JP2001286061A

JP2001286061A - 無効電力直列補償器用コントローラ

Info

Publication number: JP2001286061A
Application number: JP2000276214A
Authority: JP
Inventors: Toshiyuki Fujii; 俊行藤井; Bahr Andreas; アンドレアス・ベール
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2000-03-31
Filing date: 2000-09-12
Publication date: 2001-10-12
Anticipated expiration: 2020-09-12
Also published as: JP4230648B2; CN1214504C; US6242895B1; EP1168564A1; CN1315768A

Abstract

(57)【要約】【課題】補償器端子出力電圧における高調波の発生を
低減し、かつ、それでいてゼロ電圧を回避することが可
能な無効電力直列補償器用コントローラを得る。【解決手段】電流コントローラ（２０）は、所望の補
償器端子出力電圧（ｕ_c）を示す制御電圧（ｃｃ_out）を
出力する。制御方法選択手段（ＳＳ）は、低出力電圧領
域では、電圧制御ループ用の一定の基準電圧
（ｕ_DC ^ref）と、変調信号ｍ＝ｍ_dｃｏｓ（ωｔ）−ｍ_q
ｓｉｎ（ωｔ）の可変変調指数ｍ_qとを生成する。高出
力電圧範囲では、制御方法選択手段（ＳＳ）は一定の変
調指数ｍ_qと可変基準電圧（ｕ_DC ^ref）を出力する。電圧
コントローラ（１６）は、変調信号ｍの変調指数ｍ_dを
出力する。さらに、制御方法選択手段（ＳＳ）は基準電
圧（ｕ_DC ^ref）の変化率を制限するレートリミッタ（２
３５、２６５、３４３）を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電力送電線に補償器
端子により直列挿入された無効電力直列補償器を制御す
る制御装置に関する。一般に、この種の変圧器なし無効
電力直列補償器において、補償器から送電線に印加され
た線電流、及び／又は、電圧を制御するためにインバー
タ制御が実施される。電圧／電流制御は送電線の一端か
らもう一方の端への電力流の制御、および、補償器端子
における補償器電極出力電圧を供給するコンデンサを充
電するために補償器のインバータへの電力流入の実施を
可能化する。

【０００２】一般に、以下に更に詳細に説明するよう
に、線電流の無効部分と有効部分をそれぞれ制御するた
めに、電流フィードバック制御ループ及び電圧フィード
バック制御ループが用いられる。そのために、インバー
タのＰＷＭ制御がこれに基づいて実施される変調信号は
特定位相の正弦波信号である。変調信号の振幅および位
相を調節すると、電力制御の実施を可能にする。

【０００３】このような制御ループを用いることで、補
償器の出力電圧を、一定の直流電圧で変調指数によって
制御することができる。あるいは、出力電圧は、パワー
エレクトロニクスとその応用に関する第８回欧州会議
（ＥＰＥ）の講演論文集、Ｌａｕｓａｎｎｅ、１９９９
年、「Ｈｙｂｒｉｄｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｌｅｓｓ
ｒｅａｃｔｉｖｅｓｅｒｉｅｓｃｏｍｐｅｎｓａｔ
ｏｒｓ」（ハイブリットトランスレス無効電力直列補償
器）（この論文の第８頁を参照のこと）のように、一定
の変調指数のみを用いて、直流電圧によって制御可能で
ある。しかし、一定の直流電圧を用いると、基本成分が
直流電圧よりも小さい場合でさえも、インバータによる
高調波の送電線への注入を減少することができない。さ
らに、一定の変調指数制御を用いると、有効電圧が送電
線に十分に注入されえないため、直流電圧の制御性がゼ
ロ又は非常に低い直流電圧領域において劣化する。した
がって、この方法は、全域動作に適用することが不可能
である。さらに、上述した２つの異なる制御方法では、
インバータのスイッチング素子のスイッチング損失、及
び補償器の直流コンデンサの漏洩損失のような直流電圧
依存性損失を低減することも難しい。

【０００４】本発明は、特に、電流及び電圧制御ループ
を含むコントローラによって制御される補償器による高
調波の注入をどのようにして低減することができるかと
いうことに関する問題を検討する。本発明はまた、その
他の上述した問題を検討するものである。

【０００５】以下、最初に変圧器なし無効電流直列補償
器と、補償器を制御するための、電流及び電圧制御ルー
プを備えたコントローラの概略的な背景について説明す
る。

【０００６】

【従来の技術】近年、融通性交流送電システム（ＦＡＣ
ＴＳ）用電力電子装置が研究され、実用系統へ適用され
ている。変圧器なし無効電力直列補償器はこれらの装置
の１つであり、上述したように電力流制御を実施するた
めに効果的である。変圧器なし無効電力直列補償器は変
圧器を含まないので、そのサイズが小さく、かつ有利に
使用できる。

【０００７】図１および図２は、それぞれインダクタン
スＬ_ACおよび抵抗Ｒ_ACを持つ送電線２ａ、２ｂを介して
相互に干渉する２つの交流電力系統１ａ、１ｂを含む送
電系統の一般的な構成を示す。図１および図２に示すよ
うに、送電系統は単相システム又は３相システムであ
る。単相システムにおいては、ただ１つの直列補償器３
を装備することが必要であるが、３相システムにおいて
は、図２に示すように、複数の直列補償器３がそれぞれ
直列に挿入される。参照番号３ａ、３ｂはそれぞれ、そ
れぞれの１つ又は複数の直列補償器が直列挿入されてい
る端子を示す。

【０００８】図３に示すように、一般的な直列補償器３
は、起動スイッチ４、フィルタ１２、インバーター７、
直流コンデンサＣ_DC、制御手段Ｃ、鋸歯波ゼネレータ１
０、変調信号生成手段１１を含む。インバーター７は、
制御手段Ｃによって出力されるＰＷＭ制御信号ＳＷ_5a、
ＳＷ_5b、ＳＷ_5c、ＳＷ_5dによって各々制御される４つの
サイリスタ５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄを含む。

【０００９】用語「サイリスタ」とは、一般に、図３に
示すように、その導通を遮断することが制御不可能な装
置であるが、インバータ用にはＰＷＭが用いられるの
で、ゲート遮断型サイリスタが用いられる。ＧＴＯ（ゲ
ートターンオフサイリスタ）、ＧＣＴ（ゲート転流サイ
リスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート双極式トランジスタ）
は一般に図３に示す種類のスイッチング電力素子として
使用することが可能であるので、今後、用語「サイリス
タ」は、全てのこの種スイッチング電力素子を含むもの
と仮定する。

【００１０】各サイリスタは、逆並列に接続されたダイ
オード６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄを有する。フィルタ１２
は、インバータ７のＰＷＭ制御によって生成する更に高
次の高調波を濾波するための２つのリアクタ９ｂ、９ａ
及び１つのコンデンサ８を含む。フィルタ端子は、サイ
リスタ５ａ、５ｂとダイオード６ａ、６ｂ、及び、サイ
リスタ５ｃ、５ｄとダイオード６ｃ、６ｄのそれぞれの
相互接続部へ接続される。直流コンデンサＣ_DCは、サイ
リスタ及びダイオードのもう一方の端子に接続される。

【００１１】直列補償器３の回路構成は従来型であり、
例えば、同一出願者による欧州特許出願Ｎｏ．９８１１
６０９６．３、Ｎｏ．９８１０６７８０．４及びＮｏ．
９９１２４８５１．９に開示済みである。特に、これら
２つの特許出願は、直列補償器３の起動および停止制
御、並びに、非干渉制御について記述している。

【００１２】インバータ７のＰＷＭ制御は、主として図
４のダイアグラムに示すように実施される。図３におけ
る変調信号生成手段１１は正弦波変調信号ｍを生成し、
鋸歯波ゼネレータ１０は２鋸歯搬送信号ｃｓ１、ｃｓ２
を出力する。ＰＷＭ制御信号ＳＷ５_a、ＳＷ５_dは、変調
信号ｍをそれぞれの搬送信号ｃｓ１、ｃｓ２と比較する
ことにより生成される。すなわち、変調信号振幅が搬送
波信号ｃｓ１振幅より大きい場合には、ＰＷＭスイッチ
ング信号ＳＷ_5aがオンであり、変調信号振幅の方が小さ
い場合にはオフである。同様に、変調信号の振幅が反転
された搬送波信号ｃｓ２より大きい場合には、もう一方
のＰＷＭスイッチング信号ＳＷ_5dはオンからオフへ切り
替えられる。ＰＷＭ信号ＳＷ_5a、ＳＷ_5dは、サイリスタ
５ａ、５ｄをトリガするために使われる。勿論、同様の
制御がサイリスタ５ｂ、５ｃにも適用されるが、説明を
簡単にするためにここで記述しないことに注意された
い。

【００１３】直流コンデンサＣ_DCがｕ_DCに充電されるも
のと仮定すれば、接続端子３ａ、３ｂにおける出力電圧
ｕ_cは図４のグラフ底部に示すような波形となる。変調
信号、及び／又は、搬送波信号の振幅を変えることによ
り、及び／又は、変調信号、及び／又は、搬送波信号の
位相を変えることによって異なる波形の出力電圧ｕ
_c（以後、インバータ端子電圧または補償器出力電圧と
も称する）が達成されることが理解されるはずである。
図４と図３を比較すると、出力電圧ｕ_cは実質的に端子
３ａ、３ｂに供給される電圧であることが理解できる。

【００１４】図４から、端子電圧ｕ_cはインバータ７の
ＰＷＭ制御に起因して変化するかのように見えるが、線
インピーダンスＬ_ACによる干渉効果を介して電流と電圧
はリンクしているので、勿論、線電流ｉも同様に変化す
るはずである。ここで、ＰＷＭ制御が線電圧および線電
流に同時に及ぼす影響について説明することとする。

【００１５】電流および電圧制御を説明するために必要
な図３の本質的な部分の概要ダイアグラムを図５に示
す。図６は、図５に関する原理フェーザダイアグラムを
示す。図１の場合と同様に図５においても、補償器３
は、交流電力系統１ａ、１ｂに接続されている送電線２
ａ、２ｂ間に直列的に接続される。電流制御と電圧制御
の位相関係について説明するためには、勿論図５の場合
にも線インピーダンスＲ_ACは同様に存在することは理解
しなければならないが、線インピーダンスＲ_ACについて
明白に考察する必要はない。参照番号７で示すブロック
を用いてインバータ制御について概略的に説明すること
とする。変調信号ｍはＰＷＭ制御を実施するために供給
される。ｕ_Lは線インピーダンスＬ_ACの結果として発生
する電圧であり、ｉは線電流であり、ｉ_DCは直流コンデ
ンサＣ_DCを流れる電流であり、ｕ_DCは直流コンデンサＣ
_DCの電圧であり、ｕ_cは直列補償器３の出力電圧であ
る。更に、ｕ_xは、交流供給源間の差電圧に相当する架
空電圧である。説明を簡単にするために、位相関係に関
する限り、スイッチング損失、コンデンサの漏洩損失、
及び／又は、直流フィルタの損失を含む直流側における
漏洩コンダクタンス、即ち、直流コンデンサＣ_DCに対し
て実質的な並列抵抗は考慮する必要がない。

【００１６】図６は原理フェーザダイアグラムを示し、
図５に関して説明の対象となる電圧をその中に示す。補
償器３は、直流コンデンサ電圧ｕ_DCを用いて、限られた
振幅をもつ任意の位相の出力電圧ｕ_cを出力することが
できる。図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ、線電
流ｉの制御に際して補償の無い場合、容量性作動する場
合、誘導性作動する場合を示す。即ち、補償器３がゼロ
電圧ｕ_cを線（ライン）に注入する場合、インダクタン
ス電圧ｕ_Lは架空電圧ｕ_x（図７（ａ））と同じである。
この場合、線電流ｉは、インダクタンス電圧ｕ_Lに対し
て９０°位相遅れをもって送電線を通る電流である。

【００１７】補償器３が線電流ｉに対して９０°進んだ
容量性電圧ｕ_cを注入する場合、インダクタンス電圧ｕ_L
は増大し、従って、線電流ｉも増大する（図７
（ｂ））。

【００１８】他方、補償器３が誘導電圧を線（ライン）
に注入する場合（ｕ_cはインダクタンス電圧ｕ_Lと同位相
である）、インダクタンス電圧ｕ_Lは減少し、従って、
線電流ｉも減少する（図７（ｃ））。従って、補償器３
の第１目的は、補償器３によって出力される電圧により
（補償器出力電圧ｕ_cの振幅および位相により）線電流
ｉを制御（増加／減少）可能にすることにある。更に、
勿論、当業者は、単相に関して上述した事を、３相シス
テムに対して同じ仕方において実現する。

【００１９】勿論、図７に示す制御は、そうでなければ
線（ライン）への電圧注入は不可能なはずであるので、
直流コンデンサＣ_DCが所定電圧ｕ_DCまで充電された場合
に限り、実施可能である。蓄電池または別の電源を使用
する代わりに、線（ライン）から直流コンデンサＣ_DCへ
流入する電力流が実施されるように、補償器３を同様に
制御することは有利である。この種の線（ライン）から
コンデンサへの充電または有効電力流については、図８
及び図９を参照して説明することとする。

【００２０】既に述べたように、直流コンデンサＣ_DCの
充電には、送電線２ａ、２ｂからインバータ７を介して
直流コンデンサＣ_DCへの有効電力を必要とする。電力系
統１ａ、１ｂから有効電力を取るには、補償器３が印加
交流電圧ｕ_cの有効成分を直流コンデンサＣ_DCに供給し
なければならない。

【００２１】定常状態においては、図７（ｃ）に関して
既に説明し、同様に図８（ａ）にも示すように、補償器
３は、線電流ｉに対して９０°の位相差を持つ無効電圧
ｕ_cを出力する。この状況は、図８（ａ）および図８
（ｃ）に示すように、充電制御の初期状態および最終状
態に存在する。

