轴、相对中间时刻的对称轴72都为对称形。此外，图7中，在某相为非通电的期间中、其他相的电流波形为作为正弦波形的一部分的波形。但是实际上，未必需要由正弦波形的一部分形成电流波形。再有，各相的轴方向力的以各通电期间的中间时刻为轴的对称性也不是绝对必要的条件，只要满足相对零轴即时间轴的对称性，则可充分抑制合成轴方向力。

图8(c)表示，一相为非通电期间中的通电相的绕组电流波形不是正弦波形的一部分时的三相的绕组电流波形41、42、43，对应电机轴方向变位的第一相的磁通变化率44，和超前磁通变化率44的正弦波的相位60度的正弦波49及超前120度的正弦波48、中性点电流50。图8(d)及图8(e)表示，相对图8(c)中所示的第一相、第二相及第三相的各相绕组电流的电机轴方向的力45、46、47及合成三相的电机轴方向的力45、46及47的合成电机轴方向力的振动成分38。

特别，从图8(c)及(d)中抽出期间Td及Tb，图8(a)表示不为正弦波形的一部分的三相绕组电流波形41、42及43和对应电机轴方向变位的第一相的磁通变化率44，图8(b)表示三相的轴方向力45、46及47。从图8(c)可容易地得知，在期间Td及Tb中、第一相的绕组电流与正弦波48及正弦波49不成比例。在这种情况下，在一相的绕组处于非通电状态的期间中，剩余两相的各个轴方向力相对中间时间点的轴71或72线对称，作为其结果，在期间Td中由第一相的绕组电流引起的轴方向力45和由第二相的绕组电流引起的轴方向力46相对轴方向力＝零的轴、即相对时间轴线为对称，在期间Tb中由第三相的绕组电流引起的轴方向力47和由第一相的绕组电流引起的轴方向力45相对轴方向力＝零的轴、即相对时间轴为线对称。

在这种情况下，如图8(e)所示那样，可看出也能令合成轴方向力的振动成分38极小，充分减小电机的振动及噪音。同样，基于已述的分时驱动下的上述的专利文献2中所述的内容，可廉价地实现：贯穿全部时间地将三相的绕组电流波形控制为期望的形状，并充分减小轴方向力来充分抑制振动及噪音。

(实施方式6)

图9(c)中，表示非通电期间中非通电相以外的两相的轴方向力不具有相对各非通电期间的中间时刻的轴的对称性的情况下的三相绕组电流波形41、42、43，对应电机轴方向变位的第一相的磁通变化率44，和超前磁通变化率44的正弦波的相位60度的正弦波49及超前120度的正弦波48、中性点电流50。

图9(d)及图9(e)，表示对应图9(c)中所示的第一相、第二相及第三相的各相的绕组电流的电机轴方向的力45、46、47及合成三相电机轴方向的力45、46及47的合成电机轴方向力的振动成分38。特别，从图9(c)及(d)中，抽出期间Td及Tb，图9(a)表示不为正弦波形的一部分的三相的绕组电流波形41、42及43和对应电机轴方向变位的第一相的磁通变化率44，图9(b)表示不具有相对非通电期间的中间时刻的轴71或72的对称性的三相的轴方向力45、46及47。就第一相而言，没有期间Td中的绕组电流和期间Tb中的绕组电流之间的线对称性及期间Tc中的绕组电流和期间Tf中的绕组电流之间的线对称性，根据这点可知，没有电流波形的时间对称性，但有将各相的电流波形彼此逐120度移相的关系，其非通电相存在的期间中的轴方向力，满足相对零轴即时间轴的对称性。

即，上述电机驱动方法为无传感器三相电机的驱动方法，比第一相(图9的41)延迟120度电角相位的第二相的绕组电流(42)、与从上述第二相的绕组电流起延迟90度电角相位的正弦波之积的函数(46)，相对于比上述第一相超前120度电角相位的第三相的绕组电流(43)、与从上述第三相的绕组电流起延迟90度电角相位的正弦波之积的函数(47)，在上述第一相的绕组电流的非通电期间(Ta，Te)中，为彼此大小大致相等极性相反的那种各相绕组电流波形。

