CN1175541C - 用来对无变压器无功串联补偿器进行去耦合控制的控制器 - Google Patents

Abstract

一种产生一调制信号m的控制器，调制信号发生装置(13，14)用来产生m＝m_qcos(ωt)m_dsin(ωt)形式的调制信号m。该控制器包括具有一电流控制器(20)的电流控制环(18，21，22)，输出调制信号m的调制系数m_q。设置包括一DC电压控制器(16)的电压控制环，它输出调制信号m的调制系数md’。电流控制环和电压控制环分别用来输出调制系数m_q’、m_d’。该控制器包括一去耦合控制装置(25)，以使线电流(i)与DC控制器(16)的输出无关，且使电容电压(u_DC)与电流控制器(20)的输出无关。

Description

用来对无变压器无功串联补偿 器进行去耦合控制的控制器

本发明涉及一种用来对无变压器无功串联补偿器进行去耦合控制的控制器，该补偿器串接到输电线中。通常，在这样一种无变压器无功串联补偿器中，进行逆变器控制以便控制线电流和/或从该补偿器施加到输电线上的电压。该电压/电流控制使得能够控制从输电线一端到另一端的电力潮流，并且能够实现进入补偿器逆变器中的电力潮流以便对提供所施加电压的电容进行充电。

通常，如以下将更详细描述的那样，采用电流反馈控制环和电压反馈控制环以便分别控制线电流的无功部分和有功部分。为了这么做，进行逆变器的PWM控制所基于的调制信号是一个特定相位的正弦信号。调整该调整信号的幅值和相位能够进行功率控制。

但是，由于该线上电流与电压的耦合，电流反馈控制环和电压反馈控制环相互之间并不是无关的，即，电压控制器的输出控制信号影响所测量的电流。类似地，电流控制器输出的电流控制值影响所测量的电压。本发明的控制器尤其用来便于能够进行电流和电压之间的独立控制，即，电流反馈控制环中的信号与电压反馈控制环中的信号相互之间并不影响。

近来，已在研究柔性交流输电系统(flexible AC power transmission systems)(FACTS)的功率电子设备并且将其用到实际的系统中。无变压器无功串联补偿器是这些设备中的一种，它对进行如上所述的电力潮流控制很有效。由于无变压器无功潮流补偿器不包括变压器，所以其尺寸小，利于使用。

图1a和1b分别示出一种输电系统的典型结构，该系统包括通过具有各自电感L_AC和电阻R_AC的输电线2a、2b相互耦合的两个AC电力系统1a、1b。如图1a和1b所示，该输电系统可以是单相系统或三相系统。当在单相系统中只需提供一个串联补偿器3时，如图1b所示，在三相系统中要分别串接多个串联补偿器3。参考数字3a、3b分别表示各个串联补偿器串接处的端头。

如图2所示，典型的串联补偿器3包括起动开关4、滤波器12、逆变器7、DC电容器C_DC、控制装置C、锯齿波发生器10和调制信号发生装置11。逆变器7包括分别由控制装置C输出的PWM控制信号SW_5a、SW_5b、SW_5c、SW_5d所控制的四个晶闸管5a、5b、5c、5d。

当表达方式“晶闸管”通常是其关断不可控的器件时，图2中，由于一PWM用于逆变器，所以采用控制极可关断式晶闸管。由于GTO(控制极可关断晶闸管)、GCT(控制极整流(commutated)晶闸管)和IGBT(绝缘栅极双极晶体管)也通常可以用来作为图2中的那类开关功率器件工作，所以下文假定表达方式“晶闸管”包括所有的这类开关功率器件。

每个晶闸管反向并联到二极管6a、6b、6c、6d上。滤波器12包括两个电抗器9b、9a和用来滤除逆变器7的PWM控制所产生的高次谐波的电容器8。滤波端接至晶闸管5a、5b与二极管6a、6b和晶闸管5c、5d与二极管6c、6d的各个互连端。DC电容器C_DC接在这些晶闸管和二极管的其他端。

串联补偿器3的电路结构是传统结构，例如在同一申请人的欧洲专利申请EP98116096.3和EP98106780.4中有所描述。这两个专利申请特别描述了串联补偿器的起动控制和停止控制。

逆变器7的PWM控制主要如图3所示进行。图2中的调制信号发生装置产生一个正弦调制信号m，锯齿波发生器10输出两个锯齿波载波信号cs1、cs2。通过对调制信号m与各个载波信号cs1、cs2进行比较，产生PWM控制信号SW_5a、SW_5d。也就是说，若调制信号幅值大于载波信号cs1幅值，则PWM开关信号SW_5a工作，若调制信号幅值小，则它不工作。类似地，若调制信号的幅值大于逆变载波信号cs2幅值，则另一个PWM开关信号SW_5d从工作转为不工作。PWM信号SW_5a、SW_5d用来触发晶闸管5a、5d。应指出的是，类似的控制当然也用于这里为简单起见没有描述的晶闸管5b、5c。

假定将DC电容器C_DC充电至u_DC，连接端3a、3d上的输出电压u_C会具有如图3底部图线所示的波形。可知，通过改变调制信号和/或载波信号各自的幅值，和/或通过改变调制信号和/或载波信号的相位，可以实现不同波形的输出电压(下文也称逆变端电压或补偿器输出电压)。将图3和图2进行比较，可知，输出电压u_C基本上是施加给两端3a、3b的电压。

虽然从图3中仅显示出似乎端电压u_C因逆变器7的PWM控制而改变，不过当然线电流i也会因为通过因线阻抗L_AC而导致的耦合效应联合电流和电压而改变。现在将描述作用于线电压和线电流的PWM控制的同时效应。

图4a示出必需用来解释电流和电压控制的图2中基本部分的简图。图4b示出图4a的矢量原理图。如图1a中情况那样，图4a中补偿器3也串接输电线2a、2b之间，输电线2a、2b接至AC电力系统1a、1b。为了就电流和电压的相位关系描述电流和电压控制，不必明确地考虑线阻抗R_AC，不过应理解的是，线阻抗R_AC当然也存在于图4a中。用已附有参考数字7的方框示意性地说明逆变器控制。施加调制信号m以便进行PWM控制。u_L是由于有线阻抗L_AC而出现的电压，i是线电流，i_DC是流过DC电容器C_DC的电流，u_DC是DC电容器C_DC两端的电压，u_C是串联补偿器3的输出电压。此外，u_X是作为AC电源之间差值电压的架空电压(overhead voltage)。为简单起见，对相位关系来说，不必考虑可能包括开关损耗、电容器的漏电损耗和/或DC滤波器的损耗的DC侧的漏电导(基本上是DC电容器C_DC的并联电阻)。

图4b示出一矢量原理图，参照图4a说明的电压示于其中。补偿器3可以用DC电容器电压u_DC输出具有有限幅值的任意相位输出电压u_C。图5(a)、5(b)和图5(c)分别示出控制线电流i时没有补偿、容性工作和感性工作的情况。也就是说，若补偿器3把零电压u_C接入该线中，则电感电压u_L与架空电压u_X(图5(a))相同。这种情况下，线电流i流过该输电线，相对于电感电压u_L有90°相位滞后。

若补偿器3接入比线电流i超前90°的容性电压u_C，则电感电压u_L增大，因此线电流i也增大(图5(b))。

另一方面，若补偿器3把一感性电压接至该线上(u_C与u_L同相)，则电感电压u_L减小，因此线电流i也减小(图5(c))。这样，补偿器3的第一目的在于可以用补偿器3输出的电压(通过补偿器输出电压u_C的幅值和相位)控制线电流i(增大/减小)。此外，当然本领域的普通技术人员可知，上述用于单相系统的内容可以以相同的方式执行于三相系统。

当然，由于另外不可能将电压接入该线，所以如果已将DC电容器C_DC充电至预定电压u_DC，那么只可以执行图5中的控制。不用电池或另外的电源，有利的是，还控制补偿器3以使从该线流至DC电容器C_DC的功率受到影响。参照图6和图7说明从该线流到电容器的这种充电或有功功率。

