CN1282301C - 马达驱动用变频器控制装置以及空气调节器 - Google Patents

Abstract

一种马达驱动用变频器控制装置以及空气调节器。本发明的变频器控制装置，通过将直流电压基准值除以直流电压检测值而导出PN电压补正系数，通过将从马达电压指令作成装置得到的马达电压指令值与作为PN电压补正装置的输出值的PN电压补正系数相乘，对马达电压指令值进行电压补正，作成马达电压指令补正值。变频器控制装置，在导出PN电压补正系数时，具有：当直流电压检测值高于直流电压基准值时将PN电压补正系数设定为1的第一方式，和将PN电压补正系数设定为直流电压基准值除以直流电压检测值的值的第二方式。由此，提供体积小、重量轻、成本低的感应马达驱动用变频器控制装置。

Description

马达驱动用变频器控制装置以及空气调节器

技术领域

本发明涉及马达驱动用变频器控制装置以及空气调节器。

背景技术

作为通用变频器等使用的一般的感应马达驱动用变频器装置，如图18所示的V/F控制方式的感应马达驱动用变频器控制装置是周知的(比如参照非专利文献1的第661～711页)。

在图18中，主电路，由：直流电源装置113、变频器3、以及感应马达14构成，而直流电源装置113，由交流电源1、整流电路2、为了变频器3的直流电压源积蓄电能的平滑电容112、为改善交流电源1的功率因数用的电抗线圈111而构成。

另一方面，控制电路，由：根据外部施加的感应马达4的速度指令ω^*，决定施加到感应马达4上的马达电压值的V/F控制模式部13、根据V/F控制模式部13决定的马达电压值，作成感应马达4的各相电压指令值的马达电压指令作成部14、根据由马达电压指令作成部14作成的各相电压指令值，生成变频器3的PWM信号的PWM控制部18构成。

另外，图19所示的是一般的V/F控制模式部13的一例。

如图19所示，相对于速度指令ω^*，施加到感应马达4上的马达电压值唯一确定。一般情况，将速度指令ω^*和马达电压值的值作为图表值而存储到微处理机等运算装置的存储器中，对于图表值以外的速度指令ω^*从图表值进行线性插补，而导出马达电压值。

这里，图20所示的是当交流电源1为220V(交流电源频率50Hz)、变频器3的输入为1.5kW、平滑电容112为1500μF时，用于改善功率因数的电抗线圈111为50mH以及20mH的情况下，交流电源电流的高谐波成分与相对于交流电源频率的次数的关系。图20是与IEC(国际电气标准会议)规格一并显示的，当用于改善功率因数的电抗线圈111为5mH的情况下，特别是第三高谐波成分大大超过IEC标准，但是当其为20mH的情况下，到40次为止的高谐波成分中，还可以符合IEC标准。

因此，特别是在高负载时，为了符合IEC标准，必须采取进一步增大用于改善功率因数的电抗线圈111的电感值等措施，于是就会产生变频器装置的大型化、重量增加，甚至引起成本提高等问题。

因此，作为抑制用于改善功率因数的电抗线圈111的电感值的增加，减少电源高谐波成分和实现高功率因数的直流电源装置，提出了如图21所示的直流电源装置的方案(比如参照专利文献1)。

在图21中，将交流电源1的交流电源电压施加到由二极管D1～D4做桥式连接而形成的全波整流电路的交流输入端子上，通过电抗线圈Lin将其输出向中间电容C充电，将该中间电容C的电荷向平滑电容CD放电，并将直流电压提供给负载电阻RL。此时，在电抗线圈Lin的负载一侧及与中间电容C连接的正负直流电流路径上连接晶体管Q1，由基极驱动电路驱动该晶体管Q1。

而且，直流电源装置还具备向基极驱动电路G1施加脉冲电压的脉冲发生电路I1、I2、和伪电阻Rdm，脉冲发生电路I1、I2，分别由检测交流电源电压的零交点的电路、从零交点的检测开始到交流电源电压的瞬时值与中间电容C的两端电压相等为止，在伪电阻Rdm上流过脉冲电流的脉冲电流电路构成。

