CN1315768A - 用于无变压器式无功串联补偿器的可调直流电压控制器 - Google Patents

Abstract

一种用于控制无功串联补偿器的控制器,包括电流控制环及电压控制环。一个电流控制器输出指示所需补偿器端子输出电压的控制信号。一个控制方法选择装置,在低输出电压区域中产生用于电压控制环的恒定参考电压及调制信号的可变调制指数,在高输出电压区域中输出恒定调制指数及可变参考电压。一个电压控制器输出调制信号的调制指数。此外,控制方法选择装置可包括变化率限制器,用于限制参考电压的变化率。

Description

用于无变压器式无功串联补偿 器的可调直流电压控制器

本发明涉及用于控制在补偿器端子处串联接入电力传输线的无功串联补偿器的控制器。典型地，在这种无变压器式无功串联补偿器中，进行逆变器控制，以便控制由补偿器对传输线施加的线路电流和/或电压该电压/电流控制可以控制从传输线的一端到另一端的潮流，及使潮流进入补偿器的逆变器，以便对电容器充电，该电容器在补偿器端子上提供补偿器端子输出电压。

如以下将要更详细说明的，通常，使用电流反馈控制环及电压反馈控制环，以便分别控制线路电流的无功部分及有功部分。为此，作为执行逆变器PWM控制的基础的调制信号是特定相位的正弦信号。对调制信号的幅值及相位的调节允许进行功率控制。

使用这种控制环，补偿器的输出电压可通过具有恒定DC电压的调制指数来控制。另一方式是，输出电压可使用恒定调制指数通过DC电压来控制，如A.Beer,H.Stemmler,H.Okayama，的论文“混合式无变压器无功串联补偿器”，EPE 1999，-洛桑会议(见该论文第8页)。但是使用恒定直流电压时，由逆变器注入传输线的谐波不能减小，甚至当基波分量小于DC电压时也是如此。此外，使用恒定调制指数控制时，在零或在很低DC电压区域中DC电压的控制性能变差，因为有功电压不能足够地进入传输线。因此，该方法不能用于整个区域的操作。此外，使用上述两种不同的控制方法也难于减少与DC电压相关的损耗例如逆变器开关元件的开关损耗及补偿器DC电容器的漏电损耗。

本发明特别强调这个问题，即怎样来降低由包括电流及电压控制环的控制器控制的补偿器注入的谐波。本发明也强调上述的另外问题。

以下，将首先描述无变压器式无功串联补偿器及控制补偿器并包括电流及电压控制环的控制器的一般背景。

近来，已经研究出用于灵活的AC电力传输系统(FACTS)的电力电子设备并应用于实际的系统。无变压器式无功串联补偿器就是这些设备中的一种，并能如上所述地有效执行潮流控制。因为无变压器式无功串联补偿器不包括变压器，它的尺寸并能有利地使用。

图1a及1b分别表示一种电力传输系统的典型结构，它包括两个彼此通过各具有电感L_AC及电阻R_AC的电力传输线2a,2b连接的AC系统1a,1b。如图1a及1b中所示，该电力传输系统可为单相系统或三相系统。在单相系统中仅需要设置一个串联补偿器3，而在三相系统中需分别串联地插入多个串联补偿器3，如图1b中所示。标号3a,3b分别表示在其中串联地插入各自的串联补偿器(或补偿器)的端子。

如图2所示，典型的串联补偿器3包括一个起动开关4，一个滤波器12，一个逆变器7，一个DC电容器C_DC，一个控制装置C，一个锯齿波发生器10及一个调制信号发生装置11。逆变器7包括四个晶闸管5a,5b,5c,5d，它们分别由控制装置C输出的PWM控制信号SW_5a,SW_5b,SW_5c,SW_5d控制。

虽然“晶闸管”的词义通常表达其关断是不可控的，在图2中由于对逆变器使用了PWM，因此使用了控制极可关断型晶闸管。因为GTO(控制极可关断晶闸管)，GCT(控制极换流晶闸管)及IGBT(绝缘栅极双极性晶体管)通常也可以作为图2中的功率开关装置工作，因此以下将假定该“晶闸管”的表达包括所有这些功率开关装置。

每个晶闸管与一个二极管6a,6b,6c,6d反向并联。滤波器12包括两个电抗器9b,9a及一个电容器8，用于滤去由逆变器7的PWM控制产生的高次谐波。该滤波器的端子连接到晶闸管5a,5b及二极管6a,6b的互连点和晶闸管5c,5d及二极管6c,6d的互连点。DC电容器连接在晶闸管及二极管的另外端子上。

串联补偿器3的电路构型例如被描述在同一申请人的欧洲专利申请No.98116096.3,No98106780.4及No99124851.9中。这些专利申请特别描述了串联补偿器的起动及停止控制及断开控制。

逆变器7的PWM控制根据图3中所示的原理图来进行。图2中调制信号发生装置11产生正弦调制信号m及锯齿波发生器10输出两个锯齿载波信号cs1,cs2。通过将调制信号m与各载波信号cs1,cs2相比较产生出PWM控制信号SW_5a,SW_5d。即当调制信号幅值大于载波信号cs1的幅值时，PWM开关信号SW_5a为ON(通)，当调制信号幅值小时，它为OFF(关)。类似地，当调制信号幅值大于反向载波信号cs2的幅值时，另一PWM开关信号SW_5d从ON转换到OFF。PWM开关信号SW_5a,SW_5d用于触发晶闸管5a,5d。应当指出，当然将类似的控制信号旋加给晶闸管5b,5c，但为了简明起见，这里不再描述。

假定DC电容器CD_C被充电到u_DC，连接端子3a,3d上的输出电压u_C将具有图3中下图所示的波形。可以理解，通过改变调制信号和/或载波信号的相应幅值和/或通过改变调制信号和/或载波信号的相位，可获得输出电压u_C(以下也称为逆变器端子电压或补偿器输出电压)的不同波形。比较图2及图3可看出，输出电压u_C基本为施加到端子3a,3b上的电压。

虽然从图3仅看到由于逆变器7的PWM控制使端子电压u_C改变，但由于通过线路电抗L_AC的耦合作用电流及电压相联系，当然线路电流I也会改变。现在将说明PWM控制对线路电压及线路电流的同时作用。

图4a表示用于说明电流及电压控制所需的图2中基本部分的概图。图4b表示用于图4a的矢量原理图。如同图1a中的情况，在图4a中，补偿器3被串联在连接到AC电力系统1a,1b的电力传输线2a,2b之间。为了解释电流及电压控制相对它们的相位关系，不需要明确考虑线路阻抗R_AC，虽然应理解在图4a中当然也存在线路阻抗R_AC。逆变器控制在图中以框图表示并具有标号7。设置了调制信号m以便执行PWM控制。u_L是由于线路阻抗L_AC出现的电压，i是线路电流，i_DC是流过DC电容器C_DC的电流，u_DC是DC电容器C_DC上的电压，及u_C是串联补偿器3的输出电压此外，u_X是架空线电压，即AC电源之间的电压差。为了简明起见，对于相位关系不一定考虑DC侧的漏电导，它可包括开关损耗，电容器的漏电损耗和/或DC滤波器的损耗(基本为DC电容器C_DC的并联电阻)。

图4表示矢量原理图及其中也表示参照图4a说明的各电压补偿器3可使用DC电容器电压u_DC输出具有限定幅值及任意相位的输出电压u_C。

图5(a),5(b)及5(c)分别表示无补偿，控制线路电流i时的容性及感性操作的情况。这就是，当补偿器3将零电压u_C注入线路则感应电压u_L与架空线电压u_X相同(图5(a))。在此情况下，线路电流相对感应电压u_L滞后90°地流过传输线。

当补偿器3将对线路电流i导前90°的容性电压u_C注入时，则感应电压u_L增加，及由此线路电流i也增加(图5(b))。

另一方面，当补偿器3将感性电压u_C注入线路时(u_C与感应电压u_L同相位)，感应电压u_L则减小，及由此线路电流i也减小(图5(c))。因此，补偿器3的第一目的是，线路电流i可通过补偿器3输出的电压(通过补偿器输出电压u_C的幅值及相位)来控制(增加及减小)。此外，当然熟练技术人员将理解以上对于单相的描述能以相同方式用于三相系统。

当然，图5的控制仅可当DC电容器C_DC被充电到预定电压u_DC才可能进行，因为否则将无电压可注入线路。也可不使用电池和另外的电源，可从线路将潮流供给DC电容器C_DC来有利地控制补偿器3。将参照图6及图7来说明从线路到电容器的这种充电或有功潮流。

如前所述，DC电容器C_DC的充电需要从传输线2a,2b经过逆变器7到DC电容器C_DC的有功潮流。为了从电力系统1a,1b取得有功功率，补偿器3必须将施加的AC电压u_C的有功分量供给DC电容器C_DC。

在稳态条件下，如参照图5(c)所解释的及图6(a)中所示的，补偿器3输出与线路电流I有90°相位差的无功电压u_C。该情况出现在充电控制的初始状态及最终状态，如图6(a)及6(c)所示。

当补偿器3在短时间间隔中输出有功分量以取得有功功率时，感应电压也瞬时地改变，如图6(b)所示。瞬态的感应电压包括di/dt分量及ωLi分量。当产生出di/dt分量时ωLi分量受到影响。然后，ωLi分量的变化影响到di/dt分量，及线路电流以图6(b)中所示的振荡方式波动。因此，充电过程不仅影响电容器电压而且影响线路电流。其理由是通过线路电感L_AC的耦合作用，如考虑电流及电压的动态特性可以理解的。

即，电感L_AC的电压等式可写为：

L_AC(di/dt)=u_AC    (1.1)

式中L_AC,i及u_AC为线路电感，线路电流及感应电压如果引入其频率在稳态下为ω的旋转参考系，则：i=I_dcos(ωt)-I_qsin(ωt)      (1.2)u_AC=U_dcos(ωt)-U_qsin(ωt)    (1.3)电压等式(1.1)可被分解成如下的分量等式：L(dI_d/dt)=ωLI_q+U_d           (1.4)L(dI_q/dt)=-ωLI_d+U_q          (1.5)现在可理解，如图6(b)中所示，如果U_d(施加电压的有功部分)改变了，则I_d(电流的有功部分)也改变及I_q(电流的无功部分)也受影响。图7表示线路电流控制对DC电压的耦合。线路电流控制引起的补偿器电压无功分量的快速变化产生了电感电压的di/dt分量。因此，线路电流矢量I朝首先变化的方向移动。然后，ωLi分量及di/dt分量以相同机理但相反的耦合彼此影响。其结果是，线路电流具有波动及与补偿器电压同相位分量的有功分量。该有功分量现在引起有功功率在瞬态中从电力传输线流入DC电容器C_DC，如图7(b)所示。但是，如果线路电流受到控制，DC电压显然也受到线路电流控制的影响。

如从上面图4,5,6,7的描述中可理解的，用于串联补偿器的控制器的主要目的是执行控制，以如图5中所示地增加/减小线路电流，及通过使有功潮流入DC电容器C_DC来对DC电容器C_DC充电，如图6,7所示。以下将说明这种控制器。

现有技术的电流及电压控制

图8及图9表示分别用于单相及三相系统的控制器。这种控制器基本包括一个电流环及一个电压环的控制器已由第8届欧洲电力电子学及应用会议(EPE)论文集论文“混合式无变压器无功串联补偿器”，-洛桑1999，第1-10页所公知。以下将参照图8说明单相系统的控制原理方案。

串联补偿器3具有上述参照图2或4所解释的结构。它以补偿器端子3a,3b串联在电力传输线2a,2b中。该补偿器3被调制信号m控制。电流传感器24检测线路电流I及电压传感器26检测DC电容器电压u_DC。

在电流及电压之间存在以下等式表示的关系(其中也包括线路电阻R_AC): $L_{\mathrm{AC}}\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}}=-R_{\mathrm{AC}}i+{\mathrm{\μ}}_x-{\mathrm{\μ}}_c----\left(2.1\right)$ $C_{\mathrm{DC}}\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{DC}}}{\mathrm{dt}}=-G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}+i_{\mathrm{DC}}----\left(2.2\right)$ 再引入如等式(1.2)及(1.3)的稳态情况下的参考系ω得到：i=i_dcosωt-i_qsinωt      (2.3)u_C=u_cdcosωt-u_cqsinωt   (2.4)u_x=u_xdcosωt-u_xqsinωt   (2.5)当然，本领域技术人员理解，这些等式与复平面内以例如i=Re[(i_d+ji_q)^ejωt]的矢量表达相一致。将等式(2.3)-(2.5)插入等式(2.1)可获得： $L_{\mathrm{AC}}\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}-\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{AC}}{i}_q]\cos \mathrm{\ωt}-[L_{\mathrm{AC}}\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{AC}}{i}_d]\sin \mathrm{\ωt}=$ $[R_{\mathrm{AC}}{i}_d+u_{\mathrm{xd}}-u_{\mathrm{cd}}]\cos \mathrm{\ωt}-[R_{\mathrm{AC}}{i}_q+u_{\mathrm{xq}}-u_{\mathrm{cq}}]\sin \mathrm{\ωt}---\left(2.6\right)$ 为了获得旋转参考系ω中AC电流的动态等式，将求得余弦及正弦的系数： $L_{\mathrm{AC}}=\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=-R_{\mathrm{AC}}{i}_d+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{AC}}{i}_q+u_{\mathrm{xd}}-u_{\mathrm{cd}}---\left(2.7\right)$ $L_{\mathrm{AC}}\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=-R_{\mathrm{AC}}{i}_q-\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{AC}}{i}_d+u_{\mathrm{xq}}-u_{\mathrm{cq}}---\left(2.8\right)$