【００２２】有効電力を取り入れるために、補償器３が
短期間に亙って有効成分を出力する場合、図８（ｂ）に
示すように、インダクタンス電圧も過渡的に変化する。
過渡インダクタンス電圧はｄｉ／ｄｔ成分およびωＬｉ
成分を含む。ｄｉ／ｄｔ成分の生成に際して、ωＬｉ成
分が影響される。次に、ωＬｉ成分の変動はｄｉ／ｄｔ
成分に影響し、図８（ｂ）に示すように、線電流は揺動
状態で変動する。従って、充電プロセスはコンデンサ電
圧に影響するだけでなく、線電流にも影響する。電流お
よび電圧の動的動作を考察することから理解されるよう
に、理由は線インダクタンスＬ_ACを介する干渉効果であ
る。

【００２３】すなわち、インダクタンスＬ_ACの電圧方程
式は次のように表される。

【００２４】

【数１】

【００２５】ここに、Ｌ_AC、ｉ、ｕ_ACはそれぞれ線イン
ダクタンス、線電流、インダクタンス電圧である。次式
（１．２）及び（１．３）に示すように定常状態条件に
おいて、その周波数がωであるような回転基準フレーム
が導入された場合においては、

【００２６】

【数２】

【００２７】

【数３】

【００２８】電圧方程式（１．１）は、次のように成分
方程式に分解可能である。

【００２９】

【数４】

【００３０】

【数５】

【００３１】図８（ｂ）に示すように、Ｕ_d（印加電圧
の有効部分）が変化すると、Ｉ_d（電流の有効部分）も
変化し、Ｉ_q（電流の無効部分）も同様に影響される。

【００３２】直流電圧に対する線電流制御の干渉を図９
に示す。線電流制御による補償器電圧の無効成分の急速
な変化は、インダクタ電圧のｄｉ／ｄｔ成分を生成す
る。従って、線電流フェーザｉは最初の変化の方向に向
かって動く。次に、ωＬｉ成分およびｄｉ／ｄｔ成分
は、干渉が反対向きであることを除いて同じメカニズム
により相互に影響する。その結果として、線電流は変動
し、かつ補償器電圧と同位相成分である有効成分を含
む。この段階において、図９（ｂ）に示すようにこの有
効成分は、送電線から直流コンデンサＣ_DCへ過渡状態に
おける有効電力流を生じさせる。ただし、線電流が制御
される場合には、明らかに線電流制御により直流電圧も
影響を受ける。

【００３３】図５，６、７、８、９についての記述から
理解されるように、直列補償器用コントローラの主目的
は、図７に示すように線電流を増加／減少させるような
制御を実施し、図８、図９に示すように、有効電力が直
流コンデンサＣ_DCに流入することを可能にすることによ
って直流コンデンサＣ_DCを充電することにある。この種
のコントローラについて以下に説明することとする。

【００３４】従来技術における電流および電圧制御図１０および図１１はそれぞれ単相および３相システム
用コントローラを示す。実質的に電流ループ及び電圧ル
ープを有するこの種コントローラは、パワーエレクトロ
ニクスとその応用に関する第８回欧州会議（ＥＰＥ）の
講演論文集、Ｌａｕｓａｎｎｅ、１９９９年、頁１−１
０「Ｈｙｂｒｉｄｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｌｅｓｓ
ｒｅａｃｔｉｖｅｓｅｒｉｅｓｃｏｍｐｅｎｓａｔ
ｏｒｓ」（ハイブリットトランスレス無効電力直列補償
器）を典拠としてよく知られている。図１０を参照しな
がら単相システムの原理制御方式について以下に説明す
ることとする。

【００３５】直列補償器３の構成は、図３又は図５，６
に関して既に説明したとおりである。それは、補償器端
子３ａ、３ｂにおいて、送電線２ａ、２ｂに直列接続さ
れる。補償器３は変調信号ｍによって制御される。電流
センサ２４は線電流ｉを感知し、電圧センサ２６は直流
コンデンサ電圧ｕ_DCを感知する。

【００３６】電流と電圧の間には次の方程式によって表
される次の関係が存在する（この場合には線抵抗Ｒ_ACも
含まれる）。

【００３７】

【数６】

【００３８】

【数７】

【００３９】方程式（１．２）及び（１．３）の場合と
同様に、定常状態における基準フレームωを再度導入す
ることにより、次式が得られる。

【００４０】

【数８】

【００４１】

【数９】

【００４２】

【数１０】

【００４３】勿論、当業者は、これらの方程式が、たと
えば、ｉ＝Ｒｅ［（ｉ_d＋ｊｉ_q）ｅｊωｔ］のような複
素数平面におけるフェーザ式と同じであることを理解す
る。方程式（２．３）〜（２．５）を方程式（２．１）
に挿入することにより、次の方程式が得られる。

【００４４】

【数１１】

【００４５】回転基準フレームωにおける交流電流の動
方程式を求めるために、三角関数の係数が次のように導
出される。

【００４６】

【数１２】

【００４７】

【数１３】

【００４８】方程式（２．７）および（２．８）はそれ
ぞれ電流動特性を表す。交流辺と直流辺の電力均衡を用
いて、方程式（２．２）における直流電圧動特性は交流
電流現行力学に関係付けることができる。勿論、補償器
３の出力端子端３ａ、３ｂにおける出力電圧ｕ_cはイン
バータ７に適用された変調ｍに直接関係する。従って、
原理的には、補償器３の出力電圧ｕ_cは変調信号ｍとの
間に次の関係を有する。

【００４９】

【数１４】

【００５０】再び、基準フレームωを導入し、基準フレ
ームをｍ＝ｍ_dｃｏｓ（ωｔ）−ｍ_qｓｉｎ（ωｔ）とし
て変調信号にも適用すれば、振幅に関して次の関係が存
在しなければならない。

【００５１】

【数１５】

【００５２】

【数１６】

【００５３】方程式（２．１０）および（２．１１）を
方程式（２．７）および（２．８）に挿入することによ
り、次式が得られる。

【００５４】

【数１７】

【００５５】

【数１８】

【００５６】補償器の瞬間的な交流有効電力Ｐ_AC＝ｕ_C
＊ｉおよび直流電力Ｐ_DC＝Ｕ_DC＊ｉ_D _Cは、コンバータに
おける損失の無い状態の下では平衡していなければなら
ないので、直流電流は次式で表される。

【００５７】

【数１９】

【００５８】ここに、△ｉ_DCは、単相における交流電力
の変動に起因する電流変動を表す。△Ｉ_DCは次式で表さ
れる。

【００５９】

【数２０】

【００６０】従って、方程式（２．１４）を方程式
（２．２）に代入することにより、直流電圧動特性は次
式（２．１６）の方程式を得ることができる。

【００６１】

【数２１】

【００６２】前述の方程式で特に方程式（２．１２）お
よび（２．１３）は、交流電流（ｉ _dおよびｉ_q）及び直
流電圧（ｕ_DC）は、変調指数ｍ_dおよびｍ_qを介して得ら
れる変調信号（ｍ_dおよびｍ_q）を介して実際に制御可能
であることを示す。同様に、方程式（２．１６）も、こ
れが可能であることを示す。

【００６３】図１０に示すように、基本コントローラ
は、システム内の２つのフィードバック制御ループで構
成され、ここに一方は交流電流振幅制御であり、もう一
方は直流電圧制御であって、これらは、一連の方程式で
導出された変調指数に基づく。無効電力直列補償器は定
常状態における無効電力だけが制御可能であり、交流電
流におけるｑ軸成分は位相ロックループ１８によってゼ
ロに保持されるので、ｍ _qは誘導性および容量性電圧と
関係があり、交流線電流振幅を制御するために用いられ
る。ｍ_dは有効電力に関係し、方程式（２．１６）にお
けるｉ_q＝０において唯一の利用可能な信号であるの
で、直流電圧はｍ_dによって制御される。

【００６４】図１０は直列補償器の基本制御のブロック
図を示す。このコントローラは、振幅検出器２１を有す
る電流コントローラ２０、フィルタ１５を有する直流電
圧コントローラ１６、電流位相検出器（ＰＬＬ）１８、
座標変換ユニット１４、及び、直流電圧変動補償手段１
３による直流電圧変動補償から構成される。

【００６５】原則として、図１０に示すコントローラ
は、前述の方程式（２．１２）、（２．１３）、（２．
１６）によって規定された制御を実施する。振幅検出器
２１は、電流検出器２４によって感知された線電流ｉの
電流振幅を検出する。参照番号２２は、振幅検出器の出
力値ｉ_dからコマンド値ｉ_d ^refを減算する減算器を示
す。参照番号２０は、例えば変調信号の実数部分ｍ_qを
出力するＰＩまたはＰＩＤコントローラのような電流コ
ントローラを示す。

【００６６】参照番号１５は、基本周波数の第２高調波
を濾波するフィルタを示す。参照番号１９は、電圧コマ
ンドｕ_DC ^refからフィルタ１５の出力を減算する減算器
を示す。参照番号１６は直流電圧コントローラ、即ち、
変調信号ｍの虚数部分ｍ_dを出力するＰＩまたはＰＩＤ
コントローラを示す。

【００６７】既に説明したように、参照番号１８は、電
流検出器２４によって検出された線電流ｉの位相にロッ
クされた基準信号ｓｉｎ（ωｔ）、ｃｏｓ（ωｔ）を出
力する位相検出器（例えば位相ロックループＰＬＬ）を
示す。既に説明したように、基本的に、無効電力直列補
償器３は無効電圧ｕ_cを出力し、従って、場合によって
は、制御システムが交流線電流ｉの位相に関する入力を
必要とする。図１０に示す単相システムにおいて、交流
電流ｉを利用した位相の直接測定が用いられる。位相検
出器１８は、位相の三角関数を生成する位相ロックルー
プＰＬＬを含む。

【００６８】参照番号１４は、変調信号ｍの実数および
虚数部分ｍ_q、ｍ_dに基準信号ｃｏｓ（ωｔ）、ｓｉｎ
（ωｔ）をそれぞれ乗算する第１および第２乗算器１４
ａ、１４ｂを含む座標変換手段を示す。参照番号１４ｃ
は、第２乗算器１４ｂの出力から第１乗算器１４ａの出
力を減算する減算器を示す。出力は複素数信号であり、
変調信号ｍ₀である。

【００６９】参照番号１３は、既に言及したように、乗
算器１３ａおよび除算器１３ｂを含む直流電圧変動補償
手段を示す。乗算器１３ａは、減算器１４ｃからの出力
信号に除算器１３ｂからの出力を乗算し、変調信号ｍを
出力する。除算器１３ｂは、フィルタ１５からの出力を
フィルタ１５の入力によって除算する。フィルタ１５及
びユニット１３を使用すると高調波の影響を有利に軽減
できるが、これらは任意装備品である。

【００７０】前述のユニットは、感知された電流ｉおよ
び感知された直流コンデンサ電圧ｕ _DCに基づく電流およ
び電圧に関する２つの制御ループを形成する。

【００７１】電流制御ループはフィードバック制御を用
いて交流電流の振幅を制御するためにｑ軸変調指数ｍ_q
を出力する。電流コントローラ２０は、測定した電流振
幅ｉ_dが基準値よりも大きい場合、一層小さい電流作動
点へ移動するように、正方向におけるｍ_qを修正する。
測定した電流振幅ｉ_dが基準値より小さい場合には、反
対方向に演算が実施される。従って、電流コントローラ
２０直前の減算器２２は、基準信号ｉ_d ^refに対しては負
記号をもつ。振幅検出器２１は、単相補償器に対して
は、ピーク検出器および整流器等であることが好まし
い。

【００７２】一方、電圧コントローラ１６は、補償器３
の直流電圧を制御するために、変調信号ｍの有効成分ｍ
_dを出力する。直流電圧が低下すると、電圧コントロー
ラ１６は、補償器３の交流電圧の有効電力成分が増大す
るようにｍ_dを増大させ、交流システムから直流コンデ
ンサへの電力流入が実施される。直流電圧ｕ_DCが増大す
ると、直流電圧コントローラ１６によって、ｍ_dは負方
向に修正される。１サイクルにおける単相交流電力の変
動に起因して、直流電圧には、基本周波数の２倍の変動
が生じる。この周波数は一般に電圧制御ループの優勢周
波数よりはるかに高いので、コントローラにおける変動
を軽減するためには検出フィルタ１５を装備することが
好ましい。

【００７３】位相検出器１８は、一方において同位相基
準正弦波信号ｓｉｎ（ωｔ）を供給し、他方において交
流電流に直交するｃｏｓ（ωｔ）を供給するために、交
流電流ｉの位相を検出するか、又は、これに追従する。
図１０において、ｃｏｓ（ωｔ）は同位相の基準信号で
あり、ｓｉｎ（ωｔ）は９０°異なる信号である。

【００７４】ｍ_q及びｍ_dが電流及び電圧制御ループから
出力される場合、合成器１４、即ち座標変換手段は、ｍ
_d及びｍ_qを単相交流変調信号へ変換する。この場合、変
換における減算がｍ_qｓｉｎ（ωｔ）に関して負符号を
持つように、ｍ_qは交流電流に対して９０度進んだ成分
である。

【００７５】既に説明したように、直流電圧変動補償手
段１３は、座標変換手段１４の下流に装備される。単相
交流／直流コンバータの場合、直流電力変動の周波数は
交流送電系統の基本周波数の２倍である。更に、補償器
の出力交流電圧はｍ＊ｕ_DCによって表示される。変調信
号ｍが正弦波である場合には、当該変調信号は変動によ
って歪められるはずである。従って、変動の補償は、第
２高調波を含まない状態に出力電圧を保つように実施さ
れることが好ましい。フィルタ１５によって出力される
濾波済み直流電圧（変動なしで）を瞬間直流電圧ｕ
_DC（変動あり）によって割り算することにより、減算器
１９に補償信号が供給される。座標変換の出力はこの補
償信号が掛け算される。従って、減算器１９へ入力され
る補償信号入力はｕ_DC ₀／ｕ_DCとして表すことができ
る。この場合、ｕ_DC ₀はコンデンサ電圧ｕ _DCの直流成分
である。従って、変調信号は次のように表現できる。

