CN1077064A - 电力变换器装置以及利用该装置的电气车辆控制装置 - Google Patents

Abstract

一种电力变换器装置，包括由串接的正侧半导体 开关元件和串接的负侧半导体开关元件构成其一相 的变换器，控制所述变换器的半导体开关元件导通和 截止，以根据输入到所述控制单元的电压幅度指令E^* 操作所述变换器的控制单元；所述电压幅度指令E^* 在双极调制方式和单极调制方式中为一个基本调制 波al^*，其中，双极调制方式与单极调制方式之间的 转换通过部分双极调制方式而实现，由此，可获得精 确响应于基本调制波al^*的变换器输出电压。

Description

本发明涉及用以将直流电转换为交流电或将交流电转换为直流电的一种电力变换器装置的改进，尤其涉及此类电力变换器装置的输出电压控制。1988年4月出版的《PESC’88RECORD，IEEE》第1255至1262页发表了B.韦拉厄茨（Velaerts）等题为“一种新颖的三级脉宽调制波形的产生和最优化方法”一文，其中推荐一种双极调制方式，适合于交替输出通过零电位的正、负类似脉冲的电压，以改善三级变换器的输出电压波形。

上述文章揭示了从双极调制方式至单极调制方式的转换，它适合于仅仅输出与输出电压极性相同的类似脉冲的电压，这种转换在一个周期内最佳必须在六个点完成。

此外，相应于第4，953，069号美国专利的日本专利JP-A-2-101969（1990年）中图9揭示了在输出电压的半个周期内，双极调制周期和单极调制周期两者都存在。

对于改善输出电压波形以及精细的电压调整，采用双极调制方式是所希望的。

然而，当要求实现某种输出电压时，双极调制方式要求实现与输出电压极性相反的脉冲，因此使电压利用率降低。相应地，从双极调制方式至单极调制方式的转换是不可避免的。

如从双极调制方式简单地转移到单极调制方式，而当其负荷为交流电动机时，在变换期间的电流脉动将加剧，引起电动机转矩波动。

上述后一种技术表明，双极调制方式与单极调制方式之间的转换被控制在预定的相位时完成。

然而，这种控制必须在确定最佳点（一个周期仅有六个点）之后才能执行，因此，问题在于为此所需的控制系统与定时控制整套装置有关。

此外，例如当要求电力变换器利用单极调制方式来实现输出电压响应某一输出电压指令时，正弦波输出电压指令的波节部分就不能准确地实现。这是由于在构成电力变换器的开关元件中存在一个最小导通时间，这种如在波节部分中那样小的输出电压指令，不能被认作为电力变换器的输出电压。

上述后一种现有技术的图9表示在一个周期内包含一个双极调制方式的固定时期（60°），和其余的单极调制方式的下一时期。然而，这种波形是为了调制波超出1的部分由其它相补偿而输出的。

因此，即使在前一种上述技术中，也存在上述波节部分，即输出电压指令不能被识别的极小的输出电压部分。

本发明的目的在于提供一种电力变换器装置，以及一种用以不间断地控制变换器输出电压的电气车辆控制装置。

本发明的另一个目的在于提供一种电力变换器装置，以及一种用以在变换器输出电压中精确重现输出电压指令的电气车辆控制装置。

本发明的上述目的是通过一种电力变换器装置而实现的，其中包括通过交替输出正、负输出脉冲而完成半个周期的输出电压的第一调制区，与通过仅输出与输出电压极性相同的输出脉冲而完成半个周期的输出电压的第二调制区;并且将直流电压转换为至少有三个不同电平电位的交流相电压，其中，当从第一调制区转移到第二调制区时，通过第三调制区完成转换。

此外，本发明的上述目的通过一种将直流电压转换为具有至少三个不同电平电位的交流相电压的电力变换器装置而实现，其中包括在半个周期的输出电压中，由交替输出正、负输出脉冲的时期和仅仅输出极性与输出电压相同的输出脉冲的另一个时期内构成的第三调制区。此外，还进一步包括用以改变这两种时期的手段。

在第一调制区即双极调制区与第二调制区即单极调制区之间的转换过程中，其转换并非直接完成，而是通过第三调制区完成的，因此，在直接转换过程中所引起的电流波纹增加得到抑制。

此外，考虑半个周期内的输出电压指令时，接近于峰的正弦波时，必须输出高输出电压，在其波节部分必须输出极小的输出电压。

在要求相对高的输出电压，如接近其峰值处的时期内，采用单极调制方式，而在要求相对低的输出电压，如接近其谷值处的时期内，采用双极调制方式，此外，这两个时期可以变化，由此，即使输出电压指令变化，也可以重现精确对应于该变化的电压指令的输出电压。