这种情况下也看出，能够令合成轴方向力极小，充分减小电机的振动及噪音。这说明，令在非通电期间中被通电的两相的绕组电流中的相位超前120度的那相的绕组电流的基波为sin(θ)时，该相的电流波形只要是满足下述式(1)的那种函数f(θ)即可。

f(θ)·cos(θ)+f(θ-120)·cos(θ-120)＝0……(1)

上式表示，在期间Td中对应第一相的绕组电流的轴方向的力相当于式(1)的左边第1项，对应比第一相延迟120度相位的第二相的绕组电流的轴方向的力相当于式(1)的左边第2项，且上述两者的和为零。可容易地理解，在实施方式4中已说明的内容也满足式(1)。

在图8(c)中，虽然期间Td中第一相的电流波形和第二相的电流波形相对时间轴上的期间Td的中间时刻为点对称，但是该点对称性不是必需的。即，虽然图9(c)不具有该点对称性，但与图8(c)相同，期间Td中的第一相的电流波形与期间Te中的第二相的电流波形及期间Tf中的第三相的电流波形相同，还与对期间Tc中的第一相的电流波形乘以-1的波形、对期间Ta中的第二相的电流波形乘以-1的波形及对期间Tb中的第三相的电流波形乘以-1的波形相同。此外，期间Td中的第二相的电流波形，与图示期间Te中的第三相的电流波形及期间Tf中的第一相的电流波形相同，还与对期间Tc中的第二相的电流波形乘以-1的波形、对期间Ta中的第三相的电流波形乘以-1的波形及对期间Tb中的第一相的电流波形乘以-1的波形相同。

在上述公式(1)中，在一相处于非通电状态的期间中、剩余的相内的超前120度相位的一方的电流下的轴方向力与左边成比例，另一方的电流下的轴方向力与右边成比例。这种电流的形成，可通过令上述的电机绕组的各相的绕组电流彼此独立地形成的结构来实现，这种情况下也可看出：合成轴方向力极小，如图9(e)的合成电机轴方向力的振动成分38所示，能够充分减小电机的振动及噪音。

同样，若基于已述的分时驱动下的上述的专利文献2中所述的内容，可廉价地实现：贯穿全部时间地将三相的绕组电流波形控制为期望的形状，并充分减小轴方向力来充分抑制振动及噪音。

再有，虽然上述的式(1)为关于三相电机的公式，但如果将该式扩展为关于N相的多相电机的公式，则如式(2)所示。

∑f(θ-(k-1)·360/N)·cos(θ-(k-1)·360/N)＝0

……(2)

在此，虽然若令式(2)为一相处于非通电状态的期间中的公式，则∑为从k＝1到k＝N-1的和，但如果想扩展至所有绕组的电流都不为非通电状态的期间，则可认为上述式(2)的∑为从k＝1到k＝N的和。此外，由于如果一相处于非通电期间则k＝N的项为零，因此即使令∑为从k＝1到k＝N的和，式(2)也成立。

(实施方式7)

图5中各相的绕组电流波形具有不连续点，而图10(a)及(b)中表示，电流中不具有不连续点时的三相的绕组电流和对应电机轴方向变位的磁通变化率的波形及三相的轴方向力。51表示第一相的绕组电流波形，52表示第二相的绕组电流波形，53表示第三相的绕组电流波形，44表示对应电机轴变位的第一相的磁通变化率。

在图10(a)中，48及49是超前对应电机轴变位的第一相的磁通变化率44的正弦波的相位120度的正弦波及超前60度的正弦波，60是中性点电流，图10(b)中所示的55、56、57，分别是对应第一相、第二相及第三相的各相的绕组电流51、52、53的电机轴方向的力，图10(c)中所示的38为合成电机轴方向力的振动成分。