等式(2.7)及(2.8)分别描述电流动态变化。等式(2.2)中DC电压的动态变化可使用AC及DC侧功率平衡而涉及AC电流动态变化。当然，在补偿器3的输出端子3a,3b上的输出电压u_C直接涉及施加给逆变器7的调制信号m。因此，原则上，补偿器3的输出电压u_C具有以下与调制信号m的关系：

u_C=mu_DC      (2.9)

再引入参考系ω及将该参等系也施加给调制信号有m=m_dcos(ωt)-m_qsin(ωt)，必须存在以下的幅值关系：

u_cd=m_du_DC    (2.10)

u_cq=m_qu_DC    (2.11)

将等式(2.10)及(2.11)插入等式(2.7)及(2.8)得到： $L_{\mathrm{AC}}\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=-R_{\mathrm{AC}}{i}_d+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{AC}}{i}_q+u_{\mathrm{xd}}-m_d{u}_{\mathrm{DC}}---\left(2.12\right)$ $L_{\mathrm{AC}}\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=-R_{\mathrm{AC}}{i}_q-\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{AC}}{i}_d+u_{\mathrm{xq}}-m_q{u}_{\mathrm{DC}}---\left(2.13\right)$

因为补偿器的瞬时AC有功功率PAC=u_C*i及瞬时DC有功功率PDC=u_DC*i_DC在无逆变器损耗的情况下必须平衡，DC电流可被写为： $i_{\mathrm{DC}}=\frac{u_{C}i}{u_{\mathrm{DC}}}=\mathrm{mi}=\frac{1}{2}(m_d{i}_d+m_q{i}_q)+\mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{\mathrm{DC}}----\left(2.14\right)$ 式中Δi_DC代表在单相中AC功率的变化引起的电流波动。ΔI_DC可由下式表示：(2.15)

因此通过将等式(2.14)代入等式(2.2)可获得等式(2.16)的DC电压动态变化： $C_{\mathrm{DC}}\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{DC}}}{\mathrm{dt}}=-G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{1}{2}(m_d{i}_d+m_q{i}_q)+\mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{\mathrm{DC}}----\left(2.16\right)$

以上等式尤其是等式(2.12)及(2.13)表示AC电流(i_d及i_q)及DC电压(u_DC)实际可通过调制信号(m_d及即通过调制指数m_d及m_q来控制。并且等式(2.16)表示这是可能的。

图8表示一个系统中由两个反馈控制环组成的基本控制器，其中一个是AC电流幅值控制及另一个是基于由上述等式得到的调制指数的DC电压控制。因为无功串联补偿器仅可控制稳态时的无功功率及AC电流的q-轴分量通过锁相环18保持零值，m_q涉及感性和容性电压，并用于控制AC线路电流幅值。DC电压被m_d控制，因为它涉及有功功率及仅为等式(2.16)中i_q=0时可得到的信号。

图8表示该串联补偿器基本控制的框图。该控制器的组成为：具有幅值检测器21的电流控制器20，具有滤波器15的DC电压控制器16，电流相位检测器(PLL)18，坐标变换单元14，及用DC电压波动补偿装置13补偿DC电压波动。

原理上，图8中所示的控制器执行由上述等式(2.12),(2.13),(2.16)所限定的控制。幅值检测器21检测由电流检测器24传感的线路电流标号22表示一个减法器，它从幅值检测器输出值i_d中减去指令值i_d ^ref。标号20表示电流控制器，例如为PI或PID控制器，它输出调制信号的实数部分m_q。

标号15表示一个滤波器，用于对基波频率的二次谐波滤波。标号19表示减法器，用于从电压指令u_DC ^ref中减去滤波器15的输出。标号16表示DC电压控制器，即PI或PID控制器，它输出调制信号m的实数部分m_d。

如以上所解释的，标号18表示相位检测器(例如锁相环PLL)，它输出锁在由电流检测器24检测的线路电流I的相位上的参照信号sin(ωt),cos(ωt)。如上所述，基本上，无功串联补偿器3输出无功电压U_c，及由此原因，该控制系统需要关于AC线路电流i相位的输出。在图8的单相系统中，使用从AC电流I直接测量相位。相位检测器18包括一个锁相环PLL，它产生相位的余弦及正弦函数。

标号14表示坐标变换装置，它包括第一及第二乘法器14a,14b，用于使调制信号m的实数及虚数部分mq,md乘以参考信号sin(ωt),cos(ωt)。标号14c表示减法器，它从第二乘法器14b的输出中减去第一乘法器14a的输出。其输出为调制信号m，它是一个复数信号。

如上所述，标号13表示一个DC电压波动装置，它包括一个乘法器13a及除法器13b。乘法器13a将减法器14c的输出信号乘以除法器13b的输出，并输出调制信号m。除法器13b将滤波器15的输出除以滤波器15的输入。滤波器15及单元13可选择地使周，虽然它们的使用可有利地减小谐波作用。

上述单元基于传感电流i及传感的DC电容器电压u_DC形成用于电流及电压两个控制环。

电流控制环输出q-轴调制指数m_q，并使用反馈控制来控制AC电流的幅值。当测量电流幅值i_d大于参考值时，电流控制器20在正向上修改m_q，以移向较小的电流工作点。当测量电流幅值i_d小于参考值时，在反方向上执行操作。因此，在电流控制器20紧前面的减法器22对于参考信号i_d ^ref具有负号。对于单相补偿器，幅值检测器21最好是峰值检测器、整流器等。

另一方面，电压控制器16输出调制信号m的有功分量m_d，以控制补偿器3的DC电压当DC电压下降时，电压控制器16将增加m_d，以使补偿器3的AC电压有功分量增加及执行从AC系统向DC电容器流入功率。当DC电压u_DC增加时，m_d将被DC电压控制器16在负向上修改。在DC电压中具有由一个周期中单相AC功率变化引起的两倍于基频的波动。为了减小控制器中的波动，最好设置检测滤波器15，因为该频率通常比电压控制环的主频率高很多。

相位检测器18检测或跟随AC电流i的相位，以提供同相的正弦参考信号sin(ωt)及另一与AC电流正交的信号cos(ωt)。在图8中cos(ωt)是同相的参考信号及sin(ωt)是相差90°的信号。

当m_q及m_d从电流及电压控制环输出时，组合装置14、即坐标变换装置将m_q及m_d转换成单相AC调制信号。在此情况下，m_q是超前AC电流90°的分量，由此在变换的减法中对于m_qsin(ωt)具有负号。

如上所述，DC电压波动补偿装置13设在坐标变换装置14的下游。作为单相AC/DC变换器，DC功率的波动具有AC功率传输系统基频的两倍频率。此外，补偿器的AC输出电压被标为m*u_DC。如果调制信号m是正弦的，它将由波动引起失真。因此，最好进行波动的补偿，以便保持输出电压与二次谐波无关。滤波器15输出的滤波DC电压(无波动)除以瞬时DC电压u_DC(有波动)对减法器19提供补偿信号。坐标变换的输出乘以该补偿信号。因此，输入到减法器19的补偿信号可被表达为u_DCO/u_DC，其中u_DCO为电容器电压u_DC的DC分量。因此调制信号可被写为：

m=u_DCOm_o/u_DC    (3.1)

式中m_o是变换单元13的输出，及补偿器的输出电压u_C正比于m_o：

u_C=u_DCO*m_o    (3.2)

虽然图8表示用于单相系统的控制器的原理结构，但图9的三相系统控制器完全类似于图8中的单相系统。除了图8中的各单元外，图9还包括三相极坐标变换单元21及相位转动单元17。相位检测器18接收来自电压检测器23的信号，后者以参考系ω检测三个线路电压的相位。基本上，三相极坐标变换单元21输出由电流检测器24检测的三相电流值的电流幅值i_d。类似地由图8中相位检测器18输出的参考信号sinθ,cosθ在这里由电流相位检测器17输出。如图8中那样，坐标变换装置14接收调制指数mq,md及由三相极坐标变换单元21输出的检测电流幅值。在图9中的其它单元完全相应于参照图8描述的单元，其区别在于：对每相分别设置了补偿器3,DC电压波动补偿装置13，坐标变换装置14,DC电压控制器16及2f滤波器。

如上所述，该无功串联补偿器3输出无功电压U_c及为此原因该控制系统在三相系统中也需要关于AC线路电流i的相位的输入。在图9的三相系统中，使用AC电压间接地测量相位。相位检测器18包括锁相环PLL的相位检测器18首先产生AC电压的相位。但是，AC电压的相位与AC电流的相位不同，以致需要修改。该修改是由相位差检测单元21及相位转动单元17作出的。使用这些单元21,17，修改信号sinθ,cosθ与AC电流i同步。这些单元的功能如下。

单元21接收由电流传感器24检测的三相AC电流，及输出它的幅值及与AC电压相位(如由传感AC线路电压相位的相位检测器18的输出sinωt,cosωt提供的)的相位差。因此，该单元21基于幅值检测输出电流幅值id及通过相位差检测输出相位φ。

如上所述，单元18基本上响应相位检测。它输出相应相位的正弦及余弦函数。因此，正弦及余弦函数代表输入AC电压的单位幅值信号。例如，一个AC电压相位与余弦函数具有相同的相位，及另外的电压相位具有±120°相位差。在单元14中使用单位幅值AC信号。相位转动单元17接收电压PLL单元18的余弦及正弦函数，它们各具有与AC线路电压相同的相位。但是，坐标变换装置14需要AC电流相位，而不是AC电压相位。因此，相位转动装置17修改电压PLL单元18的输出，以使余弦及正弦函数具有与AC电流相同的相位。这基本是由矢量的转动变换得到的，这些矢量是笛卡儿坐标的笛卡儿分量、即余弦及正弦表示的。

上述用于电流及电压控制的控制系统被概括在图10的框图中。这就是，由单元24,21,18,22,20提供电流控制环及由单元26,15,19,16提供电压控制环。组合装置14,13可以等同，它们组合调制指数m_q及m_d，以便最后将调制信号m输出给补偿器3。

恒定DC电压及恒定调制指数控制的问题

如上参照图1-10所解释的，如图8中所示的控制器产生调制信号m=m_dcos(ωt)-mqsin(ωt)，并通过载波信号CS1,CS2使施加到补偿器端子3a,3b的电容器电压u_DC受到控制，以便执行基本如图5所示的线路电流控制。如果载波信号CS具有恒定的幅值及频率，则补偿器端子输出电压(如图11a所示)的波形为脉宽调制信号，它的波形是由调制信号幅度确定的(当然也由频率、这里为线路频率确定，假定它为恒定)。因为补偿器端子输出电压基于调制信号产生，输出电压的基波分量被视为与调制信号相同，如图11B所示。但是，补偿器端子输出电压也包括谐波如图11c所示。这些谐波是不希望有的，因为实际由补偿器端子供电的电压仅包括如图11b所示的基波分量。谐波分量的产生量当然取决于特征信号幅值。例如，当调制信号幅值增加时，最后存在一种情况，即调制信号幅值任何时候均超过其载波信号的幅值。以使得施加给端子3a,3b的电容器电压为完全对应基波分量波形的方波。这就是，当调制指数等于1时，当然基波分量的值将大于任何谐波分量。

图12表示基波幅值及谐波的有效值(均方根值)，及可看到，谐波分量根据调制信号(基波分量)变化，即更确切地，随调制指数变化。从图12可看到，对于大于≈0.65的任何调制指数，谐波具有比基波分量低的值，以使得在0.65-1之间的区域中(例如图12所示)可使用补偿器输出电压的调制指数控制，即调制信号的幅值应根据希望产生的输出电压来变化。但是，应指出，在≤0.65的低调制指数区域(低基波分量区域)中谐波有效值大于基波分量。因此，最好选择具有≥0.65的高调制指数的恒定调制指数控制，因为这样可获得足够的谐波抑制。