图1是表示根据本发明的一个实施例的构成图;

图2（a）是表示变换器频率与输出电压指令之间关系的曲线图;

图2（b）是表示变换器频率与输出电压之间关系的曲线图;

图3是表示基本调制波和双极调制工作期间输出电压脉冲波形的示意图;

图4是表示基本调制波和部分双极调制工作期间输出电压脉冲波形的示意图;

图5是表示基本调制波和单极调制工作期间输出电压脉冲波形的示意图;

图6是表示基本调制波和过调制工作期间输出电压脉冲波形的示意图;

图7是表示基本调制波振幅A与用以确定脉宽调制方式的偏移量B之间关系的曲线图;

图8是表示变换器频率，输出电压指令与脉宽调制方式之间关系的曲线图;

图9是解释双极调制工作期间和单极调制工作期间脉冲图象发生的波形图;

图10是解释过调制工作期间脉冲图象发生的波形图;

图11是说明在图1所示脉冲图象发生器31中所执行过程的流程图;

图12是说明图1所示图象发生器31中所执行的另一种过程的流程图;

图13是说明根据本发明的极性鉴别和分配器的另一实施例的示意图;

图14是表示在图13所示另一个实施例中相应部位上波形的示意图。

在介绍了本发明的概貌后，以下将参照图1至图14描述本发明的实施例。

近来，正在确立一种技术，通过称为三级变换器，也称为混联变换器的变换器来操作感应电动机，特别是驱动车辆的感应电动机。其中，除了直流电源的高电位点及其低电位点以外，还提供了位于这些高电位点与低电位点之间的中间电位点，而通过构成变换器的开关元件组的通、断操作选择，可以在作为相电压的交流端引出具有高电位点、低电位点和中间电位点的三个电位电平。

三级变换器的主要特征之一在于，由于脉宽调制开关频率的明显提高，可以获得相当于谐波成份相对小的交流输出。

由此，所连接的电动机所产生的转矩抖动降低，而且还降低开关元件的击穿电压。

图1表示在三相情况下，电力交换器装置主电路的基本结构。

图1中，标号60为直流电源架空线;标号61和62是分压电容器，用以从直流电源60建立中间点N，以下称为中性点;标号70-73，80-83和90-93为自熄灭开关元件，各有一个用于电流环流的整流元件，在本实施例中，以绝缘栅双极晶体管（IGBT）为例，然而也可用控制极可判断元件（GTO）和晶体管替代IGBT;标号74、75、84、85、94和95为辅助整流元件，用以从电容器引出中性点电位。此外，在本实施例中，以感应电动机10形式的负载为例。

以下以开关支路7为倒，说明可由每一相独立操作的开关支路7-9的基本操作。

电容器61和62上的电压ed₁和ed₂假定为理想平滑的直流电压源，并定义为：

ed₁＝ed₂＝Ed/2（其中Ed为总直流电压）

在上述条件下，当开关元件70-73按照表1所示顺序控制通断时，在交流输出端U即得到三级输出电压e，即Ed/2，O和-Ed/2。

表1

开关元件的导通条件	开关函数	输出电压
			70   71   72   73通   通   断   断断   通   通   断断   断   通   通	Sp   So   Sn   S1    0    0    10    1    0    00    0    1  －1	eEd/20-Ed/2

其中，Sp，So、Sn和S是以1、0和-1的形式表示的开关元件70-73导通情况的开关函数，输出电压e用下列公式表示：

e＝Sp    ed1-Sn    ed2＝S    Ed/2    （1）

输出电压e的波形由类似于振幅为Ed/2，0和-Ed/2类似脉冲的电压的组合决定，而开关函数S＝Sp-Sn一般由脉宽调制控制，使输出电压波形接近于正弦波形。

在脉宽调制控制装置中，开关元件的导通条件通过建立开关函数Sp和Sn而确定。

此外，三级变换器的细节已在日本JP-B-51-47848（1976）和JP-A-56-74088（1981）等专利中披露。

目前，在电气车辆控制装置实例中，其中用有限的电源电压进行宽范围的速度控制，换言之，当从可变电压可变频率（VVVF）区到恒定电压可变频率（CVVF）区进行速度控制时，要求如图2（b）中实线所示的输出电压特性。

也就是说，在称作VVVF控制区的低速区，输出电压调节到实际上与变换器频率成比例，因此，电动机中的磁通实际上可保持恒定。且可获得预定的转矩。此外，在称作CVVF区的高速区，变换器频率可逐步提高，而变换器输出电压维持在最大值，因此电压利用率达到最大，并可以用有限的电源电压实现高速操作。

