CN1190886C - 脉冲宽度调制的脉冲控制方法 - Google Patents

脉冲宽度调制的脉冲控制方法 Download PDF

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Abstract

对于在一PWM周期内在每一相的输出电压向量的间隔之中连续输出Op-向量和b-向量的一间隔来说，利用一正整数m分割每一向量的输出时间以得到每一向量的分割时间；在分割时间内，各自都交替地输出Op-向量和b-向量，每一向量输出m次。对于连续输出On-向量和a-向量的一间隔来说，利用一正整数n分割每一向量的输出时间以得到每一向量的分割时间；在分割时间内，各自都交替地输出On-向量和a-向量，每一向量输出n次。采用这种方法能够分散由PWM脉冲(1)-(3)产生的电流波动的频率成分。

Description

脉冲宽度调制的脉冲控制方法
技术领域
本发明涉及一种用在功率转换器，例如用在系统互连或者马达是负载的变速驱动器的逆变器中进行脉冲宽度调制(以下缩写为“PWM”)的脉冲控制方法，更具体地说，涉及一种使三相驱动的逆变器进行低噪声工作的PWM脉冲控制方法。
背景技术
参照图1，该电路图表示一三相两位(two-level)PWM逆变器的结构。如图1所示，三相两位PWM逆变器包括：直流供电电源101，电容102，一马达的U-相、V-相和W-相输出端子，半导体开关元件(例如IGBT和GTO)103-108以及二极管109-114。
当半导体开关元件103、105和107闭合时，用于每一相的输出端子117-119与引自直流供电电源正极的正极导线115连接，并且每一相的输出相相电压变成高电位(以下缩写为“H”)。当半导体开关元件104、106和108闭合时，用于每一相的输出端子117-119与引自直流供电电源负极的负极导线116连接，并且每一相的输出相相电压变成低电位(以下缩写为“L”)。
用于这种三相两位PWM逆变器的调制方法包括一种三相调制方法和一种两相调制方法。三相调制方法通过改变所有三个相位的电压电位进行调制。两相调制方法通过把三个相位中的其中一个相的输出相电压固定在高电位(H)或者低电位(L)和然后再调制其余的两个相来实现调制。在两相调制方法中，由输出相电压的相切换固定相。
在这种三相两位PWM逆变器中，当逆变器的调制百分比和输出频率都很高时，一般采用两相调制方法；而当调制百分比和输出频率都很低时，一般采用三相调制方法。
由于在三相调制方法中，同时输出三个相位的脉冲，使PWM脉冲的宽度宽于两相调制方法中的宽度。当逆变器的调制百分比和输出频率都很低时，输出电压向量为0向量时的时间间隔增加，而每一相的PWM脉冲宽度因此降低。
由于在PWM脉冲宽度变得太低时，半导体开关元件不能随之进行切换，因此在逆变器的输出频率很低时，可使用PWM脉冲宽度更宽的三相调制方法。
对于现有技术中的采用三相调制方法的PWM逆变器PWM脉冲控制方法来说，用于每一相的输出端子117-119与正极导线115连接时的相状态称作第一状态(以下缩写为“P”)，而输出端子117-119与负极导线116连接时的相状态称作第二状态(以下缩写为“N”)。进一步地，序列为U-相、V-相和W-相的三个相的输出状态为(P，P，P)时，输出电压向量为Op向量；三个相的输出状态为(N，N，N)时，输出电压向量为On向量。输出状态为(P，N，N)、(N，P，N)和(N，N，P)时，输出电压向量为a向量；而输出状态为(P，P，N)、(N，P，P)和(P，N，P)时，输出电压向量为b向量。当三个相中的任何一个相为P时，a向量为输出电压向量，当三个相中的任何一个相为N时，b向量为输出电压向量。
现在参照图2，该图中的时序图表示现有技术中所述的PWM脉冲控制方法。三角波形电压4是PWM逆变器的PWM载波信号。电压命令5-7分别表示W-相、V-相和U-相的电压命令(command)。U-相的PWM脉冲脉冲1、V-相的PWM脉冲2和W-相的PWM脉冲3表示在信号和命令之下。当PWM脉冲1-3为H时，每一相的输出端子连接到正极导线115，而且每一相的输出状态为P；而当PWM脉冲1-3为L时，每一相的输出端子连接到负极导线116，而且每一相的输出状态为N。由于电压命令周期5-7特别长，因此电压命令5-7的值实际上在三角波形电压4的单个周期内并没受到影响。
在现有技术所述的PWM脉冲控制方法中，当三角波形电压4的值超出各个电压命令5-7的每一值时，PWM脉冲1-3都为L；而在三角波形电压4的值下降到低于各个电压命令5-7的每一值时，PWM脉冲1-3都为H。在此情况下，输出电压向量以Op-向量、b-向量、a-向量、On-向量、a-向量、b-向量和Op-向量的顺序在三角波形电压4的一个周期内产生跃变。
下面参照图3，该图中的电路图表示三相三位PWM逆变器的结构。图3所示，三相两位PWM逆变器包括：直流供电电源201；电容202和203；马达的U-相、V-相和W-相输出端子117-119；中性点252；半导体开关元件230-241以及二极管204-221。
当半导体开关元件230和231、234和235、以及238和239为闭合时，每一相的输出端子117-119连接到正极导线250，而且每一相的输出相电压变为H。当半导体开关元件231和232、235和236、以及239和240为闭合时，每一相的输出端子117-119连接到中性点252，而且每一相的输出相电压变成H和L之间的之间中间电位(以下缩写为“M”)。当半导体开关元件232和233、236和237、以及240和241为闭合时，每一相的输出端子117-119连接到负极导线251，而且每一相的输出相电压变为L。
在上述的说明中，所述的三相三位PWM逆变器调制方法包括单极调制和双极调制。单极调制是指这样一种方式，即在电压命令值为正值时，PWM脉冲的输出为输出相电压的输出值在H和M之间重复；而在电压命令值为负值时，PWM脉冲的输出为输出相电压的输出值在M和L之间重复。单极调制是指这样一种方式，PWM脉冲的输出为输出相电压的输出值在PWM载波信号的一个周期内的M的每一侧、在H和L之间交替变化；而与电压命令值是正值还是负值无关。
在这种三相三位PWM逆变器中，在输出频率和调制百分比都很高的情况下，一般采用单极调制；而在输出频率和调制百分比都很低的情况下，一般采用双极调制。这是因为，如果在输出频率很低时采用单极调制，半导体开关元件的一侧会长时间地在ON和OFF之间重复地切换，增加了这种半导体开关元件被击穿的危险。
下面说明用于一种PWM逆变器的现有技术的PWM脉冲控制方法，这种逆变器采用双极调制。每一相的输出端子117-119连接到正极导线250时，每一相的状态为P；每一相的输出端子117-119连接到负极导线250时，每一相的状态为N；而在每一相的输出端子117-119连接到中性点252时，每一相的状态为第三种状态(以下缩写为“O”)。