如前所述，对DC电容器C_DC的充电需要通过逆变器7从输电线2a、2b流至DC电容器C_DC的有功功率。为了从电力系统1a、1b得到有功功率，补偿器3必须将所加AC电压u_C的有功分量馈送给DC电容器C_DC。

在稳态条件下，如已参照图5(c)解释且如图6(a)所示的那样，补偿器3输出一个无功电压u_C，该无功电压u_C与线电流i有90°的相位差。这种情况出现在如图6(a)和6(c)所示的充电控制初始状态和最终状态。

当为接收有功功率补偿器3在短期内输出有功分量时，电感电压也如图6(b)所示瞬变。该瞬变的电感电压包括di/dt分量和ωLi分量。当di/dt分量产生时，ωLi分量受到影响。然后，ωLi分量的变化影响di/dt分量，线电流如图6(b)所示以一振荡方式波动。因此，充电过程不仅影响电容电压还影响线电流。如可以根据考虑电流与电压的动态特性理解的那样，原因在于通过线电感L_AC的耦合效应。

即，可以如下写出电感L_AC的电压公式。

L_AC(di/dt)＝u_AC                  (1.1)

其中L_AC、i和u_AC是线电感、线电流和电感电压。如果引入旋转坐标系，则其频率是稳态条件下的ω，稳态条件为

i＝I_dcos(ωt)-I_qsin(ωt)       (1.2)

u_AC＝u_dcos(ωt)-u_qsin(ωt)     (1.3)

电压公式(1.1)可以分解成如下的分量公式(component equation)：

L(dI_d/dt)＝ωLI_q+u_d              (1.4)

L(dI_q/dt)＝-ωLI_d+u_dq            (1.5)

现在可以理解的是，如图6(b)所示，如果U_d(所加电压的有功部分)改变，则I_d(电流的有功部分)也变化，并且I_q(电流的无功部分)也受到影响。

线电流控制与DC电压的耦合示于图7中。线电流控制对补偿电压无功分量的快速改变产生电感电压的di/dt分量。因此，线电流矢量i首先向改变的方向移动。然后，ωLi分量和di/dt分量以相同的机理相互影响，但是相反耦合。由此，线电流有一波动和一有功分量，该有功分量是补偿电压的同相分量。该有功分量使得有功功率从输电线流至如图7(b)所示瞬态下的DC电容器C_DC。但是，如果线电流受控，那么很明显，DC电压也受到线电流控制的影响。

如可以根据以上对图4、5、6、7的描述理解的那样，串联补偿器的控制器的主要目的在于，进行控制以如图5所示增大/减小线电流，并且如图6、7所示通过使一有功功率流至DC电容器C_DC对该DC电容器C_DC充电。下文将描述这些控制器。

图8和图9分别示出单相系统和三相系统的控制器。从Proceedings of the 8thEuropean Conference on Power Electronics and Applications Conference(EPE)-Lausanne 1999第1-10页的“Hybrid transformerless reactive seriescompensators”中可知这些基本上包括一电流环和一电压环的控制器。以下将参照图8描述单相系统的控制原理设计。

串联补偿器3具有如上参照图2或4所述的结构。补偿器的端头3a、3b串接到输电线2a、2b中。补偿器3受调制信号m的控制。电流传感器24检测线电流i，电压传感器26检测DC电容器电压u_DC。

如以下公式所示，电流和电压之间存在以下关系。

$L_{\mathrm{AC}}\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}}=-R_{\mathrm{AC}}i+u_x-u_c...\left(2.1\right)$

$C_{\mathrm{DC}}\frac{d{u}_{\mathrm{DC}}}{\mathrm{dt}}=-G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}+i_{\mathrm{DC}}...\left(2.2\right)$

如公式(1.2)和(1.3)中那样在稳态情况下再次引入坐标系ω，得到：

i＝i_dcosωt-i_qsinωt                               (2.3)

u_c＝u_cdcosωt-u_cqsinωt                       (2.4)

u_x＝u_xdcosωt-u_xqsinωt                       (2.5)

当然，本领域的普通技术人员知道，这些公式与例如i＝Re[(i_d+ji_q)e^jωt]形式复平面下的矢量表达式相同。将公式(2.3)-(2.5)代入公式(2.1)，可以得到以下公式：

$[L_{\mathrm{AC}}\frac{d{i}_d}{\mathrm{dt}}-\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{AC}}{i}_q]\cos \mathrm{\ωt}-[L_{\mathrm{AC}}\frac{d{i}_q}{\mathrm{dt}}+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{AC}}{i}_d]\sin \mathrm{\ωt}=$

$[R_{\mathrm{AC}}{i}_d+u_{\mathrm{xd}}-u_{\mathrm{cd}}]\cos \mathrm{\ωt}-[R_{\mathrm{AC}}{i}_q+u_{\mathrm{xq}}-u_{\mathrm{cq}}]\sin \mathrm{\ωt}...\left(2.6\right)$

为了得到旋转坐标系ω下AC电流的动态公式，推出余弦函数与正弦函数的系数：

$L_{\mathrm{AC}}\frac{d{i}_d}{\mathrm{dt}}=-R_{\mathrm{AC}}{i}_d+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{AC}}{i}_q+u_{\mathrm{xd}}-u_{\mathrm{cd}}...\left(2.7\right)$

$L_{\mathrm{AC}}\frac{d{i}_q}{\mathrm{dt}}=-R_{\mathrm{AC}}{i}_q-\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{AC}}{i}_d+u_{\mathrm{xq}}-u_{\mathrm{cq}}...\left(2.8\right)$

公式(2.7)和(2.8)分别描述了电流动态特性。可以用AC和DC侧的功率平衡使公式(2.2)中的DC电压动态特性与AC电流动态特性相关。当然，补偿器3输出端3a、3b上的输出电压u_C与加到逆变器7上的调制信号m直接相关。因此，原则上补偿器3的输出电压u_C具有与调制信号m如下的关系：

u_c＝mu_DC                                         (2.9)

再次引入坐标系ω，并且还将该坐标系用到作为m＝m_dcos(ωt)-m_qsin(ωt)的调制信号上，必定存在这些幅值的以下关系式：

u_cd＝m_du_DC                                 (2.10)

u_cq＝m_qu_DC                                 (2.11)

把公式(2.10)和(2.11)代入公式(2.7)和(2.8)中，得到：

$L_{\mathrm{AC}}\frac{d{i}_d}{\mathrm{dt}}=-R_{\mathrm{AC}}{i}_d+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{AC}}{i}_q+u_{\mathrm{xd}}-m_d{u}_{\mathrm{DC}}...\left(2.12\right)$

$L_{\mathrm{AC}}\frac{d{i}_q}{\mathrm{dt}}=-R_{\mathrm{AC}}{i}_q-\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{AC}}{i}_d+u_{\mathrm{xq}}-m_q{u}_{\mathrm{DC}}...\left(2.13\right)$

由于补偿器的瞬时AC有功功率p_AC＝u_C*i和DC功率p_DC＝u_DC*i_DC必须在转换器中没有损耗的条件下受到平衡，所以DC电流可以写做：

$i_{\mathrm{DC}}=\frac{u_{c}i}{u_{\mathrm{DC}}}=\mathrm{mi}=\frac{1}{2}(m_d{i}_d+m_q{i}_q)+\mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{\mathrm{DC}}...\left(2.14\right)$

其中Δi_DC代表改变单相系统中AC功率所引起的电流波动。ΔI_DC可以如下表示：

$\mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{\mathrm{DC}}=\{\frac{1}{2}(m_d{i}_d-m_q{i}_q)\cos 2\mathrm{\ωt}-\frac{1}{2}(m_q{i}_d+m_d{i}_q)\sin 2\mathrm{\ωt}\}...\left(2.15\right)$