然而，对于非常小的电压指令，它包括两种情况，一种是倒相器输出频率低，输出电压指令也小，另一种是输出电压与前者相比为大，但要输出正弦波形中含有非常小的电压，任何比由最小脉宽输出脉冲所产生的电压更小的电压都不可能实现，而最小脉宽决定于开关元件的最小导通时间。换言之，不可能作为变换器输出电压而重新产生，因而输出比输出电压指令更大的输出电压。

例如，当所有用作变换器输出电压的电压脉冲都是最小脉宽由最小导通时间所决定的脉冲时，所获得的输出电压的基波分量E1用下列公式表示：

E1＝2Ton    PFi    Emax    （2）

其中，Ton为最小导通时间;P为脉冲数;Fi为变换器频率;Emax为最大输出电压。

现在，开关频率Fc表示为：

Fc＝PFi    （3）

因此，输出电压的基波分量E1即可以下列公式表示：

E1＝2Ton    Fc    Emax    （4）

因此，例如假定开关频率为1KHz，最小导通时间为100μs，则E1＝0.2Emax，即低于最大输出电压的百分之二十的输出电压不能控制。

因此，所能控制的最小输出电压受限制，取决于图2（b）所示虚线所表示的特性曲线。这样就产生一个问题，即输出电压连续调整有困难。

因此，在本实施例中，当根据一个小的变换器输出电压指令输出一个非常小的输出电压时，通过以双极调制交替输出经过三级电位的中间电位的脉冲似的高、低电位电压，在变换器输出电压中可重新产生小的输出电压指令。

当要求输出的正弦波中含有非常小的电压时，尽管输出电压指令的振幅并非如此小，通过在输出电压半个周期内提供两个时期而得到恰好相应于输出电压指令的变换器输出电压，其中在一个时期中，类似脉冲的高低电位通过三级电位中的中间电位交替输出，而在另一个时期中，仅输出与输出电压极性相同的输出脉冲，这种双极调制和单极调制的组合调制在下文中称为部分双极调制。

在单极调制中，随着输出电压指令的增加，所有脉冲都改变为极性与输出电压相同的脉冲。

为了进一步提高输出电压，通过使接近于瞬时输出电压峰值的输出脉宽最大化以抑制中间电位的输出，而提高输出电压直至包含在半个周期输出电压中的脉冲数为一个。

通过连续转换这些系列的调制方式，即可连续获得从零电压至最大电压的高度精确而稳定的输出电压。

以下参照图2（a）至图8说明变换器输出电压指令与变换器输出电压之间的关系。

图2（a）表示的变换器输出电压指令E^＊对应于变换器频率Fi^＊而设定，其中Fcv表示输出电压指令开始保持恒定的变换器频率。

有了变换器输出电压指令E^＊和直流电压Ed后，基本调制波的振幅A即可按照下列公式而设定：

$\mathrm{A\; =\; 2}\sqrt{2}{E}^{＊}\mathrm{／E\; d}$ （5）

基本调制波al^＊由振幅指令A及其相位θ决定如下：

al^＊＝A Sinθ （6）

如图3（a）、图4（a）和图5（a）所示。

以下参照图3说明双极调制。

为了得到最小导通脉宽，亦即对于最小导通时间的脉宽，当倒相器输出电压指令E^＊非常小时，根据下列公式制备两个正、负偏置的调制波apl^＊和anl^＊，如图3（b）所示。

其中，B为位移设定单元4输出的位移量。

现在，通过设定超越如图3（c）和图3（d）所示预定值的位移量，可以防止产生非常小的输出电压指令，其中接近于零的指令对上、下一支都消除，对相应开关元件的最小导通时间被保持，因此，输出电压甚至控制在极小的量，而同时保留预定的最小导通脉宽。

此外，位移量B意味着以预定方向叠加在输出电压指令上的直流电压包含在偏置电压中。

图3（e）中所示的正向脉冲图形，即开关函数Sp与如图3（f）中所示的负向脉冲图形，即开关函数Sn是以正、负向调制波ap^＊和an^＊为基础，在脉冲发生周期2Tck产生的。在脉冲发生周期2Tck期间的脉冲宽度即决于相应调制波的振幅，而当ap^＊、an^＊≥0时，脉冲继续产生，当ap^＊、an^＊＝0时，脉冲产生抑制。图3（g）是当如图3（e）和图3（f）所示的正、负向脉冲图形，而脉冲图形Sp和Sn分别加到开关元件的相应门时，在倒相器支路7的交流端U外出现的输出脉冲电压。

下面参照图4说明部分双极调制。

在输出电压指令振幅不很高，而正弦波低谷部分的电压不能忽略的区域里，最好采用部分双极调制。即如果整个周期均由双极调制所覆盖，则输出电压指令的重现方面不产生问题。然而电压利用率降低。另一方面，如果为了改善电压利用率而通过单极调制重新产生整个输出电压指令，则由于最小导通时间的限制，不能精确地重现低谷部分。