在非通电期间Ta及Td夹着的期间中，令第一相的绕组电流波形51在与期间Ta的边界中大致为零，在与期间Td的边界中按照电流连续那样进行设定，此外令第三相的绕组电流53在与期间Td的边界中大致为零，在与期间Ta的边界中也为电流连续那样。它们的电流波形为大致三角形状。

对期间Td及Tb中夹着的期间的第三相的绕组电流53及第二相的绕组电流52、期间Tb及Te中夹着的期间的第二相的绕组电流52及第一相的绕组电流51、期间Te及Tc中夹着的期间的第一相的绕组电流51及第三相的绕组电流53、期间Tc及Tf中夹着的期间的第三相的绕组电流53及第二相的绕组电流52、期间Tf及Ta中夹着的期间的第二相的绕组电流52及第一相的绕组电流51，也实施相同的处置，令各相的绕组电流贯穿整个期间连续。在上述条件下，如图10(b)中所示，三相的轴方向力也连续，此外如图10(c)所示，能够减小合成轴方向力。即如本实施例那样，在保持电流连续性的基础上，也可减小合成轴方向力。

同样，若基于分时驱动下的上述专利文献2中所述的内容，可廉价地实现：贯穿全部时间地将三相的绕组电流波形控制为期望的形状，充分减小轴方向力，充分抑制振动及噪音。

此外，如果针对各个期间的每一个来观察图10的相电流波形，则也可换句话说，各相的连续电流波形，具有由：

非通电期间、接下来的倾斜平缓的电流增加期间、接下来的倾斜急剧的电流增加期间、接下来的最大电流期间、接下来的倾斜急剧的电流减少期间、接下来的倾斜平缓的电流减少期间、接下来的非通电期间、接下来的倾斜平缓的电流减少期间、接下来的倾斜急剧的电流减少期间、接下来的最小电流期间、接下来的倾斜急剧的电流增加期间、接下来的倾斜平缓的电流增加期间、接下来的非通电期间构成的一个周期。即，如果形状这种电流波形，则可减小轴方向力，实现低振动·低噪音化。

(实施方式8)

对各相而言，该相的转矩常数波形与轴方向力波形相位相差90度。在上述为止的说明，是在各相的绕组电流和转矩常数波形相位一致的效率最大的条件下进行讨论，作为轴方向力计算以在该相的绕组电流和轴方向力波形相位相差90度的条件下进行讨论。对于由上述的实施方式4～7的说明所决定的波形的各相的绕组电流，在保持着其波形不变、该相的绕组电流和转矩常数波形具有相位差的、即该相的绕组电流和轴方向力波形偏离90度相位差的这种相位关系下实施驱动的情况下，可知合成轴方向力的偏移水平(offset level)移动，使得其振幅与到此为止的讨论相同被抑制。

从而，用由上述的实施方式4～7的说明所决定的波形的各相的绕组电流进行驱动，自身可带来低噪音及低振动的效果。特别在超前的情况下，可带来提高最高旋转数和加速性能的效果。其中，该相位差通常为恒定角度，特别从提高效率的角度出发，希望保持为90度来进行驱动。

虽然以上为止的说明中，以PWM驱动为例进行了说明，但在线性驱动而不是PWM驱动的情况下，也可设置将通以给定电流的这种线性电压值提供给绕组的模块，若对三相绕组端子和中性点都进行线性驱动，则与PWM驱动的情况相同，能够进行充分减小振动和噪声的电机驱动。这种情况下，可在图1中删除方框17和18，并将三相端子电压波形和中性点电压波形电压性地线性输出给输出电路，可在图2和图3中将电流检测值DS和转矩指令值TQ的误差放大输出提供给方框99，并且删除方框94、97及98，并将三相绕组电压波形和中性点流出流入电流波形电流性地线性输出给输出电路。应用这种线性驱动的情况，也包括在本发明的范围中。

再有，对于包含中性点的各绕组的驱动，可对一部分的端子进行线性驱动，对剩余的端子进行PWM驱动，这种情况下也可形成期望的电流波形作为各电流波形，能够实现振动及噪音的减小。例如，也可只对中性点进行线性驱动，对与中性点相反侧的3个绕组端子进行PWM驱动。