因而可以通过把公式(2.14)代入公式(2.2)中导出如下公式(2.16)，得到DC电压动态特性：

$C_{\mathrm{DC}}\frac{d{u}_{\mathrm{DC}}}{\mathrm{dt}}=-G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{1}{2}(m_d{i}_d+m_q{i}_q)+\mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{\mathrm{DC}}...\left(2.16\right)$

以上各公式尤其是公式(2.12)和(2.13)表示，AC电流(i_d和i_q)和DC电压(u_DC)的确可以通过调制信号(m_d和m_q)受到控制，即通过调制系数m_d和m_q受到控制。而且公式(2.16)表明这是可能的。

在一个系统中由两个反馈控制环组成的基本控制器示于图8中，其中一个反馈控制环是AC电流幅值控制，另一个反馈控制环是基于如用前面公式推导的调制系数的DC电压控制。由于该无功串联补偿器只可以控制稳态下的无功功率并且AC电流中的q轴分量由锁相环18保持在零，所以m_q与感性电压和容性电压有关并且用来控制AC线电流幅值。DC电压受m_d控制，因为它与有功功率有关并且是公式(2.16)中i_q＝0时唯一有效的信号。

图8示出串联补偿器的基本控制方框图。该控制器由带有幅值检测器21的电流控制器20、带有滤波器15的DC电压控制器16、电流相位检测器(PLL)18、坐标变换单元14和由DC电压波动补偿装置13对DC电压波动进行的补偿组成。

原则上，图8所示的控制器进行如用上述公式(2.12)、(2.13)、(2.16)所确定的控制。幅值检测器21检测电流检测器24所检测线电流i的电流幅值。参考数字22指代一减法器，该减法器从幅值检测器输出值i_d中减去指定值i_dref。参考数字20指代电流控制器例如PI或PID控制器，它输出调制信号的实部m_q。

参考数字15指代一滤波器，它用来滤除基波频率的二次谐波。参考数字19指代一减法器，它用来从电压指定值u_DCref中减去滤波器15的输出值。参考数字16指代一DC电压控制器即PI或PID控制器，它输出调制信号m的虚部m_d。

如上所述，参考数字18指代一相位检测器(例如锁相环PLL)，它输出锁定到电流检测器24所检测到的线电流i相位的参考信号sin(ωt)、cos(ωt)。如上所述，无功串联补偿器3基本上输出一无功电压u_C，为此，控制系统以某种方式需要AC线电流i相位周围的一个输入值图8中，在单相系统中，采用利用AC电流i直接测量相位的方式。相位检测器18包括锁相环PLL，锁相环PLL产生相位的余弦和正弦函数。

参考数字14指代一坐标变换装置，该坐标变换装置包括分别用参考信号cos(ωt)、sin(ωt)乘以调制信号m的实部和虚部m_q、m_d的第一和第二乘法器14a、14b。参考数字14c指代一减法器，它从第二乘法器14b的输出中减去第一乘法器14a的输出。该输出是作为复合信号的调制信号m₀。

如前所述，参考数字13指代一DC电压波动装置，它包括乘法器13a和除法器13b。乘法器13a用来自除法器13b的输出乘以来自减法器14c的输出信号并且输出调制信号m。除法器13b用来自滤波器15的输出除以滤波器15的输入。滤波器15和单元13是可以选择的，不过它们的应用有利于减小谐波的影响。

上述单元形成两个电流和电压控制环，这两个控制环基于所检测的电流i和所检测的DC电容器电压u_DC。

电流控制环输出q轴调制系数m_q，用以用一反馈控制来控制AC电流的幅值。当所测量的电流幅值i_d大于参考值时，电流控制器20修改正向方向上的m_q以移动到一更小的电流工作点。当所测量的电流幅值i_d小于参考值时，在相反方向上进行操作。因此，就在电流控制器20之前的减法器22有一负号的参考信号i_dref。幅值检测器21优选是单相补偿器的峰值检测器、整流器等。

另一方面，电压控制器16输出调制信号m的有功分量m_d，用来控制补偿器3的DC电压。当DC电压降低时，电压控制器16将增大m_d以使补偿器3AC电压的有功功率分量增大，从AC系统流入DC电容器的电力受到影响。当DC电压u_DC增大时，m_d会受到DC电压控制器16在负方向上的修改。在一个周期内，存在一波动，该波动是改变单相AC功率引起的DC电压中基波频率的两倍。为了减小控制器中的波动，可以优选设置检测滤波器15，因为该频率通常比电压控制环的主频高得多。

相位检测器18检测或跟随AC电流i的相位，以便提供与AC电流同相的一个参考正弦信号sin(ωt)和与其正交的另一个信号cos(ωt)。图8中，cos(ωt)是同相的参考信号，而sin(ωt)是有90°差的信号。

当m_q和m_d从电流控制环和电压控制环中输出时，合成器14即坐标变换装置将m_d和m_q变换为一单相AC调制信号。这种情况下，m_q是比AC电流超前90°的分量，从而使该变换中的减少有一负号的m_qsin(ωt)。

如上所述，在坐标变换装置14之后设置一DC电压波动补偿装置13。对于单相AC/DC变换器来说，DC功率波动是AC输电系统基波频率的两倍。另外，补偿器的输出AC电压由m*u_DC指代。如果调制信号m是正弦信号，那么它会因波动而失真。因此，优选进行对波动的补偿以便使输出电压没有二次谐波。用(有波动的)瞬时DC电压u_DC除滤波器15输出的(没有波动的)滤波DC电压，这一除法向减法器19提供了补偿信号。坐标变换的输出乘以该补偿信号。因此，输入给减法器19的补偿信号可以表达为u_DC0/u_DC，其中u_DC0是电容器电压u_DC的DC分量。所以，调制信号可以写为

 m＝u_DC0m₀/u_DC                        (3.1)

其中m₀是变换单元13的输出，如下所示，补偿器的输出电压u_C与m₀成正比

u_C＝u_DC0★m₀                           (3.2)

尽管图8示出了单相系统控制器的原理性结构，不过图9的三相系统控制器完全类似于图8中的单相系统。除图8中的单元以外，图9还包括三相极变换(polar transformation)单元21和相位旋转单元17。相位检测器18从电压检测器23中接收一个信号，它检测三个线电压关于参考坐标系ω的相位。三相极变换单元21基本上输出关于电流检测器24检测到的三相电流值的电流幅值i_d。这里，图8中相位检测器18输出的参考信号sinθ、cosθ由电流相位检测器17输出。如图8所示，坐标变换装置14接收调制系数m_q、m_d以及三相极变换单元21输出的检测电流幅值i_d。图9中的其他单元完全对应于已参照图8描述的单元，不同的是，分别为每一相设置补偿器3、DC电压波动补偿装置13、坐标变换装置14、DC电压控制器16和2f滤波器。

如上所述，无功串联补偿器3基本上输出一个无功电压u_C，为此，由于某种原因，也在三相系统中的控制系统需要AC线电流i相位周围的输入信号。图9中，在三相系统中，采用利于AC电压间接测量相位的方式。包括一锁相环PLL的相位检测器18首先产生AC电压的相位。但是，AC电压的相位与AC电流的相位并不相同，从而需要修正。该修正是由相差检测单元21和相位旋转单元17作出的。利用这些单元21、17，使修正后的信号sinθ_cosθ与AC电流i同步。这些单元的功能如下。

单元21接收电流检测器24所检测的三相AC电流，并且输出其幅值和与(通过输出来自检测AC线电压相位的相位检测器18的sinωt、cosωt所提供的)AC电压相位不同的幅值。因此，单元21输出以幅值检测和通过相差检测得到的相位为基础的电流幅值i_d。

如所述的那样，单元18基本上负责相位检测。它输出相应相位的正弦和余弦函数。因此，余弦和正弦函数代表输入AC电压的单个幅值信号。例如，AC电压的一个相位与余弦函数同相，而另一个相位具有±120°相差。这些单个幅值AC信号用于单元14中。相位旋转单元17接收电压PLL单元18的余弦和正弦函数，它们每一个都与AC线电压同相。但是，坐标变换装置14需要AC电流相位而不是AC电压相位。因此，相位旋转装置17通过电压PLL单元18修正输出，以使余弦和正弦函数与AC电流同相。这基本上通过笛卡尔坐标中由直角坐标分量即余弦和正弦所代表的矢量的旋转变换实现。