在这种区域中，通过利用双极调制，而重新产生低谷部分，其周期随输出电压指令的幅度而变化。

从图4（b）可见，出现象apl^＊＜0或anl^＊＞0这样取决于位移量B的区，其中不可能在变换器输出端产生实现正、负偏置调制波apl^＊和anl^＊的脉冲图形。

例如，在anl^＊＞0区，必须产生有负向脉冲图形的正输出电压。

鉴于三级变换器的主电路结构，正极性的输出脉冲电压不能通过仅调节负向脉冲图形而输出，因此正输出电压不可能由负向脉冲图形产生。同样，在正向脉冲图形的情况下，负输出电压也不可能通过正向脉冲图形而产生。

根据本实施例，其中通过改变位移量而改变脉宽调制方式，上述情况特别发生在当从双极调制方式转移到单极调制方式转移到单极调制方式时。

因此，在这样的区内，可以通过相反极性的另一调制波补偿一个极性调制波的电压不足而确定脉冲图形。即如图4（c）和4（d）中所示，通过按下列公式设定正、负向调制波ap^＊以及an^＊，电压不足可以由相反极性调制波的输出电压补偿，结果可以重新产生精确对应于变换器输出电压指令的输出电压。

其中，在时期Ⅰ中，apl^＊＞0和anl^＊＜0，进行双极调制;在时期Ⅱ中，apl^＊＞0和anl^＊＞0或apl^＊＜0和anl^＊＜0，进行单极调制。

通过改变响应于变换器输出电压指令的时期Ⅰ和时期Ⅱ的时间间隔，或通过改变时期Ⅰ和时期Ⅱ在变换器输出电压半个周期中的比率，可以在部分双极调制区内再现精确对应于变换器输出电压指令的输出电压。

现在，当位移量B进一步减少到B＝0时，脉宽调制方式转移到单极调制方式。

以下参照图5说明单极调制方式。

当位移量B减少到零时，如图5（b）所示的两种偏置的调制波apl^＊和anl^＊完全重合，如图5（c）和图5（d）所示，正、负向调制波ap^＊和an^＊可按下列公式修改：

在本实施例中，位移量B的设定很重要，且要设定的位移量B的范围限于如图7所示的三个区。

双极调制区：A/2≤B＜0.5

部分双极调制区：O＜B＜A/2

单极调制区：B＝0

在双极调制区，双极调制控制在整个周期内进行（见图3（e）、（f）和（g））。

在部分双极调制区，单极调制方式用于输出电压的波峰附近，而双极调制方式则用于变换器输出电压指令的波节部分，（见图4（e）、（f）和（g）。

而当B＝0时，整个周期内部采用单极调制方式工作（见图5（e）、（f）和（g）。

更进一步，当B＝0.5时，脉宽调制方式成为两级双极调制方式而没有中间电位。

因此，在要求小的基本调制波振幅A的区内，位移量B设定在A/2+△1≤B≤0.5-△2的范围内。其中，△1和△2为由最小通、断时间决定的常数，为了维持预定的零电压周期，而位移量B相应于基本调制波振幅A的增加而减小，由此可达到平滑而连续的脉冲方式转换。

亦即，在如图8所示的输出电压特性曲线中，脉宽调制方式响应于变换器频率Fi，从双极调制方式（0≤Fi≤F1）和部分双极调制方式（F1≤Fi≤F2）转移到单极调制方式（F2≤Fi≤F3），并进一步通过将在下文说明的过调制方式（F3≤Fi≤Fcv）转移到具有必不可少的中间电位的三级单脉冲方式（Fi≥Fcv）。

下面参照图6说明过调制区。

过调制区是位移量B为零且进一步变换器输出电压指令的一部分超过一的区域。

当单极性调制对变换器输出电压指令超过一的部分进行时，因出现截止期而平均电压下降且相应于输出电压指令的输出电压不能输出。

因此，存在于变换器输出电压指令超过一的周期内脉冲按图6（b）、（c）和（d）所示连接。

此外，当输出电压指令相当大的部分超过一时，包含在半周期内的脉冲数量减少到一个，这种方式称为三级单脉冲调制方式（图中未示）。

现在，当本实施例应用于轧钢机用感应电动机控制时，不采用包括过调制区和单一脉冲调制区等在内的宽范围控制，在双极调制区，部分双极调制区和单极调制区之间的转换，响应于变换器频率与与之相应的输出电压指令而完成，因此，在转换期间因电流脉动增加而产生的转矩波动受到抑制，而且由于甚至一个非常小的输出电压指令都能精确地重现，包含在输出电流中的谐波成分也减少。

