CN111431428B - 基于同步参考坐标系下分离源逆变器解耦控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种基于同步参考坐标系下分离源逆变器解耦控制方法，直流回路控制器设计采用双回路电压电流闭环控制，外环是直流电压控制回路，由于直流侧含有交流分量，电压环输入直流侧电压直流分量，经过PIv控制输出电流环的给定。内环是输入电流控制回路，通过使用PI控制器使电流iL不受纹波的影响，并且直流侧电容器与直流电源并联起到低通滤波器的作用。直流侧和交流侧分别进行控制，实现了直流侧纹波的抑制和交流侧电流谐波抑制。

Description

基于同步参考坐标系下分离源逆变器解耦控制方法
技术领域
本发明涉及一种逆变器控制技术，特别涉及一种基于同步参考坐标系下分离源逆变器解耦控制方法。
背景技术
能源危机、温室效应等问题的出现，促进了新能源发电技术的迅速发展,新能源发电技术因此成为研究热点。随着新能源比重的不断增加，对逆变器的要求也越来越高。并网逆变器作为分布式发电与电网连接的接口，得到了广泛的应用，由于电力电子设备不能为电网提供所需的惯性和阻尼，随着分布式发电的渗透率的不断提高，使得电网的惯性和阻尼严重不足，稳定性降低。由于分布式电源作为逆变器的输入电源，导致直流侧的纹波含量比较高，并且当逆变器与电网相连时，交流侧的谐波失真比较严重。因此电网公司对新能源并网发电系统在各方面都提出了更加严格的标准。并网逆变器控制大多基于同步旋转d-q坐标系或静止α-β坐标系，而基于d-q坐标系的控制由于可以方便地实现电流无静差跟踪以及有功、无功独立控制，而成为主流的控制方式。在d-q坐标系下，d、q轴电流之间存在着交叉耦合项，当其中某一轴电流出现扰动时，其将通过交叉耦合项影响另一轴电流，严重影响控制系统的动态性能。
对于光伏发电系统，受瞬时输出功率中脉动的影响，光伏电池的输出电压和电流中也将存在脉动，使光伏电池在最大功率点处出现功率振荡，影响最大功率跟踪(MPPT)的实现，降低系统效率。因此，无论是为了提高变换器的效率，还是为了保护输入直流源，都有必要减小输入电流中的纹波分量。因此，研究并网逆变器的纹波和谐波的抑制具有重要的理论和实际意义。
发明内容
本发明是针对分布式发电的不稳定性造成电流质量低的问题，提出了一种基于同步参考坐标系下分离源逆变器解耦控制方法，该方法能够实现交流侧和直流侧的分别控制，交流调制信号的共模项用于调节直流侧，从而具有两个控制参数的额外自由度，减弱逆变器输入输出的耦合程度，进而实现对输入电流和输出电流振荡的抑制，提高整个逆变器系统的动静态稳定性，并保证其安全可靠的运行。
本发明的技术方案为：一种基于同步参考坐标系下分离源逆变器解耦控制方法，逆变器的输出三相电压vabc经过锁相环PLL模块测得相位角θg，逆变器侧电流检测信号iabc变换成两相旋转坐标系下的电流id、iq，电网侧三相电压检测信号vabc变换成两相旋转坐标系下的电压vdg、vqg；
直流侧电压控制环：将逆变器直流侧输入电压Vinv与逆变器直流侧输入电压的给定Vinv *的差值经过PIv控制器得到电流期望值id *，id *与瞬时的电流id的差值经过PId控制器得到的输出直轴给定电压与vdg进行比较得到电压控制期望值vd *；
电流控制环：将瞬时的电流iq与电流期望值iq *的差值经过PIq控制器得到的输出交轴给定电压与vqg相减得到电压控制期望值vq *，电压控制期望值vd *与vq *经过坐标变换得到三相电压控制期望值vabc *，经过空间矢量调制得到驱动信号；直流电源电压Vdc与Vdc *差值经过PIdc控制器得到滤波电感电流期望值iL *，然后与瞬时电感电流iL的差值经过PI控制器得到的驱动信号与之前的经过空间矢量调制得到驱动信号进行比较得到三相逆变器的驱动信号。
