CN1232026C - 电机驱动装置及电机驱动方法 - Google Patents

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Abstract

借助一个电流检测电阻而不让多个相电流急剧变化，以减少电机的振动和电磁声。一种包括多个由串联的上方和下方开关元件组成的输出电路的电机驱动装置。它还包括：和上述多个输出电路串联且共为一个连接点，并用以检测供到上述多个输出电路中的电流的电流检测电阻；让上述多个输出电路中之任一个中的一个开关元件在对应于规定电角的期间内导通，并让上述多个输出电路中的剩下几个中的另一开关元件进行开关操作的通电相切换电路；及产生并输出控制上述开关操作的信号，做到：在上述期间又被分割为多个期间后的每个期间内，存在让多个开关元件导通的第1期间、让在第1期间导通的多个开关元件中的任一个继续导通的第2期间的通电期间控制部。

Description

电机驱动装置及电机驱动方法
技术领域
本发明涉及电机驱动技术，特别是脉宽调制方式(PWM：Pulse WidthModulation)的电机驱动技术。
技术背景
无刷电机的PWM驱动方式，有：三角波削峰(slice)方式和峰值电流检测方式。在三角波削峰方式下，线圈电流流入检测电阻，利用以在检测电阻产生的电压和转矩指令电压的差值作为削峰大小输出的误差放大器(error amplifier)，以该削峰大小切割周期一定的三角波，这样来决定给线圈通电的通电期间。而在峰值电流检测方式下，不用误差放大器，当线圈电流流过的电流检测电阻所产生的电压达到转矩指令电压时，停止向线圈提供电流，它为回流电流方式。
图13示出了已往的峰值电流检测方式下的电机驱动装置的方框图。图13中，霍尔器件21A，21B，21C检测电机10中的转子的位置，并分别将霍尔器件输出S11，S12，S13输给位置检测电路22。位置检测电路22根据霍尔器件输出S11，S12，S13求出位置信号S21，S22及S23，并将它们输给通电相切换电路93。位置信号S21，S22及S23为将霍尔器件输出S11，S12及S13的相位平移了30°的信号。
通电相切换电路93根据位置信号S21，S22及S23决定通电相。这时，为易于测量相电流，通电相切换电路93使3相中有1相的相电流不流。基准脉冲PI被输入后，逻辑控制电路95就被置位，而改变输给通电相切换电路93的信号电平，以控制供向电机10的电流。基准脉冲PI为周期性脉冲。
图14示出了一组曲线，表示图13中的由电机驱动装置驱动的电机的各相电流是如何随时间变化的。图14示出了U相、V相、W相每一相的相电流I1、I2、I3，且设从每一个驱动晶体管1～6流向电机10的电流为正。如图14所示，因1相的相电流一直为0，故在每一个电角60°下某一个相电流急剧地变化。
现在，假设逻辑控制电路95通过基准脉冲PI置位。通电相切换电路93如仅让W相上方驱动晶体管5及U相下方驱动晶体管2导通。因此时电流经由W相线圈13及U相线圈11流到电流检测电阻7中，故可检测出该电流的大小来作为在电流检测电阻7中产生的电压。因该电流流过感应性线圈，故驱动晶体管2及5导通后，它逐渐地增大。
电流增大而使电流检测电阻7上的电压达到了转矩指令电压TI后，比较器96的输出电平就发生变化，逻辑控制电路95就复位。逻辑控制电路95让输给通电相切换电路93的信号电平翻转，通电相切换电路93使驱动晶体管2成为非导通状态。
就这样，从逻辑控制电路95置位到它复位为止这一段时间为开关操作的导通(on duty)期间。因逻辑控制电路95复位后，流过线圈11及1 3的电流还继续不断地流，故回流电流通过位于驱动晶体管1的源极/漏极间的二极管1D在流。因回流电流不通过电流检测电阻7，故回流时电流检测电阻7上的电压为0。
回流电流逐渐减少，而当基准脉冲PI再次输入后，逻辑控制电路95被置位，通电相切换电路93便让驱动晶体管2导通。到通电相切换为止，通电相切换电路93重复进行以上操作。这样，逻辑控制电路95被置位时的驱动电流和它复位时的回流电流就交替着流。结果是，基本上相当于转矩指令电压TI的相电流能流入规定的线圈中。
图15示出了一组曲线，表示将时间轴放大后，图14中的时间t＝tz附近的电流检测电阻电压(电机电流检测信号)MC、V相及W相的相电流I2、I3。在图15中，期间T91为U相、V相电流作为驱动电流流过的期间，该电流流过电流检测电阻7；期间T92为U相、V相电流作为回流电流流过的期间；期间T93为U相、W相电流的作为驱动电流流过的期间，该电流流过电流检测电阻7；期间T94为U相、W相电流作为回流电流流过的期间。
本发明要解决的问题
然而，在图13所示的已往的电机驱动装置中，因如图14所示，相电流发生急剧的变化，故在相电流切换时，电机不仅会振动，还会产生电磁声。
若控制各相电流而不让它们发生急剧的变化，这样的问题就不会出现了。但是，为检测多个相电流并对其进行控制，所需的电流检测电阻个数就要和相数一样多。又因很难将电流检测电阻装到集成电路中，结果电流检测电阻个数一多，装置的规模就变大，成本也随之增加。
再就是，因电阻特性一般都有偏差，故在使用对应于各相的电流检测电阻的情况下，各相下的电流检测特性就都不一样。例如，就是在两个相电流的大小实际上一样大的情况下，检测出的电流大小也不一样。
发明内容
本发明正是为解决上述问题而研究出来的。其目的在于：用一个电流检测电阻控制多个相电流而不让它们发生急剧的变化，从而减少电机的振动及电磁声等。
解决方案