此外，在利用甚至单脉冲调制区的动态电动机控制，例如在电气车辆控制中，从极低速到极高速的整个区域，单一脉冲调制将引起转矩波动，故并不可取。

因此，如果双极调制至少用于VVVF区，即可抑制转矩波动，然而，在该时期内电压利用率将降低。

因此，根据变换器频率或与之成比例的车辆速度的提高，逐步改换脉宽调制方式。

即如图8所示，从起始点到变换器频率F1，采用能输出极小输出电压的双极调制方式，在达到变换器频率F1以后，脉宽调制方式转移到部分双极调制区;而达到F2时，脉宽调制方式逐步转移到单极调制区;达到F3时，又转移到过调制区;达到Fcv时，转移到单脉冲调制区。

各个区间的转换通过两种方式进行，一种是响应于变换器频率，另一种是响应于输出电压指令。

因此，在起动期间由于非常小的输出电压不能输出，而难以防止冲击的电气车辆控制装置中，可以实现转矩波动很小的控制，而在起动期间以及其它工作区，可保持较高的电压利用率。

以上参照变换器输出电压指令和输出脉冲两种波形之间的关系，阐述本实施例的原理。以下将描述实现上述基本原理的结构。

图1是电气变换器的控制装置的一例，它通过四个串接的开关元件组的通断控制，输出一个在三极电位之间变化的交流输出电压，图中表示用于一相的控制装置。

图1中，基波电压指令发生器1中输入变换器输出电压的频率指令Fi^＊，有效输出电压指令E^＊和直流电压Ed，确定基本调制波A Sinθ，并将其输出到一个振幅指令分配器2。

位移设定单元4输出一个位移量B，它经计算并根据基本调制波振幅A设定到振幅指令分配器2。

此外，被输入基本调制波A Sinθ和位移量B的振幅指令分配器2，产生如图3（c）和（d）、图4（c）和（d）以及图5（c）和（d）所示的正、负向调制波ap^＊和an^＊。

还有被输出正、负向调制波ap^＊和an^＊的脉冲发生和分配器3，产生脉宽调制脉冲串S1至S4，这些脉冲串由开关函数Sp和Sn确定，并提供给开关元件。

这些脉宽调制脉冲串S1至S4，通过门电路放大器（图中未示）提供给开关元件70至73作为U相，以完成相应于开关元件的通断控制。

以下将详细描述上述结构。

相位θ是在积分器10中通过对变换器输出电压的频率指令Fi^＊的时间积分而得到的，而变换器输出电压频率指令是对以电动机电流指令，电动机实际电流和电动机旋转频率之间的偏差为基础所得到的转差频率进行加法运算而获得的。

Sinθ值是以θ值为基础在正弦发生器11中计算得到的，基本调制波振幅A是以与频率指令Fi^＊成比例的有效输出指令E^＊和直流电压Ed为基础，在振幅置位单元12中产生的。上述Sinθ和A在乘法器13中相乘，由此输出一个瞬时基本调制波A Sinθ。如果电源为精确的电压源，输入Ed即可省略，然而架空线没有必要是一种恒定的电源，故必须用该输入值调整调制率。基波电压指令发生装置1将基本调制波A Sinθ输入到一个1/2单元20，将其分为二分之一，通过加法器22和23将该二分之一信号中加、减以基本调制波振幅A为基础的经由位移设定单元4设定的位移量B，即得到两个正弦偏置的调制波apl^＊和anl^＊。基本调制波不一定分为1/2，但否则其后的结构就复杂了。

根据上述正弦形偏置的调制波apl^＊和anl^＊，通过极性鉴别和分配器24、25，加法器26以及极鉴别和分配器27、28，加法器29分别产生一个正向调制波ap^＊和一个负向调制波an^＊。

根据振幅指令分配器2输出的正向调制波ap^＊和负向调制波an^＊，脉冲发生器31产生一个对应于开关函数Sp的正向脉冲图形，以及一个对应于开关函数Sn的负向脉冲图形，并发生脉宽调制脉冲串，其中，门信号为S1-S4。

接下来通过以图4所示的部分双极调制为例，说明振幅指令分配器2的工作。

基波电压指令发生器1的输出，如图4（a）所示，由1/2单元20分为二分之一，叠加上述位移量B，由此得到如图4（b）所示的波形。

这样，正向调制波ap^＊和负向调制波an^＊必须以上述偏置调制波apl^＊和anl^＊为基础而产生，然而，如果负偏置调制波anl^＊的相位反向，以此获得负向调制波an^＊，则在负偏置调制波anl^＊的期间Ⅱ中就不可能精确地重现基本调制波。

