CN1311621C - 马达驱动用变频器控制装置以及空调机 - Google Patents

Abstract

一种变频器控制装置，该变频器控制装置具备：通过将马达各相的电压指令值与PN电压补正系数进行乘法运算对各相电压指令值进行补正的第一马达电压指令补正装置；只有当在第一电压补正装置上补正的各相电压指令值的任一值大于变频器的直流电压值时，在补正的各相电压指令值上乘以变频器的直流电压值以后，除以补正的各相电压指令值之中的最大值，从而对在第一马达电压指令补正装置上补正的各相电压指令值进行再补正的第二马达电压指令值补正装置。由此可以提供体积小、重量轻、成本低的感应马达驱动用变频器控制装置。

Description

马达驱动用变频器控制装置以及空调机

技术领域

本发明涉及马达驱动用变频器控制装置以及空调机

背景技术

作为通用变频器等使用的一般的感应马达驱动用变频器装置，如图16所示的V/F控制方式的感应驱动用变频器控制装置是周知的(比如参照非专利文献1)。

在图16中，主电路由直流电源装置113、变频器(inverter)3、以及感应马达14构成，而直流电源装置113，由交流电源1、整流电路2、为了变频器3的直流电压源积蓄电能的平滑电容112、为改善交流电源1的功率因数用的电抗111而构成。

另一方面，控制电路，由：根据从外部施加的感应马达4的速度指令、决定施加到感应马达4上的马达电压值的V/F控制模式部13，根据由V/F控制模式部13决定的马达电压值、作成感应马达4的各相电压指令值的马达电压作成部14，根据由马达电压作成部14作成的各相电压指令值、生成变频器3的PWM信号的PWM控制部18构成。另外，图17所示的是一般的V/F控制模式部13的一例。

如图17所示，施加到感应马达4上的马达电压唯一决定速度指令ω^*。一般情况，将速度指令ω^*和马达电压值的值作为表值存储到微机等的运算装置的存储器中，对于表值以外的速度指令ω^*从表值进行线性插补，而导出马达电压值。

这里，图18表示的是当交流电源1为220V(交流电源频率50Hz)、变频器3的输入为1.5kW、平滑电容112为1500μF时，用于改善功率因数的电抗111为50mH以及20mH的情况下的交流电源电流的高谐波成分与对交流电源频率的次数的关系。图18是与IEC(国际电气标准会议)标准一并显示的，当用于改善功率因数的电抗为5mH的情况下，第三高谐波成分大大高于IEC标准，但是当其为20mH的情况下，到40次为止的高谐波成分中，可以达到IEC标准。

因此，特别是在高负载时，为了符合IEC标准，必须采取措施将用于改善功率因数的电抗111的电感值做得更大，于是就会产生变频器装置的大型化、重量增加，甚至引起成本UP提高等问题。

因此，抑制用于改善功率因数的电抗111的电感值的增加，作为能够减少电源高频成分和实现高功率因数的直流电源装置，提出了如图19所示的直流电源装置的方案(比如参照专利文献1)。

在图19中，将交流电源1的交流电源电压施加到由二极管D1～D4桥式连接形成的全波整流电路的交流输入端子上，通过电抗Lin将其输出向中间电容C充电，将该中间电容C的电荷向平滑电容CD放电，并将直流电压提供给负载电阻RL。此时，在连接电抗Lin的负载一侧与中间电容C的正负直流电流路径上连接晶体管Q1，由基极驱动电路驱动该晶体管Q1。

而且，在基极驱动电路G1上还具备施加脉冲电压的脉冲发生电路I1、I2、伪电阻Rdm，脉冲发生电路I1、I2，分别由检测交流电源电压的零交点的电路，和从零交点的检测开始到交流电源电压的瞬时值与中间电容C的两端电压相等为止，在伪电阻Rdm上流过脉冲电流的脉冲电流电路构成。

这里，脉冲发生电路I1在交流电源电压的半周期前半，产生脉冲电压，脉冲发生电路I2在交流电源电压的半周期的后半产生脉冲电压。

另外，当将晶体管Q1置成导通状态，强制地在电抗上流过电流时，不会使中间电容C的电荷通过晶体管Q1放电地连接用于防止逆电流的二极管D5，而且，在将中间电容C的电荷在平滑电容CD上放电的路径上串联连接用于防止逆电流的二极管D6和提高平滑效果的电抗Ldc。

由上述的构成，交流电源电压的瞬时值不超过中间电容C的两端电压的相位区间的一部分或者全部，由于晶体管Q1置成导通状态，而抑制了装置的大型化，并且可以实现高谐波成分的降低和高功率化。

【专利文献1】特开平9-26674号公报

【非专利文献1】参照‘变频器驱动手册’的661～711页，由变频器驱动手册编辑委员会编辑，1995年第一版，日刊工业新闻社发行。

但是，上述以往的构成，仍然存在大容量的平滑用电容CD和电抗Lin(专利文献1记载了1500μF、6.2mH时的模拟结果)，而且，由于仍然具备中间电容C、晶体管Q1基极驱动电路G1、脉冲发生电路I1、I2伪电阻Rdm、防止逆电流的二极管D5、D6、提高平滑效果的电抗Ldc，所以还是存在由于装置的大型化和部件数量的增加而导致成本增加的问题。