进一步地，当其顺序为U-相、V-相和W-相的三个相的输出状态为(P，P，P)时，输出电压向量为Op-向量；当输出状态为(N，N，N)时，输出电压向量为On-向量；当输出状态为(O，O，O)时，输出电压向量为Oo-向量。当输出状态为(P，O，O)、(O，P，O)或(O，O，P)时，输出电压向量为ap-向量；当输出状态为(O，N，N)、(N，O，N)或(N，N，O)时，输出电压向量为an-向量；当输出状态为(P，P，O)、(O，P，P)或(P，O，P)时，输出电压向量为bp-向量；当输出状态为(O，O，N)、(N，O，O)或(O，N，O)时，输出电压向量为bn-向量。
图4所示的时序图表示现有技术中的双极调制的PWM脉冲控制方法。该流程图表示在三角电压4的一个周期Tc中，三相马达的每一相的输出状态，这种三角电压是PWM载波信号电压。电压命令5-7分别表示W-相、V-相和U-相的电压命令。
图4表示现有技术中，在现有技术中的PWM脉冲控制方法所述的三角波形电压的一个周期内，每一相1-3的PWM脉冲。如图4所示，在三角波形电压4的一个周期内，输出电压向量以Op-向量、bp-向量、ap-向量、Oo-向量、bn-向量、an-向量和On-向量的顺序、或者以相反的顺序产生跃变。
在上述PWM逆变器中，当输出频率非常低时，电流在长时间内流到特定的半导体开关元件，从而提出了一种方法，利用这种方法，PWM载波信号的周期增加，减少了切换情况发生的次数，并进而降低了切换损失。但是，降低PWM载波信号的频率，也会降低流入马达的电流波动成分的频率，这样就产生了这样的问题，即，增加了位于人类听力频谱之内的频率成分，这种频率成分是电流波动成分产生的声音频率成分。
如上所述，在现有技术的PWM逆变器中，如果输出频率很低，PWM载波信号的频率就会设定的很低，从而减少了半导体开关元件的切换次数，减少了切换损失，并避免了半导体开关元件被击穿。但是，降低PWM载波信号的频率就会产生问题，即流入马达的电流波动成分的频率也会降低，因此，增加了位于人类听力频谱之内的频率成分，这种频率成分是电流波动成分产生的声音频率成分。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种PWM脉冲控制方法，其中，即便在PWM载波信号设定得很低的情况下，也不会增加人类听力频谱范围内的频率成分，该频率成分是由电流波动产生的声音频率成分。
为了达到上述目的，在本发明所述的PWM脉冲控制方法中，当三相两位逆变器的输出频率设定得很低而且PWM载波信号的频率也设定的很低时，就利用第一设定值和第二设定值分割所产生的PWM脉冲中的每一相的输出电压向量的输出时间。采用这种方法可使电流波动的频率对于每一相都是不同的，这种电流波动是由包含在流入负载的电流中的PWM脉冲产生的波动成分，从而能够分散由PWM脉冲产生的电流波动中的频率成分。因此，能够避免人类听力频谱范围内的频率成分达到一种很高的电位，该频率成分是由电流波动产生的声音频率成分。
在本发明所述的PWM脉冲控制方法所述的一种实施例中，如果由于由第一设定值和第二设定值产生的分割时间很短、使PWM脉冲太短并且不能有效地切换半导体开关元件时，就会由第一设定值和第二设定值设定更小的值，以降低每一向量的分割数量。因此可延长分割时间，并进而平滑地切换半导体开关元件。
在本发明所述的PWM脉冲控制方法所述的一种实施例中，PWM脉冲的整个ON延迟校正量都是根据在寻求每一向量的分割时间时得出第一设定值和第二设定值计算出的一种ON延迟校正量，而且是第一ON延迟校正量和第二ON延迟校正量之和。采用这种方式能够使PWM脉冲的ON延迟校正量不会产生过补偿，并且能够与实际逆变器的半导体开关元件的切换次数相一致，因此能够校正逆变器的输出电流中由ON延迟产生的失真，而且不会产生过补偿或欠补偿。
进一步地，在本发明所述的PWM脉冲控制方法所述的一种实施例中，用其上加有计算出的第一设定值和第二设定值都为1时的第一ON延迟校正量的一个PWM脉冲分割PWM脉冲。采用这种方式能够利用与实际上输出到一逆变器的PWM脉冲接近的一个PWM脉冲对PWM脉冲进行分割。
在本发明所述的PWM脉冲控制方法所述的一种实施例中，通过增加第一和第二设定值延长PWM载波信号的周期。采用这种方式可避免PWM脉冲的宽度变得比所需要的宽度更短，因此，能够平滑地切换半导体开关元件。
在本发明所述的另一种PWM脉冲控制方法中，当三相中性点钳位逆变器的输出频率和PWM载波信号的频率都设定得很低时，就利用第一、第二、第三和第四设定值以及随后产生的PWM脉冲分割每一相的输出电压向量的输出时间。采用这种方式，可使电流波动频率，即包含在流入负载的电流中的PWM脉冲产生的波动成分与每一相不同，并使PWM脉冲产生的电流波动中的频率成分能够分散，因此，能够避免人类听力频谱范围内的频率成分达到一种很高的电位，该频率成分是由电流波动产生的声音频率成分。
在本发明所述的PWM脉冲控制方法所述的一种实施例中，如果由于由第一、第二、第三和第四设定值产生的分割时间很短，使PWM脉冲变得太短并且不能有效地切换半导体开关元件时，就利用第一、第二、第三和第四设定值来设定一很小的值，以降低每一向量的分割数量。采用这种方式能够延长每一向量的分割时间，从而能够平滑地切换半导体开关元件。
在本发明所述的PWM脉冲控制方法所述的一种实施例中，PWM脉冲的整个ON延迟校正量都是根据在得到每一向量的分割时间时得出的第一设定值和第二设定值计算出的一种ON延迟校正量，而且是第一和第二ON延迟校正量之和。采用这种方式能够使PWM脉冲的ON延迟校正量不会产生过补偿或欠补偿，并且能够与实际逆变器的半导体开关元件的切换次数相一致。因此，本发明所述的PWM脉冲控制方法能够校正逆变器的输出电流中由ON延迟产生的失真，而且不会产生补偿过渡或补偿不足。
在本发明所述的PWM脉冲控制方法所述的一种实施例中，根据第一设定值和第二设定值都为1时计算出的加到第一ON延迟校正量上的一个PWM脉冲来分割PWM脉冲。采用这种方式能够利用与实际上输出到一逆变器的PWM脉冲接近的PWM脉冲对PWM脉冲进行分割。
最后，在本发明所述的PWM脉冲控制方法所述的一种实施例中，通过增加第一、第二、第三和第四设定值，使PWM载波信号的周期比电流周期更长。采用这种方式可避免PWM脉冲的宽度变得比所需要的宽度更短，因此，能够平滑地切换半导体开关元件。
附图说明
图1的等效电路表示三相两位PWM逆变器的结构；
图2的时序图表示现有技术中的三相两位PWM逆变器的PWM脉冲控制方法；
图3的等效电路表示三相三位PWM逆变器的结构；
图4的时序图表示现有技术中的三相三位PWM逆变器的PWM脉冲控制方法；
图5的时序图表示本发明的第一实施例的PWM脉冲控制方法中的基本方法；
图6的时序图表示当改变分割数量时，本发明的第一实施例的PWM脉冲控制方法；
图7的方框图表示使用本发明的第一实施例的PWM脉冲控制方法的一感应马达的控制电路的结构；
图8的流程图表示图7所示的控制电路的操作过程；
图9的时序图表示当改变载波周期时，本发明的第一实施例的PWM脉冲控制方法；
图10的时序图表示发明的第二实施例的PWM脉冲控制方法中的基本方法；
图11的时序图表示当改变分割数量时，本发明的第二实施例的PWM脉冲控制方法；
图12的时序图表示当改变载波周期时，本发明的第二实施例的PWM脉冲控制方法；
图13的方框图表示使用本发明的第一实施例的PWM脉冲控制方法的一感应马达的控制电路的结构；
图14的流程图表示图13所示的控制电路的操作过程；