关于非通电期间，虽然在图5、图7、图8、图9、图10中、各个时序图中的图面上，以30度电角左右来表示，但非通电期间并不限于30度电角，本发明对各种电角的非通电期间都适用。如果缩短非通电期间，则可使流出流入中性点的电流更小，中性点驱动晶体管只需要比其他的绕组驱动晶体管更小的驱动能力，从而提高效率。

此外，上述说明中，虽然以三相绕组电机为例进行了说明，但对更多相的电机驱动的情况下也用同样的思路，通过在使具有用于检测反电动势的零交叉时间的非通电状态的相存在的期间中，调整控制上述通电电流，使得其他相的通电电流下的合成轴方向力的振动成分接近零，从而可进行充分减小振动和噪音的电机驱动。因此，本发明也可适用于三相电机以上的多相电机中。

此外，构成驱动晶体管的设备的种类、极性的类型、电路结构上的极性的类型，均可适用上述说明所采用的类型之外的类型。此外，关于反电动势的零交叉检测，不限于利用三相绕组的每次的零交叉，也可只利用特定的相的反电动势的零交检测、或隔着检测周期来利用零交叉检测。对于绕组电流波形，如果其概要满足本发明的要件，则也可获得期望的效果。以上为止的说明例，在不改变本发明的主旨的范围内可有各种变更，其变更得到的任一个构成例都包括在本发明中。

本发明中的电机驱动装置及方法，为无传感器驱动，能够廉价地实现充分低振动及低噪音化的电机，其实用性和适用范围极广。

Claims (23)

1、一种电机驱动装置，通过控制对多相电机驱动绕组的通电来驱动多相电机，其特征在于，具备：

转子位置检测部，其通过检测出在非通电相的电机驱动绕组中感生的反电动势，获得转子位置信息；

半桥电路群，其具备分别连接在所述电机驱动绕组的两端子上的高电位侧驱动晶体管及低电位侧驱动晶体管；

转矩指令信号产生部，其根据从外部输入的原转矩指令信号和来自所述转子位置检测部的输出信号，产生电机驱动用的转矩指令信号；

通电控制信号生成部，其根据从所述转矩指令信号产生部产生的各转矩指令信号，生成各相驱动用的通电控制信号；以及，

通电控制部，其输入所述通电控制信号，并根据该输入的通电控制信号，以规定的周期对所述多相的电机驱动绕组的通电进行通电控制，

所述通电控制部，设定仅令所述多相的电机驱动绕组的一个电机驱动绕组处于非通电状态的非通电期间，并在该非通电期间中进行各相的绕组电流的总和不为零的驱动。

2、根据权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于，

所述通电控制信号生成部，具有脉冲调制控制信号生成部，其生成各相驱动用的脉冲调制控制信号。

3、根据权利要求2所述的电机驱动装置，其特征在于，

所述多相的电机驱动绕组具有被星接线的共用连接端子的中性点，所述半桥电路群具有连接在所述中性点端子一侧上的高电位侧驱动晶体管及低电位侧驱动晶体管，所述通电控制在所述非通电期间中对所述中性点端子进行通电。