为解决上述课题，第一方面的发明所述的方案为一电机驱动装置，它包括：多个由串联的上方开关元件和下方开关元件组成的输出电路，且将电流从上述每一个输出电路中的上方开关元件和下方开关元件的连接点供到电机。该电机驱动装置还包括：串联在上述多个输出电路上且共用同一连接点，并用以检测供到上述多个输出电路中的电流的电流检测电阻；输出和上述电机中的转子的位置相对应的位置信号的位置检测部；根据上述位置信号选择上述多个输出电路中之任一个输出电路中的上方开关元件和下方开关元件中的一个开关元件并让它在规定电角所对应的期间内导通，同时，在选择了上方开关元件的情况下，让上述多个输出电路中剩下几个输出电路中的下方开关元件进行开关操作，而在选择了下方开关元件的情况下，让上述多个输出电路中剩下几个输出电路中的上方开关元件进行开关操作的通电相切换电路；以及通电期间控制部，它根据所输入的转矩指令信号及上述电流检测电阻中的电压，产生并输出控制由上述通电相切换电路控制的开关操作的开关操作控制信号，以做到：在上述规定电角所对应的期间又被分割为多个期间后的的每一个期间内，存在让进行开关操作的上方开关元件或者下方开关元件中的多个导通的第1期间、及让进行开关操作的上方开关元件或者下方开关元件中在上述第1期间导通的多个上方开关元件或者下方开关元件中的任一个开关元件继续导通的第2期间。
根据第1方面的发明，因具有让多个开关元件导通的第1期间、和让在上述第1期间导通的多个开关元件中的一个开关元件继续导通的第2期间，故用1个电流检测电阻就能控制多个相电流。因此，可实现相电流间的大小无偏差的PWM控制，同时还能避免相电流发生急剧的变化，从而减少相切换时电机的振动和电磁声。
还有，第2方面的发明，为：在第1方面所述的电机驱动装置中，上述通电期间控制部，包括：交替着输出对应于上述转矩指令信号的且和应该在上述第1期间内流入上述电流检测电阻的电流的目标值相对应的第1目标信号、和根据上述转矩指令信号及上述位置信号求得且应该在上述第2期间流入上述电流检测电阻的电流的目标值相对应的第2目标信号的相别转矩信号产生电路；判断上述电流检测电阻中的电压是否超过了上述相别转矩信号产生电路的输出，并将结果输出的比较器；根据决定上述开关操作的周期的基准脉冲及上述比较器的输出，产生上述开关操作控制信号并将它输出的逻辑控制电路。上述逻辑控制电路产生上述开关操作控制信号并将它输出，以做到：当上述比较器判断出上述电流检测电阻中的电压超过了上述相别转矩信号产生电路对上述第1期间的输出时，它就让上述第1期间结束；当上述比较器判断出上述电流检测电阻中的电压超过了上述相别转矩信号产生电路对上述第2期间的输出时，它就让上述第2期间结束。
根据第2方面的发明，可产生合适的开关操作控制信号。
还有，第3方面的发明，为：在第2方面所述的电机驱动装置中，上述逻辑控制电路，包括：由上述基准脉冲置位且以上述比较器的输出作为复位输入的第1锁存器、由上述基准脉冲置位的第2锁存器、以及以上述第1锁存器的输出和上述比较器的输出为输入并将所得到的输出作为复位输入提供给上述第2锁存器的逻辑电路，上述第1锁存器及第2锁存器的输出被作为上述开关操作控制信号输出。在上述比较器的输出显示出上述电流检测电阻中的电压超过上述第1目标信号时，上述第1锁存器复位；当上述第1锁存器的输出显示出上述第1锁存器已复位时，上述逻辑电路就输出上述比较器的输出；当上述第1锁存器的输出显示出上述第1锁存器未复位时，上述逻辑电路不输出上述比较器的输出；当上述逻辑电路输出上述比较器的输出，且上述比较器的输出显示出上述电流检测电阻中的电压超过上述第2目标信号时，上述第2锁存器复位。
根据第3方面的发明，因包括逻辑电路，故第2锁存器工作可靠，因而可减少电机驱动装置的误操作。
还有，第4方面的发明，为：在第3方面所述的电机驱动装置中，上述逻辑控制电路，还包括：让上述第1锁存器的输出延迟规定时间后再将它输出的延迟电路；上述第1锁存器经由上述延迟电路将该输出供给上述逻辑电路。
根据第4方面的发明，可减少由于第2锁存器的噪音而造成的误操作。
还有，第5方面的发明，为：在第1方面所述的电机驱动装置中，上述通电期间控制部，包括：交替着输出对应于上述转矩指令信号且和应该在上述第1期间内流入上述电流检测电阻的电流的目标值相对应的第1目标信号及根据上述转矩指令信号及上述位置信号求得且应该在上述第2期间流入上述电流检测电阻的电流的目标值相对应的第2目标信号的相别转矩信号产生电路、判断上述电流检测电阻中的电压是否超过了上述第1目标信号并将结果输出的第1比较器、判断上述电流检测电阻中的电压是否超过了上述第2目标信号并将结果输出的第2比较器、根据决定上述开关操作的周期的基准脉冲及上述第1及第2比较器的输出来产生上述开关操作控制信号并将它输出的逻辑控制电路；上述逻辑控制电路产生并输出上述开关操作控制信号，以做到：当上述第1比较器判断出上述电流检测电阻中的电压超过了上述第1目标信号时，它就让上述第1期间结束；当上述第2比较器判断出上述电流检测电阻中的电压超过了上述第2目标信号时，它就让上述第2期间结束。
根据第5方面的发明，因第1及第2比较器不易出现误操作，故操作很稳定。
还有，第6方面的发明，为：在第5方面所述的电机驱动装置中，上述逻辑控制电路，上述逻辑控制电路，包括：由上述基准脉冲置位且以上述第1比较器的输出作为复位输入的第1锁存器、由上述基准脉冲置位的第2锁存器、以及以上述第1锁存器的输出和上述第2比较器的输出为输入并将所得到的输出作为复位输入提供给上述第2锁存器的逻辑电路，且上述第1及第2锁存器的输出被作为上述开关操作控制信号输出；在上述第1比较器的输出显示出上述电流检测电阻中的电压超过上述第1目标信号时，上述第1锁存器复位；当上述第1锁存器的输出显示出上述第1锁存器已复位时，上述逻辑电路就输出上述第2比较器的输出，而当上述第1锁存器的输出显示出上述第1锁存器未复位时，上述逻辑电路不输出上述第2比较器的输出；当上述逻辑电路输出上述第2比较器的输出，且上述第2比较器的输出显示出上述电流检测电阻中的电压超过上述第2目标信号时，上述第2锁存器复位。
根据第6方面的发明，因包括逻辑电路，故第2锁存器工作可靠，因而可减少电机驱动装置的误操作。
还有，第7方面的发明，为：在第2方面或者第5方面所述的电机驱动装置中，上述基准脉冲的周期一定。