但是，如从以上结合的公式(1.1)-(1.5)和(2.1)-(2.16)可以清楚看到的那样，图8、9中控制器的控制进行非独立的电流和电压控制。

上述用于电流和电压控制的控制系统概括在图10的方框图中。也就是说，电流控制环由单元24、21、18、22、20提供，电压控制环由单元26、15、19、16提供。合成器14、13可以被识别，它能合成调制系数m_q和m_d以便最终将调制信号m输出给补偿器3。

如已经可以根据公式(2.12)、(2.13)和(2.16)检测的那样，控制器本身的问题在于，——由于因线电抗L_AC导致的电流和电压的耦合——本身以一种方式进行控制，从而使电压u_DC也取决于调制系数m_q(如用图线VDEP表示的那样)，而使所检测的电流id本身也取决于调制系数m_d(如用图线CDEP示意性表示的那样)。

图11中的示意图示出与用图10中图线VDEP、CDEP所表示的相同的相关性。图12b示出图11中传递函数的频率特性和输电线不同电流幅值的实例。如图12所示，从调制系数m_d的有功分量到电流幅值i_d的耦合大于电流幅值的主传递函数。与主传递函数相比，另一个耦合在高频区上具有较大的增益。此外，主传递函数由工作点(这种情况下是电流幅值)改变，这样，采用如图11所示的控制系统将降低控制性能。另外，应指出的是，关于考虑到是单相系统还是三相系统，图10、11的耦合控制都独立进行。

图12a示出包括耦合控制的基本控制的阶跃响应。如图12a的时间点0.1处所示的那样，当DC电压的阶跃函数变化(以便确定电压-电流的动态耦合)时，在AC线电流中有一大脉冲。同样地，当阶跃函数——进行DC线电流e_d类似改变时，那么——在时间点0.5处——也发生DC电压的变化。因此，图12a还说明，电压和电流控制无法在无变压器无功串联补偿器的传统控制器中独立进行。

如上所述，在传统控制器中，电流控制取决于电压控制，而电压控制取决于电流控制(即使电压—电流的交叉耦合比电流—电压的耦合更强)。

因此，本发明的目的在于提供一种控制器，在这种控制器中，电流和电压控制相互无关，即，电流可以受与电压无关的电流控制命令控制，而电压可以响应于与电流无关的电压控制命令受到控制。

该目的是由一种用来控制接入一输电线中无功串联补偿器的控制器实现的，这种控制器包括：线电流检测装置，它用来检测流入该输电线的线电流；DC电压检测装置，它用来检测接至该无功串联补偿器逆变器的调制器的电容器DC电压；调制信号发生装置，它用来产生一m＝m_dcos(ωt)-m_qsin(ωt)形式的逆变调制信号，ω＝作为一调制信号供给补偿器的调制器的工频；电流控制环，它用来将线电流控制到一参考值，所述电流控制环的电流控制器输出调制信号的调制系数m_q’；电压控制环，它用来把DC电容器的DC电压控制到一预定参考电压，所述电压控制环的DC电压控制器输出所述调制信号的调制系数m_d’；去耦合控制装置，它接收来自电流控制器调制系数m_q’和DC电压控制器的调制系数m_d’，并且把新的调制系数m_q和m_d输出给调制信号发生装置，以使线电流与DC电压控制器的输出m_d’无关而DC电容器电压与电流控制器的输出m_q’无关，其中AC电流幅值和DC电容器电压可以独立受控。

根据本发明的一个方面，在电压和电流控制环内设置一去耦合控制装置，该去耦合控制装置适于使电流控制与电压控制的调制系数无关，并且使电压控制与电流调制系数无关。

优选的是，去耦合控制装置设置在一传统控制器的坐标变换装置之前。

本发明的去耦合控制装置基于以线性系统的传递函数为基础的线性控制，或者基于以近似的非线性微分方程为基础的直接补偿。

下文，将参照本发明的优选实施例描述本发明。不过应理解的是，在以下附图说明中描述的内容仅涉及发明人目前想到作为本发明最佳方式的内容。尤其是，本发明可能包括由与权利要求书和说明书中所述和所要求保护的特征构成的实施例。

在附图中，相同或类似的参考数字始终指代相同或类似的部分。这些附图中：

图1a示出一输电系统中串联补偿器的原理结构；

图1b示出每相都包括补偿器的三相系统；

图2示出用于图1a、1b中一典型补偿器的详细方框图；

图3示出示于图2中逆变器的PWM控制；

图4a和4b示出包括根据图1a、1b补偿器的输电系统中电压与电流的原理关系；

图5(a)-(c)示出控制线电流的矢量图；

图6(a)、(b)、(c)示出对DC电容器C_DC充电时电压与电流关系的矢量图；

图7(a)、(b)、(c)示出瞬态时对一DC电容器充电；

图8示出一传统的单相控制器；

图9示出一传统的三相控制器；

图10示出图8、图9的控制器中耦合效应的概观图；

图11示出图10中所示耦合效应的简图；

图12a示出图8、9中所示基本控制器的阶跃响应；

图12b示出图8、9中传统控制器的增益特性；

图13a示出包括图11中所示耦合单元之前的去耦合控制装置的本发明原理图；

图13b示出包括根据图13a的去耦合控制装置的根据本发明的控制器原理方框图；

图13c示出根据非线性微分方程的近似方程所进行的去耦合；

图14示出包括根据本发明第一实施例的去耦合控制装置的控制器方框图，该第一实施例是带有一电压PLL的三相系统；

图15示出根据本发明的去耦合控制装置的详细方框图；

图16a示出根据本发明第三实施例的单相控制器方框图；

图16b示出根据本发明一个实施例的分量检测器；

图17a示出采用根据本发明去耦合控制的阶跃响应；

图17b示出具有根据本发明一个实施例的简化去耦合控制的增益特性；

图17c示出根据本发明系统的典型设计实例；

图18a示出如图14那样根据本发明第二实施例的三相系统，不过该系统采用线电流相位检测的电流PLL；和

图18b示出如图16a那样根据本发明第四实施例的单相系统，不过该系统采用线电流相位检测的电压PLL；

为了说明本发明的原理，下文将表述耦合的电流和电压控制公式如何能够去耦合的数学式。

如已经参照图10、11说明的那样，电流和电压的两个主控制环具有已有技术中的交叉耦合，从而对一精确控制来说需要有去耦合控制。本发明提供这样一种去耦合控制，其原理是基于一种直接补偿，这种直接补偿基于非线性微分方程。

在谈到耦合的微分方程如何可以受到去耦合的详细推导过程之前，要作出关于图13a、13b在与图10和图11比较时的某些普遍考虑的事项。

图13b示出根据本发明的控制器原理方框图。如图13b所示，本发明的控制器包括电流检测器24和电流控制环，电流控制环由反馈通路21、18和包括电流控制器20的前向通路构成。类似地，电压控制环包括电压检测器26、反馈通路15和包括DC电压控制器16的前向通路。通过设定参考电流值i_dref和参考电压值u_DCref的期望值，如以上参照图5、6、7说明的那样，线电流i和电压u_C可以通过调制信号m受到调整。

但是，如图13b所示，本发明的控制器包括位于电流控制器20和DC电压控制器16之前的去耦合控制装置25。该去耦合控制装置25输出第一调制控制信号m_q和第二调制控制信号m_d，第一调制控制信号m_q用来控制AC线电流i，第二调制控制信号m_d用来控制补偿器输出电压。