4、根据权利要求3所述的电机驱动装置，其特征在于，

所述通电控制部，在全部的所述电机驱动绕组中流有电流的全绕组通电期间中，形成不对所述中性点端子通电的非通电状态。

5、根据权利要求2所述的电机驱动装置，其特征在于，

所述多相的电机驱动绕组，是不具有被共用连接的中性点端子的结构，所述半桥电路群，具备分别独立连接在所述各电机驱动绕组的两端上的高电位侧及低电位侧驱动晶体管，

所述各电机驱动绕组中，可通入各自独立设定的电流波形。

6、根据权利要求5所述的电机驱动装置，其特征在于，

所述各电机驱动绕组，被连接在一对高电位侧驱动晶体管及低电位侧驱动晶体管的共用连接点、和另一对高电位侧驱动管及低电位侧驱动晶体管的共用连接点之间。

7、根据权利要求2～5的任一项所述的电机驱动装置，其特征在于，

所述电机驱动装置，还具有对所述全部的高电位侧驱动晶体管电流或所述全部的低电位侧驱动晶体管电流的总计电流进行检测的模块，并分时控制所述各电机驱动绕组的通电。

8、根据权利要求2～5的任一项所述的电机驱动装置，其特征在于，

所述电机驱动装置，还具备：用于检测出所述高电位侧驱动晶体管的总计电流或者低电位侧驱动晶体管的总计电流的分流电阻；和，对基于所述分流电阻两端电位差的信号和基于所述转矩指令值的信号之间的差异进行放大的误差放大部，

所述转矩指令信号产生部，根据来自所述误差放大部的输出信号和来自所述转子位置检测部的输出信号，产生针对所述各相的转矩指令信号。

9、根据权利要求2～5的任一项所述的电机驱动装置，其特征在于，

所述电机驱动装置，还具备：PWM导通脉冲产生部，其产生用于选择所述高电位侧及低电位侧驱动晶体管及开始PWM通电的脉冲信号；分流电阻，其用于检测出所述高电位侧驱动晶体管的总计电流或者所述低电位侧驱动晶体管的总计电流；以及，比较器，其对基于所述分流电阻两端电位差的信号、和从所述转矩指令信号产生部产生的针对包括中性点在内的各相及相当其总计的转矩指令信号进行比较，

所述脉冲调制控制信号生成部，根据来自所述PWM导通脉冲产生部的输出信号和来自所述比较器的输出信号，产生PWM信号。

10、一种电机驱动方法，通过控制对多相的电机驱动绕组的通电，并对分别连接在所述电机驱动绕组的端子上的高电位侧驱动晶体管及低电位侧驱动晶体管进行驱动控制，来对多相电机进行驱动，其特征在于，包括：

通过检测出在非通电相的电机驱动绕组中感生的反电动势，来获得转子位置信息的步骤；

根据从外部输入的原转矩指令信号和来自所述转子位置检测部的输出信号，产生电机驱动用的转矩指令信号的步骤；

根据所述产生的各转矩指令信号，生成各相驱动用的通电控制信号的步骤；以及，

输入所述通电控制信号，并根据该输入的通电控制信号，以规定的周期对所述多相的电机驱动绕组的通电进行通电控制的步骤，

在所述通电控制步骤中，设定仅令所述多相的电机驱动绕组的一个电机驱动绕组处于非通电状态的非通电期间，该非通电期间中进行各相的绕组电流的总和不为零的驱动。

11、根据权利要求10中所述的电机驱动方法，其特征在于，

生成所述通电控制信号的步骤中，生成脉冲调制控制信号。

12、根据权利要求11中所述的电机驱动方法，其特征在于，

所述电机驱动方法，还对所述全部的高电位侧驱动晶体管电流或者所述全部的低电位侧驱动晶体管电流的总计电流进行检测，并进行分时通电控制，以使对应所述各电机驱动绕组的各端子的通电电流成为分别预先决定的目标电流值。

13、根据权利要求11或12中所述的电机驱动方法，其特征在于，

所述电机驱动方法，是所述多相的电机驱动绕组具有被星接线的共用连接的中性点端子的电机的驱动方法，所述通电控制步骤在所述非通电期间中对所述中性点端子进行通电，并在所述全部的电机驱动绕组中流有电流的全绕组通电期间中，形成不对所述中性点端子通电的非通电状态。

14、根据权利要求10～13的任一项所述的电机驱动方法，其特征在于，

在全部的所述电机驱动绕组中流有电流的全绕组通电期间内，各绕组电流的总和为零。

15、根据权利要求11或12中所述的电机驱动方法，其特征在于，

在只有所述一个电机驱动绕组处于非通电状态的非通电期间内，用各相的绕组电流和与其转矩常数波形相差90度相位的轴方向力常数波形之积的总和一直基本为零的那种电流波形，形成各相的绕组电流。