根据第7方面的发明，因让驱动晶体管导通的时序的周期一定，故很容易采取措施，以便不轻易受开关引起的噪音的影响。
还有，第8方面的发明，为：在第2方面或者第5方面所述的电机驱动装置中，上述相别转矩信号产生电路，以对应于上述转矩指令信号的电压作上述第1目标信号用；以根据上述位置信号及上述第1目标信号所产生的其周期为对应于规定电角的期间，且其峰值和上述第1目标信号相等的锯齿波作上述第2目标信号用。
根据第8发明的发明，可使相电流的波形近似为梯形，从而可避免相电流发生急剧的变化。
还有，第9方面的发明，为：在第1方面所述的电机驱动装置中，上述通电期间控制部，产生控制开关操作的信号并以其作为上述开关操作控制信号输出，做到：使其在上述第1期间内导通的多个上方开关元件或者下方开关元件中在上述第2期间也让其导通的开关元件，从上述第1期间开始到经过了所规定的时间为止处于非导通。
根据第9方面的发明，因两个相的相电流不会同时开始流，故可抑制开关噪音的影响。
还有，第10方面的发明，为一种电机驱动装置的电机驱动方法，该电机驱动装置包括：多个由串联的上方开关元件和下方开关元件组成的输出电路、和串联在上述多个输出电路上且共用同一连接点，并用以检测供到上述多个输出电路中的电流的电流检测电阻，且将电流从上述每一个输出电路中的上方开关元件和下方开关元件的连接点供到电机。求出和上述电机中的转子的位置相对应的位置信号；根据上述位置信号选择上述多个输出电路中之任一个输出电路中上方开关元件和下方开关元件中的一个并让它在规定电角所对应的期间内导通的步骤；在选择了上方开关元件的情况下，让上述多个输出电路中剩下几个输出电路中的下方开关元件进行开关操作，而在选择了下方开关元件的情况下，让上述多个输出电路中剩下几个输出电路中的上方开关元件进行开关操作的步骤；在上述使其进行开关操作的步骤下，根据所输入的转矩指令信号及上述电流检测电阻中的电压，产生并输出控制由上述通电相切换电路控制的开关操作的开关操作控制信号，以做到：在上述规定电角所对应的期间又被分割为多个期间后的的每一个期间内，存在让进行开关操作的上方开关元件或者下方开关元件中的多个导通的第1期间、及让进行开关操作的上方开关元件或者下方开关元件中在上述第1期间导通的多个上方开关元件或者下方开关元件中的任一个开关元件继续导通的第2期间。
附图的简单说明
图1为本发明的第1个实施例所涉及的电机驱动装置的方框图。
图2示出了一组曲线，表示电机的各相电流的目标波形。
图3为表示图1中的通电期间控制部的一个结构的方框图。
图4示出了一组曲线，表示有关位置检测电路及相别转矩信号产生电路的信号。
图5示出了一组曲线，表示图1中的逻辑控制电路及比较器的输出入信号。
图6示出了一组曲线，表示图1中的电机驱动装置的相电流。
图7用以说明在期间T1流过电机的电流的流经途径。
图8用以说明在期间T2流过电机的电流的流经途径。
图9用以说明在期间T3流过电机的电流的流经途径。
图10为表示图1中的逻辑控制电路的另一结构的方框图。
图11为本发明的第2个实施例所涉及的电机驱动装置的方框图。
图12为表示图11中的通电期间控制部的一个结构的方框图。
图13为已往的峰值电流检测方式电机驱动装置的方框图。
图14示出了一组曲线，表示是图13中的由电机驱动装置驱动的电机中的每一个相电流如何随时间变化的。
图15示出了一组曲线，表示将时间轴放大，图14中的时间t＝tz附近的电流检测电阻电压、V相及W相的相电流。
具体实施方式
下面，参看附图，说明本发明的实施例。在以下实施例中，以由电机驱动装置驱动3相无刷电机的情况为例进行说明。
(第1个实施例)
图1为本发明的第1个实施例所涉及的电机驱动装置的方框图。图1中的电机驱动装置中包括：U相、V相及W相上方驱动晶体管1，3，5、U相、V相及W相下方驱动晶体管2，4，6、二极管1D，2D，3D，4D，5D，6D、电流检测电阻7、霍尔元件电路21、位置检测电路22、通电相切换电路23、预驱动电路24、相别转矩信号产生电路30、逻辑控制电路40及比较器51。电机10中包括：U相线圈11、V相线圈12及W相线圈13。由相别转矩信号产生电路30、逻辑控制电路40及比较器51构成通电期间控制部100。由霍尔元件电路21和位置检测电路22构成位置检测部。
让驱动晶体管1～6为n型MOS晶体管。二极管1D的阳极和阴极分别接在驱动晶体管1的源极和漏极上。二极管2D～6D也这样和驱动晶体管2～6相连。驱动晶体管1，3，5的漏极接在电源VCC上，驱动晶体管2，4，6的源极接在电流检测电阻7的一端。电流检测电阻7的另一端接地。由驱动晶体管1～6构成开关元件。
还有，由驱动晶体管1，2和二极管1D，2D构成U相的输出电路；由驱动晶体管3，4和二极管3D，4D构成V相的输出电路；由驱动晶体管5，6和二极管5D，6D构成W相的输出电路。
驱动晶体管1的源极不仅接在驱动晶体管2的漏极上，还接在电机10中的U相线圈11的一端。驱动晶体管3的源极不仅接在驱动晶体管4的漏极上，还接在电机10中的V相线圈12的一端。驱动晶体管5的源极不仅接在驱动晶体管6的漏极上，还接在电机10中的W相线圈13的一端。U相线圈11的另一端接在V相线圈12及W相线圈13的另一端。
这里，设从驱动晶体管1，2流向U相线圈11的电流为U相电流I1。同理，设从驱动晶体管3，4流向V相线圈12的电流为V相电流I2；设从驱动晶体管5，6流向W相线圈13的电流为W相电流I3。还称从驱动晶体管1～6流向线圈11～13的电流为喷出电流，相反方向的电流为吸入电流，并设喷出电流的方向为各相电流的正方向。因电机10中的线圈11～13为Y结线，故各相电流和在各自的线圈中所流的电流相等。
霍尔元件电路21包括霍尔元件21A，21B，21C。霍尔元件21A，21B，21C中的每一个元件都检测电机10中的转子的位置，并将霍尔元件输出S11，S12，S13输给位置检测电路22。位置检测电路22根据霍尔元件输出S11，S12，S13求位置信号S21，S22，S23及PS，并将位置信号S21，S22，S23输给通电相切换电路23，将位置信号PS输给相别转矩信号产生电路30。