【００７６】

【数２２】

【００７７】ここに、ｍ₀は変換ユニット１３の出力で
あり、補償器の出力電圧ｕ_cは、次式で表されるように
ｍ₀に比例する。

【００７８】

【数２３】

【００７９】図１０は単相システム用コントローラの原
理的構成を示すが、図１１に示す３相システムコントロ
ーラは、図１０の単相システムに完全に類似する。図１
０に示すユニットに加えて、図１１は３相極座標変換ユ
ニット２１及び位相回転ユニット１７も含む。位相検出
器１８は、基準フレームωに関して３つの線電圧の位相
を検出する電圧検出器２３から信号を受け取る。３相極
座標変換ユニット２１は、電流検出器２４によって検出
された３相電流値に関する電流振幅ｉ_dを出力する。同
様に、図１０に示す位相検出器１８によって出力される
基準信号ｓｉｎθ、ｃｏｓθは、ここで、電流位相検出
器１７によって出力される。図１０の場合と同様に、座
標変換手段１４は、変調指数ｍ_q、ｍ_d並びに３相極座標
変換ユニット２１によって出力された検出済みの電流振
幅ｉ_dを受け取る。図１１における他のユニットは、補
償器３、直流電圧変動補償手段１３、座標変換手段１
４、直流電圧コントローラ１６、及び、２ｆフィルタが
それぞれ各位相に装備されている点だけが異なる、図１
０に関して既に記述されたユニットと完全に対応する。

【００８０】既に述べたように、基本的に、無効電力直
列補償器３は無効電圧ｕ_cを出力し、従って、３相系統
における制御システムも交流線電流ｉの位相に関する入
力を必要とする。図１１に示す３相系統においては、交
流電圧を使用する位相の間接測定が用いられる。第１位
相ロックループＰＬＬを含む位相検出器１８は交流電圧
の位相を生成する。ただし、交流電圧位相は交流電流の
位相と同じではないので、修正が必要とされる。この修
正は、位相差検出ユニット２１および位相回転ユニット
１７によって実施される。これらのユニット２１、１７
を用いると、修正された信号ｓｉｎθ、ｃｏｓθは交流
電流ｉに同期化される。これらユニットの機能は次のと
おりである。

【００８１】ユニット２１は、電流センサ２４によって
検出された３相交流電流を受け取り、その振幅、およ
び、交流線電圧の位相を感知する位相検出器１８からの
出力ｓｉｎωｔ、ｃｏｓωｔによって供給される交流電
圧の位相に対する位相差を出力する。従って、ユニット
２１は振幅検出および位相差検出を介した位相ψに基づ
いて電流振幅ｉ_dを出力する。

【００８２】既に説明したように、ユニット１８は基本
的に位相検出の責任を負い、対応する位相の三角関数を
出力する。従って、三角関数は入力交流電圧の単位振幅
信号を表す。例えば、交流電圧の１つの位相と余弦関数
は同位相であり、もう一方の位相は±１２０°の差があ
る。単位振幅の交流信号がユニット１４において用いら
れる。位相回転ユニット１７は、それぞれ交流線電圧と
同位相である電圧ＰＬＬユニット１８の三角関数を受け
取る。ただし、座標変換手段１４は、交流電圧位相でな
くて交流電流位相を必要とする。従って、位相回転手段
１７は、三角関数の位相が交流電流の位相と同じである
ように電圧ＰＬＬユニット１８による出力を修正する。
これは、基本的に、デカルト成分、即ち正弦と余弦によ
ってデカルト座標に表されるベクトルの回転変換によっ
て達成される。

【００８３】上述した電流及び電圧制御用制御システム
は、図１２のブロック図において要約される。即ち、電
流制御ループはユニット２４、２１、１８、２２、２０
によって装備され、電圧制御ループはユニット２６、１
５、１９、１６によって装備される。最終的に変調信号
ｍを補償器３に出力するために、変調指数ｍ_q及びｍ_dを
合成する合成器１４、１３を識別することができる。

【００８４】一定の直流電圧及び定指数制御問題図１〜図１２に関して既に説明したように、例えば図１
０に示すようなコントローラは、変調信号ｍ＝ｍ_dｃｏ
ｓ（ωｔ）−ｍ_qｓｉｎ（ωｔ）を生成し、本質的に図
７に示すような線電流制御を実施するために、搬送波信
号ＣＳ１、ＣＳ２を介して、コンデンサ電圧ｕ_DCの補償
器端子３ａ、３ｂへの印加が制御される。搬送波信号Ｃ
Ｓが一定の振幅及び周波数を有する場合、補償器端子出
力電圧の波形（図１３（ａ）に示すように）はパルス幅
変調信号であり、その波形は、変調信号の振幅によって
（かつ、勿論本明細書では送電線の周波数であり、一定
であると仮定される周波数によって）決定される。補償
器端子出力電圧は、変調信号に基づいて生成されている
ため、出力電圧の基本成分は、図１３（ｂ）に示すよう
に、変調信号と同じに見える。しかしながら、補償器端
子出力電圧はまた、図１３（ｃ）に示すように、高調波
も含む。実際に補償器端子からの電圧の供給が図１３
（ｂ）に示す基本成分のみを含むはずであるため、これ
らの高調波は望ましくない。

【００８５】勿論、高調波成分生成の量は、変調信号の
振幅に依存する。例えば、変調信号の振幅が増大する
と、変調信号の振幅がそれぞれの搬送波信号の振幅を常
に越えて、コンデンサ電圧の端子３ａ、３ｂへの印加が
基本成分の波形に完全に対応する矩形波となるといった
場合が最終的に存在する。即ち、変調指数が１に等しい
場合、勿論基本成分のコンテンツはいかなる高調波成分
よりも大きい。

【００８６】図１４は、高調波の基本振幅及び実効値
（二乗平均平方根）を示し、高調波成分が変調信号（基
本成分）、即ちより具体的には、変調指数にしたがって
変化することがわかる。図１４からわかるように、約
０．６５よりも大きないずれの変調指数についても、よ
り高次の高調波は、０．６５〜１の間の領域において
（図１４において吟味する例の場合）補償器出力電圧の
変調指数制御を用いることができる、即ち、変調信号の
振幅が生成したいと望む出力電圧にしたがって変化すべ
きであるように、基本成分よりも低い値を有する。しか
し、高調波実効値は、０．６５以下の低変調指数領域
（低基本成分領域）において基本成分よりも大きいこと
に注意されたい。したがって、十分な高調波抑制を達成
できるため、０．６５以上の高変調指数を有する一定変
調指数制御を選択することが好ましい。

【００８７】しかし、一定変調指数制御は、有効電圧を
線（ライン）に十分に注入することができないため、直
流電流の制御性がゼロ又は非常に低い直流電圧領域にお
いて劣化するといったような他の問題を有する。したが
って、一定変調指数制御は、補償器端子出力電圧のすべ
ての値に対して適用可能であるわけではない。特に、一
定変調指数制御方法において、電流コントローラ２０が
直流電圧を調節する。しかし、補償器端子出力電圧がゼ
ロであれば、直流制御電圧もまたゼロである。このよう
な場合、もはや送電線から直流コンデンサに有効電力を
引き込むことは不可能であり、それ以上直流電圧を制御
することができない。このため、直流コンデンサＣ
_DCは、電池又はプレチャージ回路によって充電されなく
てはならない。ゼロ線（ライン）電圧ｕ_cを避けるため
に、米国特許第５，１９８，７４６号は、インバータの
出力端子電圧がゼロであるときでさえ、電圧を所定値に
制限（clamp）する絶対値回路を使用する。このように
して、制御性が保持される。

【００８８】したがって、連続動作のために補償器出力
端子電圧が低い場合、一定変調指数制御を使用すること
ができない、即ち、直流制御電圧に対する最小限度を保
証しなければならない。

【００８９】さらに、一定変調指数制御方法を適用する
と、直流電圧が単相インバータにおいて摂動を有する場
合、直流コンデンサ電圧が低補償器出力端子電圧におい
てゼロになる。このため、出力端子電圧の制御性が減少
する。これら摂動の原因は、単相インバータの直流電流
が、瞬間電力変化に起因する第２高調波摂動を含むとい
うことである。結果として、直流回路に第２高調波フィ
ルタが不在であると、直流電圧もまた同じ周波数の摂動
を有する。直流電圧摂動の振幅が直流コンデンサ電圧の
平均値よりも大きい場合、瞬間直流コンデンサ電圧はゼ
ロになる。逆並列のダイオードの使用に起因して、イン
バータは負の直流電圧を提供することができず、そのた
め、摂動により直流コンデンサ電圧がゼロ未満に降下す
る場合、補償器端子出力電圧は制御不可能である。

【００９０】しかし、補償器端子出力電圧ｕ_cは、変調
指数（即ち、変調信号の振幅）によってだけではなく、
変調指数の代わりに直流コンデンサ電圧ｕ_DCを変更する
ことによってもまた制御することができない。その理由
は、補償器端子出力電圧ｕ_cがコンデンサ電圧ｕ_DCの大
きさに依存するからである。したがって、パルス幅変更
（変調指数変更）だけでなくコンデンサ直流電圧ｕ_DCの
変更も、異なった出力電圧ｕ_cの生成につながる。この
ため、補償器端子出力電圧ｕ_cは、コンデンサ直流電圧
及び／又は変調信号の振幅によって制御されることが可
能である。

【００９１】図７ａ、図７ｂ、及び図７ｃを参照して既
に説明したように、線電流ｉは、補償器３によって出力
された電圧によって（補償器端子出力電圧ｕ_cの振幅及
び位相によって）制御（増大／減少）されることが可能
である。（基本波の）振幅は、パルス幅を変更する（変
調信号の振幅を変調指数制御に等しくなるよう変更する
ことで実施される）か、あるいは直流コンデンサの実際
の（actual）ｕ_DC電圧を変更する（基準電圧ｕ_DC ^refを
調節して実施される）ことにより、又はこれら両方の方
法を組み合わせることにより、変更することができる。
図１５及び図１６は、一定直流電圧方法及び調節可能直
流電圧方法それぞれについての出力電圧波形の例を示
す。図１７は、調節可能直流電圧制御方法の効果を示
す。

【００９２】補償器出力端子電圧が変調指数の高い直流
電圧（図１６参照）によって制御される場合、図１７か
らわかるように、インバータの出力電圧の高調波成分が
減少する。図１７は、変調指数が統一された調節可能な
直流電圧の基本成分及び高調波成分を示す。波形は全領
域において統一された変調指数の波形と類似するため、
基本波及び高調波成分の割合はすべての変調指数で同じ
である。結果として、高調波成分は常に基本成分よりも
低く、かつ一定直流電圧制御（即ち、図１４及び図１７
において波線で示す可変変調指数制御）の基本成分より
も低い。送電線系統供給源１ａ、１ｂからの高調波の注
入がないと仮定すると、線電流の高調波は全体的にイン
バータの出力電圧の高調波に依存する。調節可能直流電
圧方法（即ち、一定の変調指数）が使用される場合、高
調波のコンテンツは常に基本成分のコンテンツよりも低
く、何の問題も生じない。

【００９３】一定又は調節可能直流電圧制御方法のいず
れが用いられるかに関係なく、インバータコンポーネン
トにおける電流は同一である。これは、この電流は実際
に、送電線を流れる線電流ｉであるためである。サイリ
スタ及びダイオードのようなインバータコンポーネント
の損失は、純粋に流れている電流に依存する。スイッチ
ング周波数が減少すると、素子損失も減少する。しか
し、スイッチング周波数が減少すると、補償器端子出力
電圧ｕ_cにおける高調波が増大する。このため、最大高
調波生成によって所定の限度が設定されている状況下で
は、スイッチング周波数を低減することができない。こ
のようにして、インバータの低損失動作（その値が下限
に制限された低スイッチング周波数）中、直流コンデン
サ電圧の低減によってのみ、さらに高調波を低減するこ
とができる（一定温度状態を想定する場合）。さらに、
直流コンデンサ電圧の低減により、補償器におけるフィ
ルタの直流キャパシタンス又は成分における漏洩損失も
軽減される。

【００９４】過渡現象問題送電線２ａ、２ｂにおける電力供給源１ａ、１ｂが一定
の電圧振幅及び位相を有している場合、電流ｉの電流振
幅は、主に、簡略化された送電線２ａ、２ｂのインダク
タンスに亘る電圧ｕ_Lに比例する。図７を参照して説明
したように、補償器３は、補償器端子出力電圧において
補償電圧ｕ_cを注入することにより、電圧ｕ_Lを変更する
ことができる。したがって、電流振幅の変更は、注入電
圧ｕ_cの振幅に比例する。これは、電流コントローラの
出力が注入電圧ｕ_cと線形関係を有するはずであること
を意味する。電流制御のコントローラの出力が補償電圧
ｕ _cに比例すれば、コントローラは線形に動作できる。
例えば、電流振幅の必要とされる変更が２倍高い場合、
電流コントローラは単にその出力ｍ_q（ｃｃ_out）を以前
持っていた値を２倍した値に変えることができる。即
ち、電流振幅は、（架空電圧ｕ_x）−（注入電圧ｕ_c）に
比例する。しかし、基準電圧に突然の大きな降下がある
場合、コンデンサにおける直流電圧は、この過渡状態に
おいてゼロになる可能性がある。既に説明したように、
インバータのスイッチング素子は正の電圧しか処理でき
ないため、ゼロ電圧は回避しなければならない。このた
め、線電流の調節可能直流電圧制御を使用している場
合、基準電圧の過渡的な低減時に、コンデンサにおける
ゼロ電圧というさらなる問題が存在する。

【００９５】干渉制御問題方程式（２．１２）、（２．１３）、（２．１６）から
分かるように、コントローラの本質的な問題は、ライン
リアクタンスＬ_ACに起因する電流と電圧の干渉により、
本質的に電圧ｕ_DCも変調指数ｍ_qに依存するような仕方
において（概略図線ＶＤＥＰによって示すように）制御
が実施され、検出された電流ｉ_dも本質的に（概略図線
ＣＤＥＰによって示すように）変調指数ｍ_dに依存する
ことである。すなわち、前述の干渉方程式（１．１）〜
（１．５）および（２．１）〜（２．１６）から明瞭に
分かるように、図１０、図１１に示すコントローラにお
ける制御は、独立していない電流および電圧制御を実施
する。