选择第一和第二控制信号m_q、m_d以使第一控制信号m_q中的变化不影响DC控制电压u_DC，即，使得电容器电压u_DC与电流控制器20输出的控制信号m_u无关。类似地，选择第二控制信号m_d以使它不影响线电流，即，线电流i与第二控制信号m_d无关。因此，虽然只有一个调制信号m施加给补偿器(具有预定幅值和相位的合成信号)，不过i_dref的变化将只改变线电流的幅值，而u_DCref中的变化将只改变DC电容器电压u_DC，由此只改变补偿器的输出电压u_C。因此，因采用了去耦合控制装置25，可以在本发明的控制器中独立调整电流和电压。也就是说，在本发明的控制器中，电流控制环独立于电压控制环工作。

如通过图11和图13a之间的比较所看到的那样，去耦合控制装置25基本上必须进行某种逆运算，从而抵销因电流传递函数块CTF、电压传递函数块VTF、电压电流传递函数块VCTF和电流电压传递函数块CVTF导致的耦合效应。也就是说，如果电流控制器20和电压控制器16象在图10的传统系统中那样工作，那么去耦合控制装置25将输出某种预定(predestorted)调制系数m_q’、m_d’，当这些系数通过块CTF、VCTF、CVTF、VTF转换时，它们将精确地抵销这些块的影响。尤其是，去耦合控制装置25允许去除交叉耦合块VCTF、CVTF，交叉耦合块VCTF、CVTF会引起电流控制环与电压控制环的耦合。

下文给出如何可以在近似非线性微分方程的基础上优选建立去耦合控制装置25的一个实例。但是，应指出的是，还可能在线性化系统的传递函数基础上得到这样一个去耦合控制装置25。基于非线性微分方程的直接补偿具有的优点是，工作点可以受到直接补偿而且它仅取决于一些系统参数。该补偿的优点还在于，只有电流和电压需要测量并且馈送给控制器。因而，非线性微分方程法是优选的方法，它具有一较宽的工作范围，并且具有可以测量大部分状态变量的可能性。

为了推导用于去耦合控制的相关微分方程，必须推导AC电流公式。这可以通过对公式(2.12)关于时间求导而得到以下方程来进行：

$L_{\mathrm{AC}}\frac{d^2{i}_d}{d{t}^2}=-R_{\mathrm{AC}}\frac{d{i}_d}{\mathrm{dt}}+\frac{\mathrm{d\ω}}{\mathrm{dt}}{L}_{\mathrm{AC}}{i}_q+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{AC}}\frac{d{i}_q}{\mathrm{dt}}+\frac{d{u}_{\mathrm{xd}}}{\mathrm{dt}}-\frac{d{m}_d}{\mathrm{dt}}{u}_{\mathrm{DC}}-m_d\frac{d{u}_{\mathrm{DC}}}{\mathrm{dt}}...\left(4.1\right)$

利用公式(2.13)和(2.16)，可以推导如下的线电流的全微分方程——分成i_d和i_q分量：

$L_{\mathrm{AC}}\frac{d^2{i}_d}{d{t}^2}+R_{\mathrm{AC}}\frac{d{i}_d}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{\ω}}^2{L}_{\mathrm{AC}}{i}_d=-(\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{m_d{i}_q}{2C_{\mathrm{DC}}})m_q-\frac{m_d^2}{2C_{\mathrm{DC}}}{i}_d+(\frac{\mathrm{d\ω}}{\mathrm{dt}}{L}_{\mathrm{AC}}-\mathrm{\ω}{R}_{\mathrm{AC}})i_q$

$-\frac{d{m}_d}{\mathrm{dt}}{u}_{\mathrm{DC}}+(\frac{G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}}{C_{\mathrm{DC}}}-\frac{\mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{\mathrm{DC}}}{C_{\mathrm{DC}}})m_d+\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{xq}}+\frac{d{u}_{\mathrm{xd}}}{\mathrm{dt}}...\left(4.2\right)$

在公式(4.2)中，m_q前括号中的表达式是用来控制AC电流i_d的输入，而乘以m_d或m_d导数的表达式是耦合项。乘以AC电压分量的项可以视为干扰量。将公式(4.2)与图11作比较，可以看出，时间导数dm_d/dt是主瞬变耦合块VCTF，而乘以m_q的表达式中ωu_DC是改变工作点的作用量。为简单起见，DC电流波动Δi_DC可以忽略，因为通常该波动的频率远远高于控制器的带宽。另外，干扰量可以由反馈环或前馈环控制，而将频率变化仅仅视为与耦合相比较小的作用量。因此，公式(4.2)和(2.16)可以如下近似表示：

$L_{\mathrm{AC}}\frac{d^2{i}_d}{d{t}^2}+R_{\mathrm{AC}}\frac{d{i}_d}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{\ω}}^2{L}_{\mathrm{AC}}{i}_d=-(\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{m_d{i}_q}{2C_{\mathrm{DC}}})m_q-\frac{m_d^2}{2C_{\mathrm{DC}}}{i}_d-\mathrm{\ω}{R}_{\mathrm{AC}}{i}_q-\frac{d{m}_d}{\mathrm{dt}}{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}}{C_{\mathrm{DC}}}{m}_d...\left(4.3\right)$

$C_{\mathrm{DC}}\frac{d{u}_{\mathrm{DC}}}{\mathrm{dt}}+G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}=\frac{1}{2}(m_d{i}_d+m_q{i}_q)...\left(4.4\right)$

这两个公式(4.3)、(4.4)完全描述了两个控制环耦合的动态特性。根据本发明，调制系数m_q、m_d应当选择成使得电流控制环变得与电压控制环无关，即，AC电流幅值与DC电压可以独立受控。该要求可以通过算术方式如下表达：

$L_{\mathrm{AC}}\frac{d^2{i}_d}{d{t}^2}+R_{\mathrm{AC}}\frac{d{i}_d}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{\ω}}^2{L}_{\mathrm{AC}}{i}_d=-K_q{m}_q^{\′}...\left(4.5\right)$

$C_{\mathrm{DC}}\frac{d{u}_{\mathrm{DC}}}{\mathrm{dt}}+G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}=\frac{1}{2}{K}_d{m}_d^{\′}...\left(4.6\right)$

在这两个公式(4.5)、(4.6)中，可以简单地要求k_d和k_q为常数，m_d’和m_q’是电流幅值控制与DC电压控制的新控制输入信号(或调制系数)。实际上，只要补偿器工作在其极限范围内，如果系统可以根据公式(4.5)和(4.6)设计，则可以实现理想的去耦合。比较公式(4.3)——公式(4.5)和(4.4)——(4.6)，m_d和m_q应满足以下公式：

$K_q{m}_q^{\′}=(\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{m_d{i}_q}{2C_{\mathrm{DC}}})m_q+\frac{m_d^2}{2C_{\mathrm{DC}}}{i}_d+\mathrm{\ω}{R}_{\mathrm{AC}}{i}_q+\frac{d{m}_d}{\mathrm{dt}}{u}_{\mathrm{DC}}-\frac{G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}}{C_{\mathrm{DC}}}{m}_d...\left(4.7\right)$

K_dm_d′＝m_di_d+m_qi_q                                     (4.8)

可以将这些公式的m_d和m_q解为如下m_d’、m_q’的函数：

$m_d=\frac{\mathrm{\ω}{R}_{\mathrm{AC}}{i}_q^2+\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}{K}_d{m}_d^{\′}+(u_{\mathrm{DC}}\frac{d{m}_d}{\mathrm{dt}}-K_q{m}_q^{\′})i_q}{\mathrm{\ω}{i}_d{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{1}{C_{\mathrm{DC}}}(G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}-\frac{K_d{m}_d^{\′}}{2})i_q}...\left(4.9\right)$

$m_q=\frac{\frac{1}{C_{\mathrm{DC}}}(G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}-\frac{K_d{m}_d^{\′}}{2})K_d{m}_d^{\′}-(\mathrm{\ω}{R}_{\mathrm{AC}}{i}_q+u_{\mathrm{DC}}\frac{d{m}_d}{\mathrm{dt}}-K_q{m}_q^{\′})i_q}{\mathrm{\ω}{i}_d{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{1}{C_{\mathrm{DC}}}(G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}-\frac{K_d{m}_d^{\′}}{2})i_q}...(4.10)$