相别转矩信号产生电路30，根据位置信号PS、转矩指令电压(转矩指令信号)TI、基准脉冲PI及比较器51的输出CP而产生对应于流入电流检测电阻7中的电流的目标值的电压信号TP，并将它输给比较器51的正输入端。电流检测电阻7中所产生的电压(驱动晶体管2，4，6的源极电位)作为电机电流检测信号MC被输到比较器51的负输入端。比较器51将该输出CP输给相别转矩信号产生电路30及逻辑控制电路40。还有，基准脉冲PI被输入逻辑控制电路40。逻辑控制电路40产生决定使驱动晶体管1～6导通的导通期间的开关操作控制信号F1，F2，并将它们输给通电相切换电路23。
通电相切换电路23，根据位置信号S21，S22，S23及控制信号F1，F2，从驱动晶体管1～6中选出应该让它导通的那一驱动晶体管，并将该信息告诉预驱动电路24。预驱动电路24根据通电相切换电路23的输出将信号输给驱动晶体管1～6的栅极，来控制驱动晶体管1～6的导通/非导通。
图2示出了一组曲线，表示电机10的各相电流I1～I3的目标波形。为不使电机10的各相电流I1～I3发生急剧的变化，图1中的电机驱动装置象图2所示那样控制供向电机10的电流。在将电机10中的电角360°例如6等分后而得到的电角所对应的那每一个期间，即电机10中的转子每转一对应于被分割的电角的角度，图1中的电机驱动装置就边切换通电相，边控制电机10的电流。
例如，图2的期间TU1为所对应的电角为60°的期间。在期间TU1，相电流I1为喷出电流，其大小基本一定；V相电流I2为吸入电流，其大小随时间t逐渐减少；W相电流I3为吸入电流，其大小随时间t从0逐渐增加。这里，让U相的上方驱动晶体管1在期间TU1继续导通。还有，如图2所示，V相电流I2和W相电流I3使V相及W相的下方驱动晶体管4，6进行开关操作，以控制这些驱动晶体管4，6的导通期间/非导通期间。
图3为方框图，示出了图1中的通电期间控制部100的一个结构。通电期间控制部100中，包括：相别转矩信号产生电路30、逻辑控制电路40以及比较器51。图3中的相别转矩信号产生电路30中，包括：双沿微分电路3 1、恒流源32、开关33，36、电容器34、电平控制电路35及RS触发器37。图3中的逻辑控制电路40中，包括：作为第1锁存器的RS触发器41、作为第2锁存器的RS触发器42、延迟电路43、反相器44，45、“与非”门46。由反相器44，45和“与非”门46构成逻辑电路49。
图4示出了一组曲线，表示有关位置检测电路22及相别转矩信号产生电路30的信号。位置检测电路22，根据霍尔元件输出S11及S12求表示电机10中的转子的位置的位置检测信号S21。这里以设位置检测信号S21(S21＝S11-S12)为霍尔元件输出S11和S12之差为例。霍尔元件输出S11和S12近似正弦波，当霍尔元件输出S11的相位比S12的相位早120°时，位置检测信号S21的相位比霍尔元件输出S11的相位早30°。位置检测电路22也同样按S22＝S12-S13，S23＝S13-S11的关系求位置检测信号S22，S23。
位置检测电路22根据所求得的位置检测信号S21，S22，S23求位置检测信号PS。位置检测信号PS为以下脉冲重复出现的信号，即当位置检测信号S21从负变为正时上升，当位置检测信号S23从正变为负时下降的脉冲；当位置检测信号S22从负变为正时上升，当位置检测信号S21从正变为负时下降的脉冲；当位置检测信号S23从负变为正时上升，当位置检测信号S22从正变为负时下降的脉冲。如图4所示，位置检测信号PS的边沿的时刻为霍尔元件输出S11，S12，S13的波形相交的那一时刻。
参看图3及图4，说明相别转矩信号产生电路30的工作情况。由位置检测电路22输出的位置检测信号PS被输到双沿微分电路31中。双沿微分电路31一检测到位置检测信号PS的边沿，就将一定期间为“L”，除此以外为“H”的复位脉冲信号S31作为控制信号输给开关31(“H”和“L”分别代表逻辑高电平和低电平)。
电容器34的一端接在恒流源32的输出上且通过开关33接地，电容器34的另一端接地；借助由恒流源32所输出的电流给电容器34充电，开关33仅在复位脉冲信号S31为“L”时导通而让电容器34放电。这样，电容器34的电压S32就成为图4所示那样的锯齿波。
电平控制电路35以转矩指令电压TI和电压S32为输入，为使电压S32的峰值和转矩指令电压TI相等，它用增益乘以电压S32并将所得信号TS输给开关36。开关36根据RS触发器37的输出，选择作为第1目标信号的转矩指令电压TI和作为第2目标信号的信号TS中的任一个信号，并将它作为信号TP输给比较器51。RS触发器37由基准脉冲PI置位，RS触发器37由比较器51的输出复位。这样，开关36就交替着输出信号TI和信号TS作为信号TP(参看图3、图5)。
图5示出了一组曲线，表示图1中的逻辑控制电路40及比较器51的输出入信号。图6示出了一组曲线，表示图1中的电机驱动装置中的相电流，图5及图6放大显示了图2、图4中的t＝t1附近。
参看图3、图5及图6，说明逻辑控制电路40的工作情况及电机10中所流的电流。如图5所示，基准脉冲PI为周期基本一定的脉冲信号，该周期是PWM控制的周期的基准。
基准脉冲PI被输到图3中的RS触发器37及RS触发器41，42的置位端，基准脉冲PI一下降，RS触发器37就被置“1”而输出“H”。此时，开关36选择转矩指令电压TI，并将它作为信号TP输给比较器51。因RS触发器41，42也被置“1”，故控制信号F1，F2皆为“H”。