发明内容

本发明为了解决这样的以往的课题，其目的在于提供小型、重量轻、低成本的马达驱动用变频器控制装置。

本发明1的变频器控制装置，是包含：将交流电源的交流电力变换成直流电力的整流电路、将该整流电路的直流电力变换成希望的频率以及希望的电压的交流电力并提供给马达的变频器的马达驱动用变频器装置。整流电路，包含二极管电桥、连接于该二极管电桥的交流输入侧或者直流输出侧的规定的小容量电抗。在变频器的直流母线之间，设置用于吸收马达的再生能量的规定的小容量电容。

变频器控制装置，具备：根据外部给予的马达的速度指令值，作成马达的各相电压指令值的马达电压指令作成装置；检测变频器的直流电压值的PN电压检测装置；基于预先设定的变频器的直流电压基准值除以由PN电压检测装置检测的变频器的直流电压值而导出PN电压补正系数的PN电压补正装置；对各相指令值进行补正的第一马达电压指令补正装置；对在第一马达电压指令补正装置上补正的各相电压指令值进行再补正的第二马达电压指令补正装置。第一马达电压指令补正装置，通过对由马达电压指令作成装置得到的各相电压指令值与PN电压补正装置的PN电压补正系数进行乘法运算，从而对各相电压指令值进行补正。第二马达电压指令补正装置，只有在第一马达电压指令补正装置上补正的各相电压指令值的任一个大于变频器的直流电压值时，在第一马达电压指令补正装置上补正的各相电压指令值上乘以变频器的直流电压值，并且用该结果除以在第一马达电压指令补正装置上补正的各相电压指令值之中的最大值，从而对在第一马达电压指令补正装置上补正的各相电压指令值进行再补正。

通过所述的构成，可以采用小容量电容以及小容量电抗，可以实现体积小、重量轻、成本低的马达驱动用变频器控制装置。而且，即使在变频器直流电压大幅变动使马达驱东困难或者无法驱动的情况下，也可以使施加在马达上的电压基本一定地使变频器动作，可以维持驱动的驱动，还可以抑制交流电源电流的变动，并可以改善交流电源的功率因数和抑制交流电源电流的高谐波成分。

本发明2的变频器控制装置，是包含：将交流电源的交流电力变换成直流电力的整流电路、将该整流电路的直流电力变换成希望的频率以及希望的电压的交流电力并提供给马达的变频器的马达驱动用变频器控制装置。整流电路，包含二极管电桥、连接于该二极管电桥的交流输入侧或者直流输出侧的规定的小容量电抗。在变频器的直流母线之间，设置用于吸收马达的再生能量的规定的小容量电容。

第二变频器控制装置，具备：根据外部给予的马达的速度指令值，作成马达的各相电压指令的马达电压指令作成装置；检测变频器的直流电压值的PN电压检测装置；基于预先设定的变频器的直流电压基准值除以由PN电压检测装置检测的变频器的直流电压值而导出PN电压补正系数的PN电压补正装置；通过对由马达电压指令作成装置得到的各相电压指令值与PN电压补正装置的输出值的PN电压补正系数进行乘法运算，而对各相电压指令值进行补正的第一马达电压指令补正装置；在变频器的直流电压值上乘以1以上的值而导出饱和电压基准值的饱和电压运算装置；只有在第一马达电压指令补正装置上补正的各相电压指令值的任一个大于在饱和电压运算装置上运算的饱和电压基准值时，在第一马达电压指令补正装置上补正的各相电压指令值上乘以在饱和电压运算装置上运算的饱和电压基准值，并且用该结果除以在第一马达电压指令补正装置上补正的各相电压指令值之中的最大值，从而对在第一马达电压指令补正装置上补正的各相电压指令值进行再补正的第二马达电压指令补正装置；当在第二马达电压指令补正装置上补正的各相电压指令值大于变频器的直流电压值时，将各相电压指令值作为变频器的直流电压值的马达电压指令最大值限制装置。

由所述的构成，既可以维持对交流电源功率因数的改善和抑制交流电源电流的高谐波成分，还可以提高驱动输出转矩。

而且，在第二变频器控制装置中，在饱和电压运算装置上得到的饱和电压基准值，可以对应外部给予的马达速度指令值而变化。由这个构成，可以在确实维持对交流电源功率因数的改善和抑制交流电源电流的高谐波成分的驱动领域以及在大幅提高马达的输出转矩的驱动领域二者兼得。

在发明1以及发明2的变频器控制装置中，PN电压补正装置，用直流电压基准值除以直流电压检测值而导出PN电压补正系数，并且当直流电压的检测值小于零时，也可以将预先设定的PN电压补正系数的最大值设定为PN电压补正系数。由这个构成，即使变频器直流电压大幅变动并到达零以下的情况下，也可以维持马达的驱动。