当然，不可能在控制器中用技术直接实现公式(4.9)，因为存在另外的m_d的时间导数。即使公式(4.9)可以视为m_d的非线性微分方程，也不可能在在线的控制器中实现该公式，因为该导数的系数是i_q，它取零周围的正或负值。公式(4.9)中m_d的时间导数可以忽略，以便可以如下计算调制系数m_d：

$m_d=\frac{\mathrm{\ω}{R}_{\mathrm{AC}}{i}_q^2+\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}{K}_d{m}_d^{\′}-i_q{K}_q{m}_q^{\′}}{\mathrm{\ω}{i}_d{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{1}{C_{\mathrm{DC}}}(G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}-\frac{K_d{m}_d^{\′}}{2})i_q}...\left(4.11\right)$

但是，对于公式(4.11)和(4.10)来说，可能无法实现理想的去耦合控制，因为这些公式仍取决于电路参数如电阻、电感和电容。在公式(4.10)中，主耦合仍是m_d的时间导数。此外，电流的q轴分量i_q通过参考坐标系检测保持在零( 基本上是单元17使得i_q＝0 )。m_d’通常较小，电阻和电导也可以忽略不计。因此，可以在公式(4.10)和(4.11)中假定R_AC＝0和G_DC＝0，得到以下两个公式(4.12)和(4.13)：

$m_d=\frac{\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}{K}_d{m}_d^{\′}-i_q{K}_q{m}_q^{\′}}{\mathrm{\ω}{i}_d{u}_{\mathrm{DC}}-\frac{K_d{m}_d^{\′}}{2C_{\mathrm{DC}}}{i}_q}...\left(4.12\right)$

$m_q=\frac{-\frac{{\left(K_d{m}_d^{\′}\right)}^2}{2C_{\mathrm{DC}}}-(u_{\mathrm{DC}}\frac{d{m}_d}{\mathrm{dt}}-K_q{m}_q^{\′})i_d}{\mathrm{\ω}{i}_d{u}_{\mathrm{DC}}-\frac{K_d{m}_d^{\′}}{2C_{\mathrm{DC}}}{i}_q}...\left(4.13\right)$

现在，采用简化公式(4.12)和(4.13)的去耦合控制仅取决于系统参数C_DC，这比更复杂的公式更易于实现。可以在公式(4.12)、(4.13)中作进一步的简化，即忽略不计m_d’、i_q(因为m_d’很小而i_q可以通过参考坐标系检测保持在零)和m’_d ²(因为m_d很小)，公式(4.12)和(4.13)得到以下用于去耦合控制的最终公式：

$m_d=\frac{1}{i_d}(K_d{m}_d^{\′}-\frac{i_q{K}_q{m}_q^{\′}}{\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}})...\left(4.14\right)$

$m_q=\frac{K_q{m}_q^{\′}}{\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}}-\frac{1}{\mathrm{\ω}}\frac{d{m}_d}{\mathrm{dt}}...\left(4.15\right)$

由于进行了参考坐标系检测，所以公式(4.14)中的i_q＝0(这归因于单元17)，并且可以将常数和实值k_d和k_q假定为m_d’、m_q’值的一部分(它们仅代表电流和电压控制环中的另一个常数)。因此，以下最终一组去耦合公式可以用于去耦合控制装置25，即：

$m_d=\frac{1}{i_d}\left(K_d{m}_d^{\′}\right)...\left(4.16\right)$

$m_q=\frac{K_q{m^{\′}}_q}{\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}}-\frac{1}{\mathrm{\ω}}\frac{d{m}_d}{\mathrm{dt}}...\left(4.17\right)$

根据公式(4.16)、(4.17)选择m_d和m_q，电流控制和电压控制可以如公式(4.5)、(4.6)所要求的那样独立进行。如图13c所示，装置25的耦合之后受到根据公式(4.14)、(4.15)的去耦合动作的补偿。

下文，用已经参照图9讨论过的线性化和三相系统描述如图13c所示的去耦合装置25的具体实施例。

第一实施例(具有电压PLL的3相系统)

图14示出根据图9(即包括一AC电压检测器23、一电压PLL相位检测器18和相位旋转装置17)但是——根据本发明的第一实施例——还包括一去耦合控制装置25的控制器。如可以根据公式(4.14)-(4.17)检测的那样，去耦合控制装置25接收电流控制器20的输出(调制系数)m_q’、DC电容电压u_DC、电流幅值i_d、线频率ω和DC电压控制器16的输出m_d’。对于三相系统来说，去耦合控制装置25、补偿器3、2f滤波器15和DC电压控制器16设置3套。图14中其他的单元，即电流检测器24、电流幅值和相位检测单元21、18、电容电压检测器26、平均电压检测器15、参考相位发生单元17(它将控制系统中的i_q保持在0)参考坐标系检测单元18、坐标变换单元19、DC纹波补偿单元13和电压相位检测器23对应于已在图9中描述的那些单元。

应指出的是，不带DC电压波动装置13和2f滤波器15的补偿器其最终AC电流和输出电压包括某些谐波，但是，即使没有这些单元，去耦合控制也很有效。这些单元可以优选用于某些应用中以抑制谐波。例如，如果DC电容器的电容大得足以抑制波动，那么就不需其他单元。另一方面，如果2f滤波器(如LC滤波器)由与补偿器3的DC电路并联的DC电容器构成，那么单元13、15也不再需要。后一解决方案实际上是无变压器串联补偿器的现实解决方案。

从图14中可以看出，去耦合控制装置25没有i_q输入，尽管公式(4.14)、(4.15)(如图13c所示)包括一项i_qk_qm_q’/ωu_DC。如上所述，在本发明的控制器中，电流的q轴分量i_q通过三相极变换装置21中的参考坐标系检测保持在零。因此，证明可以将公式(4.14)、(4.15)改写为用于描述图14中去耦合装置25实施例的公式(4.16)、(4.17)。

除时间导数以外，公式(4.16)、(4.17)中的所有因式都可以通过硬件乘法器和除法器实现。但是，时间导数可能在高频条件下具有非常高的增益，因而公式(4.17)中的dm_d/dt很难用硬件如运算放大器或微处理器实现。不过，如以下用图15中去耦合控制装置25的具体实施例将了解的那样，可以借助具有一很小时间常数的滤波器来处理时间导数。去耦合控制装置25一个实施例的精确结构示于图15中。

图15中，输出m_d’在乘法器25j中乘以常数k_d。当然，应理解的是，公式(4.16)、(4.17)可以重新调节以使k_d为1，从而不必需要另外的乘法器25j，即，k_d可以是整数1。类似地，电流控制器的输出m_q’在乘法器25k中乘以k_q(k_q也可以是整数一，这归因于标准化)。乘得的信号N1形成第一除法器25a的输入信号。检测的DC电压u_DC在乘法器25b中乘以参考坐标系频率ω。乘得的信号D₁是用于除法器25a除法的输入信号。第一反相器的输出DV1供给加法器25i。线频率ω是用于第二除法器25c除法的输入值，而从滤波器输出的信号N₂是第二除法器25c的输入信号。乘得的信号DV2作为反相输入信号施加给加法器25i。

乘得的输出信号N3(＝m_d’k_d)作为输入信号N₃施加给第三除法器。除法器25d的输入是d轴电流分量i_d。第三除法器的输出DV3施加给第二加法器25f，第二加法器25f接收反相方式的积分单元的输出信号。第二加法器25f的输出供给dm_D/dt反馈电路25f、25g和25h。需要单元25g、25h、25f以便确定公式(4.7)中的第二项。

由于电容电压控制的主环用于其频率特性内的有限带宽，所以将具有小时间常数的滤波器25f置于主环中并不影响主环的特性。积分器25h、增益25g和减法器25f一起作为滤波器，而滤波器的输入是m_d关于时间的纯微分。因此，该耦合可以通过利用滤波函数的纯微分适当地进行补偿。通过电流的分割所补偿的另一侧耦合也受到滤波。但是，电流的响应也受到限制，因为有输电线的电感和电流幅值反馈控制的响应。