假设通电相切换电路23根据位置信号S21，S22，S23判断出了：现在正处于图2中的期间TU1内。如图2所示，该期间TU1为设U相电流I1为大小基本一定的喷出电流的期间。因在期间TU1，U相电流I1是唯一的喷出电流，故通电相切换电路23让驱动晶体管1继续处于导通状态。V相电流I2及W相电流I3为吸入电流。因必须让它的大小发生变化，故通电相切换电路23就根据控制信号F1，F2而让驱动晶体管4，6进行开关操作。在期间TU1，当控制信号F1为“H”时，通电相切换电路23让驱动晶体管4导通；当控制信号F2为“H”时，通电相切换电路23让驱动晶体管6导通。驱动晶体管2，3，5在这一期间一直处于非导通状态。
让控制信号F1，F2都成为“H”时，通电相切换电路23让驱动晶体管4，6导通(第1期间T1)。此时，从驱动晶体管1流向U相线圈11的电流作为喷出电流在流动。在U相线圈11内流动的电流在V相线圈12和W相线圈13分流，且分别作为流向驱动晶体管4和6的吸入电流流动。
在驱动晶体管4和6同时导通的状态下，流过V相线圈12及W相线圈13的V相电流I2及W相电流I3都流入电流检测电阻7。流过电流检测电阻7的电流的大小和流过U相线圈11的U相电流I1相等。电流检测电阻7中产生和流过它的电流大小成正比的电压，该电压被作为电机电流检测信号MC被输到比较器51的负输入端。
因U相线圈11、V相线圈12及W相线圈13皆为感应性负荷，故驱动晶体管4，6导通后，在期间T1内，V相电流I2及W相电流I3逐渐地增大(参看图6)。因此，电机电流检测信号MC也逐渐升高。当电机电流检测信号MC的电压达到信号TP(参看图5)的电压后，比较器51就让输出CP变到“L”。于是，因RS触发器41复位，输出翻转为“L”，故控制信号F1变为“L”，而移向第2期间T2。
因在期间T2，控制信号F1，F2分别成为“L”、“H”，故通电相切换电路23使驱动晶体管4为非导通，让驱动晶体管6就那样继续地导通。驱动晶体管4—变为非导通状态，V相电流I2的回流电流就经由驱动晶体管3的源、漏极间的二极管3D和驱动晶体管1在流。作为回流电流而流动的V相电流I2逐渐变小(参看图6)。此时，因仅有流过W相线圈13的电流流入电流检测电阻7，故可不受V相线圈12的电流的影响而检测出W相线圈13的电流。
移到期间T2后，虽然被输到比较器51的正输入端的信号TP的电平降到信号TS的电位(底电位：bottom level)，但若V相线圈12的电流不流过电流检测电阻7，电机电流检测信号MC的电平就下降，且降到比信号TP的底电平还低，故比较器51的输出CP重新回到“H”(参看图5)。
在移向期间T2时，延迟电路43的输出，在事先设定的一定时间过后，紧接着控制信号F1成为“L”，反相器44的输出移向“H”。在反相器44的输出为“L”的那一段时间里，“与非”门46的输出为“H”，RS触发器42却不管比较器51的输出有了变化而不复位。还有，在延迟电路43的输出移向“L”后，且比较器51的输出就为“L”，反相器45的输出就为“H”时，RS触发器42才第一次复位。
因在期间T2这一段时间内，驱动晶体管1及6继续导通，故W相线圈13的电流继续增大(参看图6)，流过电流检测电阻7的电流也继续增大。电机电流检测信号MC的电压增大，当它增大到从相别转矩信号产生器30输出的信号TP的电压时，比较器51就使输出CP为“L”。于是，RS触发器42就被置“O”，控制信号F2成为“L”，而移向期间T3的操作。
因在期间T3这一段时间内，控制信号F1，F2皆为“L”，故通电相切换电路23使驱动晶体管4及6为非导通。
就这样，在控制信号F1为“H”的那一期间，驱动晶体管4导通；而在控制信号F2为“H”的期间，驱动晶体管6导通。在控制信号F1，F2皆为“H”的期间T1，流过V相线圈12及W相线圈13的电流之和被控制在和信号TP相对应的那一个值上；在控制信号F1，F2分别为“L”，“H”的期间T2内，流过W相线圈13的电流被控制在和信号TP相对应的那一值上。换句话说，让在期间TU1进行开关操作的2相(V相和W相)的驱动晶体管4，6中在期间TU1电流应减少的那一相(V相)的驱动晶体管4先成为非导通状态(参看图2)。
在控制信号F1，F2皆为“L”的期间T3内，仅有回流电流在线圈11～13中流。作为回流电流而流的V相电流I2和W相电流I3逐渐地减少(参看图6)。基准脉冲PI一被输到相别转矩信号产生电路30及逻辑控制电路40中，控制信号F1，F2就又都变为“H”，而重复同样的过程。
在不出现由于驱动晶体管1～6的开关噪声而导致的误操作的情况下，图3中的逻辑控制电路40中可不设延迟电路43。
图7用来说明在期间T1流过电机10的电流的流路。如图7所示，在期间T1，流过V相线圈12的V相电流I2的流经顺序为：自电源到驱动晶体管1、U相线圈11、V相线圈12、驱动晶体管4及电流检测电阻7；流过W相线圈13的W相电流I3的流经顺序为：自电源到驱动晶体管1、U相线圈11、W相线圈13、驱动晶体管6及电流检测电阻7。结果是，可由电流检测电阻7中的电压检测到V相电流I2及W相电流I3之和。
图8用来说明在期间T2流过电机10的电流的流路。如图8所示，在期间T2，流过V相线圈12的V相电流I2为回流电流，流经顺序为：自驱动晶体管1、U相线圈11、V相线圈12到二极管3D，且为闭合环。而流过W相线圈13的W相电流I3的流经顺序和图7所示的一样，为：自电源到驱动晶体管1、U相线圈11、W相线圈13、驱动晶体管6及电流检测电阻7。结果是，仅W相电流I3可由电流检测电阻7中的电压检测出来。
图9用来说明在期间T3流过电机10的电流流路。如图9所示，在期间T3，流过V相线圈12的V相电流I2为回流电流，流经顺序和图8所示一样，且为闭合环；流过W相线圈13的W相电流I3也为回流电流，流经顺序为：自驱动晶体管1、U相线圈11、W相线圈13到二极管5D，且为闭合环。因此，电流检测电阻7中无电流流过。如上所述，各相输出电路中的驱动晶体管导通而流动的驱动电流、经由各相输出电路中的二极管而流动的回流电流交替着流过线圈11～13。