但是，恒定调制指数控制具有另外问题，如DC电压的可控性能在零或很低的DC电压区域中变坏，因为无功电压不能足够地注入线路中。因此，不能对补偿器端子输出电压的所有值运用恒定调制指数控制。尤其是，在恒定调制指数方法中，电流控制器20调节DC电压但是，如果补偿端子输出电压为零，则DC控制控制电压也为零。在此情况下，DC电容器不再能从传输线吸收有功功率及DC电压不再能被受控制。因此，DC电容器c_DC必需由电池或预充电电路充电。为了避免零线路电压u_C，美国专利US5198746使用绝对值电路，它将电压箝在预定值上，甚至当逆变器零输出端子电压时也如此。因此，能保持可控制性能。

因此，在低补偿器输出端子电压的情况下，对于连续工作不能使用恒定调制指数控制，即必需保证DC控制电压的最小限值。

此外，当运用恒定调制指数方法时，如果在单相逆变器中DC电压受到扰动，当补偿器输出端子低电压时DC电容器电压达到零。因此，输出端子电压的可控性能下降。这些扰动的原因是，单相逆变器的DC电流包括由于瞬时功率变化引起的二次谐波扰动。因此，在DC电路中缺少二次谐波滤波器的情况下，DC电压具有相同频率的扰动。如果DC电压扰动幅值大于DC电容器电压的平均值，DC电容器的瞬时电压将达到零。由于使用了反并联二极管，逆变器不能提供负的DC电压，因此，当扰动引起DC电容器降低到零以下时，补偿器端子输出电压不可被控制。

但是，补偿器端子输出电压u_C不能仅由调制指数(即调制信号幅值)控制，而也要由改变DC电容器电压u_DC而不是调制指数来控制。其理由是，补偿器端子输出电压u_C取决于电容器电压u_DC的幅值。因此，不仅脉宽的改变(调制指数的改变)，而且电容器DC电压u_DC的改变可导致不同输出电压u_C的产生。因而，补偿器端子输出电压u_C可被电容器DC电压和/或调制信号幅值控制。

如以上参照图5(a),5(b)及5(c)所说明的，可通过补偿器3输出的电压来控制线路电流i。基波的幅值可通过改变脉宽(通过改变调制信号幅值=调制指数控制)或通过改变DC电容器的实际电压u_DC(通过调节参考电压u_DC ^ref)或通过这两种方法的组合来改变。图13及图14分别表示对于恒定DC电压方法及可调DC电压方法的输出电压波形的例子。图15表示可调DC电压控制方法的效果。

当补偿器输出端子电压被具有高调制指数的DC电压(见图14)控制时，逆变器输出电压的谐波分量减小，如可从图15看出。图15表示具有单位调制指数的可调DC电压的基波分量及谐波分量。因为该波形类似于在整个区域中单位调制指数的波形，基波及谐波分量的比例对于所有调制指数均相同。因此，谐波分量总是低于基波分量，并小于恒定DC电压控制的谐波分量(即如图12及15中虚线所示的可变调制指数控制)。如果假定没有来自传输线系统源1a,1b的谐波注入，线路电流的谐波完全取决于逆变器输出电压的谐波。如果使用了可调节DC电压方法，谐波的值将总是低于基波分量的值，以致不会产生问题。

与是使用恒定还是可调DC电压控制方法无关，逆变器元件的电流是相同的，因为该电流实际是流过线路的线路电流i。逆变器元件的损耗、如晶闸管及二极管的损耗固定地取决于流过的电流如果开关频率降低，元件损耗也降低。但是，如果开关频率降低，补偿器端子输出电压u_C的谐波将增加。因此，在由最大发生谐波设置的预定限值下开关频率不可降低。因而，当逆变器低损耗工作时(降低开关频率达到其下限)，仅可降低DC电容器电压来进一步降低谐波(假定恒温的条件)。此外，降低DC电容器电压也可减小DC电容器或补偿器中滤波元件的漏电损耗。

暂态问题

如果在传输线2a,2b中的电源1a,1b具有恒定电压幅值及相位，电流i的当前幅值主要正比于简化传输线2a,2b电感上的电压u_L。如参照图5已解释的，补偿器3可通过在补偿器端子输出电压上注入补偿电压u_C来改变电压u_L。因此电流幅值的改变正比于注入电压u_C的幅值。这意味着，电流控制器的输出应与注入电压u_C具有线性关系。如果电流控制器的输出正比于补偿电压u_C，该控制器可线性地工作。例如，需要改变的电流幅值是两倍大，电流控制器可使它的输出m_q(cc_out)改变到它先前值的两倍。这就是，电流幅值正比于(架空线电压u_X)-(注入电压u_C)。但是，如果参考电压突然降低，在此瞬态电容器上的电压可达到零。如上所述，必需避免零电压，因为逆变器的开关元件仅可处理正电压。因此，在使用线路电流的可调节DC电压控制情况下参考电压瞬时减小时，在电容器上出现零电压的附加问题。

耦合控制的问题

如由等式(2.12),(2.13)及(2.16)已得出的，该控制器的固有问题是-由于线路阻抗L_AC引起的电流与电压的耦合-该控制以固有的方式进行，即电压u_DC也依赖于调制指数m_q(如虚线VDEP所示)，及检测电流id也依赖于调制指数m_d(如虚线CDEP所示)。这就是，由上述耦合等式(1.1)-(1.5)及(2.1)-(2.16)可清楚地看到，图8,9的控制器执行的电流及电压的控制不是彼此独立的。

图16中的概图表示如图10中的虚线VDEP,CDEP所示相同的依赖性。图17b表示图16的传递函数的频率特性及电力传输线的不同电流幅值。如图17a所示，调制指数有功分量m_d与电流幅值i_d的耦合大于电流幅值的主传递函数。另一耦合与主传递函数相比在高频区域具有大的增益。此外，主传递函数随工作点(在此情况下为电流幅值)改变，因此，使用图16的控制系统将使控制性能变差。此外，应指出，图10,16中的耦合控制独立地进行，不管是考虑单相系统还是三相系统。

图17a表示包括耦合控制的基本控制的阶跃响应。如在图17a中时间点0.1上所示，当DC电压以阶跃函数改变时(为了确定电压及电流之间的动态耦合)，在AC线电流中具有大的脉动。类似地，当阶跃函数-DC线电流e_d发生类似变化时，则-在时间点0.5上-DC电压也发生变化。因此，图17a也表示：在用于无变压器式无功串联补偿器的传统控制器中电压及电流的控制不能单独地进行。

如上所述，传统控制器或是以可变调制指数及恒定DC电压工作，或是以恒定调制指数及可变DC电压工作。但是，仍具有在补偿器端子输出电压中产生谐波的问题。此外，具有DC电压降到零使控制不能进行的问题。此外具有开关损耗及电容器漏电损耗的问题。还具有瞬态特性中零电压的问题。另外具有电压及电流控制环相耦合的主要问题。

本发明是为了克服上述问题作出的。本发明的主要目的是提供一种控制器，它能降低补偿器端子输出电压中的谐波产生并能避免零电压。

该目的是通过一种用于控制插入在传输线中的无功串联补偿器的控制器来实现的，该控制器包括：线路电流检测装置，用于检测在电力传输线中流动的线路电流DC电压检测装置，用于检测与无功串联补偿器中逆变器的调制器相连接的电容器上的DC电压；调制信号发生装置，用于产生形式为：m=m_dcos(ωt)-m_qsin(ωt)的逆变器调制信号，其中ω=供给补偿器的调制器的作为调制信号的线路频率；电流控制环，用于将线路电流控制到参考值，所述电流控制环的电流控制器输出调制信号的调制指数m_q’；及电压控制环，用于将DC电容器的DC电压控制到预定参考值上，所述电压控制环的DC电压控制器输出所述调制信号的调制指数m_d’。

这就是，根据本发明的第一方面，将基于这样的方式执行控制，即对于高输出电压区域使用可调节DC电压控制及对于低输出电压区域使用恒定DC电压控制。因比，在高输出电压区域中谐波被减少，及在低输出电压区域中与恒定高DC电压控制相比谐波仍被减少。这种控制器也避免了DC电容器上的零DC电压及维持了最小DC电压，用于从容性到感性方式或相反的连续工作。根据本发明的控制器还具有降低开关损耗的优点，因为至少在可调节DC电压控制中可选择恒定的调制指数，以使得开关频率尽可能小。

根据本发明的第二方面，该控制器包括变化率限制器，用于限制施加给电压控制环的预定电压的变化率。这避免了在瞬态时电容器DC电压速降到零。因此，该变化率限制器尤其解决了在可调节DC电压区域中避免在瞬态时零DC电压的问题-特别是电流参考值突然变化时。

根据本发明的第三方面，尤其是对于在可调节DC电压区域中使用变化率限制器，根据本发明的控制器还包括去耦控制装置，它接收电流控制器的调制指数m_q’及DC电压控制器的调制指数m_d’，及将新的调制指数m_q及m_d输出给调制信号发生装置，以使得线路电流独立于DC电压控制器的输出m_d’及使得DC电容器电压独立于电流控制器的输出m_q’，其中AC电流幅值及DC电容器电压可被独立地控制。在电压及电流控制环中设有去耦控制装置，并用于作与电压控制调制指数无关的电流控制及与电流调制指数无关的电压控制。与变化率限制器相组合，这进一步改善了当瞬态参考电压突然变化时的动态性能。

本发明的其它有利实施例及改进被列在从属权利要求中。以下将参照其有利实施例来描述。但是，应当理解以下在附图说明中的描述仅涉及本发明人目前认为的最佳实施方式。尤其是，本发明可包括多个特征组成的实施例，这些特征在权利要求书及说明书中是被独立地描述的。

在所有附图中，相同及相似的标号表示相同及相似的部分。

图1a表示电力传输系统中串联补偿器的主要结构；

图1b表示包括用于每相的补偿器的三相系统；

图2表示用在图1a,1b中的一个典型补偿器的详细框图；

图3表示图2中所示逆变器的PWM控制；

图4(a)-(b)包括根据图1a,1b的补偿器的电力传输系统中电压及电流的主要关系；

图5(a)-(c)表示用于控制线电流的矢量图；

图6(a)-(c)表示当DC电容器C_DC充电时电压及电流依赖性的矢量图；

图7(a)-(c)表示当瞬态时DC电容器的充电；

图8表示传统的单相控制器；

图9表示传统的三相控制器；

图10表示图8及图9控制器中耦合作用的概图；

图11表示在补偿器端子输出电压中的谐波分量的产生；

图12表示当使用可变调制指数控制时将谐波分量有效值与基波分量有效值比较的示图；

图13表示恒定DC电压控制的一个例子；

图14表示可调节DC电压控制的一个例子；

图15表示当使用可调节DC电压控制时将谐波分量有效值与基波分量有效值比较的示图；

图16表示图10中所示耦合作用的概图：

图17a表示图8,9中所示基本控制器的阶跃响应；

图17b表示图8,9中所示传统控制器的增益特性；

图18a,18b表示根据本发明的控制器，它尤其包括控制方法选择装置SS(信号分离器)；

图19表示图18中所示控制方法选择装置的功能；

图20表示信号分离器的第一实施例；

图21表示信号分离器的第二实施例；

图22表示根据本发明的控制器的特性，尤其将它们与根据传统技术的恒定DC电压控制相比较；

图23表示信号分离器的第三实施例，尤其是根据本发明第二方面用于避免瞬态时零电压的变化率限制器；

图24表示当在恒定调制指数控制方法中使用根据本发明第二方面的变化率限制器时的静态特性及瞬变轨迹；

图25a表示当使用图23中的变化率限制器时变量随时间的变化；

图25b表示当在信号分离器前放置变化率限制器时变量随时间的变化；

图25c表示离散时间方式的变化率限制器的实施例；

图25d表示类似于图24中的变化率限制器的功能；

图26表示根据表发明第二方面的信号分流器的第四实施例；

图27a表示根据本发明控制器的第三方面，尤其包括在图16中所示耦合单元上游的去耦控制装置；

图27b表示根据一个实施例的控制器的原理框图，它包括根据图27a的去耦控制装置；

图27c表示根据非线性微分的近似方程执行的去耦；

图28表示包括根据本发明的具有电压PLL的三相系统一个实施例的去耦控制的控制器框图；

图29表示根据本发明一个实施例的去耦控制装置的详细框图；

图30a表示根据本发明一个实施例的单相控制器的框图；

图30b表示根据本发明一个实施例的分量检测器；

图31a表示使用根据本发明一个实施例的去耦控制的阶跃响应；

图31b表示具有根据本发明一个实施例的简化去耦控制的增益特性；

图32a表示如图14的一个三相系统，但是使用根据本发明第二实施例的用于线路电流相位检测的电流PLL；

图32b表示如图16a的一个单相系统，但是使用根据本发明第四实施例的用于线路电流相位检测的电压PLL；及

图33表示根据本发明第三方面的控制器，它与图27-32中所示的去耦控制一起使用信号分离器；

图34表示信号分离器的第五实施例；

图35表示当在图33的去耦控制器中使用信号分离器时的瞬态特性。

第一方面(控制方法选择)