16、根据权利要求11或12中所述的电机驱动方法，其特征在于，

在只有所述一个电机驱动绕组处于非通电状态的非通电期间内，以令各相的绕组电流和与其电流相位相差90度相位的各正弦函数之积的每一个，相对上述非通电期间的中间时刻的对称轴互为基本线对称的形状的方式，形成各相的绕组电流。

17、根据权利要求11或12中所述的电机驱动方法，其特征在于，

所述电机驱动方法是无传感器三相电机的驱动方法，以比第一相延迟120度电角相位的第二相的绕组电流、和从上述第二相的绕组电流起延迟90度电角相位的正弦波之积的函数，相对比上述第一相超前120度电角相位的第三相的绕组电流、和从上述第三相的绕组电流起延迟90度电角相位的正弦波之积的函数，在上述第一相的绕组电流的非通电期间中彼此大小基本相等极性相反的方式，形成各相绕组电流波形。

18、根据权利要求11或12中所述的电机驱动方法，其特征在于，

所述电机驱动方法是无传感器三相电机的驱动方法，以比第一相延迟120电角度相位的第二相的绕组电流、和从上述第二相的绕组电流起延迟90度电角相位的正弦波之积的函数，以及比上述第一相超前120度电角相位的第三相的绕组电流、和从上述第三相的绕组电流起延迟90度电角相位的正弦波之积的函数，分别在上述第一相的绕组电流的非通电期间中为以该非通电期间的中间时间点为对称轴构成基本对称形的方式，形成各相绕组电流波形。

19、根据权利要求11～16的任一项所述的电机驱动方法，其特征在于，

所述电机驱动方法是相数为N的多相电机的驱动方法，在设k为从1到N的整数、各相的绕组电流的函数为f(θ-(k-1)·360/N)、涉及f(θ)的整体周期的基波为sin(θ)时，f(θ)为一直基本满足下式的函数：

∑f(θ-(k-1)·360/N)·cos(θ-(k-1)·360/N)＝0

其中，∑求取各相的绕组电流和比其基波超前90度的正弦波之积从k为1到N的全相下的和。

20、根据权利要求16或17中所述的电机驱动方法，其特征在于，

将一相绕组处于非通电状态的期间中的、其他不处于非通电状态的相的绕组电流波形的基波成分表示为sin(θ)，在从零电流电平向正弦波的峰值过渡的期间中的另一相的绕组为非通电的期间、以及从零电流电平向正弦波的谷值过渡的期间中的另一相的绕组为非通电的期间中，令其他不处于非通电状态的相的绕组电流波形与sin(θ-30)成比例，在从正弦波的峰值向零电流电平过渡的期间中的另一相的绕组为非通电的期间、以及从正弦波的谷值向零电流电平过渡的期间中的另一相的绕组为非通电的期间中，令其他不处于非通电状态的相的绕组电流波形与sin(θ+30)成比例。

21、根据权利要求11～20的任一项所述的电机驱动方法，其特征在于，

令某一相的绕组的非通电期间和相邻的另一相的绕组的非通电期间中夹着的所述某一相的绕组的通电期间的绕组电流波形，为在该绕组的非通电期间侧电流值为零的近似三角形形状，并贯穿整个周期地令各相的绕组电流连续。

22、根据权利要求11～21的任一项所述的电机驱动方法，其特征在于，

将所述导出的各相的绕组电流波形和各相的转矩常数波形的相位差，保持为基本恒定角度来进行驱动。

23、根据权利要求11～20的任一项所述的电机驱动方法，其特征在于，

具有所述非通电期间的各相的连续电流波形的一个周期，由：非通电期间、接下来的倾斜平缓的电流增加期间、接下来的倾斜急剧的电流增加期间、接下来的最大电流期间、接下来的倾斜急剧的电流减少期间、接下来的倾斜平缓的电流减少期间、接下来的非通电期间、接下来的倾斜平缓的电流减少期间、接下来的倾斜急剧的电流减少期间、接下来的最小电流期间、接下来的倾斜急剧的电流增加期间、接下来的倾斜平缓的电流增加期间、接下来的非通电期间构成。

Images