主环中具有小时间常数T_f的滤波器25f、25g、25h并不影响主环的特性。积分器25h、增益25g和减法器25f一起作为滤波器，而积分器25h的输入N₂是M_d关于时间的纯微分。积分器25h的输入构成除法器25c的输入M₂。这样，可以通过利用滤波函数的纯微分适当地补偿耦合。通过电流i_d的分割所补偿的另一侧耦合也受到滤波并且可以减弱。但是，电流的响应也受到限制，因为有输电线的电感和电流幅值反馈控制的响应。

图17b示出图14中所示控制系统传递函数的频率特性实例，该控制系统采用图15的去耦合控制装置25。主传递函数并不受工作点的影响，而耦合减小得超过20dB。所以，可以实现电流幅值i_d和电容电压u_DC的去耦合控制。另外，图15中去耦合控制的结构与系统参数如输电线2a、2b的电感L_AC和DC电容器的电容C_DC无关。这意味着补偿器3的控制器仅需要局部变量，这些局部变量可易于通过电流检测或电压检测受到检测。

图17a与已有技术的图12a对比，示出利用一去耦合控制的阶跃响应。虽然在图12a中时间点0.1处电流幅值id表示因耦合而导致的纹波，可是若在图17a时间点0.1处发生电压阶跃，则没有任何变化。类似地，如果电流在图17a时间点0.5处有一阶跃，则根本没有任何电压变化。这样，图17a表明，可以在公式(4.16)、(4.17)的基础上独立地控制电流和电压。图17c示出根据本发明系统的典型设计实例。

第二实施例(具有电流PLL的3相系统)

虽然图14连同图15示出了包括采用一电压PLL和一独立局部控制的三相系统的本发明一个实施例，不过还可以提供具有一电流PLL的图14的三相系统控制器。这种情况下，该控制器无需图14中所示的AC电压检测器26。因此，第二实施例的结构类似图14构造，它省去了电压检测器23和相位旋转装置17，并且还将电流检测器24的输出接至现在用作一电流PLL单元18的相位检测器18。三相极变换单元21与图14中的相同，而相位检测器18直接输出sinθ和cosθ函数。不过，如第一实施例中那样，该系统仍然是三相系统。去耦合控制装置25的输入m’_q、u_DC、i_d、ω、m’_d与图14中的相同，因而也可以采用图15中用于去耦合控制的方框图。因此，应理解的是，只要涉及去耦合控制，图18a中的实施例就以与图14中实施例完全相同的方式工作。

第三实施例(具有电流PLL的单相系统)

图16a示出本发明本发明第三实施例具有图8基本结构的单相系统，该系统具有一去耦合控制装置25和一分量检测器26。在该单相系统中，电流检测也是相位检测。由于电流检测是单相的，所以不可能通过一参考坐标系检测将电流的q轴分量i_q置于零。因此，在图16a中，实现了图13c中所示的公式，即，公式(4.14)、(4.15)。在单相系统中，需要对电流进行单相到d-q坐标变换(见图16b)，以便提供如图16a所示去耦合控制装置25中所需的i_d和i_q分量。

根据本发明第三实施例的去耦合控制装置25除了单元25a-25k以外，还包括另外的乘法器25l和另外的加法器25m。乘法器25l用第一除法器25a的输出乘以q轴电流分量i_q，并且将乘得的输出ML馈送给加法器25m的负输入端。加法器25m减去i_q*DV₁(即从m_d’k_d中减去i_q*m_q’k_q/u_DCω)。加法器25b的输出形成第三除法器25d的输入信号M₃。采用这种结构，可以实现全部公式(4.14)、(4.15)。

在具有对称工作的三相系统中，可易于测量瞬时电流分量，而在单相系统或不对称三相系统中，相反地，对于测量来说，不可避免某些时间延迟。有几种用来检测单相电流这些分量的途径。一个简单的实例示于图16b中。电流检测器24所检测的AC线电流i乘以正弦参考信号cos(ωt)和sin(ωt)，这些参考信号由相位检测器18产生。分量检测器26包括第一和第二乘法器26a、26b，它们用来用信号sin(ωt)和cos(ωt)乘以检测的线电流i，以产生正交电流分量i_d、i_q。由于乘法运算的缘故，还有线频率ω的二次分量，滤波器26c、26d用来仅使基波频率ω通过。应注意的是，参考信号cos(ωt)是与AC电流同相的信号，因此，icosωt和isinωt分别包括AC电流i_d的幅值和瞬变分量i_q。

第四实施例(具有电压PLL的单相系统)

应指出的是，在第三实施例中，电流PLL用于单相系统中的电流相位检测。不过，当然可以将如上所述单相系统中的电压PLL用于如上所述的三相系统。采用电压PLL而不用电流PLL的单相系统示于图18b中。

如图18b所示，分量检测器26输出i_d和i_q分量。3相极变换单元21、相位检测器18和相位旋转单元17对应于那些已参照图14描述的单元。有意思的是，注意到具有电压PLL形式的单相系统中去耦合控制可以恰如图14和图15中具有电压PLL的三相系统情况那样简化。由于从电压相位到电流相位采用了相位校正，所以该控制使得去耦合就象图15中那样简单。当然，与图14相比，在控制环中有另外一个延迟，因为有分量检测器26中的分量检测。但是，去耦合控制装置25采用使电流的q分量为零的校正参考坐标系。

第五实施例(附加的滤波器)

如图16a中已表示的那样，另一个滤波器27可以用来对输入参考电压u_DCref进行滤波。这样一个滤波器27还可以用于如上所述和如图14-18所示的第一、第二以及第三和第四实施例中的每一个中。

该滤波器具有减小调制系数幅值的作用，因而用一有限的输出电压容量实现去耦合控制。由于通过该滤波器减少了输入参考电压的高频分量，所以这些分量并不转移给去耦合控制单元。因此，增益单元25g的输出将减小。也就是说，如果DC电压控制器的增益很低且/或输入参考电压缓慢，则去耦合控制单元DV2可以忽略不计。

其他实施例(三相和单相)

如上所述，根据本发明，一去耦合控制装置用于两个不同的系统，即单相或三相系统。另外，基本上可以采用两个不同的相位检测装置(带电压检测器PLL和不带电压检测器)。此外，可以有选择地采用一滤波器。还有，在三相系统中，易于如上所述保持i_q＝0。但是，由于因瞬间的检测延迟而很难在单相系统中确保i_q＝0，所以采用不同内部结构的去耦合控制装置(如图16a中针对单相系统所示的那样)。

在根据第一实施例的三相系统中，采用一电压PLL，因为采用电压PLL众所周知。第二实施例没有电压PLL，其优点是减少了器件。另外，在单相系统中，第三实施例没有采用电压PLL，以简单地表示本发明在单相系统中的应用。但是，应理解的是，单相系统也可以与根据第四实施例如图18b所示的电压PLL和电压检测器一起操作。根据第五实施例的另一滤波器可以用于其他实施例中的任意一个。当然，各实施例也可以结合。最后应指出的是，如上所述，2f滤波器和DC电压波动补偿装置是可选择的单元。

如上所述，本发明是基于通过电流和电压环非线性微分方程的近似运算进行的去耦合控制。因而，可以实现独立的电压和电流控制。这样一种去耦合装置可以用于单相系统或三相系统中的控制器，用以控制补偿器，优选控制无变压器无功串联补偿器。应指出的是，本发明并不限于对无变压器无功串联补偿器的控制，同样，该控制可以用于实际包括一变压器的补偿器。甚至在这样的设备中，需要控制补偿输出电压和电流，而作为无变压器无功串联补偿器中DC电容器检测到的线电压的表达是有效的。因此，上述所有的控制也都可以用于具有变压器的补偿器。

但是，应理解的是，此处的教导和描述仅涉及操作的优选方式，而其他实施例可以以这里公开的教导为基础。因此，本领域的普通技术人员可以在以上教导的基础上进行进一步的修改和变换。此外，本发明可以包括那些基于已经在说明书中独立描述和权利要求书中要求的特征的实施例。因此，可以认为所有这些变换和修改都落在所附权利要求书的范围之内。