如上所述，根据现有技术，在补偿器端子3a,3b上的输出电压u_C可用两种不同控制方法控制。第一种控制方法是改变调制信号m的幅值的技术，它导致脉宽的改变及由此输出电压u_C的改变(见图13)。第二种方法是通过改变DC电容器电压U_DC改变输出电压的技术。两种方法均具有其问题，即产生谐波，DC电容器电压跌到低于零值(阻碍了控制及从线路取得有功功率)及开关损耗。以下将参照图18a，图18b及图19来描述避免这些问题的本发明的第一方面。

图18a表示该控制器的框图，它包括线路电流检测装置24,DC电压检测装置26，调制信号发生装置13,14，电流控制环18,21,22,20及电压控制环15,19,16，如已参照图10所描述的，这就是，调制信号发生装置13,14产生m=m_dcos(ωt)-m_qsin(ωt)形式的调制信号，它用于将DC电容器CDC的DC电压施加给补偿器端子3a,3b。电流控制器20输出相应于补偿器所需补偿器端子输出电压u_C的控制信号。此外，根据预定的参考电压u_DC ^ref，电压控制器16输出用于所述调制信号的调制指数m_d。

根据本发明，这种控制器还包括一个控制方法选择装置SS(以下称为“信号分离器”)，作为其输入它接收由电流控制器20输出的控制信号cc_out，它具有输出所述调制信号m的调制指数m_q的第一输出，及具有第二输出，即连接到电压控制环的减法器19及输出预定参考电压u_DC ^ref。如图18a所示，由控制方法选择装置SS输出的调制指数mq施加给装置13,14等，其方式与图10中相同。但是控制方法选择装置SS连接到电压控制环允许根据电流控制器输出信号cc_out调节预定参考电压u_DC ^ref，它指示所需的补偿器端子输出电压。因此，根据电流控制器输出信号cc_out可通过调节调制指数m_q(改变调制信号幅值)和/或参考电压u_DC ^ref(调节DC电容器电压u_DC的幅值)来组合控制补偿器端子输出电压u_c。以下将说明通过控制方法选择装置SS怎样产生m_q,u_DC ^ref的技术。

但首先，应当理解，根据本发明的电流控制装置SS可被用于如图8或图9中所示的单相系统或三相系统。图18b表示单相系统的实施例，其中当然仅设置一个控制方法选择装置SS。在图9的三相系统中使用单个电流控制器20，因此，在三相系统的情况下，也仅设置一个控制方法选择装置SS(插在电流控制器20及调制信号发生装置14,13之间)。在此情况下，对于所有三相mq及DC参考电压u_DC ^ref是相同的。换一种方式，如果各个相用如图18b所示的单独控制器时，当然电流控制器及控制方法选择装置SS要设置三个。在图18a中用围绕框SS的虚线表示使用一个或三个控制方法选择装置SS。

图19表示控制方法选择装置SS的功能。因为输出电压可被DC电压u_DC及调制指数m_q两者控制，该选择装置SS提供选择，使可调DC电压控制用于高输出电压区域及使恒定DC电压控制用于低输出电压区域。通过预定补偿器端子输出电压阈值u_cth，例如最大DC电压的20％来分隔高电压及低电压区域。这就是，当补偿器端子输出电压uC大于预定补偿器端子输出电压阈值u_cth时，控制方法选择装置SS输出恒定调制指数m_q及根据由电流控制器输出cc_out所指示的补偿器端子输出电压u_C的增加或减小来增加或减小参考电压u_DC ^ref。如上参照图15所述及由图19中以“谐波分量”线表示的，在控制区域u_C＞u_cth时谐波减小，由此没有谐波产生的问题，即谐波分量的有效值总是低于基波分量的有效值。

当补偿器端子输出电压u_C小于所述预定补偿器端子输出电压阈值u_cth、即u_C＜u_cth时，控制方法选择装置SS输出实质恒定的参考电压u_DC ^ref及根据由所述电流控制器输出cc_out所指示的补偿器端子输出电压u_C的增加或减小来增加或减小调制指数m_q。在u_C≤u_cth的低输出电压区域中，谐波电流不象图15所示地减小，但是与图19中虚线所示恒定高DC电压方法相比仍有减小。因此，对于u_C＞u_cth，谐波线与图15中相同。因为DC电压下降、例如最大下降20％，当最大DC电压在低区中时，谐波分量也是恒定DC电压方法的20％。因为对于高输出电压区域使用了可调节DC电压控制(恒定调制指数)及对于低输出电压区域使用了恒定DC电压控制(可变调制指数)并由于在阈值电压u_cth上匹配这两种方法，可在整个输出电压范围上获得低谐波分量。

除了在整个控制范围上保持低谐波分量外，根据本发明的控制方法还具有另外优点。如上所述，在控制范围u_C＜u_cth中，被设置成恒定的DC电容器电压(图13)。尤其是设置成，在电压u_cth=0.2*u_DC ^max(可调节DC电压控制的最低值)时获得低谐波分量。即使这时控制方法被转换到可变调制指数控制(而保持电容器电压U_DC到0.2U_DC ^max的恒定电平)及当具有零补偿器输出电压u_C时也不会产生问题。如果突然需要从零增加输出电压，则首先增加调制指数m_q及然后增加电容器电压因此，甚至在零电压输出时，也可以进行控制。

如上所述，当输出电压从100％到20％时，通过减小电压控制环的参考电压u_DC ^ref来降低电容器电压u_DC。在譬如20％的最大输出电压上获得的DC电容器电压这时被用作低输出电压区域最的恒定电容器电压(这时改变调制指数而非电容器电压)。可这样设计最小DC电压，即甚至当DC电压中出现扰动时也能使瞬时DC电容器电压保持正值。如上所述，尤其是用于三相系统的无变压器结构在每相中具有单相逆变器，因此DC电压可具有这种电压扰动。这就是，如果将在低输出端子电压区域中使用的恒定DC电容器电压设置成这样的值，即最大的扰动也不能引起零电压，而维持最小DC电压，因此对整个工作区域可保证输出端子电压的可控制性。

此外，当根据本发明的控制方法选择从容性改变到感性方式或相反改变时(图5b←→图5c)将保持最小DC电压控制调制指数以使电流从滞后90°自由地改变到超前90°，包括零点在内。在整个区域上使用可变电容器电压控制是不可能的，因为在u_C=0时，电容器电压必需为零及不可能进行控制。因此，在现有技术中必须避免该控制条件。

如图19所示，在恒定调制指数控制区域中使用恒定调制指数，它被设置为最大调制指数m_q ^max。如参照图12所解释的，当然该最大调制指数m_q ^max必需是能使谐波分量有效值降低到小于基波分量的有效值，因此，在该调制指数时，谐波分量总是小于恒定调制指数范围中的基波频率。该恒定调制指数由此可选择为最大可能的调制指数m_q ^max=1或使谐波分量仍小于如图12所示的基波频率的任何值。另一方面，在低输出电压区域中使用的恒定DC电容器电压最好被设置成在“角电压”u_cth处获得的电压在图12的例中调制指数也可被设置成大于0.65。当对于无DC滤波器的单相变流器施加DC电压波动(13)的补偿时，应对于DC电压波动考虑设置最大调制指数以阻止箝位于电压峰值。另一方面，为了保持降低谐波的优点，在图12的例中最小DC电压可被设置成低于0.65。此外，在没有DC滤波器的单相变流器中最小DC电压必需被设置为大于DC电压波动的幅值。

以下将参照附图来描述根据本发明第一方面的控制方法选择装置SS的实施例。第一实施例

如上参照图18a,18b所述，根据本发明线路电流控制及DC电压控制的主控制环通过信号分离器SS相互连接，该分离器接收电流控制器的输出cc_out及输出调制指数mq及DC参考电压u_DC ^ref。因此，通过调节输出电压来控制线路电流，及电流控制器20的控制输出信号cc_out被信号分离器分离成DC参考电压及调制指数。在此构型中，线路电流i不仅被调制指数而且被DC电压控制。

因此，控制方法选择装置(信号分离器SS)必需被某些限制装置保证最小电容器电压及必需调节调制指数以控制输出电压在最小DC电压上。在高输出电压区域中，仅通过DC电压控制电流及在低输出电压区域中，通过调制指数及最小恒定DC电压控制电流这两种控制方法是相对阈值电压U_th自动及连续转换的。

图20表示信号分离器SS1的第一实施例。如上所述，被输入信号分离器SS1的电流控制器20的控制信号cc_out是补偿器端子输出电压u_C的幅值，因为补偿器的最大输出电u_C基本是最大DC电容器电压，并且电流控制器20的输出cc_out具有由最大DC电容器电压确定的最大值。

在图20中，设有第一限制器200，用来当控制电压cc_out超过预定电压限值将控制u_DC ^min时将电压cc_out限制到电压限值u_DC ^min上。类似地，如果控制电压降到低于负电压限值-u_DC ^min，控制电压cc_out将被限制到该负电压限值-u_DC ^min上。此外，设有第一除法器201，用来将第一限制器200的输出乘以最大调制指数m_q ^max及将结果除以第一电压限值u_DC ^min。第一除法器201的输出是调制指数m_q。因此，在图20的上信号部分200,201中，如果控制电压cc_out起过或降到低于电压限值u_DC ^min,-u_DC ^min，则输出恒定调制指数m_q=m_q ^max。在控制电压范围[-u_DC ^min,u_DC ^min]内，输出随着控制电压cc_out增加及减小而增加(例如线性)及减小的可变调制指数m_q。当然，电压限值u_DC ^min相应于以上参照图19解释的阈值电压u_cth。

因此，对于起过电压限值的正控制电压cc_out，调制指数将为+m_q ^max，及对于低于负电压限值的控制电压cc_out，调制指数将为-m_q ^max。如果最大调制指数m_q ^max=1，在此情况下调制指数被限制在±1内。+1意味着比线电流i超前90°，及-1意味着比线电流i滞后90°。因此，图19中的控制选择当然被镜象映射到负值侧(以虚线轴表示相对坐标0,0点对称)。

在图20的低信号通路202,203中，设有第一绝对值电路202，用于确定控制电压cc_out的绝对值。设有第二限制器203，用于当绝对值电路202的输出降到低于该电压下限u_DC ^min时将参考电压u_DC ^ref设置在最小电压u_DC ^min上。最好，第二限制器203也适于将绝对值电路202的输出限制在一个上阈值u_DC ^max上。因此，在低信号通路202,203中，每当控制电压cc_out大于-u_DC ^min或小于u_DC ^min时，最小电压u_DC ^min将作为参考电压输出到电压控制环。

图22将本发明的控制器特性与现有技术的恒定DC电压控制作出比较。如果m_q ^max=1及控制电压cc_out大于最小DC电压u_DC ^min，信号分离器SS1对于调制指数总是输出1及下通路限制器203对于参考电压u_DC ^ref输出cc_out的绝对值。DC电压控制环将电容器的DC电压保持为cc_out及调制指数等于1，因此补偿器输出端子电压的幅值u_C被调节到cc_out，它实际为所需的输出端子电压。

当控制电压cc_out小于负的最小DC电压-u_DC ^min时，信号分离器SS1输出-1及输出端子电压u_C被调节到所需值，另一方面，当控制电压cc_out的绝对值小于最小电压-u_DC ^min时，信号分离器SS1输出控制电压cc_out及其增益由限制器200决定。与此同时，在下通路中的限制器输出最小DC电压，它由此相应于恒定DC控制方法，即依赖于限制器200的可变调制指数被输出，而恒定DC电压通过恒定参考电压u_DC ^ref来设置。另一方面，对于超过最小电压u_DC ^min的控制电压cc_out，将输出控制电压cc_out乘以第二限制器203的增益来作为参考电压u_DC ^ref。限制器200,203增益的调节最好与电流控制环及电压控制环(PI,PID)的控制特性适配。

在图22中，水平轴为cc_out，它是所需的输出端子电压。左边的垂直轴是DC电容器电压及输出端子电压，及右边的垂直轴是调制指数。对于输出电压DC电容器电压被调节到足够值并保持大于最小值u_DC ^min。应指出，输出端子电压正比于所需值。作为比较，在图22b上表示了现有技术的具有最大DC电压的恒定DC电压控制。

如上所述，m_q ^max最好被选择为+1。但是另外的值也是可能的。如果m_q ^max＜1，用于电流控制的调制指数被限制为小于1及逆变器可附加地输出用于DC电压控制的电压。这就是，在如图11所示的PWM方法中最大输出电压受DC电容器电压限制及在调制指数为1时输出电压为最大。如果电流控制器20输出最大调制指数及DC电容器电压需要从传输线吸取功率，图11中的正弦调制信号m将超过1及结果为输出电压将畸变。因此，如果调制指数m_q ^max最被选择得小于1，可以具有控制DC电压的控制余量。当然，调制指数最大值必需选择一个值，它得能保证谐波分量的有效值小于基波分量的有效值(见图12及图19)。