其次，说明图1所示的电机驱动装置在图2所示的期间TU2的工作情况。如图2所示，该期间TU2为一设U相电流I1为大小基本一定的吸入电流的期间。因在期间TU2，U相电流I1为唯一的吸入电流，故通电相切换电路23让驱动晶体管2继续处于导通状态。V相电流I2和W相电流I3为喷出电流。因必须让它的大小发生变化，故通电相切换电路23让驱动晶体管3，5进行开关操作。在期间TU2内，当控制信号F1为“H”时，通电相切换电路23让驱动晶体管3导通；而当控制信号F2为“H”时，让驱动晶体管5导通。驱动晶体管1，4，6在这一期间一直处于非导通状态。
当控制信号F1，F2皆为“H”时，通电相切换电路23让驱动晶体管3，5导通；当控制信号F1，F2分别为“L”、“H”时，它让驱动晶体管3为非导通；当控制信号F1，F2皆为“L”时，它让驱动晶体管5也为非导通。
结果，在期间TU2，U相电流I1、V相电流I2及W相电流I3的流向和在期间TU1内的电流流向相反。其它地方皆和期间TU1一样，故不再详述。
图1中的电机驱动装置在期间TV1，TW1的工作情况，除以下几点和期间TU1不一样以外，其它地方都一样。换句话说，在设V相电流I2为大小基本一定的喷出电流的期间TV1，通电相切换电路23让驱动晶体管3继续处于导通状态，来代替让驱动晶体管1处于导通状态。而且，通电相切换电路23还让驱动晶体管6，2分别代替驱动晶体管4，6进行开关操作。驱动晶体管1，4，5在这一期间一直处于非导通状态。
在设W相电流I3为大小基本一定的喷出电流的期间TW1，通电相切换电路23让驱动晶体管5代替驱动晶体管1而继续处于导通状态。而且，通电相切换电路23还让驱动晶体管2，4分别代替驱动晶体管4，6进行开关操作。驱动晶体管1，3，6在这一期间一直处于非导通状态。
图1中的电机驱动装置在期间TV2，TW2的工作情况，除以下几点和期间TU2不一样以外，其它地方都一样。换句话说，在设V相电流I2为大小基本一定的吸入电流的期间TV2，通电相切换电路23让驱动晶体管4代替驱动晶体管2继续处于导通状态。而且，通电相切换电路23还让驱动晶体管5，1分别代替驱动晶体管3，5进行开关操作。驱动晶体管2，3，6在这一期间一直处于非导通状态。
在设W相电流I3为大小基本一定的吸入电流的期间TW2，通电相切换电路23让驱动晶体管6代替驱动晶体管2继续处于导通状态。而且，通电相切换电路23还让驱动晶体管1，3分别代替驱动晶体管3，5进行开关操作。驱动晶体管2，4，5在这一期间一直处于非导通状态。
图10为方框图，示出了图1所示的逻辑控制电路的另一结构。在逻辑控制电路40中再增加一延迟电路47，即构成图10中的逻辑控制电路140。基准脉冲PI被输到延迟电路47，延迟电路47将所输入的基准脉冲PI延迟一规定的时间后，再将它输给RS触发器42的置位端。
使用图10中的逻辑控制电路140来代替图3中的逻辑控制电路40以后，RS触发器41被置“1”，控制信号F1变为“H”，从那时起一规定时间过后，RS触发器42被置“1”，控制信号F2变为“H”。这样一来，控制信号F1，F2就不会同时从“L”变到“H”。
例如在期间TU1，从驱动晶体管4先导通，V相电流I2开始流到一规定期间过后，驱动晶体管6导通，W相电流I3开始流。因此，2相电流同时开始流时所产生的开关噪音在接地线上重叠，从而可避免出现电流检测电阻7中的电压已超过目标值这样的不良现象。而且，RS触发器42接收驱动晶体管的开关噪声而发生误操作的可能性也减少。需提一下，若采取使接地线的布线电阻变小等措施，不用延迟电路47也可以。
如上所述，根据本实施例中的电机驱动装置，可控制电机10的相电流I1～I3，而使其电流波形近似为振幅和图2所示的转矩指令电压TI相对应的梯形。故通电相切换时相电流的变化比较平缓。
还有，在对3相电流进行PWM控制的情况下，通常需要3个电流检测电阻。但是，本实施例中的电机驱动装置，却可利用一个电流检测电阻来控制3相电流，故可进行使相电流间的大小无偏差的PWM控制。因所需的电流检测电阻的数量很少，故装置的规模也变小。
(第2个实施例)
图11为本发明的第2个实施例所涉及的电机驱动装置的方框图。用相别转矩信号产生电路230、逻辑控制电路240、第1比较器52及第2比较器53来代替图1所示的电机驱动装置中的相别转矩信号产生电路30、逻辑控制电路40及比较器51，即构成图11所示的电机驱动装置。其它构成元素皆和上述第1个实施例中的一样，故用相同的符号来表示它们，且省略说明。由相别转矩信号产生电路230、逻辑控制电路240及比较器52、53构成通电期间控制部200。
在图11中，相别转矩信号产生电路230和图3中的相别转矩信号产生电路30一样，根据位置信号PS及转矩指令电压TI产生表示对应于流过电流检测电阻7的电流的目标值的电压的信号TS。而且，相别转矩信号产生电路230将转矩指令电压TI和信号TS分别输给比较器52，53的正输入端。也可不经过相别转矩信号产生电路230而将转矩指令电压TI输给比较器52。
电流检测电阻7中所产生的电压(驱动晶体管2，4，6的源极电位)被作为电机电流检测信号MC输到比较器52，53的负输入端。比较器52，53将各自的输出CP1，CP2输给逻辑控制电路240。还有，基准脉冲PI被输到逻辑控制电路240。逻辑控制电路240产生决定使驱动晶体管1～6导通的期间的开关操作控制信号F1，F2并将其输给通电相切换电路23。
图12为表示图11中的通电期间控制部200的一个结构的方框图。通电期间控制部200中，包括：相别转矩信号产生电路230、逻辑控制电路240、比较器52，53。图12所示的相别转矩信号产生电路230中，包括：双沿微分电路31、恒流源32、开关33、电容器34以及电平控制电路35。相别转矩信号产生电路230，除了将图4所示的转矩指令电压TI和电平控制电路35的输出TS直接输给比较器52及53这一点和图3中的相别转矩信号产生电路30不一样以外，其它地方都和图3中的相别转矩信号产生电路30一样。