本发明的有益效果在于：本发明基于同步参考坐标系下分离源逆变器解耦控制方法，与现有的解耦控制方法相比，采用电子控制技术，实现了分离源逆变器(SSI)在并网模式下的解耦控制方案，即分离源逆变器的直流侧和交流侧可以独立控制，应用简单方便；所提解耦控制策略使L型三相分离源并网逆变器不仅实现了dq轴的解耦控制，而且在保证强鲁棒性及高入网电流质量条件下具有良好的动、静态性能。
附图说明
图1为本发明基于同步参考坐标系下分离源逆变器主电路结构框图；
图2为本发明基于同步参考坐标系下分离源逆变器解耦控制方法中解耦结构示意图；
图3为本发明分离源逆变器改进闭环控制的输出电流控制结构图；
图4为本发明直流侧电压控制环的原理图；
图5为本发明功率解耦方案之前电流、电压的稳态波形图；
图6为本发明功率解耦方案之后电流、电压的稳态波形图；
图7a为本发明加功率解耦控制纹波分量波形图；
图7b为本发明没加功率解耦控制纹波分量波形图。
具体实施方式
如图1、2所示基于同步参考坐标系下分离源逆变器主电路结构框图和解耦控制方法中解耦结构示意图，主电路包括直流电压源、三相分离源逆变器、L滤波器、锁相环PLL、用于检测逆变器侧三相电流和电压的检测变送器、将三相静止坐标系下的三相电流iabc和电压vabc转换成两相旋转坐标系下两相电流idq和电压vdq的坐标变换单元，分别用于将逆变器侧的三相电流和三相电压进行坐标变换、直流侧电压控制环，输出电流控制环，输入电压与输入电流双控制环以及2个用于对电压误差信号进行调节的PI控制器和3个对电流误差信号进行调节的PI控制器。主要控制过程为：将逆变器的输出三相电压vabc经过锁相环PLL模块测得相位角θg，然后将三相静止坐标系下的逆变器侧电流检测信号iabc变换成两相旋转坐标系下的电流id、iq，将三相静止坐标系下的电网侧三相电压检测信号vabc变换成两相旋转坐标系下的电压vdg、vqg。首先设计直流侧电压控制环，将逆变器直流侧输入电压Vinv与逆变器直流侧输入电压的给定Vinv *的差值经过PIv控制器得到电流期望值id *，id *与瞬时的电流id的差值经过PId控制器得到的输出直轴给定电压与vdg进行比较得到电压控制期望值vd *；其次是设计输出电流控制环，将瞬时的电流iq与电流期望值iq *(iq *是从电流期望值id *转换过了的)的差值经过PIq控制器得到的输出交轴给定电压与vqg相减得到电压控制期望值vq *，电压控制期望值vd *与vq *经过坐标变换得到三相电压控制期望值vabc *，经过空间矢量调制得到驱动信号(MSV为SVPWM调制方式)。直流电源电压Vdc与Vdc *差值经过PIdc控制器得到滤波电感电流期望值iL *，然后与瞬时电感电流iL的差值经过PI控制器得到的驱动信号与之前的经过空间矢量调制得到驱动信号进行比较得到三相逆变器的驱动信号。该驱动信号是直流侧和交流侧分别进行控制得到的，实现了直流侧纹波的抑制和交流侧电流谐波抑制。
为说明本发明的正确性和可行性，对并网分离源逆变系统进行仿真验证。仿真参数为：直流电压源电压160V，直流侧电压670V，直流电感2mH，直流电容160uF，电网电压有效值220V，采样频率为12KHz，L滤波器参数为L＝1.6mH。
如图3所示分离源逆变器改进闭环控制的输出电流控制结构图，电网电压vabc通过锁相环来测得相角θg，分离源逆变器输出三相电压通过park变换(即abc/dq变换)输出vd和vq如图1所示，可以建模如下：
Figure BDA0002465034930000041
Figure BDA0002465034930000042
Lf是滤波电感；rf是逆变器输出端电阻，那么输出电流控制器的传递函数为：
Figure BDA0002465034930000043