因此，在本实施例中，上述问题通过提供极性鉴别和分配器24、25、26和27而得以解决。

即，提供了极性鉴别和分配器25后，负偏置调制波anl^＊中的正向部分作为正向调制波ap^＊的一部分。进一步，当提供了极性鉴别和分配器28后，正偏置调制波apl^＊中的负向部分可作为负向调制波an^＊的一部分。

在这种条件下，正、负向调制波ap^＊和an^＊可从加法器26和29得到。

此后，正、负向调制波ap^＊和an^＊可通过以下将阐述的脉冲发生和分配器3转换为脉宽调制脉冲。

现在描述用以产生使开关元件通断的脉冲图形的脉冲发生和分配器3的工作。

作为输出电压的正、负向脉冲图形或者开关函数Sp和Sn由脉冲发生器31实现。

输出到脉冲发生器31的时钟信号CK，作为确定脉冲发生定时以及开关元件的转换频率的基准信号。

在本实施例中，说明一个脉冲发生器31的例子，它由用以计算脉冲前、后沿定时的装置，与在与基准时钟信号CK同步的定时装置处输出脉冲的两个定时器构成。

输出电压的脉冲图形，根据正、负向调制波ap^＊和an^＊的振幅分为三类。

图9表示一例在时期Ⅰ中以双极调制产生的脉冲图形，而在时期Ⅱ中以单极调制产生脉冲图形。

图10表示一个脉冲图形产生的例子，其中在单极调制（以下称为过调制）下，正、负向调制波ap^＊和an^＊的绝对值超过1。图11表示用以产生如图9和图10所示脉冲图形的脉冲发生器31中执行的操作流程图。

图9所示的双极调制中，正向脉冲图形Sp的前沿时间Tp1和负侧脉冲图形Sn的后沿时间Tn2，根据以下公式决定，而与正、负向调制波ap^＊和an^＊有关。

Tp1＝（1-ap^＊）Tck （12）

Tn2＝（an^＊Tck） （13）

其中，Tck为基准信号CK的周期。

然后，上述数值在定时器中设定（处理1）。

在图9所示的定时中，定时器与基准信号CK以及正、负向脉冲串Sp和Sn的输出脉冲同步工作。

在下一个周期内，正向脉冲图形Sp的后沿时间Tp2以及负向脉冲图形Sn的前沿时间Tn1根据下列公式得到，并设定在定时器中（处理2）。

Tp2＝ap^＊Tck （14）

Tn1＝（1-an^＊）Tck （15）

同样，通过与基准信号CK同步交替执行处理1和处理2，可以实现双极调制。

在单极调制期间，如图9周期Ⅱ所示仅需产生单极脉冲，而通过在负向调制波an^＊的振幅为零的周期Ⅱ中抑制脉冲产生，而实现单极调制。

此外，当正、负向调制波ap^＊和an^＊的振幅增加，而且其绝对值超过1时，调制方式转换为如图10所示的过调制方式。

当正向或负向调制波ap^＊或an^＊的振幅超过1时，脉冲的前沿时间减小到零，脉冲的后沿时间设定在Tck。

在这种情况下，脉冲连续产生，直到正向或负向调制波ap^＊或an^＊的振幅减小到1以下。

当振幅进一步增加时，调制方式最终转换为三极单脉冲调制方式。

采用这种方式，设定Tp1、Tp2、Tn1和Tn2，以维持大于一个预定值的零电位期间，三级变换器输出最大输出电压。

此外，由于在启动期间没有必要设定脉冲后沿时间，故执行如图12所示的处理O。

利用具有相同时间间隔的基准信号CK产生输出电压脉冲很有效，然而，在脉冲发生器31中维持零电压的范围内，也可以采用具有不均等时间间隔的基准信号。

再有，当构成变换器主电路的开关元件的转换频率，在变换器输出频率低的区域内调低，且采用双极调制，而当转换频率随着转向单极调制而调高时，则开关元件的转换损耗在整个变换器工作区基本上保持恒定。

也就是说，在部分双极调制区内，根据位移量B的减小，时钟信号CK的频率可以提高。由此，可使转换损耗保持恒定，而无需改换其它结构。

当本发明的控制装置采用微处理机后，上述脉冲发生装置的一部分或全部当然可通过程序软件实现。

此外，在上述实施例中，位移量B根据基本调制波振幅A而改变，然而，当在基本调制波振幅A和变换器输出频率指令之间，存在预定关系，例如比例关系时，位移值可以响应于变换器输出频率指令或与之成比例的车速而改变。