具体实施方式
下面参照附图，说明本发明的最佳实施例。在每幅图中，相同的参考标记表示相同的组成部件。
(第一实施例)
首先参照图5至9，详细说明本发明第一实施例的PWM脉冲控制方法。本实施例的PWM脉冲控制方法可应用于诸如图1所示的三相两位PWM逆变器。在此三相两位PWM逆变器中，在输出频率和调制百分比都很低时，采用三相调制。
图5所示的时序图表示本实施例所述PWM脉冲控制方法中的基本方法。如图5(a)所示，在本发明所述的PWM脉冲控制方法中，就象现有技术中所述的PWM脉冲控制方法那样，可在产生PWM脉冲1-3时，观察每一向量的输出顺序和输出时间。(Op-向量，b-向量)和(On-向量，a-向量)分为下一组，把三角波形周期4的一个周期Tc的内部分成时间间隔，在这些时间间隔中，同一组的向量是连续输出的。
在三角波形电压4的第一个半周期，首先连续输出Op-向量和b-向量的时间间隔是间隔1；连续输出a-向量和On-向量的时间间隔是间隔2。接下来，在三角波形电压4的第二个半周期，首先连续输出On-向量和a-向量的时间间隔是间隔3；连续输出b-向量和Op-向量的时间间隔是间隔4。
在间隔1中，Op-向量的输出时间为T1，而其后的b-向量的输出时间为T2。在本实施例的PWM脉冲控制方法中，在间隔1中的第一时间T1/2输出Op-向量，而在其后的时间T2/2输出b-向量。之后在其后的时间T1/2输出Op-向量，并在最后的时间T2/2输出a-向量。换句话说，Op-向量的输出时间和a-向量的输出时间都被分成两组，而且每一向量具体地输出两种时间。对于间隔2、3、4来说，每一向量的输出时间同样被分成两组。在本发明所述的PWM脉冲控制方法中，如上所述，分割每一向量的输出时间，并产生PWM脉冲1-3，在该脉冲中刚好在分割时间交替地输出每一向量，向量输出的次数等于分割的份数。在图(5b)中，示出了每一向量的这些PWM脉冲1-3的形式。
在本实施例所述的PWM脉冲控制方法中，每一向量的输出时间还可被分成3或4份。必须用正整数表示分割的份数，而且必须根据产生电流波动的频率成分调整该份数。
在本发明所述的PWM脉冲控制方法中，在三角波形电压4的一个周期内PWM脉冲1-3的宽度之和与现有技术中所述的PWM脉冲控制方法中的宽度相同，理想地说，逆变器的输出电压也应当与现有技术中所述的PWM脉冲控制方法相同。但是，实际上，逆变器的输出电压受半导体开关元件103-108的开关特性的影响，因此，本实施例所述的PWM脉冲控制方法中的输出电压与现有技术中所述的PWM脉冲控制方法稍微有些不同。在本实施例所述的PWM脉冲控制方法中，由于考虑到了半导体开关元件103-108的开关特性，PWM脉冲1-3得到校正，从而使输出电压等于现有技术的PWM脉冲控制方法中产生的输出电压。可通过根据已知半导体开关元件103-108的开关特性预定校正量并检测逆变器实际输出电压的偏差，来进行PWM脉冲1-3的校正。
图6所述的时序图表示当改变分割份数时本实施例的PWM脉冲控制方法。如图6所示，在本实施例的PWM脉冲控制方法中，利用第一设定值m，把Op-向量的输出时间和b-向量的输出时间分割成m份，并利用第二设定值n，把On-向量的输出时间和a-向量的输出时间分割成n份。在图6中，示出了一m等于n的实例，但是m不一定等于n。
利用由逆变器输出的输出电压向量的相角和调整百分比，可判断出Op-向量、On-向量、a-向量和b-向量的输出时间，从而使这些输出时间有很大的波动。例如，当每一相的电压命令值接近时，a-向量和b-向量的输出时间就会变短。当分割这些输出时间时，每一半导体开关元件103-108的切换间隔就会变得太短并且不能进行很好的切换。因此减少相对分割值m和n，从而使半导体开关元件103-108的切换间隔不会变得太短。
当把PWM脉冲1-3实际上用作图1所示的三相两位PWM逆变器的输入时，逆变器电路中的每一相的上下半导体开关元件必须变成不能短路。因此，当任何上或下半导体开关元件从OFF切换到ON时，即当任何PWM脉冲1-3从ON切换到OFF或者从OFF切换到ON时，逆变器必须延迟设定时间，即利用规定的时间间隔把上或下半导体开关元件从OFF切换到ON的时间。这种预定的时间间隔称作“ON-延迟时间”。但是，当利用规定的时间间隔延迟半导体开关元件从OFF到ON的切换时，不能根据电压命令输出电压和在逆变器的实际输出电流波形中产生失真。因此，逆变器一般要预先ON-延迟校正量加到PWM脉冲1-3上，以校正由于ON-延迟时间的影响而产生的输出电压和电压命令之间的偏差。
图7所示的方框图表示使用本实施例的PWM脉冲控制方法的一感应马达的控制电路结构。这种控制电路是一种考虑了利用上述ON延迟校正量进行校正的电路。如图7所示，感应马达305的控制电路设有：主控制器301、PWM脉冲操作单元302、PWM分割器303、包括图1所示的三相两位PWM逆变器的PWM发生器304、诸如DCCT之类的电流路检测器306、A/D转换器307以及ON延迟校正量操作单元310。
主控制器301输出第一设定值m的初始值M1；第二设定值n的初始值N1；以及控制信号，即频率命令ω★以及输出电压命令V★。
PWM脉冲操作单元302根据已从主控制器301输出的频率命令ω★以及输出电压命令V★，计算一个PWM周期中每一Op-向量、b-向量、a-向量和On-向量的输出时间，并输出在一个PWM周期中感应马达305的每一相1-3的PWM脉冲。
A/D转换器307把模拟信号转换成数字信号，并输出该结果，该模拟信号表示利用电路检测器306已经检测的感应马达305的每一相的电流值IU，IV和IW。
ON延迟校正量操作单元310接收从主控制器301输出的第一设定值m的初始值M1和第二设定值n的初始值N1以及从A/D转换器307输出的感应马达305每一相的电流值IU，IV和IW，并计算和输出每一相的PWM脉冲的ON延迟校正量ΔU”、ΔV”和ΔW”。利用感应马达305每一相的电流值IU，IV和IW的方向判断出每一相的ON延迟校正量ΔU”、ΔV”和ΔW”的正负值分布情况，并通过产生半导体开关元件的某一次切换所必须的ON延迟时间和每一相的半导体开关元件切换的次数判断出这些值的幅度。根据每一向量的分割数量增加或减少切换次数，并由第一设定值m的初始值M1和第二设定值n的初始值N1判断出每一向量的分割数量。
加法器311把每一相的ON延迟校正量ΔU”、ΔV”和ΔW”分别加到从PWM脉冲操作单元302输出的每一相1-3的PWM脉冲上，并输出该结果。
PWM分割器303把第一设定值m的初始值M1和第二设定值n的初始值N1以及从加法器311输出的每一相1-3的PWM脉冲作为输入值，利用第一设定值m和第二设定值n产生分割时间，分割由每一相1-3的PWM脉冲构成的每一向量的输出时间，并且都把每一相1-3的PWM脉冲输出到PWM发生器304，并把每一向量的分割时间以及最终确定的第一设定值m和第二设定值n输出到发生器304。
根据接收到的每一向量的分割时间以及最终确定的第一设定值m和第二设定值n，PWM发生器304分割每一相1-3的PWM脉冲，并根据分割的PWM脉冲，控制图1所示的逆变器来驱动感应马达305。