这里，脉冲发生电路I1在交流电源电压的半周期的前半，发生脉冲电压，脉冲发生电路I2在交流电源电压的半周期的后半发生脉冲电压。

另外，当将晶体管Q1置成导通状态，强制地在电抗线圈Lin上流过电流时，为了不使中间电容C的电荷通过晶体管Q1放电，连接一个用于防止逆电流的二极管D5，而且，在将中间电容C的电荷向平滑电容CD放电的路径上串联连接用于防止逆电流的二极管D6和提高平滑效果的电抗线圈Ldc。

在上述的构成中，在交流电源电压的瞬时值不超过中间电容C的两端电压的相位区间的一部分或者全部，将晶体管Q1置成导通状态，由此可以抑制装置的大型化的同时，达到降低高谐波成分和高功率因数化。

【专利文献1】特开平9-266674号公报

【非专利文献1】参照‘变频驱动手册’(变频驱动手册编辑委员会编辑，1995年第一版，日刊工业新闻社发行)

但是，上述以往的构成，仍然存在容量大的平滑用电容CD和电抗线圈Lin(专利文献1记载了1500μF、6.2mH时的模拟结果)，而且，由于仍然具备中间电容C、晶体管Q1、基极驱动电路G1、脉冲发生电路I1、I2、伪电阻Rdm、防止逆电流的二极管D5、D6、提高平滑效果的电抗线圈Ldc，因此，还是存在伴随装置的大型化和部件数量的增加而导致成本增加的问题。

发明内容

本发明为了解决这样的以往的课题，其目的在于提供体积小、重量轻、低成本的马达驱动用变频器控制装置。

本发明的变频器控制装置，包含：将交流电源的交流电变换成直流电的整流电路，和将该整流电路的直流电变换成具有希望的频率、电压的交流电并提供给马达的变频器。整流电路，由：二极管电桥、连接于该二极管电桥的交流输入侧或者直流输出侧的规定的小容量电抗构成。在变频器的直流母线之间，设置用于吸收马达的再生能量的规定的小容量电容。变频器控制装置，具备：根据基于外部给予的马达的速度指令值所决定的施加到所述马达的马达电压值，作成所述马达的各相电压指令值的马达电压指令作成装置；检测变频器的直流电压值的PN电压检测装置；确定变频器的直流电压基准值的直流电压基准值运算装置；PN电压补正装置；马达电压指令补正装置。PN电压补正装置，通过用直流电压基准值除以直流电压检测值，从而导出PN电压补正系数，具有作为当直流电压值高于直流电压基准值时使用的方式的、将PN电压补正系数设定为1的第一方式，和将直流电压基准值除以直流电压检测值而得到的结果直接地设定为PN电压补正系数的第二方式。马达电压指令补正装置通过将马达电压指令作成装置得到的各相电压指令值与作为PN电压补正装置的输出值的PN电压补正系数进行乘法运算而对各相电压指令值进行补正。

由上述构成，通过采用小容量电容以及小容量电抗，可以实现体积小、重量轻、成本低的马达驱动用变频器控制装置，即使在变频器直流电压大幅变动使马达驱动困难或者无法驱动的情况下，也可以使施加在马达上的电压基本固定地使变频器动作，维持马达的驱动，还可以抑制交流电源电流的变动，并可以改善交流电源的功率因数和抑制交流电源电流的高谐波成分。

而且，由直流电压基准值运算装置确定的直流电压基准值，可以对应外部给予的马达速度指令值而变化。由这个构成，可以更加抑制交流电源电流的高频成分。

而且，也可以控制变频器运行频率，从而避免变频器运行频率被固定在以具有交流电源频率的偶数倍的频率的共振频率为中心，在其前后具有规定的频率宽度的频率范围内。由这个构成，可以通过避免变频器频率与交流电源频率的共振现象，防止马达的不稳定动作，实现稳定的驱动。

而且，确定小容量电抗以及小容量电容的组合，从而使基于小容量电抗与小容量电容的共振频率大于交流电源频率的40倍。由这个构成，可以抑制交流电源电流的高谐波成分，达到IEC标准。