【００９６】図１２におけるＶＤＥＰ、ＣＤＥＰと同じ
依存性が図１８の概略図にも示される。図２０は、図１
８の伝達関数の周波数特性の例、および、送電線におけ
る振幅の異なる電流を示す。図１９に示すように、変調
指数ｍ_dの有効成分から電流振幅ｉ_dへの干渉は電流振幅
の主伝達関数よりも大きい。もう一方の干渉は、主伝達
関数と比較した場合、高い周波領域における利得が一層
大きい。更に、主伝達関数は作動点（この場合には、電
流振幅）によって変化し、従って、図１８に示す制御シ
ステムを用いると、制御性能は低下する。更に、図１
２、図１８に示す干渉制御は、単相システム又は３相シ
ステムのいずれの場合にも独立して行われることに注意
されたい。

【００９７】図１９は、干渉制御を含む基礎的制御のス
テップレスポンスを示す。図１９の時点０．１に示すよ
うに、直流電圧のステップ関数を変えると（電流に対す
る電圧の動的干渉を決定するために）、交流線電流には
大きいパルスが発生する。同様に、ステップ関数、即
ち、直流線電流ｅ_dが同様に変化した場合には、時点
０．５において、直流電圧にも同様の変化が発生する。
従って、変圧器なし無効電力直列補償器用の従来型コン
トローラにおいては、電圧と電流制御は独立して実施す
ることが不可能であることが図１９に示される。

【００９８】

【発明が解決しようとする課題】既に説明したように、
従来型のコントローラは、可変変調指数及び一定直流電
圧、あるいは一定変調指数及び可変直流電圧のいずれか
とともに動作する。しかし、補償器端子出力電圧におけ
る高調波発生の問題は依然として残っている。さらに、
制御を不可能にする、ゼロへの直流電圧降下の問題があ
る。さらにまた、コンデンサのスイッチング損失及び漏
洩損失の問題がある。また、過渡挙動におけるゼロ電圧
問題もある。さらに、干渉される電圧及び電流制御ルー
プの原理的な問題もある。

【００９９】本発明は、上述した問題を克服するよう考
案された。本発明の主目的は、補償器端子出力電圧にお
ける高調波の発生を低減し、かつ、それでいてゼロ電圧
を回避するコントローラを提供することにある。

【０１００】

【課題を解決するための手段】この目的は、電力送電線
に挿入された無効電力直列補償器制御用コントローラで
あって、電力送電線を流れる線電流を検出する線電流検
出手段と、無効電力直列補償器のインバータの変調器に
接続されたコンデンサの直流電圧を検出する直流電圧検
出手段と、ｍ＝ｍ_d ｃｏｓ（ωｔ）−ｍ_q ｓｉｎ（ω
ｔ）（式中、ωは変調信号として、補償器の変調器に供
給される送電線の周波数である）の形式である変調信号
ｍを生成する変調信号生成手段と、線電流を基準値に制
御する電流制御ループと、変調信号について変調指数ｍ
_q’を出力する前記電流制御ループの電流コントローラ
と、直流コンデンサの直流電圧を所定の基準電圧に制御
する電圧制御ループと、変調信号について変調指数
ｍ_d’を出力する前記電圧制御ループの直流電圧コント
ローラとを具備するコントローラによって解決される
（請求項１）。

【０１０１】即ち、本発明の第１態様によれば、制御
は、調節可能直流電圧制御が高出力電圧領域について用
いられ、かつ一定直流電圧制御が低出力電圧領域につい
て用いられるような仕方で実施される。このため、高出
力電圧領域では、高調波が低減され、低出力電圧領域で
は、一定高直流電圧制御と比較して高調波がさらに低減
される。このようなコントローラはまた、直流コンデン
サにおけるゼロ直流電圧を回避し、かつ容量性モードか
ら誘導性モード、又はその逆への連続動作についても最
小直流電圧を維持する。また、本発明によるコントロー
ラは、少なくとも調節可能直流電圧制御において、一定
の変調指数を選択でき、スイッチング周波数が可能な限
り小さいため、スイッチング損失を低減するという利点
も有する。

【０１０２】本発明の第２態様によれば、本コントロー
ラは、電圧制御ループに印加された所定の電圧の変化率
を制限するレートリミッタを備える。これにより、過渡
時にコンデンサ直流電圧がゼロに急激に降下することが
回避される。したがって、調節可能な直流電圧領域のレ
ートリミッタは、特に電流基準の突然の変更時に、過渡
状態におけるゼロ直流電圧を回避するという目的を特に
解決する。

【０１０３】本発明の第３の態様によれば、特に調節可
能な直流電圧領域でのレートリミッタの使用に関して、
本発明によるコントローラはさらに、電流コントローラ
から変調指数ｍ_q’と、直流電圧コントローラの変調指
数ｍ_d’とを受け取って、新規の変調指数ｍ_q及びｍ_dを
変調信号生成手段に出力して、線電流が直流電圧コント
ローラの出力ｍ_d’から独立し、かつ直流コンデンサ電
圧が電流コントローラの出力ｍ_q’から独立するように
する、非干渉制御手段を備え、交流電流振幅及び直流コ
ンデンサ電圧は独立して制御可能である。非干渉制御手
段は電圧及び電流制御ループ内に装備され、電流制御を
電圧制御の変調指数から独立させ、かつ電圧制御を電流
変調指数から独立させるよう適合される。レートリミッ
タと組み合わされて、これは、過渡状態における基準電
圧の突然の変化時に、コントローラの動的行動をさらに
改善する。

【０１０４】本発明のさらに有利な実施の形態及び改良
は、添付の従属クレームに列挙されている。以下、本発
明について、その有利な実施の形態を参照しながら説明
する。しかし、以下図の説明において説明するものは、
本発明者らが目下本発明の最良の形態であると考えるも
のにのみ関連することを理解されたい。特に、本発明
は、特許請求の範囲及び説明において独立して説明かつ
特許請求された特徴からなる実施の形態を含んでもよ
い。

【０１０５】図面を通して、同一又は同様の参照番号は
同一又は同様のパーツを示す。

【０１０６】

【発明の実施の形態】第１態様（制御方法選択）すでに説明したように、従来技術によれば、補償器端子
３ａ、３ｂにおける出力電圧ｕ_cは、２つの異なる制御
方法で制御することができる。第１制御方法は、変調信
号ｍの振幅が変化して、この変化により、パルス幅の変
化、ひいては出力電圧ｕ_cの変化を引き起こす（図１５
参照）という技術である。第２制御方法は、直流コンデ
ンサ電圧ｕ_DCを変化させることで、出力電圧ｕ_cを変化
させるという技術である。両方法は、高調波の発生、直
流コンデンサ電圧のゼロ未満への降下（線からの有効電
力の制御及び取り込みを妨げる）、及びスイッチング損
失に関してそれぞれ問題を有する。以下、これらの問題
を回避する、本発明の第１態様によるコントローラにつ
いて、図２１、図２２、及び図２３を参照して説明す
る。

【０１０７】図２１は、図１２を参照して既に説明した
ように、線電流検出手段２４、直流電圧検出手段２６、
変調信号生成手段１３、１４、電流制御ループ１８、２
１、２２、２０、及び電圧制御ループ１５、１９、１６
を備えるコントローラのブロック図を示す。即ち、変調
信号生成手段１３、１４は、直流コンデンサＣ_DCのコン
デンサ直流電圧ｕ_DCの補償器端子３ａ、３ｂへの印加を
制御するために使用される、ｍ＝ｍ_dｃｏｓ（ωｔ）−
ｍ_qｓｉｎ（ωｔ）の形式の変調信号を生成する。電流
コントローラ２０は、補償器の所望の補償器端子出力電
圧ｕ_cに対応する制御信号を出力する。さらに、所定の
基準電圧ｕ_DC ^refに依存して、電圧コントローラ１６は
前記変調信号について変調指数ｍ_dを出力する。

【０１０８】本発明によれば、このようなコントローラ
はさらに、電流コントローラ２０によって出力された制
御信号ｃｃ_outを入力として受け取るとともに、前記変
調信号ｍの変調指数ｍ_qを出力する第１出力と、電圧制
御ループの減算器１９に接続される第二の出力を有し、
前記所定の基準電圧ｕ_DC ^refを出力する制御方法選択手
段ＳＳ（以下、「信号セパレータ」とも呼ばれる）を備
える。図２１に示すように、制御方法選択手段ＳＳによ
って出力される変調指数ｍ_qは、図１２と同じ仕方にお
いて手段１３、１４等に印加される。しかし、制御方法
選択手段ＳＳの電圧制御ループへの干渉により、所望の
補償器端子出力電圧を指示する電流コントローラ出力ｃ
ｃ_outに依存して、所定の基準電圧ｕ_DC ^refを調節するこ
とが可能になる。このため、電流コントローラ出力ｃｃ
_outに依存して、変調指数ｍ_qを調節する（変調信号の振
幅を変更する）、及び／又は基準電圧ｕ_DC ^refを調節す
る（直流コンデンサ電圧ｕ_DCの振幅を調節する）ことに
より、補償器端子出力電圧ｕ_cの組み合わせた制御が可
能になる。制御方法選択手段ＳＳによりｍ_q、ｕ_DC ^re ^fを
生成する方法の技術について以下に説明する。

【０１０９】しかし、まず、本発明による電流制御選択
手段ＳＳは、例えば図１０又は図１１に図示する単相シ
ステム又は３相システムにおいて用いられてもよいこと
を理解されたい。図２２は、勿論制御方法選択手段ＳＳ
が一度だけ提供される単相システムにおける実施を示
す。図１１のような３相システムでは、単一の電流コン
トローラ２０が用いられ、そのため、３相システムの場
合、制御方法選択手段ＳＳはまた一度だけ提供される
（電流コントローラ２０と変調信号生成手段１３、１４
の間に挿入される）。この場合、ｍ_q及び直流電圧基準
ｕ_DC ^refは、３相すべてについて同じである。あるい
は、１つの相それぞれが図２２のように別個のコントロ
ーラで制御される場合、勿論、電流コントローラ及び制
御方法選択手段ＳＳは３度提供される。１つ又は３つの
制御方法選択手段ＳＳの使用は、ＳＳを示すブロックの
周囲の波線で、図２１において示されている。

【０１１０】図２３は、制御方法選択手段ＳＳの機能を
示す。出力電圧は直流電圧ｕ_DCならびに変調指数ｍ_q’
の両方によって制御可能であるため、選択手段ＳＳは、
調節可能直流電圧制御が高出力電圧領域に使用され、か
つ一定直流電圧制御が低出力電圧領域に使用されるよう
にする。高電圧及び低電圧領域は、所定の補償器端子出
力電圧閾値ｕ_cth、例えば、最大直流電圧の２０％だけ
分離される。即ち、制御方法選択手段ＳＳは、一定の変
調指数ｍ_qと、補償器端子出力電圧ｕ_cが所定の補償器端
子出力電圧閾値ｕ_cthよりも大きい場合、電流コントロ
ーラ出力ｃｃ_outによって指示される補償器端子出力電
圧ｕ_cの増減に依存して増減する基準電圧ｕ_DC ^refを出力
する。図１７を参照してすでに説明し、かつ図２３にお
ける線「高調波成分」でも示すように、ｕ_c＞ｕ_cthであ
る制御領域において、高調波は減じられ、そのため、高
調波発生に伴う問題がない、即ち高調波成分の実効値は
常に基本成分の実効値よりも低い。

【０１１１】補償器端子出力電圧ｕ_cが前記所定の補償
器端子出力電圧閾値ｕ_cthよりも小さい、即ちｕ_c≦ｕ
_cthである場合、制御方法選択手段ＳＳは、実質的に一
定の基準電圧ｕ_DC ^refと、前記電流コントローラ出力ｃ
ｃ_outによって指示される補償器端子出力電圧ｕ_cの増減
に依存して増減する変調指数ｍ_qを出力する。低出力電
圧領域ｕ_c≦ｕ_cthにおいて、高調波コンテンツは図１７
に示すほど低減されないが、図２３において波線で示す
一定の高直流電圧方法と比較すると依然として低減され
ている。このため、ｕ_c＞ｕ_cthの場合、高調波線は図１
７におけるものと同じである。直流電圧は、例えば最大
の２０％に低減されるため、高調波成分も低領域におけ
る最大直流電圧の一定直流電圧方法の２０％である。調
節可能直流電圧制御（一定の変調指数）が高出力電圧領
域に用いられ、一定直流電圧制御（可変変調指数）が低
出力電圧領域に用いられ、かつ両方法が閾値電圧ｕ_cth
においてマッチングするため、低高調波成分を出力電圧
範囲全体に亘って達成することができる。

【０１１２】制御範囲全体に亘って高調波成分を低く保
つことに加えて、本発明による制御方法はまたさらなる
利点も有する。既に説明したように、制御範囲ｕ_c＜ｕ
_cthにおいて、一定の直流コンデンサ電圧（図１５）が
設定される。特に、ｕ_cth＝０．２^*ｕ_DC ^max（調節可能
直流電圧制御の最低値）において、低高調波コンテンツ
を達成する電圧に設定される。次に制御方法が可変変調
指数制御（コンデンサ電圧ｕ_DCを一定レベル０．２ｕ_DC
^maxに保持しながら）に切り替える場合であっても、補
償器出力電圧ｕ_cがゼロであるときに何の問題も起こら
ない。出力電圧をゼロから増大するという突然の必要性
が生じた場合には、まず変調指数ｍ_qが増大されてから
コンデンサ電圧が増大される。したがって、ゼロ出力電
圧においてさえも、制御が可能である。

【０１１３】既に説明したように、出力電圧が１００％
から２０％になると、電圧制御ループの基準電圧ｕ_DC
^refを低減することにより、コンデンサ電圧ｕ_DCが減少
する。そして、最大出力電圧の例えば２０％で得られる
直流コンデンサ電圧が、低出力電圧範囲（コンデンサ電
圧の代わりに変調指数が変更されるところ）における一
定のコンデンサ電圧ｕ_DCとして用いられる。最小直流電
圧は、直流電圧において摂動が存在する場合であって
も、瞬間直流コンデンサ電圧が正の値に保持されるよう
に設計可能である。上記で説明したように、特に３相シ
ステム用変圧器なし構成は、各相において単相インバー
タを有するため、直流電圧はこのような電圧摂動を有し
うる。即ち、より低い端子出力領域において用いられる
一定の直流コンデンサ電圧が、最大摂動でさえもゼロ電
圧を発生させることがない値に設定され、そして、最大
直流電圧が維持され、このため、出力端子電圧の制御性
が動作範囲全体に亘って保証される。