尽管在本实施例的PWM脉冲控制方法中，根据感应马达305每一相的电流值IU，IV和IW的方向确定ON延迟校正量ΔU”、ΔV”和ΔW”，但是本发明所述的PWM脉冲控制方法并不局限于这种方式，仍然可采用各种方法产生ON延迟校正量ΔU”、ΔV”和ΔW”。
下面参照图8，该图所示的流程图表示上述感应马达305的控制电路的操作过程。主控制器301首先输出频率命令ω★以及输出电压命令V★，并进一步地分别把第一设定值m和第二设定值n设定成初始值M1和初始值N1，并输出这些值(步骤1001)。
当第一设定值m和第二设定值n都为1并且输出PWM脉冲1-3时，PWM脉冲操作单元302根据发自主控制器101的输出频率命令ω★以及输出电压命令V★，计算一个PWM脉冲周期中用于每一相的PWM脉冲的宽度(步骤1002)。
已从ON延迟校正量操作单元110输出的每一相的ON延迟校正量ΔU”、ΔV”和ΔW”随后利用加法器111加到已从PWM脉冲操作单元302输出的每一相1-3的PWM脉冲上，并且调整用于每一相1-3的PWM脉冲的脉冲宽度(步骤1003)。
之后，PWM分割器303把接收的已在步骤1003调整过的每一相的脉冲1-3的PWM脉冲作为输入，由第一设定值m把每一相1-3的这些PWM脉冲中的Op-向量的输出时间和b-向量的输出时间分成m份，并计算用于每一向量的分割时间Top和Tb(步骤1004)。
下一步，PWM分割器303将分割时间Top和Tb与预定值S相比较，并检查分割时间Top和Tp是否等于或者大于预定值S或者第一分割值m是否为1(步骤1005)。
如果在步骤1005中，分割时间Top和Tb小于预定值S，并且第一设定值m不为1，第一设定值m就减去1(步骤1006)，并且程序返回步骤1004。
如果在步骤1005中，分割时间Top和Tb等于或大于预定值S、或者第一设定值m为1，PWM分割器303就对在步骤1003中由第二设定值n调整的每一相的PWM脉冲中的a-向量的输出时间和On-向量的输出时间进行分割，计算每一向量的分割时间Ta和Ton(步骤1007)。
下一步，PWM分割器303将分割的时间Ta和Ton与预定值S相比较，并检查分割时间Top和Tb是否等于或者大于预定值S或者第二分割值n是否为1(步骤1008)。如果分割时间Top和Tb小于预定值S，并且第二设定值n为1，第二设定值n就减去1(步骤1009)，并且程序返回步骤1007。
如果在步骤1008中，分割时间Top和Tb等于或大于预定值S、或者第二设定值n为1，PWM分割器303设定在步骤1004和1007中产生的分割时间Top、Tb、Ton和Ta以及此时PWM发生器304中的第一和第二设定值m和n，并且向PWM发生器304输出PWM脉冲(步骤1010)。PWM发生器304根据Top、Tb、Ton、Ta、m和n、并根据已分割的PWM脉冲来分割PWM脉冲，控制逆变器以驱动感应马达105(1012)。
如上所述，如果在此控制电路中，由于分割了每一向量的输出时间，切换间隔变得太短，就减少每一向量的分割数量m和n。但是，本发明所述的PWM脉冲控制方法并不局限于这种方式，通过延长三角波形电压4的周期Tc，也能防止缩短切换间隔。图9所示的时序图表示当改变载波(三角波形电压4)的周期Tc时，本实施例所述的PWM脉冲控制方法。如图9所示，当切换间隔变得非常短时，延长三角波形电压4的周期Tc，以便延长半导体开关元件103-108的切换间隔。
如上所述，通过利用本实施例所述的PWM脉冲控制方法，如果逆变器的输出频率和三角波形电压4的频率都设置得很低，就利用第一设定值m和第二设定值n，分割三角波形电压4的一个周期内的每一相输出电压向量的输出时间以产生PWM脉冲1-3，结果使电流波动频率中的相产生差别，这种差别是包含在流入马达的电流中的PWM脉冲1-3产生的波动成分。由于PWM脉冲1-3产生的电流波动的频率成分是分散的，在电流波动产生的声音频率成分中能避免位于人类听力频谱之内的频率成分增加到一个很高的值。
(第二实施例)
下面参照图10至12，详细说明本发明第二实施例的PWM脉冲控制方法。本实施例的PWM脉冲控制方法可应用于图3所示的三相三位PWM逆变器，即中性点钳位逆变器。利用这种三相三位PWM逆变器，在逆变器的输出频率和调制百分比都很低时，采用双极调制。
首先参照图10，该图所示的时序图表示本实施例所述PWM脉冲控制方法中的基本方法。在本实施例的PWM脉冲控制方法中，就象现有技术中所述的PWM脉冲控制方法那样，可在产生PWM脉冲1-3时，首先产生三角波形电压4的一个周期中的每一向量的输出顺序和输出时间。
在现有技术的PWM脉冲控制方法中，每一向量的输出时间如图10(a)所示。如图10(a)所示，在三角波形电压4的一个周期内输出电压向量按照Op-向量、bp-向量、ap-向量、Oo-向量、bn-向量、an-向量、On-向量的顺序、或者相反的顺序产生跃变。
在本实施例的PWM脉冲控制方法中，(Op-向量、bp-向量)、(ap-向量、部分Oo-向量)、(一部分Oo-向量，bn-向量)和(an-向量、On-向量)分为一组，之后，将在同一组中连续输出向量的时间间隔作为一个基准，在该周期内分割每一向量的输出时间。
在连续输出Op-向量和bp-向量的三角波形电压4的某一周期的开始时的时间间隔为间隔1；连续输出ap-向量和部分Oo-向量的下一个间隔是间隔2；连续输出其余的部分Oo-向量和bn-向量的下一个时间间隔是间隔3；连续输出an-向量和On-向量的下一个时间间隔是间隔4。
在间隔1中，Op-向量的输出时间为T3，而其后的bp-向量的输出时间为T4。在本实施例的PWM脉冲控制方法中，在间隔1中的第一时间T3/2输出Op-向量，而在其后的时间T4/2输出bp-向量。在其后的时间T3/2输出Op-向量，并在最后的时间T4/2输出bp-向量。换句话说，Op-向量的输出时间和bp-向量的输出时间都被分成两组，每一向量都交替地输出两次。每一向量的输出时间都同样地分成两组，用于后续间隔2、3、4和随后间隔。在本实施例的PWM脉冲控制方法中，如上所述，分割每一向量的输出时间，并产生PWM脉冲1-3，在PWM脉冲1-3中对于所得到的分割时间，交替地输出向量，每一向量输出的时间份数等于分割的份数。在图10(b)中，示出了每一相1-3的所得到PWM脉冲的结果。
在本实施例的PWM脉冲控制方法中，在三角波形电压4的一个周期内的PWM脉冲1-3的宽度之和与现有技术中所述的PWM脉冲控制方法中的宽度相同，理想地说，逆变器的输出电压也应当与现有技术中所述的PWM脉冲控制方法相同。但是，实际上，在本实施例所述的PWM脉冲控制方法中，逆变器的输出电压受半导体开关元件230-241的开关特性的影响，因此，与现有技术中所述的PWM脉冲控制方法有些不同。在本实施例所述的PWM脉冲控制方法中，由于考虑到了半导体开关元件230-241的开关特性，PWM脉冲1-3得到校正，从而使输出电压等于现有技术中所述的PWM脉冲控制方法中产生的输出电压。可通过根据半导体开关元件230-241的已知开关特性的预定校正量并检测逆变器实际输出电压的偏差，进行PWM脉冲1-3的校正。