而且，在发明1以及发明2的变频器控制装置中，也可以设定所述变频器运行频率，从而避免变频器运行频率被固定在以具有交流电源频率的偶数倍的频率的共振频率为中心，在其前后具有规定的频率宽度的频率范围内不得变动。由这个构成，由于避免了变频器频率与交流电源频率的共振现象，因此可以防止马达的不稳定动作，实现稳定的驱动。

而且，在发明1以及2的变频器控制装置中，也可以确定小容量电抗以及小容量电容的组合，从而使小容量电抗与小容量电容的共振频率大于交流电源频率的40倍。由这个构成，可以抑制交流电源电流的高谐波成分，并符合IEC标准。

在发明1以及发明2的变频器控制装置中，确定小容量电容的容量，从而当变频器停止之际，上升的直流电压值的最大值比包含于变频器的周边电路中的电气元件的耐压更小。由此，由于确定小容量电容的容量，以使马达直流电压值的最大值比各驱动元件的耐压更小，因此可以防止对周边电路的破坏。

而且，在发明1以及发明2的变频器控制装置中，也可以确定变频器的载波频率从而满足预先设定的交流电力的功率因数。由此，可以满足预先设定的功率因数，通过设定尽量小的载波频率，可以将变频器的损失抑制到最小。

根据本发明，通过适当地补正各相电压指令值，可以使用小容量电容以及小容量电抗。由此，可以实现体积小、重量轻、成本低的驱动用变频器控制装置，即使在变频器直流电压大幅变动使马达驱动困难或者无法驱动的情况下，也可以使施加在马达上的电压基本稳定地使变频器动作，可以维持马达的驱动。还可以抑制交流电源电流的变动，并可以改善交流电源的功率因数和抑制交流电源电流的高谐波成分。

附图说明

图1是表示本发明实施例1的感应马达驱动用变频器控制装置的系统构成图。

图2是本发明实施例1的PN电压补正系数的特性图。

图3是表示本发明实施例1的马达电压指令补正值的结果的图。

图4是表示本发明实施例1的感应马达驱动用变频器控制装置的第一动作结果的图。

图5是表示本发明实施例1的感应马达驱动用变频器控制装置的第二动作结果的图。

图6是表示本发明实施例2的感应马达驱动用变频器控制装置的系统构成图。

图7是表示本发明实施例2的感应马达电压指令补正值的结果的图。

图8是本发明实施例3的电压饱和率的第一特性图。

图9是表示本发明实施例3的电压饱和率的第二特性图。

图10是表示本发明实施例4的感应马达驱动用变频器控制装置的第一动作结果的图。

图11是表示本发明实施例4的感应马达驱动用变频器控制装置的第二动作结果的图。

图12是表示本发明实施例6的感应马达驱动用变频器控制装置的第一动作结果的图。

图13是表示本发明实施例6的感应马达驱动用变频器控制装置的第二动作结果的图。

图14是表示本发明实施例6的感应马达驱动用变频器控制装置的第三动作结果的图。

图15是表示本发明的空调机的一实施例的构成方块图。

图16是一般的感应马达驱动用变频器控制装置的系统构成图。

图17是表示一般的V/F控制模式部的一例图。

图18是表示图16的感应马达驱动用变频器装置的交流电源电流的高谐波成分与相对交流电源频率的次数的关系的线图。

图19是现有的直流电源装置图。

图中：1-交流电源，2-整流电路，3-变频器，4-感应马达，11-小容量电抗，12-小容量电容，13-V/F控制模式部，14-马达电压指令作成部，15-PN电压检测部，16-PN电压补正部，17-第一马达电压指令补正部，18-PWM控制部，19-第二马达电压指令补正部，20-饱和电压运算部，21-马达电压指令最大值限制部。

具体实施方式

以下，参照附图，对本发明的实施例进行说明。

实施例1

图1表示本发明实施例1的感应马达驱动用变频器控制装置的系统构成图。在图1中，变频器控制装置的主电路由：交流电源1、将交流电变换成直流电的二极管电桥2、2mH以下的小容量电抗1、100μF以下的小容量电容12、将直流电变换成交流电的变频器3、由利用变频器3变换的交流电驱动的感应马达4构成。

另一方面，变频器控制装置的控制电路包含：V/F控制模式部13、马达电压指令作成部14、PN电压检测部15、PN电压补正部16、马达电压指令补正部17、PWM控制部18、第二马达电压指令补正部19。