【０１１４】さらに、本発明の制御方法選択に従って容
量性モードから誘導性モード、及びその逆に変更する際
（図７（ｂ）、図７（ｃ））、最小直流電圧が保持され
る。変調指数は、ゼロポイントを含む、電流に対して９
０度遅れから、９０度進んだ範囲で自由に変化するよう
制御される。これは、ｕ_c＝０（誘導性モードが容量性
モードに変化するポイント）において、コンデンサ電圧
がゼロでありかつ制御が不可能であるため、範囲全体に
亘って可変コンデンサ電圧制御を用いては不可能であ
る。したがって、従来技術において、この制御状態を避
ける必要がある。

【０１１５】図２３に示すように、一定の変調指数制御
範囲において、最大変調指数ｍ_q ^maxに設定された一定の
変調指数が用いられる。図１４を参照して説明したよう
に、勿論この最大変調指数ｍ_q ^maxは、高調波成分の実効
値を基本成分の実効値よりも小さくなるように低減し、
そのため、このような変調指数ｍ_q ^maxにおいて、高調波
成分が常に一定の変調指数範囲内で基本成分よりも小さ
くなるようにする指数でなければならない。したがっ
て、一定の変調指数ｍ_qは、可能な最大変調指数ｍ_q ^max
＝１、又は図１４に示すように高調波成分が依然として
基本成分よりも小さい任意の値となるように選択するこ
とができる。他方、低出力電圧領域で用いられる一定の
直流コンデンサ電圧は、「角電圧（corner voltage）」
ｕ_cthにおいて達成される電圧に設定されることが好ま
しい。変調指数はまた、図１４の例において０．６５よ
りも大きく設定されてもよい。直流電圧変動（１３）の
補償が直流フィルタなしの単相コンバータに印加される
場合、直流電圧変動を考慮して、電圧ピークのクリッピ
ングを回避するために、最大変調指数を設定すべきであ
る。他方、高調波低減の利点を保持するために、図１４
の例において最小直流電圧を０．６５未満に設定しても
よい。さらに、最小直流電圧は、直流フィルタなしの単
相コンバータにおける直流電圧変動の振幅よりも大きく
なるよう設定される必要がある。

【０１１６】以下、本発明の第１態様による制御方法選
択手段ＳＳの実施の形態について、図面を参照して説明
する。

【０１１７】第１の実施の形態図２１、図２２を参照して上記で説明したように、本発
明により、線電流制御及び直流電圧制御の主制御ループ
は、電流コントローラｃｃ_outの出力を受け取り、変調
指数ｍ_q及び直流電圧基準ｕ_DC ^refを出力する信号セパレ
ータＳＳを介して相互に接続される。このため、線電流
は、出力電圧を調節することで制御されるとともに、電
流コントローラ２０の制御出力信号ｃｃ_outは、信号セ
パレータＳＳによって直流電圧基準及び変調指数に分離
される。この構成により、線電流ｉは、変調指数だけで
なく直流電圧によっても制御される。

【０１１８】このため、制御方法選択手段（信号セパレ
ータＳＳ）は、いくつかの制限手段により最小直流コン
デンサ電圧を保証し、かつ最小直流電圧における出力電
圧を制御するよう変調指数を調節しなければならない。
より高い出力電圧領域では、電流は直流電圧のみによっ
て制御され、より低い出力電圧領域では、一定直流電圧
を最小にした変調指数によって制御される。これら２つ
の制御方法は、閾値電圧ｕ_thに対して自動的にかつ連続
して切り替えられる。

【０１１９】図２４は、信号セパレータＳＳ１の第１の
実施の形態を示す。上記で説明したように、信号セパレ
ータＳＳ１への入力である、電流コントローラ２０の制
御信号ｃｃ_outは、補償器端子出力電圧ｕ_cの振幅であ
る。補償器の最大出力電圧ｕ_cは基本的に最大直流コン
デンサ電圧であるため、電流コントローラの出力ｃｃ_ou
_tも最大直流コンデンサ電圧によって決定される最大値
を有する。

【０１２０】図２４において、制御電圧ｃｃ_outがこの
所定の制限電圧ｕ_DC ^minを越えると、制御電圧ｃｃ_outを
電圧レベルｕ_DC ^minに制限する第１リミッタ２００が装
備される。同様に、制御電圧ｃｃ_outが負の制限電圧−
ｕ_DC ^minよりも下がると、制御電圧ｃｃ_outがこの負の制
限電圧ｕ_DC ^minに制限される。さらに、第１リミッタ２
００の出力を最大変調指数ｍ_q ^maxで乗算するともに、そ
の結果を第１制限電圧ｕ_DC ^minで除算する第１除算器２
０１が装備される。第１除算器２０１の出力は変調指数
ｍ_qである。このため、制御電圧ｃｃ_outが制限電圧ｕ_DC
^min、−ｕ_DC ^minを越えるか又はこれより下に下がる場
合、図２４における上部信号部分２００、２０１におい
て、一定の変調指数ｍ_q＝ｍ_q ^maxが出力される。制御電
圧範囲（−ｕ_DC ^m ⁱⁿ、ｕ_DC ^min）内で、制御電圧ｃｃ_out
の増減に伴って増減（例えば線形的に）する可変変調指
数ｍ_qが出力される。勿論、図２３を参照して説明した
ように、制限電圧ｕ_DC ^minは閾値電圧ｕ_cthに対応する。

【０１２１】このため、制限電圧を越える正の制御電圧
ｃｃ_outの場合、変調指数が＋ｍ_q ^ma ^xになり、負の制限
電圧よりも低い制御電圧ｃｃ_outの場合、−ｍ_q ^maxにな
る。最大変調指数ｍ_q ^max＝１であると、変調指数はこれ
らの場合に±１内に制限される。＋１は線電流ｉに対し
て９０度進んだ電圧を意味し、−１は線電流ｉに対して
９０度遅れた電圧を意味する。したがって、図２３にお
ける制御選択は、勿論負の値の側（０，０座標に関して
対称なポイントについて波線軸表現により示される）に
も反映される。

【０１２２】図２４におけるより低い信号経路２０２、
２０３において、制御電圧ｃｃ_outの絶対値を決定する
第１絶対値回路２０２が装備される。絶対値回路２０２
がこの低電圧値ｕ_DC ^minよりも低くなると、基準電圧ｕ
_DC ^refを最小電圧ｕ_DC ^minに設定する第２リミッタ２０３
が装備される。好ましくは、絶対値回路２０２の出力を
閾値上限ｕ_DC ^maxに制限する第２リミッタ２０３が適合
される。このため、より低い信号経路２０２、２０３に
おいて、制御電圧ｃｃ_outが−ｕ_DC ^minよりも大きくなる
か、あるいはｕ_DC ^minよりも小さくなると常に、最小電
圧ｕ_DC ^minが基準電圧ｕ_DC ^minとして電圧制御ループに出
力される。

【０１２３】図２６は、本発明のコントローラ特性を従
来技術の一定直流電圧制御のコントローラ特性とを比較
したものである。ｍ_q ^max＝１であり、かつ制御電圧ｃｃ
_outが最小直流電圧ｕ_DC ^minよりも大きい場合、信号セパ
レータＳＳ１は常に１を変調指数に出力し、かつより低
い経路のリミッタ２０３は基準電圧ｕ_DC ^refにｃｃ_o _utの
絶対値を出力する。直流電圧制御ループはコンデンサの
直流電圧をｃｃ_outに維持し、変調指数は１に等しい。
このため、補償器出力端子電圧ｕ_cの振幅が、実際に望
ましい出力端子電圧であるｃｃ_outに調節される。

【０１２４】制御電圧ｃｃ_outが負の最小ＤＣ電圧−ｕ
_DC ^minよりも小さい場合、信号セパレータＳＳ１は−１
を出力し、出力端子電圧ｕ_cが所望の値に調節される。
他方、制御電圧ｃｃ_outの絶対値が最小電圧−ｕ_DC ^minよ
りも小さい場合、信号セパレータＳＳ１は、リミッタ２
００によって決定される利得で制御電圧ｃｃ_outを出力
する。同時に、より低い経路におけるリミッタ２０３
は、一定直流電圧制御方法に対応する最小直流電圧を出
力する、即ちリミッタ２００の利得に依存する可変変調
指数が出力される。他方、一定の直流電圧は一定の基準
電圧ｕ_DC ^refを介して設定される。他方、制御電圧ｃｃ
_outが最小電圧ｕ_DC ^minを越える場合、第２リミッタ２０
３の利得で乗算された制御電圧ｃｃ_outが基準電圧ｕ_DC
^refとして出力される。リミッタ２００、２０３の利得
の調節は、電流制御ループ及び電圧制御ループ（ＰＩ、
ＰＩＤ等）の制御挙動に適合されることが好ましい。

【０１２５】図２６において、水平軸は望ましい出力端
子電圧であるｃｃ_outである。左側の垂直軸は直流コン
デンサ電圧及び出力端子電圧であり、右側の垂直軸は変
調指数である。直流コンデンサ電圧は、出力電圧に十分
な値（この場合出力電圧と同じ値）に調節されるととも
に、最小値ｕ_DC ^minよりも大きな値に保持される。な
お、出力端子電圧は所望の値に比例することに注意す
る。比較のために、従来技術の場合の最大直流電圧によ
る一定直流電圧制御の特性を図２６（ｂ）に示す。

【０１２６】既に説明したように、ｍ_q ^maxは好ましくは
＋１になるよう選択される。しかし、他の値も可能であ
る。ｍ_q ^max＜１の場合、電流制御のための変調指数は１
未満に制限され、インバータはさらに電圧を直流電圧制
御のために出力することができる。即ち、最大出力電圧
は直流コンデンサ電圧によって制限され、出力電圧は、
図１３に示すように変調指数がＰＰＭ方法において１と
なるときに最大である。電流コントローラ２０が最大変
調指数を出力し、かつ直流コンデンサ電圧が送電線から
電力を取り込む必要がある場合、図１３における正弦波
変調信号ｍが１を越え、その結果、出力電圧が歪むこと
となる。したがって、変調指数ｍ_q ^maxが１未満になるよ
う選択される場合、直流電圧を制御するための制御マー
ジンが可能である。勿論、変調指数最大値は、高調波成
分の実効値が基本成分の実効値よりも小さくなるよう選
択されなければならない（図１４及び図２３参照）。

【０１２７】第２の実施の形態図２６（ａ）に示す制御特性を有する信号セパレータＳ
Ｓ２の第２の実施の形態を図２５に示す。この信号セパ
レータＳＳ２は、制御電圧ｃｃ_outがそれぞれ最大及び
最小変調指数をそれぞれ越えるか又は下回る場合、電流
コントローラによって出力された制御電圧ｃｃ_outを最
大変調指数ｍ_q ^max及び最小変調指数ｍ_q ^mi ⁿに制限する第
３リミッタ２１１を備える。したがって、ｃｃ_outは変
調指数レベルである。最大変調指数ｍ_q ^minはｍ_q ^maxの負
の値であってもよい。

【０１２８】さらに、信号セパレータＳＳ２は、制御電
圧ｃｃ_outの絶対値を決定する第２絶対値回路２１３を
備える。第１乗算器２１２は、絶対値回路の出力を所定
の定数Ｋ₂で乗算する。第４リミッタ２１４は、第２乗
算器２１２の出力がそれぞれ閾値の上限及び下限ｕ_DC
^max、ｕ_DC ^minを越える場合、第２乗算器２１２の出力を
前記閾値上限ｕ_DC ^max及び閾値下限ｕ_DC ^minに制限する。
第１乗算器２１２は、制御電圧ｃｃ_outを直流電圧基準
レベルに変換するために、所定の定数Ｋ₂を使用する。
勿論、所定の定数Ｋ₂も第４リミッタ２１４の利得の一
部として組み込まれてもよい。さらに、定数Ｋ₂が、こ
の場合定数Ｋ₂に対応する利得要因を備える絶対値回路
２１３の一部であることも可能である。

【０１２９】したがって、図２５のおいて、変調指数ｍ
_qは直接制御電圧ｃｃ_outとなり、その特性は図２６
（ａ）と同じである。

【０１３０】上記で説明したように、信号セパレータＳ
Ｓ１、ＳＳ２は、低電圧出力領域においては一定の直流
コンデンサ電圧及び可変変調指数による制御、またより
高い出力電圧領域においては一定の変調指数及び可変直
流コンデンサ電圧による制御を可能とし、こうして、端
子３ａ、３ｂの出力電圧における高調波を回避する。少
なくともより高い出力電圧領域において、変調指数の選
択によってもまたスイッチング損失を低減することがで
きる。いずれの場合でも、ゼロ直流コンデンサ電圧が回
避されるため、送電系統から直流コンデンサに有効電力
を取り込むことができる。

【０１３１】電流コントローラの出力ｃｃ_outは補償器
での所望の端子電圧を示し、直流電圧コントローラは、
調節可能な直流電圧領域において制御電圧ｃｃ_outが補
償器端子出力電圧ｕ_cと等しくなるように直流コンデン
サ電圧を維持する。

【０１３２】本発明の第２態様（レート制限）本発明の第２態様によれば、高調波の回避、ゼロ電圧の
回避、及びスイッチング損失の改善が、図２６（ａ）に
示すコントローラの静的特性によって達成可能である。
換言すれば、直流電圧基準は、調節可能直流電圧制御領
域において最小から最大に変更でき、かつ一定直流電圧
領域における基準電圧は最小値に設定される。最小値
は、特に直流フィルタなしの単相コンバータの場合、過
渡状態におけるアンダーシュートに起因する直流電圧の
変動がゼロ電圧を発生させないよう制限されるよう設計
されうる。