在本实施例所述的PWM脉冲控制方法中，把每一向量的输出时间分割成3或4份。图11所述的时序图表示当改变分割份数时本实施例所述的PWM脉冲控制方法。如图11所示，在本实施例所述的PWM脉冲控制方法中，把三角波形电压4的一个周期内的Op-向量的输出时间和bp-向量的输出时间分割成m份，把ap-向量的输出时间和部分Oo-向量的输出时间分割成n份，把其余部分Oo-向量的输出时间和bn-向量的输出时间分割成i份，把an-向量的输出时间和On-向量的输出时间分割成j份。尽管在图5中，m、n、i和j都相等，但是m、n、i和j也可以是都不相等的。必须用正整数表示每一个分割数量，而且必须根据所产生的电流波动中的频率成分调整每一个分割数量。
利用由逆变器输出的输出电压向量的相角和调整百分比，可判断出Op-向量、Oo-向量、On-向量、ap-向量、an-向量、bp-向量和bn-向量的输出时间，从而使这些输出时间有很大的波动。例如，当对于每一相的电压命令值接近时，ap-向量、an-向量、bp-向量和bn-向量的输出时间就会变短。当分割这些输出时间时，半导体开关元件230-241的切换间隔就会变得太短并且不能有效地进行的切换。因此减少分割值m、n、i和j，从而使半导体开关元件230-241的切换间隔不会变得太短。
进一步地，在本实施例所述的PWM脉冲控制方法中，当切换间隔由于分割了每一向量的输出时间而变得太短时，也会延长三角波形电压4的周期Tc。图12所示的时序图表示当改变载波(三角波形电压4)的周期Tc时的本实施例所述的PWM脉冲控制方法。如图12所示，如果切换间隔变得太短，就要把三角波形电压4的周期Tc改变成一种合适的长度，以延长半导体开关元件230-241的切换间隔。
如上所述，通过利用本实施例所述的PWM脉冲控制方法，如果逆变器的输出频率和三角波形电压4的频率Tc都设置得很低，就利用第一、第二、第三和第四设定值分割在三角波形电压4的周期内的每一相输出电压向量的输出时间，产生PWM脉冲1-3，结果使电流波动频率中的相位产生差别，这种差别是包含在流入马达的电流中的PWM脉冲1-3产生的波动频率成分。因此，PWM脉冲1-3中产生的电流波动的频率成分是分散的，在电流波动产生的声音频率成分中，可避免位于人类听力频谱之内的频率成分增加到一个很高的值。
进一步地，尽管在第一和第二实施例所述的PWM脉冲控制方法中，每一向量的产生时间是等分的，但是仍然不必对这些产生时间进行等分，即可以通过把这些产生时间分割成不同的分割时间，就可来调整流入马达的电流波动的频率成分。采用这种方式，能够更大程度地分散波动电流的频率成分，并能够进一步减少由电流波动产生的声音频率成分中的位于人类听力频谱之内的频率成分。
进一步地，在本实施例所述的PWM脉冲控制方法中，就象第一实施例所述的PWM脉冲控制方法那样，本领域的技术人员可以很容易地理解，能够利用ON延迟校正量进行校正。而且，在本实施例所述的PWM脉冲控制方法中，在分割每一向量时采用第一至第四分割值m-j，因此，可根据第一至第四分割值m-j，确定出ON延迟校正量。
最后，在本实施例所述的PWM脉冲控制方法中，本领域的技术人员可以很容易地理解，对于所有的分割量m-j，都可以确定判断出图8所示的步骤1004至1005和步骤1007-1009中所述的实际分割值和向量的分割时间。
(第三实施例)
下面参照图13和14说明本发明的第三实施例所述的PWM脉冲控制方法。图7和图8表示采用第一实施例所述的PWM脉冲控制方法的感应马达305的控制电路及其工作过程。但是，在此控制电路中，当第一设定值m和第二设定值n分别为初始值M1和N1时，从ON延迟校正量操作单元310输出的ON延迟校正量为ΔU”、ΔV”和ΔW”为ON延迟校正量。
如上所述，通过在某一时刻产生由于切换半导体开关元件一次所需的ON延迟时间和切换次数的乘积，可确定出ON延迟校正量，而且由于根据每一向量分割数量检测切换次数，因此在初始值M1和N1大于向量的实际分割数量第一设定值m和第二设定值n时，在不改变PWM脉冲1-3而只利用初始值M1和N1确定出的ON延迟校正量的增加量使ON延迟校正量超出了理想的ON延迟校正量，即产生了过补偿。在逆变器的输出电流中，这种过补偿甚至可能产生更大的失真。因此，在本实施例所述的PWM脉冲控制方法中，避免了ON延迟补偿量的过补偿。
图13的方框图表示采用本实施例所述的PWM脉冲控制方法的感应马达的控制电路的结构。如图13所示，采用本实施例所述的PWM脉冲控制方法的感应马达305的控制电路与图7所述的控制电路的不同之处在于，设有ON延迟校正量操作单元308，代替了ON延迟校正量操作单元310，还设有ON延迟校正量操作单元309和加法器312。
ON延迟校正量操作单元308接收从A/D转换器307输出的感应马达305的每一相的输入电流值IU，IV和IW作为输入，并在第一设定值m和第二设定值n都为1时，计算和输出每一相的ON延迟校正量ΔU、ΔV和ΔW。
ON延迟校正量操作单元309从PWM分割器303接收实际上用于分割每一向量的、最终确定出的第一设定值M和第二设定值N、从A/D转换器307输出感应马达305的每一相的输入电流值IU，IV和IW、从ON延迟校正量操作单元308输出第一ON延迟校正量IU，IV和IW作为输入；并计算和输出每一相的第二ON延迟校正量ΔU’、ΔV’和ΔW’。
利用感应马达305每一相的电流值IU，IV和IW的方向确定出每一相的第二ON延迟校正量ΔU’、ΔV’和ΔW’的正负值分布情况，而且这些ON延迟校正量的幅度是根据设定值m和n、通过从对于切换一次半导体开关元件所需的ON延迟时间和每一相的半导体开关元件的切换次数的乘积中减去每一相的第一ON延迟校正量ΔU、ΔV和ΔW得到的值。
加法器312把每一相的第二ON延迟校正量ΔU’、ΔV’和ΔW’加到从PWM分割器303输出的PWM脉冲1-3上，以在一个PWM周期中调整感应马达105的每一相1-3的PWM脉冲宽度，并输出结果。
图14的流程图表示采用图13所示的感应马达105的控制电路实施本实施例所述的PWM脉冲控制方法的一种情况。
如图14所示，本实施例所述的PWM脉冲控制方法与图8的流程图所示的PWM脉冲控制方法的不同之处在于，采用步骤2003代替了步骤1003，并在步骤1010和步骤1012之间进行步骤1011。在步骤2003中，利用加法器111把由PWM脉冲操作单元302计算出的每一PWM周期中的每一相1-3的PWM脉冲加到从ON延迟校正量操作单元308输出的每一相的第一ON延迟校正量ΔU、ΔV和ΔW上，从而对PWM脉冲1-3的宽度进行调整。如上所述，当第一设定值m和第二设定值n都为1时，从从ON延迟校正量操作单元108输出的这些值为每一相的ON延迟校正量ΔU、ΔV和ΔW。
最后，在步骤1011中，利用加法器311把从ON延迟校正量操作单元309输出的PWM脉冲1-3的每一相的ON延迟校正量ΔU’、ΔV’和ΔW’加到从PWM分割器303输出的每一向量的输出时间上，从而在一个PWM周期中，对感应马达305的每一相1-3的PWM脉冲宽度进行调整，并输出这些结果。
如上所述，在本实施例所述的PWM脉冲控制方法中，利用都为1的第一设定值m和第二设定值n，计算第一ON延迟校正量ΔU、ΔV和ΔW。
利用用于PWM脉冲1-3的PWM分割器303得到每一向量的分割时间，已利用第一ON延迟校正量ΔU、ΔV和ΔW对该PWM脉冲进行了校正。