第二实施例

在图21上表示信号分离器的第二实施例SS2，它具有如图22a所示的控制特性。该信号分离器SS2包括第三限制器211，用于当控制电压cc_out分别超过或降到低于最大及最小调制指数时使由电流控制器输出的控制电压cc_out限制到最大调制指数m_q ^max及最小调制指数m_q ^min上。这样，cc_out为调制指数电平。最小调制指数m_q ^min可以是m_q ^max的负值。

此外，信号分离器SS2包括第二绝对值电路213，用于确定控制电压cc_out的绝对值。第一乘法器212将该绝对值电路的输出乘以预定常数K₂。当第二乘法器212的输出分别超过所述上或下阈值电压u_DC ^max,u_DC ^min时，一个第四限制器214将第二乘法器212的输出限制在上阈值u_DC ^max及下阈值u_DC ^min上。第一乘法器212使用预定常数K₂，用于将控制电压cc_out转换到DC电压参考值。当然，预定常数K₂也可被包括地作为第四限制器214的增益的一部分。此外，常数K₂也可为绝对值电路213的一部分，后者在此情况下包括相应于K₂的增益系数。

因比，在图21中，调制指数m_q将直接为控制电压cc_out及其特性与图22a中的相同。

如上所述，信号分离器SS1,SS2能在低电压输出区域中使用具有恒定DC电容器电压及可变调制指数的控制，及在高电压输出区域中使用具有恒定调制指数及可变DC电容器电压的控制，于是，避免了在端子3a,3b上输出电压中的谐波。至少在高电压输出区域中调制指数的选择将允许降低开关损耗。在任何情况下将避免零DC电容器电压，因此允许从传输线系统将有功功率吸取到DC电容器中。

电流控制器的输出cc_out指定了补偿器的所需端子电压及DC电压控制器将这样保持DC电容器电压，即在可调节DC电压区域中使控制电压cc_out第一补偿器端子输出电压u_C。

本发明的第二方面(变化率限制)

根据本发明的第一方面，通过如图22a所示的静态特性可获得避免谐波，避免零电压及改善开关损耗。换言之，在可调节DC电压控制区域中DC参考电压可从最小值变化到最大值，及在恒定DC电压区域中参考电压被设置在最小值上。最小值可这样设计，即由于在瞬态时的急降引起的DC电压波动-尤其对于无DC滤波器的单相变流器-被受限制，不会引起零电压。

但是，尤其在使用恒定调制指数的区域参考电压u_DC ^ref的急速变化会引起DC电容器电压的速降及作为该速降的结果将引起零DC电容器电压。这种情况表示在图24a上。控制电压cc_out的改变(水平轴)及由此参考电压u_DC ^ref从A→B的变化可引起速降(取决于电压控制环的动态特性)，以使得DC电容器电压u_DC可变为零。该速降是控制器电压cc_out急剧及快速下降的结果。这主更是控制区域的问题，其中因为在低输出电压区域中总要使用恒定及最小DC电容器电压，参考电压及由此电容器电压的改变使得由扰动(或由于控制电压cc_out的突然降低引起的调制指数的突然下降)产生的DC电压波动不再能产生零电压。

此外，在从可调节到恒定DC(恒定调制指数)控制及相反的瞬态时具有一个灰色区。在该灰色区中，DC电压及调制指数改变，因为如在图20,21中调制指数m在其变化率率上不受限制。为了在甚至瞬态时能保持如图22(a)中的特性，在信号分离器SS的前面应设置一个变化率限制器，即变化率限制器能限制电流控制器输出信号cc_out的变化率。图25a(b)表示该限制器的时间响应。在图25a(b)中选择恒定m_q控制直到t₁’为止及该控制方法瞬时地转换到恒定u_DC控制。如果为了安全工作限制u_DC电压的变化率及这两种控制方法仅在彼此间转換，则如图25(a)(b)所示所产生的端子电压不正比于所需信号cc_out，因为电压u_DC不跟随所需信号及调制指数在t₀至t₁’之间仍保持恒定。实际上，调制指数m_q应较早地开始变化，以使得所产生的端子电压正比于所需信号cc_out。

例如，如果传输线中的两个电源均具有恒定电压及相位，则在简化传输线的电感上电流幅值主要正比于电压u₁。补偿器可通过注入补偿器电压来改变电压u₁。因此电流幅值cc_out的变化正比于注入电压的幅值。这意味着，电流控制器输出电压cc_out需要具有与注入电压u_C的线性关系。如果电流控制器的输出正比于补偿电压，控制器可线性地工作。如果电流幅值所需的改变是好几倍高，电流控制器将使其输出简单地改变到前值的两倍，因为电流幅值正比于((架空线电压u_X)-(注入电压u_C))。

在恒定DC电压控制区域(u_C≥u_cth)，q轴调制指数mq正比于注入电压u_C。因此，如果使用控制器输出cc_out作为调制指数，电流控制器可用理想方式工作。因此在可调节DC电压时，如果使用电流控制器输出cc_out作为DC参考电压，输出正比于注入电压。

但是，如上所述及图25a(b)所示，如果在信号分离器前面设置变化率限制器，调制指数m_q仍保持恒定及u_DC电压不跟随所需输出信号cc_out。因此，如果q轴调制指数m_q提前开始改变及在t₀至t₁’之间不保持恒定，则是所希望的。

根据本发明的第二方面，使用变化率限制器来使参考电压u_DC ^ref中的变化率限制在预定变化率上。在图20,21的下通路中u_DC ^ref输出的前面设置变化率限制器仅限制参考信号u_DC ^ref的变化率。该变化率限制器的工作表示在图25a(a)中。这就是，如果变化率限制器设置来限制u_DC参考电压的变化率，则调制指数早于t1开始下降。虽然参考电压u_DC ^ref不直接跟随所需电压cc_out，由于调制指数m_q预先开始变化输出端子电压被控制成比图25a(b)中的结果更接近所需信号，因此，在图25a(a)中的灰色区域具有更好的恢复瞬态性能的能力，及调制指数mq的提前改变补偿了u_DC电压的较慢变化。因此，变化率限制器对于恒定m_q工作的安全操作是有利的，但是使瞬态性能变差。然而，仅在电压参考值u_DC ^ref上设置变化率限制器，即在瞬态时中断了图22(a)的特性，有助于瞬态性能的恢复。

图25c表示一个实际使用的离散时间变化率限制器，其中Ts是采样周期及Z^-1是单位采样延时。图25c中的变化率限制器包括第一加法器266，它具有：第一输入端，用于接收输入信号，即cc_out或图20,21中所示的单元234,264的输出；第二输入端及一个输出端，用于从第一输入中减去施加在第二输入端上的信号。第一除法器251将第一加法器266的输出除以预定采样周期Ts。当第一除法器的输出分别超过一个上限或下限时，第三限制器255将第一除法器255的输出限制在该上限或下限上。因此，第三限制器实际是一个限制输入信号变化率的电路。第三乘法器252将第三限制器255的输出乘以预定采样时间Ts。第二加法器253具有一个接收第三乘法器252输出的输入端，第二输入端及一个构成该变化率限制器输出的输出端。单元254是一个(离散采样时间的)单位采样延时单元，用于使变化率限制器输出延时一个采样时间。Z^-1电路254的输出被提供给第一加法器266的第二输入端及第二加法器253的第二输入端。如果输入是如图25b所示的时间离散信号，则输出也是如图25b所示的时间离散信号。

第三实施例

图23中表示包括这样一个变化率限制器的信号分离器的第三实施例SS3。变化率限制器235设在下通路中(负责DC电容器电压可调节区域)。它也可设置在限制器234的前面或限制器234的后面。在图23中单元231,232,233及234相应于图20的第一实施例中的单元200,201,202,203。变化率限制器235设在限制器234后面是可取的，因为它避免从恒定DC单元到可调节DC电压转换时的时延上升。

第四实施例

图26表示根据包括变化率限制器265的另一实施例的信号分离器SS4。在图26中单元261,262,263及264相应于图21中的单元211,213,212,214，因此，将省略进一步的解释。如从图26可看到的，该变化率限制器设置在限制器264的后面，以避免从恒定DC电压到可变DC电压控制的延时上升。但是，变化率限制器265也可设置在限制器264的前面。

乘法常数K2是由下阈值电压u_DC ^min除以在上信号通路的限制器261中所使用的最大调制指数m_q ^max来确定的。

在图23,26中设置的限制器允许获得在图25a(b)中瞬态时所需的操作。

本发明的第三方面(去耦控制)

如上所述，变化率限制器的使用避免了信号分离器中瞬态时参考值的速降。该变化率限制器设置在DC参考电压的路径中，用以获得如图25a(b)中所示瞬态的所需特性。虽然该变化率限制器设置在下信号通路中或恒定DC电压控制通路中，但它不影响该恒定DC电压控制。该变化率限制器用来节省瞬态时的操作。因此，如果电流控制器的输出cc_out具有阶跃变化，DC参考电压由于变化率限制器而缓慢地变化，及在此情况下q轴调制指数保持在最大值上。因此该变化率限制器限制了参考电压的变化率，就避免了DC电压瞬态地急剧下降到零。尤其是电流参考值的急剧改变。为此目的，对于变化率限制器的正及负变化率选择不同的值。最好，负变化率被选择得慢于正变化率。这就是，在绝对值上正变化率的限制值大于允许在负向上变化的变化率。

如果如在图23,26中变化率限制器的情况，DC参考电压在瞬态时不正比于cc_out，则补偿器输出端子电压也不正比于它。结果是，虽然在可变DC电压及恒定DC电压控制之间瞬态时的状态得到改善，但在DC恒定电压控制区域中的控制变差。

如图24b及25d所示，如果控制电压cc_out具有急剧的变化，例如从图24a中的点A变到点B，由于变化率限制作用DC电压不能瞬时改变。因此，控制轨迹首先在水平方向从A’移动到C，如图24b所示。然后，控制轨迹向下移动到稳态点B’。但是，在恒定DC电压控制区域中所需的控制轨迹是A’至B’的直接路径。当然，当在没有变化率限制器时由于慢速响应特性使DC电压不能跟随其参考值的情况下，也可能发生操作脱离所需的控制轨迹。但是，设置了变化率限制器当然增强了该性能。

如图25d下图所示，引入变化率限制器的结果是：注入电压u_C不正比于控制电压cc_out，即使在仅使用可变DC电容器电压控制的控制区域中也是如此。虚线表示理想的响应，尽管设置了变化率限制器，它仍然正比于控制电压cc_out。

如上所述，与是否设置变化率限制器无关地，注入电压为什么不能直接跟随当前控制电压cc_out的原因是由于：电流及电压控制环相耦合，如图16所示。因此以下将参照图27-32解释电压及电流控制环如何能被去耦。如图33a及图33b所示，信号分离器SS可用于与这种去耦控制装置25相连接。在此情况下，信号分离器SS可包括也可不包括变化率限制器。但是，尤其当使用变化率限制器时，这进一步使控制环响应特性变差，去耦控制的使用将特别有利。

如已参照图10,16所解释的，在现有技术中两个主要的用于电流及电压的控制环具有交叉耦合，因此对于精确控制需要去耦的控制。本发明根据第三方面提出这种去耦控制及其原理是基于根据非线性微分方程的直接补偿。

在进行如何能使耦合微分方程去耦的详细推导前，将作出关于图27(a),27(b)的一般考虑，并与图10及图16相比较。

图27(b)表示根据本发明的控制器的第三方面的原理框图。如图27b所示，本发明的控制器包括电流检测器24及由反馈通路21,18及包括电流控制器20的前馈通路形成的电流控制环。类似地，电压控制环包括电压检测器26，反馈通路15及包括DC电压控制器16的前馈通路。通过对参考电流值i_d ^ref及参考电压值u_DC ^ref设定所需值，则可通过调制信号调节线路电流及电压，如以上参照图5,6,7所解释的。

但是，如图27b所示，本发明的控制器包括在电流控制器20及DC电压控制器16下游的去耦控制装置25。该去耦控制装置25输出第一调制控制信号m_q，用于控制线路AC电流i，及输出第二调制控制信号m_d，用于控制本补偿器输出电压。

第一及第二控制信号m_q,m_d被这样地选择，以使得第一控制信号m_q将不影响DC控制电压u_DC，即电容器电压u_DC与电流控制器20输出的控制信号m_u无关。类似地，这样选择第二控制信号m_d，以使得它不影响线路电流，即线路电流与第二控制信号m_d无关。因此，虽然对补偿器仅提供一个补偿信号m(具有预定幅值及相位的复数信号)，i_d ^ref的变化将仅改变线路电流的幅值及u_DC ^ref的改变将仅改变DC电容器电压u_DC，由此仅改变补偿器的输出电压u_C。因比，在本发明的控制器中由于使用了去耦控制装置25电流及电压可单独调节。这就是，在本发明控制器中，电流控制环与电压控制环无关地工作。