Figure BDA0002465034930000044
图4为直流侧电压控制环的原理图，通过直流侧和交流侧的功率转换控制实现直流侧电压控制，因此直流侧电压控制器是控制逆变器电流的直轴分量，根据旋转dq参考坐标系中网格转换器的瞬时输入输出功率平衡，假设无损耗操作，可以得到以下等式：
Figure BDA0002465034930000045
其中C为直流侧电容。
利用扰动技术来线性化该时变系统。通过id控制直流链路电压，除了直流侧扰动电压
Figure BDA0002465034930000046
和直轴扰动电流
Figure BDA0002465034930000047
之外，所有扰动都被认为是零。d分量的输出电流的传递函数Ginv(s)由下式得出：
Figure BDA0002465034930000051
其中
Figure BDA0002465034930000052
(Vφ1是相电压)。直流链路电压控制环路的框图如图4所示，其中
Figure BDA0002465034930000053
是图4所示id的闭环传递函数，由下式给出：
Figure BDA0002465034930000054
最后，用来产生逆变器输出电流直轴的给定电流。
直流回路控制器设计采用双回路电压电流闭环控制。外环是直流电压控制回路，由于直流侧含有交流分量，电压环输入直流侧电压直流分量，经过PIv控制输出电流环的给定。内环是输入电流控制回路，通过使用PI控制器使电流iL不受纹波的影响。并且直流侧电容器与直流电源并联起到低通滤波器的作用。该控制器最终产生控制信号，加到第一个产生调制信号的上包络线上去，即起到调节Mdc的作用。最后，可以控制直流链路电压的直流分量，并且控制器可以消除源电流中的纹波。
比较采用功率解耦方案之前和之后的波形，逆变器直流侧输入电压Vinv，交流输出电压vabc，直流侧电感电流IL以及交流输出电流iabc的稳态波形分别由图5和图6进行比较。经过比较之后可以观察到采用解耦方案的电压波形波动幅值更小，接近于稳定值670V。与没有采用功率去耦的直流输入电流相比，具有功率去耦的直流输入电流纹波更小，更加稳定。为了更加清楚的说明解耦方案的有效性，利用交流耦合电容提取直流侧电压纹波分量，所得的纹波分量波形图如图7a(加解耦控制)和7b(不加解耦控制)所示，加入解耦控制方案的电压纹波幅值是6.3V，未加入解耦控制方案的纹波电压的幅值是86V，可以看出解耦控制使直流侧的纹波幅度很大程度的下降，有利于系统的稳定。

Claims (1)

1.一种基于同步参考坐标系下分离源逆变器解耦控制方法，其特征在于，逆变器的输出三相电压vabc经过锁相环PLL模块测得相位角θg，逆变器侧电流检测信号iabc变换成两相旋转坐标系下的电流id、iq，电网侧三相电压检测信号vabc变换成两相旋转坐标系下的电压vdg、vqg；
直流侧电压控制环：将逆变器直流侧输入电压Vinv与逆变器直流侧输入电压的给定Vinv *的差值经过PIv控制器得到电流期望值id *，id *与瞬时的电流id的差值经过PId控制器得到的输出直轴给定电压与vdg进行比较得到电压控制期望值vd *；
电流控制环：将瞬时的电流iq与电流期望值iq *的差值经过PIq控制器得到的输出交轴给定电压与vqg相减得到电压控制期望值vq *，电压控制期望值vd *与vq *经过坐标变换得到三相电压控制期望值vabc *，经过空间矢量调制得到驱动信号；直流电源电压Vdc与Vdc *差值经过PIdc控制器得到滤波电感电流期望值iL *，然后与瞬时电感电流iL的差值经过PI控制器得到的驱动信号与之前的经过空间矢量调制得到驱动信号进行比较得到三相逆变器的驱动信号。
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