图12所示的逻辑控制电路240中，包括：作为第1锁存器的RS触发器41、作为第2锁存器的RS触发器42、反相器44，45以及“与非”门46。由反相器44，45和“与非”门46构成逻辑电路49。
参看图5、图12说明逻辑控制电路240的工作情况及电机10中所流的电流。图12中，基准脉冲PI被输到RS触发器41，42的置位端。因若基准脉冲PI下降，RS触发器41，42就被置“1”，故控制信号F1，F2就都变为“H”。因在控制信号F1为“H”时，反相器44的输出为“L”，“与非”门46的输出为“H”，故不管比较器53的输出CP2的电平如何，RS触发器42不复位。
假设现在在图2中的期间TU1内。控制信号F1，F2都为“H”，通电相切换电路23让驱动晶体管4，6导通(第1期间T1)，让流过V相线圈12的V相电流I2和流过W相线圈13的W相电流I3都流过电流检测电阻7。电流检测电阻7中产生和流过其中的电流的大小成正比的电压，该电压被作为电机电流检测信号MC输到比较器52，53的负输入端。
电机电流检测信号MC逐渐地升高，当电机电流检测信号MC的电压升到信号TI的电压时，比较器52就使输出CP1变为“L”。于是，RS触发器41复位，其输出变为“L”，故控制信号F1变为“L”。这样，因反相器44的输出变为“H”，故RS触发器42根据比较器53的输出CP2的电平的变化而复位。
因控制信号F1，F2分别为“L”、“H”，故通电相切换电路23让驱动晶体管4为非导通。驱动晶体管6仍处于导通状态(第2期间T2)。因此时仅有流过W相线圈13的电流流入电流检测电阻7，故可不受V相线圈12的电流的影响而检测出W相线圈13的电流。
因驱动晶体管1及6继续导通，故W相线圈13的电流继续增大，流过电流检测电阻7的电流也继续增大。若电机电流检测信号MC的电压达到了相别转矩信号产生电路230所输出的信号TS的电压，比较器53就使输出CP2变为“L”。于是，“与非”门46的输出变为“L”，RS触发器被置“0”，控制信号F2成为“L”。
因控制信号F1，F2皆为“L”，故通电相切换电路23让驱动晶体管6也处于非导通状态(期间T3)。
这样，图11所示的电机驱动装置和图1所示的电机驱动装置一样驱动电机10。因图11所示的电机驱动装置中的比较器52，53难以出现误操作，故操作很稳定。
在以上的实施例中，对包括二极管1D～6D的电机驱动装置进行了说明，不仅如此，也可以用寄生二极管代替驱动晶体管1～6。换句话说，从结构上看，驱动晶体管1～6所在的位置被二极管占据。
还有，驱动晶体管1～6也可为n型MOS管以外的晶体管。
还有，以上说明的是，在下方驱动晶体管2，4，6的源极及“地”间设上插入电流检测电阻7的情况，不仅如此，还可在电源VCC和上方驱动晶体管1，3，5的漏极之间设上电流检测电阻。
还有，以上举例说明的是，以和电机10的电角360°被6等分后所对应的期间为单位进行控制的情况，不仅如此，也可将它12等分而在更短的期间内切换通电相。
还有，以上说明的是，电机的结线为Y结线的情况，不仅如此，电机的结线也可为Δ结线。
还有，举例说明的是：使进行开关操作的2相驱动晶体管中电流该减少那一相的驱动晶体管先为非导通的情况，不仅如此，若使用急剧上升且缓慢下降的锯齿状波的信号TS，先让电流该增加的那一相的驱动晶体管处于非导通，和能实现同样的操作。
还有，以上说明的是，3相电流的相位按从U相、V相到W相由早到晚的顺序进行的情况，不仅如此，为让电机逆转，也可按从W相、V相到U相由早到晚的顺序进行。
还有，以上说明的是驱动3相电机的情况，不仅如此，驱动4相以上的电机时情况也一样。
还有，以上说明的是用霍尔元件检测位置的情况，但并非一定要用霍尔元件。例如，也可分别在U相、V相及W相设一CR过滤电路来过滤PWM驱动电流中的高频成分，并比较每一相下的过滤输出和电机中的线圈的中点电位，这样来检测电机中的转子的位置。但是，考虑到PWM驱动电流中的高频成分会造成误操作，还是用霍尔元件比较有利。
根据本发明中的电机驱动装置，可使相电流不发生急剧的变化，故可抑制在相切换时，电机振动，电机噪音等。仅用一个电流检测电阻就能代替通常所需的多个电流检测电阻来控制多相电流，故可使装置的规模变小。

Claims (10)

1、一种电机驱动装置，它包括：多个由串联的上方开关元件和下方开关元件组成的输出电路，且将电流从上述每一个输出电路中的上方开关元件和下方开关元件的连接点供到电机，其中：
包括：
串联在上述多个输出电路上且共用同一连接点，并用以检测供到上述多个输出电路中的电流的电流检测电阻；
输出和上述电机中的转子的位置相对应的位置信号的位置检测部；
根据上述位置信号选择上述多个输出电路中之任一个输出电路中的上方开关元件和下方开关元件中的一个开关元件并让它在规定电角所对应的期间内导通，同时，在选择了上方开关元件的情况下，让上述多个输出电路中剩下几个输出电路中的下方开关元件进行开关操作，而在选择了下方开关元件的情况下，让上述多个输出电路中剩下几个输出电路中的上方开关元件进行开关操作的通电相切换电路；以及
通电期间控制部，它根据所输入的转矩指令信号及上述电流检测电阻中的电压，产生并输出控制由上述通电相切换电路控制的开关操作的开关操作控制信号，以做到：在上述规定电角所对应的期间又被分割为多个期间后的的每一个期间内，存在让进行开关操作的上方开关元件或者下方开关元件中的多个导通的第1期间、及让进行开关操作的上方开关元件或者下方开关元件中在上述第1期间导通的多个上方开关元件或者下方开关元件中的任一个开关元件继续导通的第2期间。
2、根据权利要求第1项所述的电机驱动装置，其中：