基本上，通过比较图16及图27a可看到，去耦控制装置25必需执行某些逆向操作，以使得电流传递函数单元CTF、电压传递函数单元VTF、电压电流传递函数单元VCTF、电流电压传递函数单元CVTF的耦合功能被去消。这就是，如果电流控制器及电压控制器16作为图10中传统系统工作，则去耦控制装置25将输出某种类型的预矫正调制指数m_q’,m_d’，当它们通过单元CTF，VCTF,CVTF,VTF传递时将精确地取消这些单元的功能。尤其是，该去耦控制装置25能解脱会引起电流控制环及电压控制环耦合的交叉耦合单元VCTF,CVTF。

以下，将给出一个例子来说明去耦控制装置25如何基于近似非线性微分方程来优选地建立的。但是，应当指出，基于线性化系统的传递函数也可以得到这种去耦控制装置25。基于非线性微分方程的直接补偿具有其优点，即工作点可被直接补偿及这仅依赖少数的系统参数。它还具有这样的优点，即仅是电流及电压需要被测量及被供给控制器。因此，非线性微分方程的方案是一个优选的方案，它的工作范围宽及具有大多数状态变量可被测量的可能性。

为了求得用于去耦控制的相关微分方程必需求得AC电流的方程。这可以通过将方程(2.12)对时间求导来作到，这导致下列方程： $L_{\mathrm{AC}}\frac{d^2{i}_d}{{\mathrm{dt}}^2}=-R_{\mathrm{AC}}\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}+\frac{\mathrm{d\ω}}{\mathrm{dt}}{L}_{\mathrm{AC}}{i}_q+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{AC}}\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{rd}}}{\mathrm{dt}}-\frac{{\mathrm{dm}}_d}{\mathrm{dt}}{u}_{\mathrm{DC}}-m_d\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{DC}}}{\mathrm{dt}}$ (4.1)使用等式(2.13)及(2.16)可得到以下用于线路电流-分成i_d及i_q分量-的全微分方程： $L_{\mathrm{AC}}\frac{d^2{i}_d}{d{t}^2}+R_{\mathrm{AC}}\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{\ω}}^2{L}_{\mathrm{AC}}{i}_d=-(\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{m_d{i}_q}{2C_{\mathrm{DC}}})m_q-\frac{m_d^2}{2C_{\mathrm{DC}}}{i}_d+(\frac{\mathrm{d\ω}}{\mathrm{dt}}{L}_{\mathrm{AC}}-\mathrm{\ω}{R}_{\mathrm{AC}})i_q$ $-\frac{{\mathrm{dm}}_d}{\mathrm{dt}}{u}_{\mathrm{DC}}+(\frac{G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}}{C_{\mathrm{DC}}}-\frac{\mathrm{\Δ}{\tilde{i}}_{\mathrm{DC}}}{C_{\mathrm{DC}}})m_d+\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{xq}}+\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{rd}}}{\mathrm{dt}}$                       (4.2)

在方程(4.2)中，m_q前括号中的表达式是控制AC电流i_d的输入及与m_d或m_d的导数相乘的表达式是耦合项。与AC电压分量相乘的项可被考虑为扰动。比较方程(4.2)与图11可看到，时间导数dm_d/dt是主瞬态耦合单元VCTF，及与m_q相乘的表达式中的ωu_DC是改变工作点的影响。为了简化，可忽略DC电流波动Δi_DC，因为通常波动的频率远大于控制器的带宽。此外，可通过反馈及前馈环来控制扰动，及频率变化与耦合相比可仅视为很小的影响。因此，方程(4.2)及(2.16)可如下地近似： $L_{\mathrm{AC}}\frac{d^2{i}_d}{d{t}^2}+R_{\mathrm{AC}}\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{\ω}}^2{L}_{\mathrm{AC}}{i}_d=-(\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{m_d{i}_q}{2C_{\mathrm{DC}}})m_q-\frac{m_d^2}{2C_{\mathrm{DC}}}{i}_d-\mathrm{\ω}{R}_{\mathrm{AC}}{i}_q-\frac{{\mathrm{dm}}_d}{\mathrm{dt}}{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}}{C_{\mathrm{DC}}}{m}_d$ (4.3) $C_{\mathrm{DC}}\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{DC}}}{\mathrm{dt}}+G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}=\frac{1}{2}(m_d{i}_d+m_q{i}_q)----\left(4.4\right)$

这两个方程(4.3),(4.4)完全描述两个控制环耦合的动态特性。根据本发明，调制指数m_q,m_d应被这样地选择，即AC电流幅值及DC电压可被独立地控制。该要求可在数学上如下地表示： $L_{\mathrm{AC}}\frac{d^2{i}_d}{{\mathrm{dt}}^2}+R_{\mathrm{AC}}\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{\ω}}^2{L}_{\mathrm{AC}}{i}_d=-K_q{m}_q^{\′}-----\left(4.5\right)$ $C_{\mathrm{DC}}\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{DC}}}{\mathrm{dt}}+G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}=\frac{1}{2}{K}_d{m}_d^{\′}----\left(4.6\right)$

在这两个等式(4.5),(4.6)中，可简单地要求：K_D,K_q为常数，m_d’及m_q’为电流幅值控制及DC电压控制的新控制信号输入(或调制指数)。实际上，如果系统可根据等式(4.5)及(4.6)来设计，只要补偿器在其限值内工作将可获得完善的去耦。比较等式(4.3)-等式(4.5)及等式(4.4)-等式(4.6),m_d及m_q应满足下式： $K_q{m}_q^{\′}=(\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{m_d{i}_q}{2C_{\mathrm{DC}}})m_q+\frac{m_d^2}{2C_{\mathrm{DC}}}{i}_d+\mathrm{\ω}{R}_{\mathrm{AC}}{i}_q+\frac{{\mathrm{dm}}_d}{\mathrm{dt}}{u}_{\mathrm{DC}}-\frac{G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}}{C_{\mathrm{DC}}}{m}_d----\left(4.7\right)$ K_dm’_d=m_di_d+m_qi_q    (4.8)可以对这些等式如下地求解作为m_d’,m_q’函数的m_d及m_q： $m_d=\frac{\mathrm{\ω}{R}_{\mathrm{AC}}{i}_q^2+\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}{K}_d{m}_d^{\′}+(u_{\mathrm{DC}}\frac{{\mathrm{dm}}_d}{\mathrm{dt}}-K_q{m}_q^{\′})i_q}{\mathrm{\ω}{i}_d{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{1}{C_{\mathrm{DC}}}(G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}-\frac{K_d{m}_d^{\′}}{2})i_q}----\left(4.9\right)$ $m_q=\frac{\frac{1}{C_{\mathrm{DC}}}(G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}-\frac{K_d{m}_d^{\′}}{2})K_d{m}_d^{\′}-(\mathrm{\ω}{R}_{\mathrm{AC}}{i}_q+u_{\mathrm{DC}}\frac{{\mathrm{dm}}_d}{\mathrm{dt}}-K_q{m}_q^{\′})i_d}{\mathrm{\ω}{i}_d{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{1}{C_{\mathrm{DC}}}(G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}-\frac{K_d{m}_d^{\′}}{2})i_q}----\left(4.10\right)$

当然，技术上不可能在控制器中直接地实现等式(4.9)，因为具有m_d的附加时间导数。虽然等式(4.9)可被考虑为m_d的非线性微分方程，但不可能于在线的控制器中实现该等式，因为导数的系数是iq，它为零值左右的正值或负值。在任何情况下，等式(4.9)中m_d的时间导数可被忽略，由此调制指数m_d可如下地计算： $m_d=\frac{\mathrm{\ω}{R}_{\mathrm{AC}}{i}_q^2+\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}{K}_d{m}_d^{\′}-i_q{K}_q{m}_q^{\′}}{\mathrm{\ω}{i}_d{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{1}{C_{\mathrm{DC}}}(G_{\mathrm{DC}}{u}_{\mathrm{DC}}-\frac{K_d{m}_d^{\′}}{2})i_q}----\left(4.11\right)$

但是，通过等式(4.11)及(4.10)不能实现完善的去耦，因为这些等式仍然依赖于电路参数，如电阻、电感及电容。在等式(4.10)中，主耦合仍是m_d的时间导数。此外，通过参考系的检测(主要是单元17使i_q=0)使电流的q轴分量保持为零。m_d’通常很小及电阻和电感可被忽略。因此，可假定在等式(4.10)及(4.11)中R_AC=0及G_DC=0，这导致以下等式(4.12),(4.13)： $m_d=\frac{\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}{K}_d{m}_d^{\′}-i_q{K}_q{m}_q^{\′}}{\mathrm{\ω}{i}_d{u}_{\mathrm{DC}}-\frac{K_d{m}_d^{\′}}{2C_{\mathrm{DC}}}{i}_q}----\left(4.12\right)$ $m_q=\frac{-\frac{{\left(K_d{m}_d^{\′}\right)}^2}{2C_{\mathrm{DC}}}-(u_{\mathrm{DC}}\frac{{\mathrm{dm}}_d}{\mathrm{dt}}-K_q{m}_q^{\′})i_d}{\mathrm{\ω}{i}_d{u}_{\mathrm{DC}}-\frac{K_d{m}_d^{\′}}{2C_{\mathrm{DC}}}{i}_q}---\left(4.13\right)$

现在，使用简化等式(4.12),(4.13)的去耦控制仅依赖于一个系统参数C_DC，并且这可比复杂的等式更早地实现。在等式(4.12),(4.13)中可作出进一步简化，即忽略m_d’,i_q(因为m_d’很小及i_q可通过参考系测量保持为零)及m’_d ²(因为m_d很小)，则对于去耦控制由等式(4.12),(4.13)得到下列最后方程式： $m_d=\frac{1}{i_d}(K_d{m}_d^{\′}-\frac{i_q{K}_q{m}_q^{\′}}{\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}})----\left(4.14\right)$ $m_q=\frac{K_q{m}_q^{\′}}{\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}}-\frac{1}{\mathrm{\ω}}\frac{{\mathrm{dm}}_d}{\mathrm{dt}}----\left(4.15\right)$

因为对参考系进行检测，在式(4.14)中i_q=0(由于单元17)，及可假设常数及实数值k_d及k_q作为m_d’,m_q’值的一部分(它们仅代表电流及电压控制环中的另一常数)。因此，对于去耦控制装置25可使用以下最后一组去耦方程，即： $m_d=\frac{1}{i_d}\left(K_d{m}_d^{\′}\right)----\left(4.16\right)$ $m_q=\frac{K_q{m}_q^{\′}}{\mathrm{\ω}{u}_{\mathrm{DC}}}-\frac{1}{\mathrm{\ω}}\frac{{\mathrm{dm}}_d}{\mathrm{dt}}----\left(4.17\right)$

根据式(4.16),(4.17)选择m_d及m_q，可如式(4.5),(4.6)的要求独立地进行电流控制及电压控制。如图13c中所示，装置25下游的耦合可由根据式(4.14),(4.15)的去耦来补偿。

以下，描述如图13中所示的去耦装置25的一个专门的实施例，它使用已参照图9讨论的线性化及三相系统。

第五实施例(具有电压PLL的3相系统)

图28表示根据图9的控制器(即包括AC电压检测器23，电压PLL相位检测器18及相位转动装置17)，但根据本发明的第五实施例还包括一个去耦控制装置25。从式(4.14)至(4.17)可得知，去耦控制装置25接收电流控制器20的输出(调制指数)m_q’、DC电容器电压u_DC、电流幅值i_d、线路频率ω及DC电压控制器16的输出m_d’。对于三相系统，去耦控制装置25、补偿器3、2f滤波器15及DC电压控制器16各设有三个。图28中的其它单元，即电流检测器24，电流幅值及相位检测单元21,18，电容器电压检测器26，平均电压检测器15，参考相位发生电压17(使系统中i_q保持为0)参考系检测器18，坐标变换器19,DC波动补偿单元13及电压相位检测器23对应于图9中已描述过的单元。

应当指出，无DC电压波动装置13及2f滤波器情况下得到的补偿器AC电流及输出电压包括某些谐波，但是，虽然没有这些单元去耦控制是有效的。最好至某些应用中使用这些单元以抑制谐波。例如，如果DC电容器的电容量足够大到抑制该波动，则就不需要附加的单元。另一方式是，如果设置了2f滤波器(例如LC滤波器)并与DC电容器并联在补偿器3的DC电路中，也不需要单元13，15。后一方案实际上对于无变压器式串联补偿器是一个现实的方案。

从图28可看出，对于去耦控制装置25没有输入i_q，尽管式(4.14),(4.15)(如图13c所示)包括一个项i_qk_qm_q’/ωu_DC。如上所述，在本发明的控制器中电流的q轴分量iq被三相极坐标转换装置21中的参考系检测装置保持为零。因此，对于描述图28中的去耦装置25的实施例将式(4.14),(4.15)改写为式(4.16),(4.17)被证实是正确的。