V/F控制模式部13，根据由外部给予的感应马达4的速度指令ω^*而决定施加于感应马达4上的马达电压值。马达电压指令作成部14，根据由V/F控制模式部13决定的马达电压值，作成感应马达4的各相电压指令值。PN电压检测部15，检测变频器3的直流电压值。PN电压补正部16，基于预先设定的变频器3的直流电压基准值与由PN电压检测部15得到的变频器3的直流电压检测值导出PN电压补正系数。第一马达电压指令补正部17，将由马达指令作成部14得到的各相电压指令值与PN电压补正部16的输出值的PN电压补正系数相乘，而对各相电压指令值的进行电压补正，并作成感应马达4的第一马达电压指令补正值。第二马达电压指令补正部19，只有当由第一马达电压指令补正部17作成的第一马达电压指令补正值的任一个比变频器3的直流电压值大时，在第一马达电压指令补正值上乘以变频器3的直流电压值，并用该相乘的结果除以第一马达电压补正值之中的最大值，并由此作成感应马达4的第二马达电压指令补正值。PWM控制部18，根据由第二马达电压指令补正部19作成的第二马达电压指令补正值生成反相器3的PWM信号。

另外，对于V/F控制模式部13，在上述的以往技术的中已经说明，在此予以省略。(图16的V/F控制方式的感应马达驱动用变频器控制装置)

以下，对本实施例的变频器控制装置的具体动作进行说明。

在马达电压指令作成部14，通过算式(1)表示的运算，作成各相电压指令值V_u ^*、V_v ^*、v_w ^*。

【算式1】

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{u^{*}}=V_m\sin {\mathrm{\θ}}_1\\ V_{v^{*}}=V_m\sin ({\mathrm{\θ}}_1-2\mathrm{\π}/3)\\ V_{w^{*}}=V_m\sin ({\mathrm{\θ}}_1-2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.---\left(1\right)$

这里，V_m是由V/F控制装置模式部13决定的马达电压值，如算式(2)所示由对速度指令ω^*的时间积分而导出θ₁。

【算式2】

θ₁＝∫ω*dt      ………(2)

而且，图2是表示PN电压补正部16的第一实施例的图，在PN电压补正部16上，用预先设定的变频器3的直流电压基准值V_pno与由PN电压检测部15得到的变频器3的直流电压检测值V_pn，如算式(3)所示，导出PN电压补正系数k_pn。

【算式3】

$K_{\mathrm{pn}}=\frac{V_{\mathrm{pn}0}}{V_{pn}+{\mathrm{\δ}}_0}---\left(3\right)$

这里，由于在本发明中使用的是小容量电容，会产生直流电压检测值V_pn为零的情况，为了防止除数为零，必须设置一个微小项δ₀。

另外，取代算式(3)的微小项δ₀，在直流电压检测值V_pn小于零时，在PN电压补正系数K_pn中设定预先设定的PN电压补正值的最大值，也可以防止除数为零。

即，如算式(4)所示，也可以导出PN电压补正系数K_pn。

【算式4】

$K_{\mathrm{pn}}=\left\{\begin{array}{c}{K}_{\mathrm{pn}\_\max }(V_{\mathrm{pn}}\≤0)\\ V_{\mathrm{pn}0}/V_{\mathrm{pn}}(V_{\mathrm{pn}}>0)\end{array}\right.---\left(4\right)$

这里，K_{pn_max}是预先设定的PN电压补正系数的最大值。

而且，在第一马达电压指令补正部17，如算式(5)所示，利用各相电压指令值V_u ^*、V_v ^*、V_w ^*与PN电压补正系数K_pn，导出第一马达电压指令补正值V_uh1 ^*、V_vh1 ^*、V_wh1 ^*。

【算式5】

$\left\{\begin{array}{c}{V_{\mathrm{uh}1}}^{*}=K_{\mathrm{pn}}\·{V_u}^{*}\\ {V_{\mathrm{uh}1}}^{*}=K_{\mathrm{pn}}\·{V_v}^{*}\\ {V_{\mathrm{wh}1}}^{*}=K_{\mathrm{pn}}\·V_{w^{*}}\end{array}\right.---\left(5\right)$

另外，在第二马达电压指令补正部19中，在第一马达电压指令补正值V_uh1 ^*、V_vh1 ^*、V_wh1 ^*之中，比如V_uh1 ^*最大，并且V_uh1 ^*大于变频器3的直流电压检测值V_pn的情况下，如算式(6)所示，导出第二马达电压指令补正值Vu_h2 ^*、V_vh2 ^*、V_wh2 ^*。

【算式6】

$\left\{\begin{array}{c}{V_{\mathrm{uh}2}}^{*}={V_{\mathrm{uh}1}}^{*}\·V_{\mathrm{pn}}/{V_{\mathrm{uh}1}}^{*}\\ {V_{\mathrm{uh}2}}^{*}={V_{\mathrm{vh}1}}^{*}\·V_{\mathrm{pn}}/{V_{\mathrm{uh}1}}^{*}\\ {V_{\mathrm{wh}2}}^{*}={V_{\mathrm{wh}1}}^{*}\·V_{\mathrm{pn}}/{V_{\mathrm{uh}1}}^{*}\end{array}\right.---\left(6\right)$

图3(a)、(b)表示的是将第一马达电压指令补正部17导出的第一马达电压指令补正值V_uh1 ^*、V_vh1 ^*、V_wh1 ^*最终地补正为第二马达电压指令补正值V_uh2 ^*、V_vh2 ^*、V_wh2 ^*的结果的一例。