计算第二ON延迟校正量ΔU’、ΔV’和ΔW’，这些值是通过从根据利用PWM分割器303最终得出的第一设定值m和第二设定值n计算出的值中减去第一ON延迟校正量ΔU、ΔV和ΔW而得到的；并利用第二ON延迟校正量ΔU’、ΔV’和ΔW’进一步校正已经利用第一ON延迟校正量ΔU、ΔV和ΔW校正过的PWM脉冲。
在本实施例所述的PWM脉冲控制方法中，PWM脉冲的总ON延迟校正量是第一ON延迟校正量ΔU、ΔV和ΔW以及第二ON延迟校正量ΔU’、ΔV’和ΔW’之和，该第一ON延迟校正量ΔU、ΔV和ΔW是根据最终得出的第一设定值m和第二设定值n计算出的ON延迟校正量。因此，本实施例所述的PWM脉冲控制方法能够使PWM脉冲1-3的ON延迟校正量与每一向量m和n的实际分割数量相一致，并且不会产生过补偿。因此，在产生ON延迟的逆变器的输出电流中，本实施例所述的PWM脉冲控制方法能够校正失真，并且不会进行过补偿或欠补偿。
进一步地，在本实施例所述的PWM脉冲控制方法中，根据已加上第一ON延迟校正量ΔU、ΔV和ΔW的PWM脉冲，可实现PWM脉冲的分割，并利用与实际上输出到逆变器的PWM脉冲近似的PWM脉冲1-3对PWM脉冲1-3进行分割。
在本实施例所述的PWM脉冲控制方法中，尽管把利用都为1的第一设定值和第二设定值计算出的第一ON延迟校正量ΔU、ΔV和ΔW加到PWM脉冲1-3上，并把第二ON延迟校正量ΔU’、ΔV’和ΔW’进一步加到PWM脉冲1-3上，其中第二ON延迟校正量ΔU’、ΔV’和ΔW’的值是从根据最终得出的第一设定值m和第二设定值n计算出的值中减去第一ON延迟校正量ΔU、ΔV和ΔW得到的，但是，本发明所述的PWM脉冲控制方法并不局限于这种方式，而且加到PWM脉冲1-3上的整个ON延迟校正量可能也是根据由PWM分割器303最终得出的第一设定值m和第二设定值n计算出的值。
进一步地，即便在本实施例所述的PWM发生器304不是三相两位PWM逆变器，而是在第二实施例所述的PWM脉冲控制方法中所述的三相三位PWM逆变器，本领域的技术人员可以很容易地理解，在本实施例所述的PWM脉冲控制方法中，能够避免ON延迟补偿量的过渡补偿。在这种情况下，可利用第一至第四分割值m-j分割每一向量，因此，可根据第一至第四分割值m-j，得出第一ON延迟校正量ΔU、ΔV和ΔW和第二ON延迟校正量ΔU’、ΔV’和ΔW’，在第一至第四分割值m-j都为1时得出第一ON延迟校正量ΔU、ΔV和ΔW，并根据第一至第四分割值m-j的实际值得出第二ON延迟校正量ΔU’、ΔV’和ΔW’。
最后，在本实施例所述的PWM脉冲控制方法中，本领域的技术人员可以很容易地理解，对于所有的分割值m-j来说，都可以在如图14所示的步骤104-1005和步骤1007-1009中得出实际分割数量和每一向量的分割时间。

Claims (12)

1、一种三相两位逆变器的PWM脉冲控制方法，所述PWM脉冲控制方法包括如下步骤：
当一相的一个输出端子连接到引自一直流供电电源正极侧的一正极导线时，把一负载的所述相的这种状态定义为一第一状态；
当所述输出端子连接到引自所述直流供电电源的负极侧的一负极导线时，把所述相的这种状态定义为一第二状态；
把其所有相的输出状态都为所述第一状态的一种输出电压向量定义为一Op-向量；
把其所有相的输出状态都为所述第二状态的一种输出电压向量定义为一On-向量；
把其中一个相的输出状态为所述第一状态、而其他两个相的输出状态为所述第二状态的一种输出电压向量定义为a-向量；
把其中一个相的输出状态为所述第二状态、而其他两个相的输出状态为所述第一状态的一种输出电压向量定义为一b-向量；
对于在一PWM载波信号的一个周期内连续输出所述Op-向量和所述b-向量的一第一间隔来说，在所述第一间隔内，利用为一正整数的一第一设定值分割每一向量的输出时间，得到每一向量的分割时间；
准确地对于所述分割时间的时间间隔的每一时间都交替地输出所述Op-向量和所述b-向量，每一向量输出的次数已确定为所述第一设定值；
对于在所述周期内连续输出所述On-向量和所述a-向量的一第二间隔来说，在所述第二间隔内，利用为一正整数的第二设定值分割每一向量的输出时间，得到每一向量的分割时间；
准确地对于所述分割时间的时间间隔的每一时间都交替地输出所述On-向量和所述a-向量，每一向量输出的次数已确定为所述第二设定值；
以及根据每一输出向量的分割时间，产生PWM脉冲。
2、如权利要求1所述的一种PWM脉冲控制方法，进一步包括如下步骤：
当所述分割时间小于预定时间时，使所述第一设定值和所述第二设定值小于当前的设定值。
3、如权利要求2所述的一种PWM脉冲控制方法，进一步包括如下步骤：
当计算出其所述第一设定值和所述第二设定值都为1时，计算第一ON延迟校正量；
得出已经被所述第一ON延迟校正量校正了的PWM脉冲的每一所述向量的分割时间；
计算第二ON延迟校正量，该第二ON延迟校正量是从根据所述第一ON延迟校正量与第一设定值和第二设定值的乘积计算出的数值中减去所述第一ON延迟校正量后得到的数值，所述第一设定值和第二设定值是在得出每一所述分割时间时确定的；
以及利用所述第二ON延迟校正量校正利用所述第一ON延迟校正量校正过的PWM脉冲的校正量。
4、如权利要求1所述的一种PWM脉冲控制方法，进一步包括如下步骤：随着所述第一和第二设定值的增加，使所述PWM载波信号的周期长于当前的周期。
5、如权利要求2所述的一种PWM脉冲控制方法，进一步包括如下步骤：随着所述第一和第二设定值的增加，使所述PWM载波信号的周期长于当前的周期。
6、如权利要求3所述的一种PWM脉冲控制方法，进一步包括如下步骤：随着所述第一和第二设定值的增加，使所述PWM载波信号的周期长于当前的周期。
7、一种三相中性点钳位逆变器的PWM脉冲控制方法，所述PWM脉冲控制方法包括如下步骤：
当一相的一个输出端子连接到引自一直流供电电源正极侧的一正极导线时，把一负载的所述相的这种状态定义为一第一状态；
当所述输出端子连接到引自所述直流供电电源的负极侧的一负极导线时，把所述相的这种状态定义为一第二状态；
当所述输出端子连接到一中性点时，把所述相的这种状态定义为第三状态；
把其所有相的输出状态都为所述第一状态的一种输出电压向量定义为一Op-向量；
把其所有相的输出状态都为所述第二状态的一种输出电压向量定义为一On-向量；
把其所有相的输出状态都为所述第三状态的一种输出电压向量定义为一Oo-向量；
把其中一个相的输出状态为所述第一状态、而其他两个相的输出状态为所述第三状态的一种输出电压向量定义为一ap-向量；
把其中一个相的输出状态为所述第三状态、而其他两个相的输出状态为所述第二状态的一种输出电压向量定义为一an-向量；
把其中一个相的输出状态为所述第三状态、而其他两个相的输出状态为所述第一状态的一种输出电压向量定义为一bp-向量；
把其中一个相的输出状态为所述第二状态、而其他两个相的输出状态为所述第三状态的一种输出电压向量定义为一bn-向量；
对于在一PWM载波信号的一个周期内连续输出所述Op-向量和所述bp-向量的一第一间隔来说，在所述第一间隔内，利用为一正整数的一第一设定值分割每一向量的输出时间，得到每一向量的分割时间；
准确地对于所述分割时间的时间间隔，交替地输出所述Op-向量和所述bp-向量，每一向量输出次数已确定为所述第一设定值；