在所附的这些权利要求中，参考数字仅为清楚起见而并不限制保护范围。

Claims (15)

1.一种用来控制接入输电线中的无功串联补偿器的控制器，包括：

a)线电流检测装置，用来检测流入输电线的线电流(i)；

b)DC电压检测装置，用来检测接至无功串联补偿器的逆变器调制器的电容器(C_DC)的DC电容器电压(u_DC)；

c)调制信号发生装置，用来产生m＝m_dcos(ωt)＝m_qsin(ωt)形式的逆变器调制信号(m)，ω是调制信号发生装置供给逆变器调制器的线频率，其中m是逆变器调制信号，m_q是修改的第一调制系数，m_d是修改的第二调制系数；

d)电流控制环，用来将线电流(i)控制到一参考值(i_dref)，所述电流控制环的电流控制器输出调制信号(m)的第一调制系数(m_q’)；和

e)电压控制环，用来将DC电容器(C_DC)的DC电容器电压(u_DC)控制到一预定参考电压(u_DCref)，所述电压控制环的DC电压控制器输出所述调制信号(m)的第二调制系数(m_d’)；

f)去耦合控制装置，从电流控制器接收第一调制系数(m_q’)，而从DC电压控制器接收第二调制系数(m_d’)，并且把修改的第一和第二调制系数(m_q和m_d)输出给调制信号发生装置，以使线电流(i)独立于DC电压控制器的输出，并且使DC电容器电压(u_DC)独立于电流控制器的输出，其中线电流(i)和DC电容器电压(u_DC)可以独立受控，其中m是逆度器调制信号，m_q是修改的第一调制导数，m_d是修改的第二调制系数。

2.根据权利要求1的控制器，其中所述电流控制环包括一电流减法器，该电流减法器用来从所述参考值(i_dref)中减去线电流(i)的有功电流幅值(i_d)，并且用来将结果输出给电流控制器。

3.根据权利要求2的控制器，其中所述电压控制环包括一电压减法器，该电压减法器用来从所述预定参考电压(u_DCref)中减去所述电容器(C_DC)的DC电容器电压(u_DC)，并且用来将结果输出给DC电压控制器。

4.根据权利要求3的控制器，其中所述调制信号发生装置包括一坐标变换装置，该坐标变换装置接收第一参考信号和第二参考信号以及去耦合控制装置的输出和电压控制器的输出，所述调制信号发生装置用来输出调制信号(m)。

5.根据权利要求4的控制器，其中输电线是三相系统，其中所述补偿器、所述DC电压控制器、所述去耦合控制装置、所述坐标变换装置和所述调制信号(m)为每一相设置共三次，所述电流控制器设置一次。

6.根据权利要求5的控制器，还包括：

电压检测器，用来检测每一相的线电压；

电压PLL检测单元，用来从电压检测器接收线电压，并且用来输出第三参考信号和第四参考信号，每一个信号都与线电压和线频率(ω)的相位同步；

相位旋转装置，用来接收所述第三和第四参考信号以及相位信号()，并且用来产生要供给所述坐标变换装置的所述第一和第二参考信号；和

三相极变换单元，用来接收每一相的线电流(i)，并且用来把有功电流幅值(id)输出给所述电流减法器和所述去耦合控制装置，把相位信号()输出给所述相位旋转装置。

7.根据权利要求5的控制器，还包括：

电流PLL检测单元，用来从线电流检测装置接收线电流(i)，并且用来把每一个都与线电流和线频率(ω)的相位同步的所述第一参考信号和所述第二参考信号，输出给所述坐标变换装置；和

分量补偿器，用来接收线电流(i)，并且用来把有功电流幅值(i_d)输出给所述电流减法器和所述去耦合控制装置，把无功电流幅值(i_q)输出给所述去耦合装置。

8.根据权利要求4的控制器，其中输电线是单相系统，其中所述补偿器、所述DC电压控制器、所述去耦合控制装置和所述坐标变换装置以及所述电流控制器设置一次。

9.根据权利要求8的控制器，还包括：

电流PLL检测单元，用来从线电流检测装置接收线电流(i)，并且用来把每一个都与线电流(i)和线频率(ω)的相位同步的所述第一参考信号和所述第二参考信号，输出给所述坐标变换装置；和

分量检测器，用来接收线电流(i)，并且用来把有功电流幅值(i_d)输出给所述电流减法器和所述去耦合控制装置，把无功电流幅值(i_q)输出给所述去耦合控制装置。

10.根据权利要求9的控制器，其中所述去耦合控制装置包括：

第一乘法器，用来用电流PLL检测单元输出的线频率(ω)乘以所述电容器(C_DC)的DC电容器电压(u_DC)；

第一除法器，用来用第一乘法器的输出信号(D1)除来自电流控制器的输出；

第二乘法器，用来用第一除法器除得的结果(DV1)乘以分量检测器输出的电流的无功分量；

第一加法器，用来从DC电压控制器的输出中减去第二乘法器乘得的结果(M1)；

第二除法器，用来用分量检测器输出的电流有功分量除来自第一加法器的输出；

求导装置，包括：第二加法器，它接收第二除法器除得的结果和一积分器的输出；一延时单元，接收第二加法器的输出并且将该输出馈送为积分器的输入，其中积分器的输出形成修改的第二调制系数(m_d)；

第三除法器，用电流PLL检测单元输出的线频率(ω)除积分器的输入；和

第三加法器，用来从第一除法器的输出(DV1)中减去第三除法器的输出(DV2)，所述第三加法器输出作为结果的修改的第一调制系数(m_q)。

11.根据权利要求9的控制器，其中所述分量检测器包括：第一和第二乘法器，用来分别用第三和第四参考信号乘以检测的线电流(i)；以及第一和第二滤波器，用来分别滤过第一和第二乘法器输出中的基波频率，第一和第二滤波器的输出构成线电流(i)的有功电流幅值(i_d)和无功电流幅值(i_q)。

12.根据权利要求6的控制器，其中所述去耦合控制装置的每一个都包括：

第一乘法器，用来用电压PLL检测单元输出的线频率(ω)乘以DC电容器电压(u_DC)；

第一除法器，用来用第一乘法器的输出(D1)除电流控制器的输出；

第二除法器，用来周三相极变换装置输出的有功电流幅值(i_d)除DC电压控制器的输出；

求导装置，包括加法器、延时单元和积分器，加法器从第二除法器除得的结果(DV3)中减去积分器的输出并且把结果输出给延时单元，所述延时单元把结果作为输入输出给积分器，所述积分器输出修改的第二调制系数(m_d)；

第三除法器，用来用相位检测器输出的线频率(ω)除积分器的输入；和

第二加法器，用来从第一除法器中的输出(DV1)中减去第三除法器的输出(DV2)，所述第二加法器输出作为结果的修改的第一调制系数(m_q)。

13.根据权利要求4的控制器，其中所述调制信号发生装置还包括一电压，它接收坐标变换装置的输出并且用来把调制信号(m)输出给补偿器的逆变器，其中电压波动补偿装置减小因DC电容器电压(u_DC)的电压波动导致的调制信号中的波动。

14.根据权利要求4的控制器，其中所述坐标变换装置包括：第一乘法器和第二乘法器，它们分别用来用第一参考信号乘以电流控制器的输出，用第二参考信号乘以DC电压控制器的输出；和一减法器，它用来从第二乘法器乘得的结果中减去第一乘法器乘得的结果。

15.根据权利要求13的控制器，其中电压控制环还包括一滤波器，该滤波器用来对DC电容器电压(u_DC)进行滤波，所述电压波动补偿装置包括：一除法器，它用滤波器的输入除滤波器的输出；和一乘法器，它用除法器的输出乘以坐标变换装置的输出，由该乘法器输出的乘法结果构成馈送给补偿器逆变器的调制信号(m)。

Images