而且，也可以确定小容量电容的容量，使当变频器停止之际，上升的直流电压值的最大值比元件的耐压更小。通过确定小容量电容的容量，使变频器直流电压值的最大值比各驱动电气元件的耐压更小，可以防止周边电路的破坏。

也可以确定变频器的载波频率从而满足预先设定的交流电的功率因数值。由这个构成，可以满足预先设定的功率因数值，通过设定尽量小的载波频率，可以将变频器的损失抑制到最小。

根据本发明，由于适当地补正各相电压指令值，故可以使用小容量电容以及小容量电抗。由此，可以实现体积小、重量轻、成本低的马达驱动用变频器控制装置，即使在变频器直流电压大幅变动使马达驱动困难或者无法驱动的情况下，也可以使施加在马达上的电压基本稳定地使变频器动作的同时，可以选择致力于维持马达的更加稳定的驱动的运行领域、和抑制交流电源电流的变动，并改善交流电源的功率因数和抑制交流电源电流的高谐波成分特别是三次成分的运行领域。

附图说明

图1是表示本发明实施例1的感应马达驱动用变频器控制装置的系统构成图。

图2是表示本发明实施例1的PN电压补正装置的第一方式的图。

图3是表示本发明实施例1的PN电压补正装置的第二方式的图。

图4是表示本发明实施例1的动作结果的图。

图5是表示本发明实施例1的动作时的电流方向的图。

图6(a)是表示本发明实施例1的PN电压补正装置的第一方式的动作的图，(b)是表示本发明实施例1的第二方式的动作的图。

图7是表示本发明实施例1的PN电压补正装置的第一方式的动作结果的图。

图8是表示本发明实施例1的PN电压补正装置的第二方式的动作结果的图。

图9是表示本发明实施例2的直流电压基准值的特性的图。

图10是表示本发明实施例2的动作的图。

图11是表示本发明实施例1的动作结果的图。

图12是表示本发明实施例3的感应马达驱动用变频器控制装置的第一动作结果的图。

图13是表示本发明实施例3的感应马达驱动用变频器控制装置的第二动作结果的图。

图14是表示本发明实施例5的感应马达驱动用变频器控制装置的第一动作结果的图。

图15是表示本发明实施例5的感应马达驱动用变频器控制装置的第二动作结果的图。

图16是表示本发明实施例5的感应马达驱动用变频器控制装置的第三动作结果的图。

图17是表示本发明的空气调节器的一实施例的构成框图。

图18是一般的感应马达驱动用变频器控制装置的系统构成图。

图19是表示一般的V/F控制模式的一例的图。

图20是表示图18的感应马达驱动用变频器装置的交流电源电流的高谐波成分与相对于交流电源频率的次数的关系的线图。

图21是以往的直流电源装置图。

图中：1-交流电源，2-整流电路，3-变频器，4-感应马达，11-小容量电抗，12-小容量电容，13-V/F控制模式，14-马达电压指令作成部，15-PN电压检测部，16-PN电压补正部，17-马达电压指令补正部，18-PWM控制部，19-直流电压基准值运算部。

具体实施方式

以下参照附图，对本发明的实施例进行说明。

实施例1

图1表示本发明实施例1的感应马达驱动用变频器控制装置的系统构成图。在图1中，变频器控制装置的主电路由：交流电源1、将交流电变换成直流电的二极管电桥2、2mH以下的小容量电抗11、100μF以下的小容量电容12、将直流电变换成交流电的变频器3、通过由变频器3变换的交流电驱动的感应马达4构成。

另一方面，变频器控制装置的控制电路，包含：V/F控制模式部13、马达电压指令作成部14、PN电压检测部15、PN电压补正部16、马达电压指令补正部17、PWM控制部18、直流电压基准值运算部19。

V/F控制模式部13，根据由外部给予的感应马达4的速度指令ω^*而决定施加于感应马达4上的马达电压值。马达电压指令作成部14，根据由V/F控制模式部13决定的马达电压值，作成感应马达4的各相电压指令值。PN电压检测部15，检测变频器3的直流电压值。直流电压基准值运算部19，决定变频器3的直流电压基准值。PN电压补正部16，对直流电压基准值运算部19决定的变频器3的直流电压基准值与由PN电压检测部15得到的变频器3的直流电压检测值进行比较，并由此比较结果导出PN电压补正系数。马达电压指令补正部17，通过将由马达指令作成部14得到的各相电压指令值与作为PN电压补正部16的输出值的PN电压补正系数相乘，进行各相电压指令值的电压补正，并作成感应马达4的马达电压指令补正值。PWM控制部18，根据由马达电压指令补正部17作成的马达电压指令补正值生成变频器3的PWM信号。