式(4.16),(4.17)中的所有系数除时间导数外可用乘法器及除法器的硬件来实现。但是，时间导数在高频状态下具有很高的增益，由此式(4.17)中的dm_d/dt很难用硬件如运算放大器或微处理器实现。然而，如从下面图29中的去耦控制装置25的一个专门实施例可看到的，时间导数可借助于小时间常数的滤波器来处理该去耦控制装置25的实施例被表示在图29中。

在图29中，在乘法器25j中输出m_d’被乘以常数k_d。当然，可以理解，对式(4.16),(4.17)可重新定标，使k_d为1，以使得另一乘法器25j可以不需要，即k_d为单位1。类似地，在乘法器25k中电流控制器的输出m_q’被乘以常数k_q(k_q也可标称化变为1)。乘法信号N₁形成第一除法器25a的分子。检测的DC电压u_DC在乘法器25b中乘以参考系频率ω。乘法信号D₁是用于除法器25a中除法的分母。第一除法器的DV1被供给加法器25i。线路频率ω是第二除法器25c中除法的分母及滤波器的输出信号N₂是第二除法器25c中的分子。乘法信号DV2被供给加法器25i的反向输入。

乘法输出N₃(=m_d’k_d)作为分子信号被供给第三除法器。该除法器25d的分母是d轴电流分量i_d。第三除法器的输出DV3被供给第二加法器25f，它以反向方式接收积分单元25h的输出信号。第二加法器25f的输出被供给dm_d/dt反馈电路25f,25g及25h。单元25g,25h,25f对于确定式(4.7)的第二项是需要的。

因为电容器电压控制的主环是设计用于限制其频率特性中的带宽，将具有小时间常数的滤波器25f放置在主环中不会影响主环的特性。积分器25h，放大器25g及减法器25f一起作为滤波器，该滤波器的输入是m_d对时间的纯微分。因此，该耦合能被使用滤波器功能的纯微分很好地补偿。将被分流补偿的另一侧的耦合也被滤波。但是，因为传输线的电感及电流幅值的反馈控制响应，电流的响应也被限制。

在主环中具有小时间常数T_f的滤波器25f,25g,25h不会影响主环的特性。积分器25h，放大器25g及减法器25f一起作为滤波器，积分器25h的输入N₂是m_d对时间的纯微分。积分器25h的输入形成了除法器25c的分子M₂。因此，该耦合可被使用滤波功能的纯微分很好地补偿。被分流补偿的另一侧的耦合也被滤波，它可能会变差。但是，因为传输线的电感及电流幅值的反馈控制响应，电流的响应也被限制。

图17b表示使用图15的去耦控制装置25的图14中所示的控制系统的传递函数频率特性。主传递函数不受工作点的影响及耦合下降20dB。因此，可获得电流幅值i_d及电容器电压u_DC的去耦控制。此外，图15中的去耦控制结构与系统参数如传输线2a,2b的电感L_AC及DC电容器的电容器量无关。这意味着，补偿器3的控制器仅需要局部的易于被电流检测器及电压检测器测量的变量。

图31a表示与现有技术的图17a在使用去耦控制的阶跃响应上的对比。在图17a中时刻0.1时电流幅值id由于耦合表现出波动，而在图31a中时刻0.1上当发生电压阶跃时该电流幅值无任何变化。类似地在图31a中当时刻0.5上具有电流阶跃时，电压无任何变化。因此，图31a表示，电流及电压可在式(4.16)，(4.17)的基础上被独立控制。

第六实施例(具有电流PLL的3相系统)

图28及图29一起表示本发明的包括使用电压PLL的三相系统及独立和局部控制的实施例，但也可能对图28的系统设置电流PLL。在此情况下控制器不需要如图28所示的AC电压检测器26。因此该第六实施例的结构类似于图28构成，但省略了电压检测器23及相位转动装置17，而将电流检测器24的输出也连接到相位检测器18，它现在作为电流PLL单元18。三相极坐标转换单元21与图18中相同及相位检测器18直接输出sinθ及cosθ函数，如第五实施例中那样。但是，该系统仍是三相系统。去耦控制装置25的输入m_q’,u_DC,i_d,ω,m_d’与图28中相同，因此图29中的框图也可应用于去耦控制。因此，应理解，图32a中的实施例-只要涉及去耦控制-可以与图28的实施例完全相同的方式工作。

第七实施例(具有电流PLL的单相系统)

图30a表示具有图8基本结构及根据本发明第七实施例具有去耦控制装置25及分量检测器26的单相系统。在该单相系统中，电流检测也是单相的。因为电流检测为单相，就不可能通过参考系检测来提供零值的q轴电流分量i_q。因此，在图30a中实现了图27c中所示的等式，即式(4.14),(4.15)。在该单相系统中需要单相至d-q坐标的电流变换(见图30b)，以便提供如图30a中所示的去耦控制装置25中的i_d及i_q分量。

根据本发明第三实施例的去耦控制装置25除了单元25a-25K外还包括一个附加乘法器25l及一个附加加法器25m。乘法器25l将q轴电流分量i_q乘以第一除法器25a的输出及将乘法输出ML供给加法器25m的负输入端。加法器25m减去iq*DV1(即从m_d’K_d减去i_q*m_q’K_q)。加法器25b的输出形成第三除法器25d的分子信号M3。借助该结构可以实现全部等式(4.14),(4.15)。

在具有对称工作的的三相系统中瞬时电流分量易于被测量，相反地，在单相或不平衡三相系统中对于测量某些延时是不可避免的。有几种方法可用于检测这些单相电流的分量。在图30b中表示出一个简单的例子。由电流检测器24检测的AC线路电流I乘以由相位检测器18产生的正弦参考信号cos(ωt)及sin(ωt)。分量检测器圈26包括第一及第二乘法器26a,26b，用于将检测的线路电流i与信号cos(ωt)及sin(ωt)相乘以产生正交电流分量i_d,i_q。由于该乘法也具有两倍于线路频率ω的分量，则使用滤波器26c,26d来仅使基波通过应当指出，参考信号cos(ωt)是与AC电流同相的信号，因此，icosωt及isinωt分别包括AC电流i_d及瞬态分量i_q的幅值。

第八实施例(具有电压PLL的单相系统)

应该指出，在第七实施例中使用电流PLL用于单相系统中的电流相位检测。但是，当然也可在使用单相系统中使用电压PLL，如以上对三相系统所解释的。使用电压PLL来代替电流PLL的一个单相系统被表示在图32b中。

如图32b所示，分量检测器26输出i_d及i_q分量。3相极坐标转换单元21，相位检测器18及相位转动装置17相应于参照图28已描述的那些单元。应着重指出，具有电压PLL型的单相系统的去耦控制可象图28及图29中的具有电压PLL的三相系统情况那样地被简化。因为使用了从电流相位到电压相位的校正，该控制使去耦变得如图29那样简单。当然，通过对照图28，因为分量检测器26的分量检测在控制环中具有一个附加延时。但是，去耦控制器25与校正参考系一起操作，其中使电流的q分量变为零。

第九实施例(附加滤波器)

如在图30a中所指出的，可使用另一滤波器27来对输入参考电压uDCref滤波。这种滤波器27也可被使用如上述图18-32中的第五，第六，第七及第八实施例中。

该滤波器具有降低调制指数幅值的作用及由此可用有限的输出电压容量获得去耦控制。由于输入参考电压的高频分量被滤波器降低，这些分量不能波传送到去耦控制单元。其结果是，增益单元25g的输出将被降低这意味着，如果DC电压控制器增益低和/或输入参考电压缓慢，可忽略去耦控制单元DV2。

第十实施例：组合(三相/单相)

如上所述，根据本发明第三方面的去耦控制装置可用于两个不同的系统，即单相或三相系统，此外，基本上可使用两种不同的相位检测装置(具有电压检测器PLL及不具有电压检测器)。另外，可选择使用滤波器。再者，在三相系统中，如上所述易于保持i_q=0。但是由于在单相系统中瞬时的检测延时故难于保持i_q=0，在去耦控制装置中使周了不同的内部结构(如用于单相系统的图30a所示)。

在根据第五实施例的三相系统中，使用了电压PLL，因为电压PLL的使用是一般公知的。第六实施例不具有电压PLL及它具有降低分量的优点。此外，在单相系统中，第七实施例不使用电压PLL，它简单地体现了本发明在单相系统中的应用。但是，应当理解单相系统也可用电压PLL及电压检测器工作，如根据第八实施例的图32所示。在其它任何实施例中可使用根据第九实施例的附加滤波器。当然这些实施例可以组合。最后，应该指出，如上所述，2f滤波器及DC电压波动补偿装置可作为选择的装置。

如上所述，本发明的第三方面是基于电流及电压环的近似非线性微分方程的去耦控制。因此，可获得独立的电压及电流控制。这种去耦装置可用在单相系统或三相系统中控制补偿器，最好控制无变压器式无功串联补偿器。应当指出，该第三方面不被限制在控制无变压器式无功串联补偿器上，它同样可用于控制实际包括变压器的补偿器。即使在这种装置中也需要控制补偿器输出电压及电流，而在无变压器式无功串联补偿器中检测由DC电容器代表的线电压将是有利的。因此，以上所述的所有控制也可用于具有变压器的补偿器。

第十一实施例(变化率限制器/去耦控制)

上述本发明第三方面第六至第十实施例允许电流控制与电压控制的去耦。这在接有变化率限制器的上述实施例中是特别有利的。

如图33a中所示，根据本发明第一及第二方面的信号分离器SS(第一至第五实施例)可用于与去耦控制装置相连接。这就是，电流控制器20输出控制电压cc_out及信号分离器输出调制指数m_q’，而如上所述去耦控制装置输出新修改的调制指数m_q及m_d。图33a表示用于单相系统的类似框图。

在图33a,33b中表示使用根据图34中第十一实施例的优选信号分离器。它在下信号通路中包括绝对值电路341，限制器342及变化率限制器343，它们执行与图23中单元233,234及235相似的功能。由信号分离器SS5输出的调制指数m_q’是控制电压cc_out。在稳态中，由于去耦控制，调制指数m_q’及m_d’具有关系m_q=m_q’/u_DC。因此，其静态特性与图22中用于恒定DC电压控制的相同。另一方面，其动态特性被表示在图35a及35b中。在图35a中控制轨迹从点A’通过C至点B’，而在图35b中，由于去耦控制调制指数m_q的控制轨迹直接从点A”至点B”。如从图35b可见，这意味着，调制指数在瞬态时不是常数，由此输出端子电压(图35b中最下图)直接正比于cc_out，它等于m_q’。因此，通过图34中的信号分离器与去耦控制一起可改善电流响应。

但是，如上所述，去耦控制也可有利地用于和图20,21中的实施例相组合，因为由于传输线的固有耦合作用在电流及电压控制环中已具耦合。

第十二实施例(可调节DC电压/变化率限制器)

以上已描述，为了有利地降低在参照图18-21所述的实施例中的瞬态作用，在下信号通路内使用了变化率限制器，如图23，图26或图34所示，它可与去耦控制相组合，该变化率限制器仅插在用于可调DC电压控制的控制通路中。

可以理解，即使没有使用本发明的第一方面的任何控制器，即在整个补偿器端子输出电压范围上使用传统可调DC电压控制方法的控制器将会从使用变化率限制器及可能时和去耦控制一起使用变化率限制器中得到好处。这就是，在图18中输出恒定调制指数m_q并输出可变DC参考电压u_DC ^ref的任何控制器可仅使用图23，图26及图34中的下信号通路单元，及可能时和去耦控制装置相组合。这将允许在仅使用可调DC电压控制方法的控制器中避免当电流控制器输出cc_out突然大下降时引起的零电压。

工业应用性

如上所述，本发明的第一方面涉及在补偿器的低和高输出电压区域上使用两个不同的控制方法。这可减小谐波，避免零电压及降低开关损耗(至少在高电压输出区域)。本发明的第二方面可避免当电流控制器输出突然改变及两个控制区域间的瞬态时的零电压本发明的第三方面涉及电流及电压控制环的去耦并可与第一和/或第二方面组合使用。最后，涉及变化率限制器及去耦控制的实施例可使用在仅以恒定调制指数及可变DC电容器参考电压u_DC ^ref工作的控制器中。

虽然以上本发明的描述是参照将电容器电压施加到补偿器端子输出上用于控制无变压器式无功串联补偿器和甚至使用变压器的补偿器，但应理解，本发明的原理思想也可用于需要将预定相位的电压供给传输线的其它场合。

也应理解，这里所述的技术仅涉及优选的操作方式，基于这里所公开的技术，其它的实施例也是可能的。因此，熟练的技术人员可基于上述技术作出另外的修改及变化。此外，本发明可包括基于在说明书中单独描述及权利要求书中要求保护的各个特征的实施例。因此，应认为所有这些修改及变化均落在附设权利要求书的范围内。

在该附设权利要求书中，标号仅用于澄清之目的，而非限制其保护范围。

Claims (20)