对于在所述周期内连续输出所述ap-向量和所述Oo-向量的一第二间隔来说，在所述第二间隔内，利用为一正整数的一第二设定值分割每一向量的输出时间，得到每一向量的分割时间；
准确地对于所述分割时间的时间间隔，交替地输出所述ap-向量和所述Oo-向量，每一向量输出的次数已确定为所述第二设定值；
对于在所述周期内连续输出所述Oo-向量和所述bn-向量的一第三间隔来说，在所述第三间隔内，利用为一正整数的一第三设定值分割每一向量的输出时间，得到每一向量的分割时间；
准确地对于所述分割时间的时间间隔，交替地输出所述Oo-向量和所述bn-向量，每一向量输出次数已确定为所述第三设定值；
对于在所述周期内连续输出所述an-向量和所述On-向量的一第四间隔来说，在所述第四间隔内，利用为一正整数的一第四设定值分割每一向量的输出时间，得到每一向量的分割时间；
准确地对于所述分割时间的时间间隔，交替地输出所述an-向量和所述On-向量，每一向量输出次数已确定为所述第四设定值；
以及根据每一输出向量的分割时间，产生PWM脉冲。
8、根据权利要求7所述的一种PWM脉冲控制方法，进一步包括如下步骤：当所述分割时间小于预定时间时，使设定值小于当前的用于第一、第二、第三和第四设定值的设定值。
9、如权利要求8所述的一种PWM脉冲控制方法，进一步包括如下步骤：
当计算出其所述第一、第二、第三和第四设定值都为1时，计算第一ON延迟校正量；
得出已经由所述第一ON延迟校正量校正的PWM脉冲的每一所述向量的分割时间；
计算第二ON延迟校正量，该第二ON延迟校正量是从根据所述第一ON延迟校正量与第一、第二、第三和第四设定值的乘积而计算出的数值中减去所述第一ON延迟校正量后得到的数值，其中所述第一、第二、第三和第四设定值是在得出每一所述分割时间时确定的；
以及进一步地利用所述第二ON延迟校正量校正利用所述第一ON延迟校正量校正过的PWM脉冲的校正量。
10、如权利要求7所述的一种PWM脉冲控制方法，进一步包括如下步骤：随着所述第一、第二、第三和第四设定值的增加，使所述PWM载波信号的周期长于当前的周期。
11、如权利要求8所述的一种PWM脉冲控制方法，进一步包括如下步骤：随着所述第一、第二、第三和第四设定值的增加，使所述PWM载波信号的周期长于当前的周期。
12、如权利要求9所述的一种PWM脉冲控制方法，进一步包括如下步骤：随着所述第一、第二、第三和第四设定值的增加，使所述PWM载波信号的周期长于当前的周期。
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Families Citing this family (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4575547B2 (ja) * 2000-04-18 2010-11-04 トヨタ自動車株式会社 モータの制御装置
DE10126168A1 (de) * 2001-05-30 2002-12-05 Kostal Leopold Gmbh & Co Kg Verfahren zum Bestimmen der Frequenz der im Ankerstromsignal eines kommutierten Gleichstrommotors enthaltenen Stromrippel
US20060071627A1 (en) * 2002-03-28 2006-04-06 Ho Eddy Y Y Motor current reconstruction via DC bus current measurement
JP3864308B2 (ja) 2002-06-12 2006-12-27 株式会社安川電機 Ｐｗｍインバータ制御方法
JP2004289985A (ja) * 2003-03-25 2004-10-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動用インバータ制御装置および空気調和機
JP4312760B2 (ja) * 2003-08-25 2009-08-12 三菱電機株式会社 電力変換装置の制御装置
JP4696703B2 (ja) * 2004-06-25 2011-06-08 パナソニック株式会社 インバータ装置
CN1973426B (zh) 2004-06-25 2010-05-05 松下电器产业株式会社 逆变器装置及搭载其的车辆用空调装置
JP4603340B2 (ja) * 2004-11-30 2010-12-22 株式会社デンソー モータ制御装置、および操舵装置
US7348758B2 (en) * 2005-10-26 2008-03-25 International Rectifier Corporation Audible noise reduction for single current shunt platform
JP3958339B2 (ja) * 2006-01-13 2007-08-15 Ｓｍｋ株式会社 パルス変調方法
US7733674B2 (en) * 2006-11-22 2010-06-08 Nissan Motor Co., Ltd. Power conversion apparatus for converting direct current to polyphase alternating current
JP5018516B2 (ja) 2008-01-31 2012-09-05 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 回転電機制御装置
KR101517101B1 (ko) * 2008-10-02 2015-05-04 삼성전자 주식회사 상전류 추정방법
WO2010119929A1 (ja) * 2009-04-16 2010-10-21 株式会社明電舎 電力変換装置の制御方法
JP4934703B2 (ja) * 2009-07-21 2012-05-16 株式会社日立製作所 電力変換装置
US7952508B2 (en) * 2009-09-02 2011-05-31 Conexant Systems, Inc. Noise-shaped scrambler for reduced out-of-band common-mode interference
DE102010005302A1 (de) * 2010-01-21 2011-07-28 Continental Automotive GmbH, 30165 Steuerung und Verfahren zur Diagnose in einem mehrkanaligen Mikrocontroller
JP5742110B2 (ja) * 2010-04-14 2015-07-01 日産自動車株式会社 電力変換装置
US8233294B2 (en) * 2010-08-23 2012-07-31 Ford Global Technologies, Llc Method and system for controlling a power converter system connected to a DC-bus capacitor