另外，对于V/F控制模式部13，在上述的现有技术中已经说明，在此予以省略。(图18的V/F控制方式的感应马达驱动用变频器控制装置)

以下，对本实施例的变频器控制装置的具体动作进行说明。

在马达电压指令作成部14，通过算式(1)表示的运算，作成各相电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*。

【算式1】

$\left\{\begin{array}{c}{V_u}^{*}=V^m{\sin \mathrm{\θ}}_1\\ {V_v}^{*}=V_m\sin ({\mathrm{\θ}}_1-2\mathrm{\π}/3)\\ V_{w*}=V_m\sin ({\mathrm{\θ}}_1+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.---\left(1\right)$

这里，V_m是由V/F控制模式部13决定的马达电压值，θ₁如算式(2)所示，通过对速度指令ω^*进行时间积分而导出。

【算式2】

θ₁＝∫ω^*dt  ………(2)

PN电压补正部16有两个动作方式。图2是表示PN电压补正部16的第一方式的图。PN电压补正部16，利用由直流电压基准值运算部19决定的变频器3的直流电压基准值Vpn0和由PN电压检测部15得到的变频器3的直流电压检测值Vpn，如算式(3)所示，导出PN电压补正系数kpn。

【算式3】

$K_{\mathrm{pn}}=\left\{\begin{array}{cc}{K}_{\mathrm{pn}\_\max }& (V_{\mathrm{pn}}\&le;0)\\ V_{\mathrm{pn}0}/V_{\mathrm{pn}}& (0<V_{\mathrm{pn}}\&le;V_{\mathrm{pn}0})\\ 1& (V_{\mathrm{pn}}>V_{\mathrm{pn}0})\end{array}\right.---\left(3\right)$

这里，Kpn_max是预先设定的PN电压补正系数的最大值。

而且，图3为表示PN电压补正部16的第二方式的图，如算式(4)所示，导出PN电压补正系数Kpn。

【算式4】

$K_{\mathrm{pn}}=\left\{\begin{array}{c}{K}_{\mathrm{pn}\_\max }(V_{\mathrm{pn}}\&le;0)\\ V_{\mathrm{pn}0}/V_{\mathrm{pn}}(0<V_{\mathrm{pn}}\&le;V_{\mathrm{pn}0})\end{array}\right.---\left(4\right)$

而且，在马达电压指令补正部17，采用各相电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*和PN电压补正系数Kpn，如算式(5)所示，导出马达电压指令补正值Vuh^*、Vvh^*、Vwh^*。

【算式5】

$\left\{\begin{array}{c}{V_{\mathrm{uh}}}^{*}=K_{\mathrm{pn}}\&CenterDot;{V_u}^{*}\\ {V_{\mathrm{uh}}}^{*}=K_{\mathrm{pn}}\&CenterDot;{V_v}^{*}\\ {V_{\mathrm{wh}}}^{*}=K_{\mathrm{pn}}\&CenterDot;V_{w*}\end{array}\right.---\left(5\right)$

如上所述，本实施例的变频器控制装置，由于采用PN电压补正系数进行各相电压指令值的补正，因此，即使存在PN电压的变动，施加在马达上的电压也保持基本稳定，不需要大容量电容，而可以使用小容量电容。另外，通过使用小容量电容，输入电流恒常地提供给马达，提高了输入电流的功率因数，因而可以实现电抗线圈的小型化。于是，通过采用小容量电抗线圈以及小容量电容，可以实现体积小、重量轻、成本低的感应马达驱动用变频器装置，即使在变频器直流电压大幅变动，感应马达的驱动困难或者不能驱动的情况下，也可以使施加在感应马达上的电压基本保持稳定地使变频器动作，维持对感应马达的驱动。