如图3(a)所示，当所有的第一马达电压指令补正值V_uh1 ^*、V_vh1 ^*、V_wh1 ^*都不超过直流电压检测值V_pn的240V时，第二马达电压指令补正值V_uh2 ^*、V_vh2 ^*、V_wh2 ^*与第一马达电压指令补正值V_uh1 ^*、V_vh1 ^*、V_wh1 ^*相等。

而且，如图3(b)所示，当第一马达电压指令补正值V_uh1 ^*、V_vh1 ^*、V_wh1 ^*之中V_uh1 ^*超过直流电压检测值V_pn的240V时，按照算式(6)算出第二马达电压指令补正值V_uh2 ^*、V_vh2 ^*、V_wh2 ^*分别为240V、144V、和0V。

图4是在第二马达电压指令补正部19上没有补正控制的情况下的变频器直流电压与交流电压的波形，图5是在第二马达电压指令补正部19上有补正控制的情况下的变频器直流电压与交流电压的波形。如图5所示，通过该第二马达电压指令补正部19的补正，变频器直流电压大幅度下降之后，就不会过度在感应马达上施加电压，抑制交流电源电流的变动，改善交流电源的功率因数，实现抑制交流电源电流的高谐波成分的目的。

如上所述，本实施例的变频器控制装置，由于采用PN电压补正系数对各相电压指令值进行补正，因此，即使PN电压有变动，也可以施加一定的马达电压，不需要大容量电容，而可以使用小容量电容。另外，通过使用小容量电容，由于输入电流始终提供给马达，提高了输入电流的功率因数，可以实现电抗的小型化。于是，采用小容量电抗以及小容量电容而实现小型、轻型、低成本的感应马达驱动用变频器装置，即使在逆变直流电压大幅变动，感应马达的驱动困难或者不可能的情况下，也可以使施加在感应马达上的电压基本保持一定地使变频器动作，维持对感应马达的驱动。

此外，本发明并不局限于如上述实施例那样V/F控制的感应马达驱动用变频器控制装置，本发明在周知的矢量控制的感应马达驱动用变频器控制装置上也适用。

另外，如空调机的压缩机驱动马达等那样不能使用脉冲发生器等的速度传感器的情况下、或者伺服驱动等那样具备速度传感器的情况的无论那一种，本发明都可适用。

实施例2

图6所示的是本发明实施例2的感应马达驱动用变频器控制装置的系统构成图。图6的主电路与实施例1一样。

另一方面，控制电路在实施例1的基础上还具备饱和电压运算部20和马达电压指令最大值限制部21。

V/F控制模式部13、马达电压作成部14、PN电压检测部15、PN电压补正部16、第一马达电压指令补正部17的功能与实施例1一样。

饱和电压运算部20，在变频器的直流电压值上乘以1以上的值导出饱和电压基准值。第二马达电压指令部19，只有当第一马达电压指令补正部17作成的第一马达电压指令补正值的任何一个比饱和电压运算部20上运算的饱和电压基准值大时，在第一马达电压指令补正值上乘以饱和电压运算部20运算的饱和电压基准值，并用乘法运算的结果除以第一马达电压指令补正值之中的最大值，并由此作成感应马达4的第二马达电压指令补正值。

马达电压指令最大值限制部21，当在第二马达电压指令补正部19上补正的第二马达电压指令补正值比变频器的直流电压值更大时，导出将第二马达电压指令补正值作为变频器的直流电压值的第三马达电压指令补正值。PWM控制部18，根据马达电压指令最大值限制部21输出的第三马达电压指令补正值，生成变频器3的PWM信号。

以下对与实施例1不同的动作进行说明。

在饱和电压运算部20，由算式(7)导出饱和电压基准值V_pn1。

【算式7】

V_pn1＝K·V_pn(K≥1)        ………(7)

该算式(7)中的K表示饱和率，大体上为1～1.5的值。

而且，第二马达电压指令补正部19，在第一马达电压指令补正值V_uh1 ^*、V_vh1 ^*、V_wh1 ^*之中比如V_uh1 ^*最大，并且只有当V_uh1 ^*大于在饱和电压运算部20上得到的饱和电压基准值V_pn1时，如算式(8)所示，导出第二马达电压指令补正值V_uh2 ^*、V_vh2 ^*、V_wh2 ^*。

【算式8】

$\left\{\begin{array}{c}{V_{\mathrm{uh}2}}^{*}={V_{\mathrm{uh}1}}^{*}\·V_{\mathrm{pn}1}/{V_{\mathrm{uh}1}}^{*}\\ {V_{\mathrm{uh}2}}^{*}={V_{\mathrm{vh}1}}^{*}\·V_{\mathrm{pn}1}/{V_{\mathrm{uh}1}}^{*}\\ {V_{\mathrm{wh}2}}^{*}={V_{\mathrm{wh}1}}^{*}\·V_{\mathrm{pn}1}/{V_{\mathrm{uh}1}}^{*}\end{array}\right.---\left(6\right)$