【０１３３】しかし、特に一定の変調指数が用いられて
いる領域において、基準電圧ｕ_DC ^re ^fの急激な変化によ
り直流コンデンサ電圧のアンダーシュートが引き起こさ
れ、アンダーシュートの結果としてゼロ直流コンデンサ
電圧が発生する可能性がある。このような状況は図２８
（ａ）に示される。制御電圧ｃｃ_out（水平軸）の変
化、ひいてはＡからＢの基準電圧ｕ_DC ^refの変化は、
（電圧制御ループの動的挙動に依存して）直流コンデン
サ電圧ｕ_DCがゼロになることがあるようなアンダーシュ
ートを引き起こす可能性がある。アンダーシュートは、
コントローラ電圧ｃｃ_outが急激かつ高速に減少する結
果発生するものである。これは、より低い出力電圧領域
では一定かつ最小の直流コンデンサ電圧がいずれの場合
にも採用され、摂動（又は制御電圧ｃｃ_outの急な減少
に起因する変調指数の急な減少）によって生じる直流電
圧の変動によりゼロ電圧が引き起こされることが決して
ないため、基準電圧ひいてはコンデンサ電圧が変化する
制御領域において特に問題である。

【０１３４】さらに、調節可能な直流（一定指数）から
一定直流制御及びその逆への過渡状態においてグレーゾ
ーンがある。グレーゾーンでは、例えば図２４、図２５
において変調指数ｍがその変化率に関して制限されてい
ないため、直流電圧及び変調指数ｍ_qが変化する。過渡
状態であっても図２６（ａ）におけるように特性を保持
するために、レートリミッタを信号セパレータＳＳの前
に配置することができる、即ちレートリミッタは電流コ
ントローラの出力信号ｃｃ_outの変化率を制限すること
ができる。図２９の（ｂ）は、このようなリミッタの時
間応答を示す。図２９の（ｂ）では、ｔ₁’までは一定
のｍ_q制御が選択され、それから制御方法が瞬間的に一
定ｕ_DC制御に切り替えられる。ｕ_DC電圧の変化率が安全
な動作のために制限される場合において、２つの制御方
法が互いに切り替えられた直後は、図２９の（ｂ）に図
示するように、ｔ₀とｔ₁’の間で、ｕ_DC電圧が所望の信
号に従わず、かつ変調指数がなお一定であるままである
ため、結果として端子電圧が所望の信号ｃｃ_outに比例
しなくなる。実際、ｍ_q変調指数は、結果得られる端子
電圧が所望の信号ｃｃ_outに比例するように、より初期
に変化し始めるべきである。

【０１３５】例えば、送電線における両供給源が一定の
電圧及び位相を有する場合、電流の振幅は簡略化された
送電線のインダクタンスに亘って電圧ｕ₁に主に比例す
る。補償器は、補償電圧ｕ_cを注入することで電圧ｕ₁を
変化することができる。したがって、電流の振幅ｃｃ
_outの変化は注入電圧の振幅に比例する。これは、電流
コントローラの出力電圧ｃｃ_outが注入電圧ｕ_cと線形関
係を有することが望ましいことを意味する。電流コント
ローラの出力が補償電圧に比例する場合、コントローラ
は線形動作することができる。例えば、必要とされる電
流振幅の変化が２倍高い場合、電流の振幅は（（架空電
圧ｕ_x）−（注入電圧ｕ_c））に比例するため、電流コン
トローラは単にその出力ｃｃ_outを先の値を２倍した値
に変化させる。

【０１３６】一定直流電圧制御領域（ｕ_c≧ｕ_cth）にお
いて、ｑ軸変調指数ｍ_qは注入電圧ｕ_cに比例する。この
ため、電流コントローラは、コントローラの出力ｃｃ
_outが変調指数として用いられる場合、理想的な様式で
動作することができる。したがって、調節可能な直流電
圧において、電流コントローラの出力ｃｃ_outが直流電
圧基準として用いられる場合、出力は注入電圧に比例す
る。

【０１３７】しかし、上記で説明し、かつ図２９の
（ｂ）に図示するように、レートリミッタが信号セパレ
ータの前に配置されると、変調指数ｍ_qは依然として一
定のままであり、かつｕ_DC電圧は望ましい出力信号ｃｃ
_outに従わない。このため、ｑ軸変調指数ｍ_qがより早く
変化し始め、かつｔ₀とｔ₁’の間で一定に保持されない
ことが望ましい。

【０１３８】本発明の第２態様によれば、レートリミッ
タが電圧基準ｕ_DC ^refを所定の変化率に変化させる割合
を制限するために使用される。レートリミッタは、基準
信号ｕ_DC ^refの変化率だけを制限するように、ｕ_DC ^refの
出力の前に、図２４、図２５の下部経路に配置される。
レートリミッタの動作は、図２９の（ａ）に示される。
即ち、レートリミッタがｕ_DC電圧基準の変化率を制限す
るために配置される場合、変調指数ｍ_qはｔ₁よりも早く
下がり始める。ここでも電圧基準ｕ_DC ^refは所望の信号
ｃｃ_outに直接従わないが、変調指数ｍ_qがより初期に変
化し始めるため、出力端子電圧は、図２９の（ｂ）にお
ける結果よりも所望の信号に接近して制御される。した
がって、図２９の（ａ）におけるグレーゾーンは、過渡
期におけるパフォーマンスをより良好に回復する効果を
有し、かつ変調指数ｍ_qの変更を早めることで、ｕ_DC電
圧のより遅い変更が補償される。したがって、レートリ
ミッタは一定のｍ_q動作における安全な動作に有効であ
るが、過渡期におけるパフォーマンスを劣化させる。し
かしながら、電圧基準ｕ_DC ^refにおいてのみレートリミ
ッタを配置することで、即ち過渡状態における図２６
（ａ）の遮断特性により、過渡期におけるパフォーマン
スの回復を助ける。

【０１３９】図３１は、離散時間レートリミッタの実際
の実施を示す（ただし、Ｔ_sはサンプリング周期であ
り、ｚ^-1はユニットサンプル遅延である）。図３１にお
けるレートリミッタは、入力信号即ちｃｃ_out又は図２
４、図２５に示すユニット２３４、２６４の出力を受け
取る第１入力と、第２入力と、入力から第２入力に印加
された信号を減算する出力と、を有する第１加算器２６
６を備える。第１除算器２５１は、第１加算器２６６の
出力を所定のサンプリング周期Ｔ_sで除算する。第３リ
ミッタ２５５は、第１除算器２５１の出力が上限又は下
限をそれぞれ越える場合、第１除算器２５１の出力を上
限又は下限に制限する。このため、第３リミッタは実際
に入力信号の変化率を制限する回路である。第３乗算器
２５２は、第３リミッタ２５５の出力を所定のサンプリ
ング時間Ｔ_sで乗算する。第３乗算器２５２の出力を受
け取る入力と、第２入力と、レートリミッタの出力を構
成する出力とを有する第２の加算器２５３が設けられ
る。ユニット２５４は、（離散サンプリング時間におい
て）レートリミッタの出力を１サンプリング時間だけシ
フトするユニットサンプル遅延ユニットである。ｚ^-1回
路２５４の出力は、第１加算器２６６の第２入力と第２
加算器２５３の第２入力とに印加される。入力が図３０
に示すように時間離散信号である場合、その出力もまた
図３０に示す離散時間信号である。

【０１４０】第３の実施の形態このようなレートリミッタを組み込んだ信号セパレータ
ＳＳ３の第３の実施の形態を図２７に示す。レートリミ
ッタ２３５は、下部経路に設けられる（直流コンデンサ
電圧調節可能制御領域に責任を負う）。これは、リミッ
タ２３４の前又は後に構成されてもよい。図２７におい
て、ユニット２３１、２３２、２３３、及び２３４は、
図２４における第２の実施の形態のユニット２００、２
０１、２０２、２０３に対応する。一定直流電圧から調
節可能直流電圧への立ち上がり遅延を回避するため、リ
ミッタ２３４の後にレートリミッタ２３５を構成するこ
とが好ましい。

【０１４１】第４の実施の形態レートリミッタ２６５を組み込んだ別の実施の形態によ
る信号セパレータＳＳ４を図３３に示す。図３３におい
て、ユニット２６１、２６２、２６３、及び２６４は、
図２５におけるユニット２１１、２１３、２１２、２１
４に対応するため、さらなる説明は省略する。図３３に
おいてわかるように、レートリミッタ２６５は、一定直
流電圧から調節可能直流電圧制御への立ち上がり遅延を
回避するために、リミッタ２６４の後に構成される。し
かし、レートリミッタ２６５はリミッタ２６４の前に構
成されてもよい。

【０１４２】乗算定数Ｋ₂は、上部信号経路のリミッタ
２６１で用いられる、下限閾値電圧ｕ_DC ^minを最大変調
指数ｍ_q ^maxで除算した比によって決定される。

【０１４３】図２７、図３３におけるリミッタの構成に
より、図２９（ｂ）における過渡状態で所望の動作を達
成することができる。

【０１４４】本発明の第３態様（非干渉制御）上記で説明したように、レートリミッタの使用により、
過渡状態における信号セパレータの急な基準降下が回避
される。レートリミッタは、図２９（ｂ）に示す所望の
挙動を達成するために、直流電圧基準の経路に構成され
る。レートリミッタは下部信号経路又は一定直流電圧制
御において構成されるが、この一定直流電圧制御内での
作用は持たない。レートリミッタは、過渡状態における
動作を助ける（for save operation）ために適用され
る。したがって、電流コントローラの出力ｃｃ_outが段
階的に変更する場合、直流電圧基準はレートリミッタに
よりゆっくりと変化し、かつｑ軸変調指数はこの場合最
大値のままである。このため、レートリミッタは、基準
電圧の割合を制限して、特に電流基準の突然の変化時
に、過渡状態において直流電圧のゼロへの急な降下を回
避する。この目的のために、レートリミッタの正の割合
及び負の割合に異なる値を選択することが好ましい。好
ましくは、負の割合は正の割合よりも遅いものが選択さ
れる。即ち、正の割合変化についての割合制限は、絶対
値において、負の方向での変化に許容される割合変化よ
りも大きい。

【０１４５】図２７、図３３におけるレートリミッタの
ように、直流電圧基準が過渡状態時にｃｃ_outに比例し
ない場合、補償器出力端子電圧もそれに比例しない。そ
の結果、状態が可変直流電圧と一定直流電圧制御との間
の過渡状態において改善されるが、直流一定電圧制御領
域内の制御の過渡期におけるパフォーマンスは劣化す
る。

【０１４６】図２８（ｂ）及び図３２に示すように、制
御電圧ｃｃ_outが例えば図２８（ａ）におけるポイント
ＡからポイントＢに段階的に変化すると、直流電圧基準
ｕ_DC ^refは、割合制限機能により瞬間的には変化しな
い。したがって、制御軌道はまず、図２８（ｂ）に示す
ようにＡ’からＣに水平方向に移動する。そして、制御
軌道は定常状態ポイントＢ’に下方移動する。しかしな
がら、一定直流電圧制御領域における望ましい制御軌道
は、Ａ’からＢ'の直接経路である。勿論、応答挙動が
遅いため直流電圧がその基準に従わない場合、動作が所
望の制御軌道から外れるということも、レートリミッタ
なしで起こりうる。しかし、勿論、レートリミッタを設
けることで、この問題が強調される。

【０１４７】図３２の底部のグラフに示すように、レー
トリミッタを導入した結果は、可変直流コンデンサ制御
のみが用いられる制御領域においてさえ、注入電圧ｕ_c
が制御電圧ｃｃ_outに比例しないというものである。波
線は、レートリミッタを設けたにもかかわらず、制御電
圧ｃｃ_outに依然として比例する理想的な応答を示す。

【０１４８】上記で説明したように、レートリミッタが
設けられるか否かにかかわらず、注入電圧ｕ_cが電流制
御電圧ｃｃ_outに直接従わない理由は、電流及び電圧制
御ループが図１８に示すように干渉されるためである。
したがって、以下、図２７〜図３２を参照して、電圧及
び電流制御ループがどのようにして非干渉されうるかを
説明する。図４５及び図４６に示すように、信号セパレ
ータＳＳは、かかる非干渉制御手段２５と共に使用可能
である。この場合、信号セパレータＳＳはレートリミッ
タを備えても、あるいは備えなくてもよい。しかし、特
にレートリミッタが用いられる場合には、レートリミッ
タがさらに制御ループの応答挙動を劣化させるため、非
干渉制御の使用は特に有利である。

【０１４９】図１２および図１８について既に説明した
ように、電流および電圧に関する２つの主制御ループは
従来技術におけるクロスカップリングを有する。このク
ロスカップリングは、正確な制御のために必要とされる
非干渉制御といったものであり、本発明の第三の態様は
このような非干渉制御を提供し、その原理は非線形微分
方程式を基調とする直接補償に基づく。

【０１５０】干渉微分方程式を非干渉にする導出方法の
詳細について言及する前に、図１２及び図１８に示され
る従来例と図３４及び図３５に示される本発明とを比較
して一般的な考察を行うこととする。

【０１５１】図３５は本発明の第三態様に従うコントロ
ーラの原理構成図である。図３５に示すように、本発明
のコントローラは電流検出器２４およびフィードバック
経路２１、１８、及び、電流コントローラ２０を含む順
方向経路によって形成される電流制御ループから成る。
同様に、電圧制御ループは電圧検出器２６、フィードバ
ック経路１５及び直流電圧コントローラ１６を含む順方
向経路により構成される。図７、図８、図９について既
に説明したように、線電流ｉおよび電圧ｕ_cは、基準電
流値ｉ_d ^ref及び基準電圧ｕ_DC ^refに関して所要値を設定
することにより、変調信号ｍを介して調節可能である。

【０１５２】ただし、図３５に示すように、本発明のコ
ントローラは、電流コントローラ２０及び直流電圧コン
トローラ１６の下流の非干渉制御手段２５を含む。非干
渉制御手段２５は線交流電流ｉを制御するための第１変
調制御信号ｍ_qおよび補償出力電圧を制御するための第
２変調制御信号ｍ_dを出力する。