这里，对PN电压补正部16的第一马达和第二马达进一步详细说明。

一般知道，感应马达的输出转矩与施加在马达上的电压的平方成正比(比如，参照非专利文献1的33页)为了避免感应马达的临界负载容量不足，必须确保马达的施加电压。

于是，为了维持对感应马达的稳定驱动，在直流电压检测值Vpn大子直流电压基准值Vpn0的区间，由将PN电压补正系数Kpn固定为1的PN电压补正部16的第一方式，防止马达施加电压的减少，确保输出转矩。

图4是在本发明的感应马达驱动用变频器控制装置中，速度指令ω^*在100Hz附近时的动作结果。如果关注图4中的期间A，在这个期间，由于变频器3的直流电压V_pn下降，使得W相的马达电流I_w本来应该如虚线所示必须是正方向，却相反流向负方向。此时，成为产生如图5所示的再生方向的电流，而没有交流电源电流I_ac的状态，如果这个状态持续，则三次高谐波成分增大。

为了防止该三次高谐波成分的增大，当速度指令ω^*在100Hz附近时，由PN电压补正部16的第二方式，求出PN电压补正系数K_pn，如算式(5)所示，导出马达电压指令补正值V_uh ^*、V_vh ^*、V_wh ^*。

图6(a)、(b)分别模式地表示速度指令W^*在100Hz附近时，PN电压补正部16的第一方式与第二方式的动作。

如图6(b)所示，在第二方式中，存在PN电压补正系数在1以下的情况，此时由于抑制马达电压指令补正值V_uh ^*、V_vh ^*、V_wh ^*，所以与第一方式相比，交流电源电流的I_ac的峰值受到抑制。

图7是表示当速度指令ω^*在100Hz附近，由PN电压补正部16的第一方式进行动作的结果的图，图8是表示由第二方式进行动作的结果的图。

实际上，PN电压补正部16以第二方式动作时，交流电源电流I_ac的峰值被抑制，可以减低交流电源电流的三次高谐波成分。

如上所述，通过同时使用PN电压补正部16的第一方式和第二方式，可以实现在致力于维持感应马达的稳定驱动的运行领域或者致力于抑制交流电源电流的三次高谐波成分的运行领域进行选择的感应马达驱动用变频器控制装置。

另外，本发明并不限于上述的实施例的由V/F控制的感应马达驱动用变频器控制装置，也可以适用于众所周知的矢量控制的感应马达驱动用变频器控制装置。

另外，如空气调节器的压缩机驱动马达等那样不能使用脉冲发生器等速度传感器的情况、或者如伺服驱动等那样具备速度传感器的情况下，均可应用本发明。

实施例2

在本实施例中，根据由外部给予的感应马达4的速度指令ω^*而改变由直流电压基准值运算部19导出的直流电压基准值V_pn0。

图9是表示根据由外部给予的感应马达4的速度指令ω^*而改变由直流电压基准值运算部19导出的直流电压基准值V_pn0的一例的图。

图10(a)、(b)是在图9所示的直流电压基准值运算部19的特性中，分别模式地表示当速度指令ω^*为80Hz与100Hz的情况下的动作的图。

图10(b)所示的100Hz的情况，与图10(a)所示的80Hz的情况相比，PN电压补正系数K_pn整体下降，马达电压指令补正值V_uh ^*、V_vh ^*、V_wh ^*也被抑制。

其结果，感应马达4成为更加要求马达施加电压的状态，如图11所示，交流电源电流I_ac不流动的状态期间缩短，可以减低交流电源电流的三次高谐波成分。

实施例3

以下说明本发明的变频器运行频率的设定的具体方法。

由于在本发明的感应马达驱动用变频器控制装置上，采用的是小容量电容，所以如图12所示，变频器的直流电压会以交流电源频率fs的两倍的频率进行大的脉动。

因此，在变频器运行频率f₁为交流电源频率fs的偶数倍的频率下，则发生变频器直流电压与脉动的频率(交流电源频率fs的两倍的频率)同步共振的现象。

图13是表示当变频器的运行频率f₁成为交流电源频率fs的两倍时的动作结果的图。可以看出变频器直流电压与脉动的频率同步而产生共振现象，而且在马达电流中负的直流成分重叠。因此，会在感应马达上发生制动转矩，产生使输出转矩减少或增加马达损失的恶劣影响。另外，图13的各元件，小容量电抗的电感值为0.5mH，小容量电容的电容为10μF，交流电源为220V(50Hz)，变频器运行频率为100Hz(这里，马达的极数是两个极，因此变频器运行频率与马达速度指令值相等)，变频器载波频率为5kHz。