另外，在马达电压指令最大值限制部21中，当第二马达电压指令补正值V_uh2 ^*、V_vh2 ^*、V_wh2 ^*比直流电压检测值V_pn大时，导出由直流电压检测值V_pn进行MAX限制的第三马达电压指令补正值V_uh3 ^*、V_vh3 ^*、V_wh3 ^*。

图7(a)、(b)是将饱和电压运算部20上使用的电压饱和率K的值作为1.2，第一马达电压指令补正部17导出的第一马达电压指令补正值V_uh1 ^*、V_vh1 ^*、V_wh1 ^*最终地补正为第三马达电压指令补正值V_uh3 ^*、V_vh3 ^*、V_wh3 ^*的结果的一例。

如图7(a)所示，当所有的第一马达电压指令补正值V_uh1 ^*、V_vh1 ^*、V_wh1 ^*都不超过直流电压检测值V_pn的240V时，第三马达电压指令补正值V_uh3 ^*、V_vh3 ^*、V_wh3 ^*与第一马达电压指令补正值V_uh1 ^*、V_vh1 ^*、V_wh1 ^*相等。

而且，如图7(b)所示，当第一马达电压指令补正值V_uh1 ^*、V_vh1 ^*、V_wh1 ^*之中V_uh1 ^*超过直流电压检测值V_pn的240V时，按照算式(7)和算式(8)，算出第二马达电压指令补正值V_uh2 ^*、V_vh2 ^*、V_wh2 ^*分别为288V、172.8V、和0V，结果第三马达电压指令补正值V_uh3 ^*、V_vh3 ^*、V_wh3 ^*也分别成为240V、172.8V、0V。

这里，我们把实施例1说明的具体例中的图3(b)与图7(b)进行比较，可以看出在实施例2中，V相指令的马达电压值最终由144V增加到172.8V。

该马达电压值的增加，可以提高感应马达的输出转矩，当希望的交流电源功率因数或交流电源电流的高谐波成分对于限制值留有余量时，上述的实施例对于提高感应马达的临界负载耐量是非常有效的方法。

实施例3

在本实施例中，在导出饱和电压基准值V_pn1中，根据外部的速度指令ω^*使电压饱和率发生变化。

图8，是当在实施例2的变频器控制装置中在饱和电压运算装置20上导出饱和电压基准值V_pn1之际，根据外部施加的感应马达4的速度指令ω^*，将算式(7)的电压饱和率K变化成阶梯状的一个例子。

如图8所示，将电压饱和率K变化成阶梯状后，当速度指令ω^*不到100Hz时，饱和电压基准值V_pn1与直流电压检测值V_pn相等，进行实施例1说明的控制。

而且，速度指令ω^*在100Hz以上时，饱和电压基准值V_pn1为直流电压检测值V_pn的1.2倍，进行实施例2说明的控制。

即，当速度指令ω^*不到100Hz时，可以确实地维持交流电源功率因数的改善和交流电源电流的高谐波成分抑制，当速度指令ω^*为100Hz以上时可以充分保证感应马达4的输出转矩。

根据本实施例，在感应马达的正常驱动区域可以实现交流电源功率因数的改善和交流电源电流的高谐波成分的抑制，而在需要马达转矩的高速驱动领域，可以提高临界负载耐量，进行这样的灵活控制。

另外，如图9所示，根据速度指令ω^*平稳地连续地变化电压饱和率K，则可以防止急剧的输出转矩的变化，实现更稳定的驱动。

实施例4

以下说明关于本发明的变频器运行频率的设定的具体方法。

由于在本发明的感应马达驱动用变频器控制装置上，采用的是小容量电容，如图10所示，变频器的直流电压会以交流电源频率f_s的两倍的频率进行大的脉动。

因此，变频器运行频率f₁如果成为交流电源频率f_s的偶数倍的频率，则发生与变频器直流电压脉动的频率(交流电源频率f_s的两倍的频率)同步共振的现象。

图11表示的如果变频器的运行频率f₁成为交流电源频率f_s的两倍时的动作结果的图。可以看出变频器直流电压与脉动的频率同步而产生共振现象，而且在马达电流中负的直流成分重叠。因此，会在感应马达上发生制动转矩，产生使输出转矩减少或增加马达损失的恶劣影响。

另外，在图11的各元件，小容量电抗的电感值为0.5mH，小容量电容的容量为10μF，交流电源为220V(50Hz)，变频器运行频率为100Hz(这里，马达的极数是两个极，因此变频器运行频率与马达速度指令值相等)，变频器载波频率为5kHz。

因此，在本实施例中，在设定变频器运行频率f₁时，为了避免变频器运行频率f₁被算式(9)给出的频率(频率范围)所固定不变，而设定变频器运行频率f₁。

【算式9】

f₁＝2nf_s±Δf             ………(9)