JP5333422B2 (ja) * 2010-12-07 2013-11-06 株式会社デンソー 電力変換装置
US8717788B2 (en) 2011-03-10 2014-05-06 Ford Global Technologies, Llc Method and system for controlling a power converter system connected to a DC-bus capacitor
JP5660389B2 (ja) * 2011-07-20 2015-01-28 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 回転電機制御装置
CN102594187B (zh) * 2012-02-20 2014-06-25 阳光电源股份有限公司 四电平拓扑单元及其应用电路
US8786232B2 (en) * 2012-04-20 2014-07-22 Hamilton Sundstrand Corporation Thermal stress reduction in aircraft motor controllers
US8929111B2 (en) * 2012-10-22 2015-01-06 Hamilton Sundstrand Corporation System and method for common-mode elimination in a multi-level converter
US9048764B2 (en) 2013-05-29 2015-06-02 General Electric Company Connection for improved current balancing in a parallel bridge power converter
CN105247776B (zh) * 2013-06-04 2018-09-07 华为技术有限公司 基于多状态开关单元的五电平光伏逆变器
JP6062324B2 (ja) * 2013-06-14 2017-01-18 日立オートモティブシステムズ株式会社 エンジン始動装置およびエンジン始動制御方法
US9362859B2 (en) 2013-09-25 2016-06-07 General Electric Company System and method for controlling switching elements within a single-phase bridge circuit
JP6405671B2 (ja) * 2014-04-03 2018-10-17 日本電産株式会社 モータ制御方法およびモータ制御装置
US9555711B2 (en) * 2014-06-03 2017-01-31 Hamilton Sundstrand Corporation Power converters
WO2016046968A1 (ja) 2014-09-26 2016-03-31 三菱電機株式会社 電力変換装置
US10284129B2 (en) * 2015-09-16 2019-05-07 Eaton Intelligent Power Limited Three-phase variable reference pulse width modulation
JP6699265B2 (ja) * 2016-03-17 2020-05-27 富士電機株式会社 Ｐｗｍ制御装置及び該ｐｗｍ制御装置を用いた３レベル電力変換装置
TWI621329B (zh) * 2017-07-20 2018-04-11 東元電機股份有限公司 馬達驅動控制系統及其方法
JP7002985B2 (ja) * 2018-04-12 2022-01-20 株式会社東芝 電力変換装置および電力変換装置の制御方法
JP7115378B2 (ja) * 2019-03-20 2022-08-09 トヨタ自動車株式会社 駆動装置
US20200350833A1 (en) * 2019-05-03 2020-11-05 The Regents Of The University Of California Pyramid-type multilevel converter topology
DE112020006987T5 (de) * 2020-03-27 2023-01-12 Mitsubishi Electric Corporation Drei-Stufen-Leistungswandler und Verfahren zum Steuern eines Zwischenpotentials einer Gleichstromleistungszufuhreinheit
DE102022132875A1 (de) 2022-12-09 2024-06-20 Block Transformatoren-Elektronik Gmbh Verfahren zur Ansteuerung eines Stromrichters

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3229897B2 (ja) * 1992-04-13 2001-11-19 三菱電機株式会社 ３レベル３相インバータ装置
US5552977A (en) * 1995-06-20 1996-09-03 Ford Motor Company Three phase inverter circuit with improved transition from SVPWM to six step operation
JP3708292B2 (ja) * 1997-06-17 2005-10-19 三菱電機株式会社 Ｐｗｍインバータ装置の制御方法および制御装置
JP3398859B2 (ja) * 1998-04-24 2003-04-21 シャープ株式会社 電源装置
US6281656B1 (en) * 1998-09-30 2001-08-28 Hitachi, Ltd. Synchronous motor control device electric motor vehicle control device and method of controlling synchronous motor
JP3636098B2 (ja) * 2001-06-06 2005-04-06 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置の制御回路

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Publication number Publication date
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