因此，在本实施例中，在设定变频器运行频率f₁时，为了避免变频器运行频率f₁被算式(6)给出的频率(频率范围)所固定不变，而设定变频器运行频率f₁。

【算式6】

f₁＝2nf_s±Δf………(6)

这里，n是整数，Δf是预先设定的频率宽度，基本上是使上述的共振现象减少地设定频率宽度Δf。

而且，当变频器运行频率f₁超过由算式(6)求出的共振频率时，由加速或减速的过渡状态一下子变更变频器运行频率f₁，从而避免变频器运行频率f₁被固定在共振频率上。

另外，并不一定要设定频率宽度Δf，也可以不根据运行状况(轻负载时等)进行设定(此时可以让Δf＝0)。

如上所述，通过避免变频器频率与交流电源频率的共振现象，可以防止感应马达的不稳定动作，实现稳定的驱动。

实施例4

以下说明有关决定在本发明的变频器控制装置中采用的小容量电容12以及小容量电抗11的规格的具体方法。

在本发明的变频器装置中，为了抑制交流电源电流的高谐波成分，达到IEC标准，决定小容量电容12与小容量电抗11的组合，使得由小容量电容与小容量电抗确定的共振频率f_LC(LC共振频率)比交流电源频率fs大40倍。

这里，如果将小容量电容12的容量定为C[F]，小容量电抗11的电感值定为L[H]，则LC共振频率f_LC的计算如算式(7)所示。

【算式10】

$f_{\mathrm{LC}}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{\mathrm{LC}}}---\left(7\right)$

即，确定小容量电容12和小容量电抗11的组合使之满足f_LC＞40fs。这是由于在IEC标准中，在交流电源电流的高谐波成分中，规定了到第40次高谐波为止。

通过利用以上的方法，确定小容量电容12以及小容量电抗11的组合，可以抑制交流电源电流的高谐波成分，达到IEC标准。

下面，说明小容量电容12的容量的确定。

当变频器3停止之际，小容量电容12吸收感应马达4的再生能量(到停止之前为止积蓄于感应马达的电感成分中的磁能量)，并提升变频器3的直流电压值。因此，要使此时的直流电压的最大值，比变频器3的周边电路的构成元件的耐压更小地确定小容量电容12的容量。由此，可以防止周边电路的破坏。

另外，小容量电容12的值确定以后，可以用上述的方法自动确定小容量电抗11的电感值。

实施例5

以下，说明有关本发明的变频器3的载波频率设定的具体方法。

在本发明的变频器控制装置中，在小容量电容12中积蓄的电能小。为了即使在电能不足的情况下也维持感应马达的驱动，只能同时使用小容量电抗11的磁能量，因此，电抗电流波形(为通过二极管电桥后的电流，大体与具有交流电源电流的绝对值的电流相等)受到变频器3的载波频率(断续开关)的巨大影响。

因此，本发明的变频器控制装置为了满足预先设定的交流电源功率因数而设定变频器3的载波频率。

这里，图14～图16所示的是在各种条件下，使本发明的变频器控制装置动作时的结果。图14是载波频率为3.3KHz，图15为5KHz，图16为7.5KHz的情况下的动作结果。可以看出，与电抗电流波形比较，电抗电流(或交流电源电流)对载波频率的依赖性更大。

而且，用数字功率计测量各自的交流电源功率因数值，则图14的载波频率为3.3KHz时是0.878，图15的5KHz时是0.956，而图16的7.5KHz时是0.962。

另外，作为此时的各个元件，小容量电抗的电感值为0.5mH，小容量电容的容量为10μF，交流电源为220V(50Hz)，变频器运行频率为57Hz(这里由于马达的极数为2极，变频器运行频率与马达速度指令值相等)，交流电源的输入电力为900W。