上述通电期间控制部，包括：交替着输出对应于上述转矩指令信号且和应该在上述第1期间内流入上述电流检测电阻的电流的目标值相对应的第1目标信号及根据上述转矩指令信号及上述位置信号求得且应该在上述第2期间流入上述电流检测电阻的电流的目标值相对应的第2目标信号的相别转矩信号产生电路、判断上述电流检测电阻中的电压是否超过了上述相别转矩信号产生电路的输出并将结果输出的比较器、根据决定上述开关操作的周期的基准脉冲及上述比较器的输出来产生上述开关操作控制信号并将它输出的逻辑控制电路；
上述逻辑控制电路产生并输出上述开关操作控制信号，以做到：当上述比较器判断出上述电流检测电阻中的电压超过了上述相别转矩信号产生电路对上述第1期间的输出时，它就让上述第1期间结束；当上述比较器判断出上述电流检测电阻中的电压超过了上述相别转矩信号产生电路对上述第2期间的输出时，它就让上述第2期间结束。
3、根据权利要求第2项所述的电机驱动装置，其中：
上述逻辑控制电路，包括：由上述基准脉冲置位且以上述比较器的输出作为复位输入的第1锁存器、由上述基准脉冲置位的第2锁存器、以及以上述第1锁存器的输出和上述比较器的输出为输入并将所得到的输出作为复位输入提供给上述第2锁存器的逻辑电路，且上述第1及第2锁存器的输出被作为上述开关操作控制信号输出；
在上述比较器的输出显示出上述电流检测电阻中的电压超过上述第1目标信号时，上述第1锁存器复位；
当上述第1锁存器的输出显示出上述第1锁存器已复位时，上述逻辑电路就输出上述比较器的输出，而当上述第1锁存器的输出显示出上述第1锁存器未复位时，上述逻辑电路不输出上述比较器的输出；
当上述逻辑电路输出上述比较器的输出，且上述比较器的输出显示出上述电流检测电阻中的电压超过上述第2目标信号时，上述第2锁存器复位。
4、根据权利要求第3项所述的电机驱动装置，其中：
上述逻辑控制电路，还包括：让上述第1锁存器的输出延迟规定时间后再将它输出的延迟电路；
上述第1锁存器经由上述延迟电路将该输出供给上述逻辑电路。
5、根据权利要求第1项所述的电机驱动装置，其中：
上述通电期间控制部，包括：交替着输出对应于上述转矩指令信号且和应该在上述第1期间内流入上述电流检测电阻的电流的目标值相对应的第1目标信号及根据上述转矩指令信号及上述位置信号求得且应该在上述第2期间流入上述电流检测电阻的电流的目标值相对应的第2目标信号的相别转矩信号产生电路、判断上述电流检测电阻中的电压是否超过了上述第1目标信号并将结果输出的第1比较器、判断上述电流检测电阻中的电压是否超过了上述第2目标信号并将结果输出的第2比较器、根据决定上述开关操作的周期的基准脉冲及上述第1及第2比较器的输出来产生上述开关操作控制信号并将它输出的逻辑控制电路；
上述逻辑控制电路产生并输出上述开关操作控制信号，以做到：当上述第1比较器判断出上述电流检测电阻中的电压超过了上述第1目标信号时，它就让上述第1期间结束；当上述第2比较器判断出上述电流检测电阻中的电压超过了上述第2目标信号时，它就让上述第2期间结束。
6、根据权利要求第5项所述的电机驱动装置，其中：
上述逻辑控制电路，包括：由上述基准脉冲置位且以上述第1比较器的输出作为复位输入的第1锁存器、由上述基准脉冲置位的第2锁存器、以及以上述第1锁存器的输出和上述第2比较器的输出为输入并将所得到的输出作为复位输入提供给上述第2锁存器的逻辑电路，且上述第1及第2锁存器的输出被作为上述开关操作控制信号输出；
在上述第1比较器的输出显示出上述电流检测电阻中的电压超过上述第1目标信号时，上述第1锁存器复位；
当上述第1锁存器的输出显示出上述第1锁存器已复位时，上述逻辑电路就输出上述第2比较器的输出，而当上述第1锁存器的输出显示出上述第1锁存器未复位时，上述逻辑电路不输出上述第2比较器的输出；
当上述逻辑电路输出上述第2比较器的输出，且上述第2比较器的输出显示出上述电流检测电阻中的电压超过上述第2目标信号时，上述第2锁存器复位。
7、根据权利要求第2项或者第5项所述的电机驱动装置，其中：
上述基准脉冲的周期一定。
8、根据权利要求第2项或者第5项所述的电机驱动装置，其中：
上述相别转矩信号产生电路，以对应于上述转矩指令信号的电压作上述第1目标信号用；以根据上述位置信号及上述第1目标信号所产生的其周期为对应于上述规定电角的期间且其峰值和上述第1目标信号相等的锯齿波作上述第2目标信号用。
9、根据权利要求第1项所述的电机驱动装置，其中：
上述通电期间控制部，产生控制开关操作的信号并以其作为上述开关操作控制信号输出，做到：在上述第1期间内要导通的多个上方开关元件或者下方开关元件中在上述第2期间也要导通的开关元件，从上述第1期间开始到规定时间过后为止处于非导通状态。
10、一种电机驱动装置的电机驱动方法，该电机驱动装置包括：多个由串联的上方开关元件和下方开关元件组成的输出电路、和串联在上述多个输出电路上且共用同一连接点，并用以检测供到上述多个输出电路中的电流的电流检测电阻，且将电流从上述每一个输出电路中的上方开关元件和下方开关元件的连接点供到电机，其中：
包括：
求出和上述电机中的转子的位置相对应的位置信号的步骤；
根据上述位置信号选择上述多个输出电路中之任一个输出电路中上方开关元件和下方开关元件中的一个并让它在规定电角所对应的期间内导通的步骤；
在选择了上方开关元件的情况下，让上述多个输出电路中剩下几个输出电路中的下方开关元件进行开关操作，而在选择了下方开关元件的情况下，让上述多个输出电路中剩下几个输出电路中的上方开关元件进行开关操作的步骤；
在上述使其进行开关操作的步骤下，根据所输入的转矩指令信号及上述电流检测电阻中的电压，产生并输出控制由上述通电相切换电路控制的开关操作的开关操作控制信号，以做到：在上述规定电角所对应的期间又被分割为多个期间后的的每一个期间内，存在让进行开关操作的上方开关元件或者下方开关元件中的多个导通的第1期间、及让进行开关操作的上方开关元件或者下方开关元件中在上述第1期间导通的多个上方开关元件或者下方开关元件中的任一个开关元件继续导通的第2期间。
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