1．一种用于控制无功串联补偿器(3)的控制器(图18b,SS)，该无功串联补偿器在补偿器端子(3a,3b)处串联接入电力传输线(2a,2b)，该控制器包括：

a)线路电流检测装置(24)，用于检测流过电力传输线(2a,2b)中的线路电流(i)；

b)DC电压检测装置(26)，用于检测与无功串联补偿器(3)的逆变器(7)的调制器(10,C)相连接的电容器(C_DC)的DC电压(u_DC)，所述调制器(10,C)根据调制信号通过所述逆变器(7)控制对电容器(C_DC)的DC电容器电压(u_DC)的施加；

c)调制信号发生装置(11,13,14),用于以m=m_dcos(ωt)-m_qsin(ωt)的形式产生信号m作为所述调制信号供给调制器(10,C,7)，其中ω为线路频率；

d)电流控制环(18,21,22,20)，用于将线路电流(i)控制到参考值(i_d ^ref)上，所述电流控制环的电流控制器(20)输出相应于补偿器(3)的所需补偿器端子输出电压(u_C)的控制信号(cc_out)；

e)电压控制环(15,19,16),用于将DC电容器(C_DC)的DC电压(u_CD)控制到预定参考电压(u_DC ^ref)上，所述电压控制环的直流电压控制器(16)输出用于所述调制信号m的调制指数m_d；

f1)控制方法选择装置(SS)，它作为其输入接收由电流控制器(15,19,16)输出的所述控制信号(cc_out)，及具有第一输出，用于输出所述调制信号m的所述调制指数m_q，和具有第二输出，用于输出所述电压控制环(15,19,16)的预定参考电压(u_DC ^ref)；

f21)当补偿器端子输出电压(u_C)大于预定补偿器端子输出电压阈值(u_Cth)时，所述控制方法选择装置(SS)输出恒定调制指数m_q及根据如所述电流控制器输出(cc_out)所指示的补偿器端子输出电压(u_C)的增加及减小而增加及减小的参考电压(u_DC ^ref)；及

f22)当补偿器端子输出电压(u_C)小于预定补偿器端子输出电压阈值(u_Cth)时，所述控制方法选择装置(SS)输出实质恒定的参考电压(u_DC ^ref)及根据如所述电流控制器输出(cc_out)所指示的补偿器端子输出电压(u_C)的增加及减小而增加及减小的调制指数m_q。

2．根据权利要求1的控制器(图20；SS1)，其中

所述控制方法选择装置(SS)包括第一信号分离器(SS1)，它包括：

第一限制器(200)用于将控制电压限制到一个预定限值电压(u_DC ^min,-u_DC ^min)上；

第一除法器(201)，用于将第一限制器(200)的输出乘以最大调制指数(m_q ^max)及将结果除以第一限值电压(u_DC ^min)；

第一绝对值电路(202)，用于确定控制电压(cc_out)的绝对值；及

第二限制器(203)用于当绝对值电路(202)的输出超过及低于上及下阈值电压时将绝对值电路(202)的输出限制到所述上阈值电压(u_DC ^max)及下电压值(u_DC ^min)上。

3．根据权利要求1的控制器(图21；SS2)，其中

所述控制方法选择装置(SS)是第二信号分离器(SS2)，它包括：

第三限制器(211)用于当控制电压分别超过或低于最大调制指数及最小调制指数时将控制电压限制到该最大调制指数(m_q ^max)及最小调制指数(m_q ^min)上；

第二绝对值电路(213)，用于确定控制电压的绝对值；

第一乘法器(212)，用于将绝对值电路(213)的输出乘以预定常数(K2)；及

第四限制器(214)用于当第二乘法器(212)分别超过及低于所述上及下阈值电压(u_DC ^max,u_DC ^min)时将第二乘法器(212)的输出限制到该上阈值电压(u_DC ^max)及下阈值电压(u_DC ^min)上。

4．根据权利要求2的控制器(图23,SS3)，其中

所述第一信号分离器(SS1,SS3)还包括一个变化率限制器(235)，用于限制第一绝对值电路(233)输出的变化率。

5．根据权利要求3的控制器(图26,SS4)，其中

所述第二信号分离器(SS4)还包括：

一个变化率限制器(264)，用于限制第二乘法器(603)输出的变化率：其中

所述乘法常数(K2)是由下阈值电压(u_DC ^min)除以最大调制指数(m_q ^max)来确定的。

6．根据权利要求5的控制器(图25c；235,265)，其中

所述变化率限制器(233,243)包括：

第一加法器(266)，具有用于接收输入信号的第一输入，第二输入，及一个输出、用于从第一输入中减去加到第二输入上的信号；

第一除法器(251)，用于将第一加法器(266)的输出除以预定时间常数(T_s)；

第三限制器(255)，用于当第一除法器(251)的输出分别超过上限或下限时将该输出限制在该上限或下限上

第三乘法器(252)，用于将第三限制器(255)的输出乘以预定时间常数(T_s)；

第二加法器(253)，具有用于接收第三乘法器(252)输出的第一输入，第二输入，及一个输出、用于构成变化率限制器的输出；及

一个^Z-1电路(254)，用于将变化率限制器的输出移动一个采样时间；

其中该^Z-1电路(254)的输出被加到第一加法器(266)的第二输入及第二加法器(253)的第二输入上。

7．根据权利要求1的控制器(图27-34；SS5)，还包括

去耦控制装置(25)，用于接收来自控制方法选择装置(SS)的调制指数(m_q’)及来自DC电压控制器(16)的调制指数(m_d’)，并向调制信号发生装置(13,14)输出新的调制指数m_q及m_d，以使得线路电流(i)与DC电压控制器(16)的输出(m_d’)无关，及DC电容器电压(u_DC)与控制方法选择装置(SS)的输出(m_q’)无关，其中AC电流幅值(i_D)及DC电容器电压(u_DC)可被独立地控制。

8．根据权利要求7的控制器(图34；SS5)，其中

所述控制方法选择装置(SS)包括第三信号分离器(SS5)，它包括：

第三绝对值电路(341)，用于确定控制电压(cc_out)的绝值；

第四限制器(342)用于当第三绝对值电路(341)的输出分别超过及低于最大及最小阈值电压(u_DC ^max,u_DC ^min)时将第三绝对值电路(341)的输出限制到所述最大阈值电压及最小阈值电压上；及

变化率限制器(343)，用于将第三限制器(342)输出的变化率限制在预定变化率上。

9．一种用于控制无功串联补偿器(3)的控制器，该无功串联补偿器在补偿器端子(3a,3b)处串联接入电力传输线(2a,2b)，该控制器包括：

a)线路电流检测装置(24)，用于检测流过电力传输线(2a,2b)中的线路电流(i)；

b)DC电压检测装置(26)，用于检测与无功串联补偿器(3)的逆变器(7)的调制器(10,C)相连接的电容器(C_DC)的DC电压(u_DC)，所述调制器(10,C)根据调制信号通过所述逆变器(7)控制对电容器(C_DC)的DC电容器电压(u_DC)的施加；

c)调制信号发生装置(11,13,14)，用于以m=m_dcos(ωt)-m_qsin(ωt)的形式产生信号m作为所述调制信号供给调制器(10,C,7)，其中ω为线路频率；

d)电流控制环(18,21,22,20)，用于将线路电流(i)控制到参考值(i_d ^ref)上，所述电流控制环的电流控制器(20)输出相应于补偿器(3)的所需补偿器端子输出电压(u_C)的控制信号(cc_out)；

e)电压控制环(15,19,16)，用于将DC电容器(C_DC)的DC电压(u_CD)控制到预定参考电压(u_DC ^ref)上，所述电压控制环的直流压控制器(16)输出用于所述调制信号m的调制指数m_d；

f1)控制方法设置装置(SS)，用于设置控制方法，其中补偿器端子输出电压(u_C)通过DC电容器电压(U_CD)(可调DC电压控制)的增加(减小)来控制；

f21)其中所述控制方法设置装置(SS)用于将调制指数m设置为恒定调制指数及用于将参考电压(u_DC ^ref)输出给电压控制环(15,19,16)，所述参考电压(u_DC ^ref)根据由所述电流控制器输出(cc_out)所指示的补偿器端子输出电压(u_C)的增加或减小而增加及减小；及

f22)其中所述控制方法选择装置(SS)还包括信号分离器(SS3,SS4,SS5)，后者包括变化率限制器(235,265,343)，用于将电流控制器输出(cc_out)的变化率限制在预定变化率上。

10．根据权利要求9的控制器(图23,26,34；SS3,SS4,SS5)，其中所述控制方法设置装置(SS)还包括：

绝对值电路(233,262,341)，用于确定电流控制器输出(cc_out)的绝对值；及

限制器(234,264,342)用于当绝对值电路(233,262,341)的输出超过及低于最大及最小阈值电压(u_DC ^max,u_DC ^min)时将绝对值电路(233)的输出限制到所述最大阈值电压及最小阈值电压上。

11．根据权利要求10的控制器(图26；SS4)，其中所述控制方法设置装置(SS)还包括：一个乘法器(263)，用于将绝对值电路(262)的输出乘以预定常数，所述常数是最小阈值电压(u_DC ^min)与最大调制指数(m_q ^max)之比，其中乘法器(263)的输出供给限制器(264)。

12．根据权利要求9的控制器(图25；235,265)，其中所述变化率限制器(235,265,343)包括：

第三限制器(255)，它乘以一个预定的时间常数(T_s)；

第二加法器(253)，具有用于接收第三乘法器(252)输出的第一输入，第二输入，及一个输出、用于构成变化率限制器的输出；及

一个^Z-1电路(254)，用于将变化率限制器的输出移动一个采样时间；

其中该^Z-1电路(254)的输出被加到第一加法器(266)的第二输入及第二加法器(253)的第二输入上。

13．根据权利要求9的控制器，还包括

去耦控制装置(25)，用于接收来自控制方法选择装置(SS)的调制指数(m_q’)及来自DC电压控制器(16)的调制指数(m_d’)，并向调制信号发生装置(13,14)输出新的调制指数m_q及m_d，以使得线路电流(i)与DC电压控制器(16)的输出(m_d’)无关，及DC电容器电压(u_DC)与控制方法选择装置(SS)的输出(m_q’)无关，其中AC电流幅值(i_D)及DC电容器电压(u_DC)可被独立地控制。

14．根据权利要求7的控制器，其中

所述电流控制环包括电流减法器(22)，用于从所述参考值(i_d ^ref)中减去线路电流(i)的有功电流幅值(i_d)及用于将结果输出到电流控制器(20)。

15．根据权利要求14的控制器，其中

所述电压控制环包括电压减法器(19)，用于从所述预定参考电压(u_DC ^ref)中减去所述电容器(C_DC)的电容器DC电压(u_DC)及用于将结果输出到DC电压控制器(16)。

16．根据权利要求15的控制器，其中

所述调制信号发生装置(13,14)包括一个坐标转换装置(14)，用于接收第一参考信号(sin(ωt))、第二参考信号(cos(ωt))、电流控制器(20)的输出(m_q’)及电压控制器(16)的输出(m_d’)并用于输出调制信号(m)。

17．根据权利要求16的控制器，其中

电力传输线(2a,2b)是一个三相系统，其中所述补偿器(3)，所述DC电压控制器(16)，所述去耦装置(25)，所述坐标变换装置(14)及所述调制信号m对各相共设置三套及所述电流控制器(20)设置一套。

18．根据权利要求17的控制器，还包括

-电压检测器(23)，用于检测每相线路电压；

-电压PLL检测单元(18)，用于从电压检测器(23)接收线路电压及用于输出各与线路电压相位及线路频率(ω)同步的第三参考信号(sin(ωt))及第四参考信号(cos(ωt))；

-相位转动装置(17)，用于接收所述第三及第四参考信号及相位信号(φ)及用于产生第一及第二参考信号以供给所述坐标变换装置(14)；及

-三相极坐标变换装置(21)，用于接收每相的线路电流(i)及用于将有功电流幅值(id)输出给所述电流减法器(22)及所述去耦装置(25)并将相位信号(φ)输出给所述相位转动装置(17)。

19．根据权利要求17的控制器，还包括

-电流PLL检测单元(18)，用于从线路电流检测装置(24)接收线路电流(i)及用于将各与线路电流(i)的相位及线路频率(ω)同步的所述第一参考信号(sin(ωt))及第二参考信号(cos(ωt))输出到所述去耦装置(25)；及

-分量检测器(21)，用于接收线路电流(i)及用于将有功电流幅值(id)输出给所述电流减法器(22)及所述去耦装置(25)并将无功电流幅值(iq)输出给所述去耦装置(25)。

20．根据权利要求16的控制器，其中

电力传输线(2a,2b)是一个单相系统，其中所述补偿器(3)，所述DC电压控制器(16)，所述去耦装置(25)，所述坐标变换装置(14)及所述电流控制器(20)各设置一套。

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