这里，比如当预先设定的交流电源功率因数为0.9时，将载波频率设定为3.3KHz～5KHz之间即可，最终一面满足预先设定的交流电源功率因数(这里是0.9)，同时将载波频率最低地确定。

如上所述，可以满足预先设定的交流电源功率因数值，设定尽量小的载波频率，因此可以将变频器损失抑制到最小。

实施例6

图17表示利用上述的变频器控制装置的空气调节器的构成例。如该图所示，空气调节器，采用上述的变频器控制装置100，并且在电动压缩机82的基础上，还具备由室内机组92、室外机组95以及四通阀91构成的冷冻循环系统。室内机组92由室内送风机93和室内热交换器94构成，而室外机组95由室外热交换器96、室外送风机97以及膨胀阀98构成。

电动压缩机82由感应马达4驱动，而感应马达4由变频器控制装置100所驱动。冷冻循环系统中作为热介质的冷媒循环。冷媒被电动压缩机82所压缩，在室外热交换器96中通过从室外送风机97送来的风与室外的空气进行热交换，而在室内热交换器94中，通过从室内送风机93送来的风与室内的空气进行热交换。

另外，在上述实施例中，对感应马达进行了说明，但是，显然本发明对其它马达也可以适用。

工业实用性

本发明提供一种体积小、重量轻、成本低的马达驱动用变频器控制装置，可以作为空气调节器等使用的马达的控制装置使用。

Claims (7)

1.一种变频器控制装置，该装置包含：将交流电源的交流电变换成直流电的整流电路、和将该整流电路的直流电变换成具有希望的频率、希望的电压的交流电并提供给马达的变频器，所述整流电路包含二极管电桥、和连接于所述二极管电桥的交流输入侧或者直流输出侧的规定的小容量的电抗，在所述变频器的直流母线之间，设置着用于吸收所述马达的再生能量的规定的小容量的电容，其特征在于：所述变频器控制装置还具备：

根据基于外部给予的马达的速度指令值所决定的施加到所述马达的马达电压值、作成所述马达的各相电压指令值的马达电压指令作成装置，

检测所述变频器的直流电压值的PN电压检测装置，

确定所述变频器的直流电压基准值的直流电压基准值运算装置，

通过用所述直流电压基准值除以所述直流电压检测值、从而导出PN电压补正系数的PN电压补正装置，和

通过对由所述马达电压指令作成装置得到的各相电压指令值与作为所述PN电压补正装置的输出值的PN电压补正系数进行乘法运算，进行各相电压指令值的补正的马达电压指令补正装置；

所述PN电压补正装置，具有作为当所述直流电压值高于所述直流电压基准值时使用的方式的、将所述PN电压补正系数设定为1的第一方式，和将所述PN电压补正系数直接设定为所述直流电压基准值除以所述直流电压检测值而得到的值的第二方式。

2.如权利要求1所述的变频器控制装置，其特征在于：由所述直流电压基准值运算装置确定的直流电压基准值，可以对应于外部给予的马达速度指令值而变化。

3.如权利要求1或2所述的变频器控制装置，其特征在于：设定所述变频器运行频率，从而避免变频器运行频率被稳定地固定在以具有交流电源频率的偶数倍的频率的共振频率为中心，在其前后具有规定的频率宽度的频率范围内。

4.如权利要求1或2所述的变频器控制装置，其特征在于：确定所述小容量的电抗以及所述小容量的电容的组合，从而使所述小容量的电抗与所述小容量的电容的共振频率比交流电源频率大40倍。

5.如权利要求1或2所述的变频器控制装置，其特征在于：确定所述小容量的电容的容量，从而当所述变频器停止之际上升的直流电压值的最大值比包含于所述变频器的周边电路中的电气元件的耐压更小。

6.如权利要求1或2所述的变频器控制装置，其特征在于：确定所述变频器的载波频率从而满足预先设定的交流电源功率因数值。

7.一种空气调节器，其特征在于：具备：

压缩冷媒的压缩机；

用于驱动所述压缩机的马达；

用于驱动所述马达的如权利要求1或2所述的变频器控制装置。

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