这里，n是整数，Δf是预先设定的频率宽度，关于频率宽度Δf基本上是使上述的共振现象影响减少地进行设定。

而且，当超过由算式(9)求出的变频器运行频率f₁的共振频率时，由加速或减速的过渡状态一下子变更变频器运行频率f₁，避免固定在共振频率上。

另外，没有必要设定频率宽度Δf，可以不用根据运行状况(轻负载时等)进行设定(此时只要Δf＝0即可)。

由以上的措施，可以避免变频器频率与交流电源频率的共振现象，防止感应马达的不稳定动作，实现稳定的驱动。

实施例5

以下说明如何决定在本发明的变频器控制装置中采用的小容量电容12以及小容量电抗11的规格的具体方法。

在本发明的变频器装置中，为了抑制交流电源电流的高谐波成分，符合IEC标准，决定小容量电容12与小容量电抗的组合，使得小容量电容与小容量电抗确定的共振频率f_lc(LC共振频率)大于交流电源频率f_s的40倍。

这里，如果将小容量电容12的容量定为C[F]，小容量电抗11的电感值定为L[H]，则LC共振频率f_lc如算式(10)所示。

【算式10】

$f_{1c}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LC}}}---\left(10\right)$

即，确定小容量电容12和小容量电抗11的组合使之满足公式f_lc＞40f_s。这是由于在IEC标准中，在交流电源电流的高谐波成分中，直到第40次高谐波都做出了规定。

由以上的方法，由于确定了小容量电容12以及小容量电抗11的组合，因此可以抑制交流电源电流的高谐波成分，符合IEC标准。

接着，说明小容量电容12的容量的确定。

当变频器3停止之际，小容量电容12吸收感应马达4的再生能量(到停止之前为止积蓄为感应马达的电感成分的磁能量)，变频器3的直流电压值上升。因此，要使此时的直流电压的最大值，比变频器3的周边电路的构成元件的耐压小地确定小容量电容12的容量。因此，可以防止周边电路的破坏。

另外，小容量电容12的值确定以后，可以用上述的方法自动确定小容量电抗11的电感值。

实施例6

以下，说明本发明的变频器3的载波频率设定的具体方法。

在本发明的变频器控制装置中，在小容量电容12上积蓄的电能小。为了在电能不足的情况下维持感应马达的驱动，只能并用小容量电抗11的磁能量，因此，电抗电流波形(通过二极管桥后的电流大体与交流电源电流的绝对值相等)受到变频器3的载波频率的巨大影响。

因此，本发明的变频器控制装置为了满足预先设定的交流电源功率因数而设定变频器3的载波频率。

这里，图1～图14所示的是在各种条件下，使本发明的变频器控制装置动作时的结果。图12的载波频率为3.3KHz，图13为5KHz，图14为7.5KHz的情况下的动作结果。可以看出与电抗电流(或交流电源电流)波形比较，对载波频率的依赖性更大。

而且，用数字功率计测量各自的交流电源功率值，则如图12的频率为3.3KHz时是0.878，图13的5KHz时是0.956，而图14的7.5KHz时是0.962。

另外，此时的各个元件，小容量电抗11的电感值为0.5mH，小容量电容12的容量为10μF，交流电源1为220V(50Hz)，变频器运行频率为57Hz(这里由于马达4的极数为2极，变频器运行频率与马达速度指令值相等)，交流电源1的输入电力为900W。

这里，比如当预先设定的交流电源功率因数为0.9时，将载波频率设定为3.3KHz～5KHz之间即可，结果既可以满足预先设定的交流电源功率因数(这里是0.9)又可以将载波频率确定得最低。

如上所述，由于可以满足预先设定的交流电源功率因数，可以将载波频率设定得尽量小，因此可以将变频器损失抑制得最小。

实施例7

图15表示的是利用所述的变频器控制装置的空调机的构成例。如该图所示，空调机，采用所述的变频器控制装置100，在电动压缩机82的基础上，还具备由室内机组92、室外机组95以及四通阀91构成的冷冻循环系统。室内机组92由室内送风机93和室内热交换器94构成，而室外机组95由室外热交换器96、室外送风机97以及膨胀阀98构成。

电动压缩机82由感应第二马达4驱动，而感应马达4由变频器控制装置100所驱动。冷冻循环中作为热介质的冷媒进行循环。冷媒被电动压缩机82所压缩，利用室外热交换器96通过从室外送风机97来的送风与室外的空气进行热交换，而在室内热交换器94上，通过从室内送风机来的送风与室内的空气进行热交换。

另外，在所述实施例中，是对感应马达为例进行的说明，但是，显然本发明对其它马达也可以适用。

本发明提供一种体积小、重量轻、成本低的马达驱动用变频器控制装置，作为使用于空调机等的马达的控制装置是有用的。

Claims (9)

1.一种变频器控制装置，是马达驱动用变频器控制装置，该装置包含将来自交流电源的交流电力变换成直流电力的整流电路、将该整流电路的直流电力变换成希望的频率及希望的电压的交流电力并提供给马达的变频器，所述整流电路包含二极管电桥、连接于该二极管电桥的交流输入侧或者直流输出侧的规定的小容量电抗，在所述变频器的直流母线之间，设置用于吸收所述马达的再生能量的规定的小容量电容，其特征在于，具备：