在本实施例中，输出电压可以从零电压连续平滑调节到最大电压，并且可以进一步提供高精度而稳定的输出电压。

更进一步，在图3所示的双极调制区，正、负向调制波是离零电平预定的值，这样当脉宽调制脉冲产生时，可以得到最小导通时间而不致失误。

然而，采用如图4和图5所示的调制方式中，几乎与零相应的输出电压，必须通过利用正、负向调制波重新产生，以便产生不能得到最小导通时间的时期。

为了保证最小导通时间，考虑一种措施使脉冲宽度始终受到监视，当可能产生宽度低于最小导通时间的脉冲时，即将该脉冲消掉。然而，采用上述措施后，为了重现准确对应于输出电压指令的输出电压而产生的脉冲也被机械消去，由此将使谐波成分增加，致使电流波纹增加。

为了解决上述问题，在本发明的另一实施例中，对幅度指令分配器2作了修改，以保证最小导通时间，而同时利用三级变换器的特色。

也就是说，如图1所示的极性鉴别和分配器24、25、27和28，可以按图13所示改进，以保证最小导通时间。

以下将参照图13和图14说明改进的幅度指令分配器。

极性鉴别和分配器240、250、270和280以这样一种方式构成，即为了保证正向最小导通时间，使极性鉴别和分配器240偏置成不输出低于对应于最小导通时间的预定值d的输出电压指令，而相应部分则通过负向输出电压指令进行补偿。

如图14a）所示偏置的调制波apl^＊和anl^＊分别输入到极性鉴别和分配器240、250、270和280，其相应的输出波形如图14（b）-（e）所示，由加法器26和29输出的正、负向调制波ap^＊和an^＊的波形如图14（f）和（g）所示。

相应地，正、负向调制波都没有输出低于最小导通时间的输出电压指令。况且，由于这些输出通过处理输出电压指令而得到的，故可以消除变换器输出电流中的波纹增加。

此外，上文只是参照一个相位说明本实施例的各种优点，而在两相或两个以上的多相方案中，同样可以获得相同的优点。

再进一步，本实施例虽参照感应电动机来描述，但本发明也适用于同步电动机，而具有相同优点。

上述各个实施例都是联系变换器而描述的，然而，本发明也适用于将交流转换为直流的自激励变换器，通过具有上述变换器操作中相同的优点的、进行再生操作的电抗元件，将上述实施例中所述的变换器的输出端连接到一个交流电流，即可构成自激励变换器。

根据本发明，变换器的输出电压可以从零电压连续平滑调节到最大电压。

此外，与输出电压指令相应的极小的输出电压，也可以作为变换器的输出电压重新产生。

Claims (10)

1、一种电力变换器装置，包括由串接的正向半导体开关元件和串接的负向半导体开关元件构成其一相，用以将直流电压转换为具有至少三个电位电平的交流输出相电压的变换器并包括控制所述变换器的半导体开关元件导通和截止，以根据输入到所述控制单元的电压幅度指令E^*操作所述变换器的变换器控制单元；所述电压幅度指令E^*在第一种调制方式和第二种调制方式中均作为一个基本调制波al^*，在第一种调制方式中，交流输出相电压在其半个周期中，通过交替正负输出脉冲而实现，在第二种调制方式中，交流输出相电压在其半个周期中，通过仅与相应的基本调制波al^*极性相同的输出脉冲而实现，其特征在于，所述第一种调制方式工作与所述第二种调制方式工作之间的转换是通过第三种调制方式而实现的，在所述第三种调制方式中，交流输出相电压在其半个周期的第一个时期内，通过交替正、负输出脉冲而实现，而交流输出相电压在其半个周期的第二个时期内，通过仅仅输出与相应的基本调制波al^*极性相同的脉冲而实现，所述交流输出相电压的半个周期中的第一和第二个时期的时间间隔，根据用作基本调制波al^*的电压幅度指令E^*而变化。

2、如权利要求1所述的电力变换器装置，其特征在于所述控制单元包括用以根据由所述变换器输出的电压幅度指令E^＊和频率指令Fi^＊产生基本调制波al^＊的第一装置1;用以根据电压幅度指令E^＊产生正偏置调制波apl^＊和负偏置调制波anl^＊的第二装置4、20、22和23，用以根据正负偏置调制波apl^＊、anl^＊产生正向调制波ap^＊，根据正负偏置调制波apl^＊、anl^＊产生负向调制波an^＊的第三装置24、25、26、27、28和29;以及用以根据所述正、负向调制波ap^＊、an^＊，产生脉宽调制脉冲串S1、S2、S3和S4，以用于半导体开关元件70、71、72和73的第四装置3。

3、如权利要求2所述的电力变换器装置，其特征在于，所述第三装置通过将负偏置调制波anl^＊的正分量加到正偏置调制波apl^＊的正分量上，产生正向调制波ap^＊;通过将正偏置调制波apl^＊的负向成分加到负偏置调制波anl^＊的负向分量上，产生负向调制波an^＊。