【０１５３】第１および第２制御信号ｍ_q、ｍ_dは、第１
制御信号ｍ_qの変動が直流制御電圧ｕ_DCに影響しないよ
うに、即ち、コンデンサ電圧ｕ_DCが、電流コントローラ
２０によって出力される制御信号ｍ_uから独立するよう
に選択される。同様に、第２制御信号ｍ_dは、線電流に
影響しないように、即ち、線電流ｉが第２制御信号ｍ_d
から独立するように選択される。従って、補償器にはた
だ１つの変調信号ｍ（所定の振幅および位相の複合信
号）だけが供給され、ｉ_d ^refの変化は線電流の振幅だけ
を変え、ｕ_DC ^refの変動だけが直流コンデンサ電圧
ｕ_DC、ひいては、補償器の出力電圧ｕ_cだけを変える。
従って、本発明のコントローラにおいて、電流と電圧
は、非干渉制御手段２５を使用することにより、独立し
て調節可能である。即ち、本発明のコントローラにおい
て、電流制御ループは電圧制御ループと独立して動作す
る。

【０１５４】実質的に、図１８と図３４の間の比較によ
って分かるように、非干渉制御手段２５は、電流伝達関
数ブロックＣＴＦ、電圧伝達関数ブロックＶＴＦ、電圧
電流伝達ブロックＶＣＴＦ、及び、電流電圧伝達関数ブ
ロックＣＶＴＦによる干渉発生が相殺されるような、あ
る種の逆作用を実施しなければならない。即ち、電流コ
ントローラ２０および電圧コントローラ１６が図１２に
示す従来型システムと同様に作動する場合には、非干渉
制御手段２５は、ブロックＣＴＦ、ＶＣＴＦ、ＣＶＴ
Ｆ、ＶＴＦを介して伝達された場合に、これらのブロッ
クの効果を厳密に相殺するある種の前以て歪ませた変調
指数ｍ_q’、ｍ_d’を出力する。特に、非干渉制御手段２
５は、電流制御ループと電圧制御ループの干渉を起こさ
せるクロスカップリングブロックＶＣＴＦ、ＣＶＴＦの
除去を可能にする。

【０１５５】近似非線形微分方程式に基づいて非干渉制
御手段２５が作成される方法の一例を以下に記載する。
ただし、線形化システムの伝達関数に基づいてこの種の
非干渉制御手段２５を導出することも可能であることに
注意されたい。非線形微分方程式に基づいた直接補償
は、動作点が直接補償可能であること、及び、動作点が
２、３のシステムパラメータのみに依存するという利点
を持つ。さらに、単に電流および電圧のみを測定し、コ
ントローラに供給することが必要であるという利点を持
つ。従って、非線形微分方程式による方法は、広範囲に
亙る動作および可能性の殆どの状態変数が測定可能であ
るという好ましい方法である。

【０１５６】非干渉制御に関する関連微分方程式を導出
するためには、交流電流方程式が導出されなければなら
ない。これは、次式の方程式を導く時間に関する方程式
（２．１２）の導関数を求めることにより達成される。

【０１５７】

【数２４】

【０１５８】方程式（２．１３）および（２．１６）を
使用すると、ｉ_dおよびｉ_q成分に分割される線電流に関
する全微分方程式は次式のように導出される。

【０１５９】

【数２５】

【０１６０】方程式（４．２）において、ｍ_qの前の括
弧内の式は交流電流ｉ_dを制御するための入力であり、
ｍ_dによって乗算される式、即ち、ｍ_dの微分係数は干渉
項である。交流電圧成分によって乗算される項は外乱と
見なすことができる。式（４．２）を図１３と比較する
と、時間微分ｄｍ_d／ｄｔの微分係数は主過渡干渉ブロ
ックＶＣＴＦであり、ｍ_qによって乗算される式におけ
るωｕ_DCは変化作動点の影響であることが分かる。一般
に変動周波数はコントローラの帯域幅よりはるかに高い
ので、単純化するために、直流電流変動Δｉ_DCは無視で
きる。更に、外乱は、フィードバック又はフィードフォ
ワードループによって制御可能であり、周波数変動は干
渉に較べると小さい影響に過ぎないと見なされる。従っ
て、方程式（４．２）および（２．１６）は次のように
近似可能である。

【０１６１】

【数２６】

【０１６２】

【数２７】

【０１６３】これら２つの方程式（４．３）および
（４．４）は２つの制御ループの干渉の動的動作を完全
に示す。本発明によれば、電流制御ループが電圧制御ル
ープから独立するように、即ち、交流電流振幅と直流電
圧は独立して制御可能であるように変調指数ｍ_qおよび
ｍ_dは選定されなければならない。この必要条件は、次
のように数学的に表現できる。

【０１６４】

【数２８】

【０１６５】

【数２９】

【０１６６】これら２つの方程式（４．５）および
（４．６）において、Ｋ_dおよびＫ_qは定数であり、
ｍ_d’およびｍ_q’は電流振幅制御および直流電圧制御の
ための新規制御信号入力（または、変調指数）であると
簡単に要求できる。実際には、方程式（４．５）および
（４．６）に従ってシステムが設計可能であれば、補償
器がその限界内で作動する限り、完全な非干渉が達成さ
れるはずである。方程式（４．３）と方程式（４．５）
および方程式（４．４）と方程式（４．６）を比較した
場合、ｍ_dとｍ_qは、次の方程式を満足させなければなら
ない。

【０１６７】

【数３０】

【０１６８】

【数３１】

【０１６９】これらの方程式は、ｍ_d’およびｍ_q’の関
数として、ｍ_dおよびｍ_qに関して次のように解が求めら
れる。

【０１７０】

【数３２】

【０１７１】

【数３３】

【０１７２】ｍ_dの追加的な時間従属微分係数が存在す
るので、勿論、方程式（４．９）を直接的にコントロー
ラにおいて技術的に具現することは可能でない。方程式
（４．９）がｍ_dの非線形微分方程式と見なすことがで
きる場合であっても、導関数の係数がゼロのまわりで正
または負の値をとり得るｉ_qであるので、この方程式を
オンラインコントローラにおいて具現することは可能で
ない。いずれにせよ、変調ｍ_dが次式のように計算可能
であるように、方程式（４．９）におけるｍ_dの時間微
分係数を無視することができる。

【０１７３】

【数３４】

【０１７４】ただし、方程式（４．１１）および（４．
１０）を用いて、これらの方程式は、依然として、抵
抗、インダクタンス、及び、キャパシタンスのような回
路パラメータに依存するので、完全な非干渉制御を具現
することはできない。方程式（４．１０）において、主
干渉作用は依然としてｍ_dの時間微分係数である。更
に、電流のｑ軸成分ｉ_qは、基準フレーム検出によって
ゼロに保持される（実質的にはユニット１７がｉ_q＝０
にする）。ｍ_d’は一般に小さく、抵抗およびコンダク
タンスも同様に無視できる。従って、方程式（４．１
０）および（４．１１）においてＲ_AC＝０およびＧ_DC＝
０と仮定可能であり、次の２つの方程式（４．１２）お
よび（４．１３）が導かれる。

【０１７５】

【数３５】

【０１７６】

【数３６】

【０１７７】ここで、単純化すれば、方程式（４．１
２）および（４．１３）を用いた非干渉制御は１つのシ
ステムパラメータＣ_DCにのみ依存し、これは、一層複雑
な方程式よりも、具現することがはるかに容易である。
方程式（４．１２）および（４．１３）において更なる
単純化が可能である、即ち、ｍ_d’およびｉ_q（ｍ_d’は
小さく、ｉ_q基準フレーム検出によってゼロに保持でき
るので）およびｍ’_d ²（ｍ_dは小さいので）を無視する
ことにより、方程式（４．１２）および（４．１３）か
ら、非干渉制御に関する次のような最終方程式が得られ
る。

【０１７８】

【数３７】

【０１７９】

【数３８】

【０１８０】基準フレーム検出が実施されるので、方程
式（４．１４）におけるｉ_q＝０であり（ユニット１７
により）、定数および実数値Ｋ_dおよびＫ_qはｍ_d’およ
びｍ_q’値の一部分（これらは、電流および電圧制御ル
ープにおける更なる定数を表すにすぎない）と見なすこ
とができる。従って、次に示す非干渉化された方程式の
最終組は非干渉制御手段２５のために使用できる。

【０１８１】

【数３９】

【０１８２】

【数４０】

【０１８３】方程式（４．１６）および（４．１７）に
従ってｍ_dおよびｍ_qを選択することにより、方程式
（４．５）および（４．６）の要求に応じて、電流制御
と電圧制御を独立して実施できる。図３１に示すよう
に、手段２５の下流における干渉は、方程式（４．１
４）および（４．１５）に基づく非干渉によって補償さ
れる。

【０１８４】図１１に関して既に検討済みの線形化およ
び３相システムを用いた図３１に示す非干渉手段２５の
特殊実施形態について以下に記述する。

【０１８５】実施の形態５．（電圧ＰＬＬを有する３相
系統）図３７は図１１に基づくコントローラを示す（即ち、交
流電圧検出器２３、電圧ＰＬＬ位相検出器１８、及び、
位相回転手段１７を含む）が、しかしながら、本発明の
実施の形態１によれば、さらに、非干渉制御手段２５も
含む。方程式（４．１４）から（４．１７）までによっ
て分かるように、非干渉制御手段２５は、電流コントロ
ーラ２０の出力（変調指数）ｍ_q’、直流コンデンサ電
圧ｕ_DC、電流振幅ｉ_d、送電線の周波数ω、及び、直流
電圧コントローラ１６の出力ｍ_d’を受け取る。３相系
統の場合には、非干渉制御手段２５、補償器３、２ｆフ
ィルタ１５、及び、直流電圧コントローラ１６が３度装
備される。図３７における他のユニット、すなわち、電
流検出器２４、電流振幅および位相検出ユニット２１、
１８、コンデンサ電圧検出器２６、平均電圧検出器１
５、基準位相生成ユニット１７（制御システムにおける
ｉ_qを０に保持する）、基準フレーム検出器１８、座標
変換器１９、直流リップル補償ユニット１３、及び、電
圧位相検出器２３は、既に図１１において述べたこれら
のユニットに対応する。

【０１８６】直流電圧変動手段１３および２ｆフィルタ
１５を装備しない補償器の結果として得られる交流電流
および出力電圧は幾らかの高調波を含むが、非干渉制御
は、これらのユニットを装備しない場合であっても効果
的であることに注意されたい。これらのユニットは高調
波を抑圧するための何等かの用途に用いることが好まし
い。例えば、直流コンデンサのキャパシタンスが変動を
抑制抑圧することのできる程度に十分に大きい場合に
は、追加ユニットは必要ない。その代りに、２ｆフィル
タ（例えば、ＬＣフィルタ）が、補償器３の直流回路と
並列に直流コンデンサを備えて形成された場合には、こ
の場合にも、ユニット１３および１５は必要でない。後
者の解決方法は、変圧器なし直列補償器の場合には部分
的に実際的な解決方法である。

【０１８７】方程式（４．１４）および（４．１５）は
ｉ_qＫ_qｍ_q’／ωｕ_DC項を含む（図３１に示すように）
にもかかわらず、非干渉制御手段２５へのｉ_q入力が存
在しないことが図３７から分かる。上述したように、本
発明によるコントローラにおいては、３相極座標変換手
段２１における基準フレーム検出により、電流のｑ軸成
分ｉ_qはゼロに保持される。従って、図３７における非
干渉手段２５の実施形態を示すには、方程式（４．１
４）、（４．１５）は方程式（４．１６）、（４．１
７）に書き直されることが正当である。

【０１８８】方程式（４．１６）、（４．１７）におい
て、時間微分係数以外の全ての係数はハードウェア乗算
器および除算器によって具現できる。ただし、時間微分
係数は、高い周波数条件において非常に高い利得を持つ
ことが可能であり、従って、方程式（４．１７）におけ
るｄｍ_d／ｄｔは、演算増幅器またはマイクロプロセッ
サのようなハードウェアを用いて具現することは困難で
ある。ただし、図３８における非干渉制御手段２５の特
殊実施形態に示すように、時間微分係数は時定数の小さ
いフィルタによって処理可能である。非干渉制御手段２
５の実施形態の精密な構造を図３８に示す。

【０１８９】図３８において、出力ｍ_d’は、乗算器２
５ｊにおいて定数Ｋ_dが乗じられる。勿論、追加乗算器
２５ｊが必ずしも必要でない、即ち、Ｋ_dが単位数であ
っても差し支えなく、Ｋ_dが１であるように方程式
（４．１６）、（４．１７）はリスケーリング（再基準
化）可能であることを理解されたい。同様に、電流コン
トローラの出力ｍ_q’は、乗算器２５ｋにおいて定数Ｋ_q
が乗じられる（同様に正規化によってＫ_qは単位数であ
っても差し支えない）。乗算された信号Ｎ１は第１除算
器２５ａの分子（ノミネータ）を形成する。検出された
直流電圧ｕ_DCは、乗算器２５ｂにおいて基準フレーム周
波数ωが乗算される。乗算された信号Ｄ１は、分割器２
５ａにおける除算のために用いられる分母である。第１
インバーターの出力ＤＶ１は加算器２５ｉに供給され
る。送電線の周波数ωは、第２除算器２５ｃにおける割
り算のための分母であり、フィルタからの信号Ｎ₂出力
は第２除算器２５ｃの分子である。乗算済み信号ＤＶ２
は、反転された入力として加算器２５ｉに供給される。

【０１９０】乗算済み出力Ｎ₃（＝ｍ_d’Ｋ_d）は、分子
信号Ｎ３として第３ディバイダへ供給される。分割器２
５ｄの分母はｄ軸電流成分ｉ_dである。第３分割器の出
力ＤＶ３は、反転された仕方において積分ユニット２５
ｈの出力信号を受け取る第２加算器２5ｆへ供給され
る。第２加算器２５ｆの出力は、ｄｍ_D／ｄｔフィード
バック回路２５ｆ、２５ｇ、及び、２５ｈへ供給され
る。ユニット２５ｇ、２５ｈ、２5ｆは、方程式（４．
７）における第２項を決定するために必要である。