根据外部给予的马达的速度指令值，作成所述马达的各相电压指令值的马达电压指令作成装置；

检测所述变频器的直流电压值的PN电压检测装置；

基于预先设定的变频器的直流电压基准值除以由所述PN电压检测装置检测的变频器的直流电压值而导出PN电压补正系数的PN电压补正装置；

对各相指令值进行补正的第一马达电压指令补正装置；

对由所述第一马达电压指令补正装置补正的各相电压指令值进行再补正的第二马达电压指令补正装置，

所述第一马达电压指令补正装置，通过对从所述马达电压指令作成装置得到的各相电压指令值与为PN电压补正装置的输出值的PN电压补正系数进行乘法运算，而对各相电压指令值进行补正，

所述第二马达电压指令补正装置，只有在由所述第一马达电压指令补正装置补正的各相电压指令值的任意一个大于所述变频器的直流电压值时，在由所述第一马达电压指令补正装置补正的各相电压指令值上乘以所述变频器的直流电压值，并且将该相乘结果除以由所述第一马达电压指令补正装置补正的各相电压指令值之中的最大值，从而对由所述第一马达电压指令补正装置补正的各相电压指令值进行再补正。

2.一种变频器控制装置，是马达驱动用变频器控制装置，该变频器控制装置包含：将来自交流电源的交流电力变换成直流电力的整流电路、将该整流电路的直流电力变换成希望的频率以及希望的电压的交流电力并提供给马达的变频器，所述整流电路，包含二极管电桥、连接于该二极管电桥的交流输入侧或者直流输出侧的规定的小容量电抗，在所述变频器的直流母线之间，设置用于吸收所述马达的再生能量的规定的小容量电容，其特征在于：具备：

根据外部给予的马达的速度指令值，作成所述马达的各相电压指令的马达电压指令作成装置；

检测所述变频器的直流电压值的PN电压检测装置；

基于预先设定的变频器的直流电压基准值除以由所述PN电压检测装置检测的变频器的直流电压值而导出PN电压补正系数的PN电压补正装置；

通过对从所述马达电压指令作成装置得到的各相电压指令值与为所述PN电压补正装置的输出值的PN电压补正系数进行乘法运算，而对各相电压指令值进行补正的第一马达电压指令补正装置；

导出在所述变频器的直流电压值上乘以1以上的值得到的饱和电压基准值的饱和电压运算装置；

只有由所述第一马达电压指令补正装置补正的各相电压指令值的任意一个大于由所述饱和电压运算装置运算的饱和电压基准值时，在由所述第一马达电压指令补正装置补正的各相电压指令值上乘以由所述饱和电压运算装置运算的饱和电压基准值，并且用该结果除以由所述第一马达电压指令补正装置补正的各相电压指令值之中的最大值，从而对由所述第一马达电压指令补正装置补正的各相电压指令值进行再补正的第二马达电压指令补正装置；

当由所述第二马达电压指令补正装置补正的各相电压指令值大于所述变频器的直流电压值时，将各相电压指令值作为所述变频器的直流电压值的马达电压指令最大值限制装置。

3.如权利要求2所述的变频器控制装置，其特征在于：由所述饱和电压运算装置得到的饱和电压基准值，可以对应外部给予的马达速度指令值而变化。

4.如权利要求1～3中任一项所述的变频器控制装置，其特征在于：所述PN电压补正装置，当所述直流电压的检测值不为零时，用所述规定的基准值除以所述直流电压的检测值，从而导出所述PN电压补正系数，当所述直流电压的检测值为零以下时，将预先设定的PN电压补正系数的最大值设定为所述PN电压补正系数。

5.如权利要求1～3中任一项所述的变频器控制装置，其特征在于：设定所述变频器运行频率，而避免变频器运行频率被恒定固定在以具有交流电源频率的偶数倍的频率的共振频率为中心并前后具有规定的频率宽度的频率范围内。

6.如权利要求1～3中任一项所述的变频器控制装置，其特征在于：决定所述小容量电抗以及所述小容量电容的组合，而使所述小容量电抗与所述小容量电容的共振频率大于交流电源频率的40倍。

7.如权利要求1～3中任一项所述的变频器控制装置，其特征在于：决定所述小容量电容的容量，而当所述变频器停止时，上升的直流电压值的最大值比包含于所述变频器的周边电路中的电气元件的耐压小。

8.如权利要求1～3中任一项所述的变频器控制装置，其特征在于：决定所述变频器的载波频率从而满足预先设定的交流电力的功率因数。

9.一种空调机，其特征在于，具备：

压缩冷媒的压缩机，

用于驱动所述压缩机的马达，

将来自整流电路的直流电力变换成可变电压、可变频率的交流电力并提供给所述马达的权利要求1～3中任一项所述的变频器控制装置。

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