4、如权利要求2所述的电力变换器装置，其特征在于，所述第三装置抑制输出低于预定正、负值d、-d的正、负向调制波ap^＊和an^＊，它产生一个其宽度与所述半导体开关元件的最小导通时间相应的脉冲，并通过将高于预定负向值-d的负偏置调制波anl^＊的分量加到正偏置调制波apl^＊的未抑制分量上，产生正向调制波ap^＊，并且通过将低于预定正向值d的正偏置调制波apl^＊的分量加到负偏置调制波anl^＊的未抑制分量上，产生负向调制波an^＊。

5、如权利要求2所述的电力变换器装置，其特征在于，所述第四装置加上基准时钟信号CK.以决定脉冲S1、S2、S3和S4产生的时间，而所述基准时钟信号CK的频率适合于随着基本调制波al^＊的电压幅度指令E^＊的增高而增高。

6、一种电气车辆控制装置，包括将直流电压转换为具有至少三个电位电平的交流输出相位电压的电力变换器装置，以及由所述电力变换器装置所驱动的交流电动机，所述电力变换器装置包括由串接的正向半导体开关元件和串接的负向半导体开关元件构成其一相的变换器;控制所述变换器的半导体开关元件导通和截止，以根据输入到所述控制单元的电压幅度指令E^＊操作所述变换器的变换器控制单元;所述电压幅度指令E^＊在第一种调制方式，第二种调制方式，第四种调制方式和第五种调制方式中均作为一个基本调制波al^＊，在第一种调制方式中，交流输出相电压在其半个周期中，通过交替正负输出脉冲而实现;在第二种调制方式中，交流输出相电压在其半个周期中，通过输出仅与相应的基本调制波al^＊极性相同的脉冲而实现;在第四种调制方式中，交流输出相电压在其半个周期中，通过减少所连接的仅与相应的基本调制波al^＊极性相同的输出脉冲数量而实现;在第五种调制方式中，交流输出电压在其半个周期中，通过单个与相应的基本调制波al^＊极性相同的连续输出脉冲而实现;其特征在于，所述第一种调制方式与所述第二种调制方式之间的转换是通过第三种调制方式而实现的，在所述第三种调制方式中，交流输出相电压在其半个周期的第一个时期内，通过交替正负输出脉冲而实现，而交流输出相电压在其半个周期的第二个时期内，通过输出仅与相应的基本调制波al^＊极性相同的脉冲而实现，所述交流输出相电压的半个周期中的第一和第二个时期的时间间隔，根据基本调制波al^＊的电压幅度指令E^＊而变化。

7、如权利要求6所述的电气车辆控制装置，其特征在于，所述控制单元包括用以根据由所述变换器输出的电压幅度指令E^＊和频率指令Fi^＊产生基本调制波al^＊的第一装置1;用以根据电压幅度指令E^＊产生正偏置调制波apl^＊和负偏置调制波apl^＊的第二装置4、20、22和23;用以根据正负偏置调制波apl^＊、anl^＊产生正向调制波ap^＊，根据正负偏置调制波apl^＊、anl^＊产生负向调制波an^＊的第三装置24、25、26、27、28和29;以及用以根据所述正、负向调制波ap^＊、an^＊，产生脉宽调制脉冲串S1、S2、S3和S4，以用于半导体开关元件70、71、72和73的第四装置3。

8、如权利要求7所述的电气车辆控制装置，其特征在于，所述第三装置通过将负偏置调制波anl^＊的正分量加到正偏置调制波apl^＊的正向分量上，产生正向调制波ap^＊;通过将正偏置调制波apl^＊的负分量加到负偏置调制波anl^＊的负分量上，产生负向调制波an^＊。

9、如权利要求7所述的电气车辆控制装置，其特征在于，所述第三装置抑制输出低于预定正、负值d、-d的正、负向调制波ap^＊和an^＊，它产生一个其宽度与所述半导体开关元件70、71、72和73的最小导通时间相应的脉冲，并通过将高于预定负值-d的负偏置调制波anl^＊的分量加到正偏置调制波apl^＊的未抑制分量上，产生正向调制波ap^＊，并且通过将低于预定正值d的正偏置调制波apl^＊的分量加到负偏置调制波anl^＊的未抑制成分上，产生负向调制波an^＊。

10、如权利要求7所述的电气车辆控制装置，其特征在于，所述第四装置上加上基准时钟信号CK以决定脉冲S1、S2、S3和S4由此产生的时间，所述基准时钟信号CK的频率适合于随着基本调制波al^＊的电压幅度指令E^＊的增高而增高。

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