【０１９１】キャパシタンス電圧制御の主ループは、そ
の周波数特性において限定された帯域幅に適合するよう
に設計されるので、時定数の小さいフィルタ２5ｆをメ
インループに配置してもメインループの特性には影響し
ない。積分器２５ｈ、利得２５ｇ、及び、減算器２５ｆ
は一緒にフィルタとして作用し、フィルタの入力は時間
に関するｍ_dの純微分である。従って、この干渉作用は
フィルタ機能を用いた純粋微分により補償を適切に実施
することができる。電流の分割によって補償されるもう
一方の干渉作用も同様に濾波される。ただし、伝送線の
インダクタンスおよび電流振幅のフィードバック制御の
応答によって、電流の応答も同様に限定される。

【０１９２】メインループ内の時定数Ｔ_fの小さいフィ
ルタ２５ｆ、２５ｇ、２５ｈはメインループの特性に影
響しない。積分器２５ｈ、利得２５ｇ、及び、減算器２
5ｆは、一緒にフィルタとして作用し、積分器２５ｈの
入力Ｎ₂は、時間に関するＭｄの純粋微分である。積分
器２５ｈの入力は、分割器２５ｃの分子Ｎ₂を形成す
る。従って、干渉作用は、フィルタ機能を用いた純粋微
分により適切に補償可能である。電流ｉ_dの分割によっ
て補償されるもう一方の干渉作用も同様に濾波され、弱
化する。ただし、伝送線のインダクタンスおよび電流振
幅のフィードバック制御の応答により電流の応答も同様
に限定される。

【０１９３】図２０は、図１７の非干渉制御手段２５を
用いた図１６に示す制御システムの伝達関数の周波数特
徴を示す。主伝達関数は、作動点によって影響されず、
干渉作用は２０ｄＢ以上も低下する。従って、電流振幅
ｉ_dの非干渉制御およびコンデンサ電圧ｕ_DCが達成可能
である。更に、図１７における非干渉制御の構成は、例
えば伝送線ライン２ａ、２ｂ、及び、直流コンデンサの
キャパシタンスＣ_DCのインダクタンスＬ_ACのような系統
パラメータから独立している。これは、補償器３のコン
トローラがローカル変数のみを必要とすることを意味す
る。電流検出または電圧検出によって容易に検出でき
る。

【０１９４】図４１は、従来技術の図１６と対照的に、
非干渉制御を用いたステップレスポンス（段階応答）を
示す。電流振幅ｉ_dは、図１９に示す時点０．１におけ
る、干渉に起因するリップルを示すが、図１９に示す時
点０．１において電圧ステップが発生する場合には、電
流には何等変化が無い。同様に、図４１に示す時点０．
５において電流にステップが起きる場合には、電圧には
全然変化がない。従って、図４１は、電流および電圧は
方程式（４．１６）、（４．１７）に基づいて独立的に
制御可能であることを示す。

【０１９５】実施の形態６．（電流ＰＬＬを有する３相
系統）図３７は図３８と共に、電圧ＰＬＬおよび独立およびロ
ーカル制御を用いた３相システムを含む本発明の実施の
形態を示すが、電流ＰＬＬを有する図３７の３相システ
ムコントローラを提供することも可能である。この場
合、コントローラは、図３７に示す交流電圧検出器２６
を必要としない。従って、実施の形態２の構成は、図３
７のように組み立てられ、電圧検出器２３および位相回
転手段１７を必要とせず、電流検出器２４の出力を、電
流ＰＬＬユニット１８として作動する位相検出器１８に
も接続する。３相極座標変換ユニット２１は図２３の場
合と同じであり、位相検出器１８は、ｓｉｎθおよびｃ
ｏｓθ関数を直接出力する。ただし、実施の形態１の場
合と同様に、本システムは依然として３相システムであ
る。非干渉コントロール２５への入力ｍ’_q、ｕ_DC、
ｉ_d、ω、ｍ’_dは図３７の場合と同様であり、従って、
図３８に示す非干渉制御に関するブロック図が同様に適
用可能である。従って、図４３に示す実施の形態は、非
干渉制御に関する限り、図３７に示す実施の形態と厳密
に同じ仕方において作動することを理解されたい。

【０１９６】実施の形態７．（電流ＰＬＬを有する単相
系統）図３９は、図１０の基礎構造を有し、本発明の実施の形
態７による非干渉制御手段２５および成分検出器２６を
有する単相システムを示す。この単相システムにおい
て、電流検出も同様に位相である。電流検出は単相であ
るので、基準フレーム検出によってゼロであるべき電流
現行ｉ_qのｑ軸成分を供給することは可能でない。従っ
て、図３９において、図３６に示す方程式、即ち方程式
（４．１４）、（４．１５）が具現される。単相システ
ムにおいては、図３９に示すように、非干渉制御手段２
５に必要とされるｉ_dおよびｉ_q成分を供給するために、
電流の単相からｄ−ｑ座標への変換が必要とされる（図
４０参照）。

【０１９７】本発明の実施の形態７に基づく非干渉制御
手段２５は、ユニット２５ａ−２５ｋに加えて、追加乗
算器２５ｌ及び追加加算器２５ｍを含む。乗算器２５１
は、ｑ軸電流成分ｉ_qに第１分割器２５ａの出力を乗
じ、加算器２５ｍの負入力へ乗算済み出力ＭＬを供給す
る。加算器２５ｍは、ｍ_d’Ｋ_dからｉ_q＊ＤＶ１（即
ち、ｉ_q＊ｍ_q’Ｋ_q／ｕ_DCω）を減算する。加算器２５
ｂの出力は、第３除算器２５ｄの分子信号Ｎ₃を形成す
る。このような構成を用いて、完全方程式（４．１
４）、（４．１５）が具現化可能である。

【０１９８】３相システムの平衡運転においては、対称
演算を用いて、瞬間電流成分を容易に測定可能である
が、単相または不平衡３相システムにおいては、これに
反して、測定のための幾らかの時間的遅延は避け難い。
単相電流のこれらの成分を検出する幾つかの方法があ
る。簡単な一例を図４０に示す。電流検出器２４によっ
て検出される交流線電流ｉは、位相検出器１８によって
生成される正弦基準信号ｃｏｓ（ωｔ）及びｓｉｎ（ω
ｔ）を乗じられる。成分検出器２６は、直交電流成分ｉ
_d、ｉ_qを生成するように、検出された線電流ｉに信号ｓ
ｉｎ（ωｔ）及びｃｏｓ（ωｔ）を乗じるための第１お
よび第２乗算器２６ａ、２６ｂを含む。乗算により、送
電線の周波数ωの２倍の成分も存在し、フィルタ２６
ｃ、２６ｄは、基本周波数ωを通過させるためだけに用
いられる。基準信号ｃｏｓ（ωｔ）は交流電流と同相の
信号であることに注意されたい。従って、ｉｃｏｓωｔ
及びｉｓｉｎωｔは、それぞれ、交流電流ｉ_dの振幅お
よび過渡成分ｉ_qを含む。

【０１９９】実施の形態８．（電圧ＰＬＬを有する単相
系統）実施の形態７において、電流ＰＬＬは、単相システムに
おける電流位相検出のために用いられることに注意され
たい。ただし、勿論、上で説明したように、３相システ
ムに関して単相システムにおいて電圧ＰＬＬを使用する
ことが可能である。電流ＰＬＬの代りに電圧ＰＬＬを使
用する単相システムを図４４に示す。

【０２００】図４４に示すように、成分検出器２６はｉ
_d及びｉ_q成分を出力する。３相極座標変換ユニット２
１、位相検出器１８、及び、位相回転ユニット１７は、
図３７に関して既に記述したこれらのユニットに対応す
る。電圧ＰＬＬバージョンを有する単相システムの非干
渉制御は、図３７および図３８に示す電圧ＰＬＬを有す
る３相システムの場合とちょうど同じ様に簡易化できる
ことは興味深い。電圧位相から電流位相への位相補正が
用いられるので、この制御は、非干渉を図３８に示すよ
うに簡単にする。勿論、図３７とは対照的に、成分検出
器２６における成分検出に起因して制御ループに追加遅
延が存在する。ただし、非干渉コントロール２５は、そ
こでは電流のｑ成分がゼロになる補正済み基準フレーム
と共に機能する。

【０２０１】実施の形態９．（追加フィルタ）既に図３９に示したように、入力基準電圧ｕ_DC ^refを濾
波するために更なるフィルタ２７を使用できる。この種
のフィルタ２７は、図１８−３２に示し、既に上述した
ように、実施の形態１〜４の各々にも使用できる。

【０２０２】フィルタは変調指数の振幅を減少させる効
果を持ち、従って、非干渉制御は、制限された出力電圧
容量を用いて達成される。入力基準電圧の高い周波数成
分はフィルタによって減少されるので、これらの成分は
非干渉制御ユニットへ移送されない。その結果、利得ユ
ニット２５ｇの出力は減少するはずである。これは、直
流電圧コントローラの利得が低く、かつ／または、入力
基準電圧が低速である場合には、非干渉制御ユニットＤ
Ｖ２が無視可能であることを意味する。

【０２０３】実施の形態１０．（３相および単相）既に説明したように、本発明の第三概念に基づく非干渉
制御手段は２つの異なるシステム、すなわち、単相また
は３相システムへ適用される。更に、本質的に異なる２
つの位相検出手段（電圧検出器ＰＬＬ付き、および、電
圧検出器なし）を用いることができる。更に、フィルタ
は随意に使用できる。更に、３相システムにおいて、既
に説明したように、ｉ_q＝０に保持することは容易であ
る。ただし、単相システムにおいては、過渡検出遅延の
ために、ｉ_q＝０を保証することが困難であるので、
（単相システムに関して図３９に示すように）非干渉制
御手段の異なる内部構造が用いられる。

【０２０４】３相システムにおいては、実施の形態５に
基づき、電圧ＰＬＬの用法は一般的知られているので、
電圧ＰＬＬが用いられる。実施の形態６は電圧ＰＬＬを
持たず、その利点は成分の減少である。更に、単相シス
テムにおいて、単相システムにおける本発明の適用につ
いて簡単に説明するために、実施の形態７は電圧ＰＬＬ
を用いない。ただし、単相システムは、実施の形態８に
基づいて図４４に示すように、電圧ＰＬＬおよび電圧検
出器を用いて機能することができることを理解された
い。実施の形態９に基づく追加フィルタは、他の任意の
実施の形態において使用可能である。もちろん、実施形
態は組み合わせ可能である。最後に、２ｆフィルタおよ
び直流電圧変動補償手段は、既に説明したように、任意
装備ユニットであることに注意されたい。

【０２０５】既に説明したように、本発明の第三概念
は、電流および電圧ループの非線形微分方程式に近似さ
せることによる非干渉制御に基づく。従って、独立した
電圧および電流制御が達成できる。この種の非干渉手段
は、補償器、好ましくは変圧器無し無効電力直列補償器
を制御するために、単相システム又は３相システムにお
けるコントローラ用に使用できる。本発明は、変圧器無
し無効電力直列補償器の制御のみに制限されることな
く、この制御は実際に変圧器を含む補償器にも充分同様
に適用可能であることに注意されたい。補償器出力電圧
および電流を制御することが必要なあらゆる装置に、変
圧器無し無効電力直列補償器において直流コンデンサに
よって検出される線電圧を表わす式が利用可能なはずで
ある。従って、上述の全ての制御方式は、変圧器を有す
る補償器にも適用可能である。

【０２０６】第１１の実施の形態（レートリミッタ／非
干渉制御）上述した本発明の第３態様による第６〜第１０の実施の
形態は、電流制御を電圧制御から非干渉とすることがで
きる。これは、特に上述したレートリミッタの実施の形
態に関して有用である。

【０２０７】図４５に示すように、本発明の第１及び第
２態様（第１〜第５の実施の形態）による信号セパレー
タＳＳは、非干渉制御手段とともに使用してもよい。即
ち、電流コントローラ２０は制御電圧ｃｃ_outを出力
し、かつ信号セパレータは変調指数ｍ_q’を出力する一
方、非干渉手段は、上記で説明したように、新規の修正
された変調指数ｍ_qとｍ_dを出力する。図４６は、信号位
相系統についての、図４５と同様のブロック図を示す。

【０２０８】図４５、図４６で使用される好ましい信号
セパレータは、図４７における第１１の実施の形態に従
って例示される。該信号セパレータは、下部信号経路に
おいて、図２７におけるユニット２３３、２３４、及び
２３５と同様の機能を実行する絶対値回路３４１と、リ
ミッタ３４２と、レートリミッタ３４３とを備える。信
号セパレータＳＳ５によって出力される変調指数ｍ_q’
は、制御電圧ｃｃ_outである。定常状態において、変調
指数ｍ_q及びｍ_q’は、非干渉制御によりｍ_q＝ｍ_q’／ｕ
_DCの関係を持つ。したがって、静的特性は一定の直流電
圧制御について図２６と同じである。他方、動的特性は
図４８及び図４９に示される。図４８及び図４９におい
て、制御軌道はＣを通ってポイントＡ’からポイント
Ｂ’に移行するが、変調指数ｍ_qの制御軌道は非干渉制
御によりＡ’’からＢ’’に直接移動する。図４９に示
すように、これは、変調指数が過渡時に一定ではなく、
結果として出力端子電圧（図４９における最底部にある
図における）は、ｍ_q’に等しいｃｃ_outに直接比例す
る。従って、電流応答は非干渉制御と共に図４７の信号
セパレータによって改良可能である。しかし、上述した
ように、送電線への干渉作用に起因して、本来既に備わ
っている電流及び電圧制御ループの干渉があるため、非
干渉制御は図２４、図２５における実施の形態とともに
有利に使用可能である。

【０２０９】第１２の実施の形態（調節可能な直流電圧
／レートリミッタ）上記で、図１８〜図２５を参照して説明された実施の形
態における過渡作用を低減させるため、おそらく非干渉
制御と組み合わせて、レートリミッタを図２７、図３
３、又は図４７に示すように下部信号経路において有利
に使用することを説明した。しかし、図２７、図３３、
及び図４７から理解されるように、レートリミッタは調
節可能直流電圧制御の場合の制御経路にのみ挿入され
る。

【０２１０】本発明の第１態様を使用していないコント
ローラでさえ、即ち完全な補償器端子出力電圧範囲に亘
って従来の直流調節可能制御方法を用いるコントローラ
であっても、レートリミッタの使用及びおそらく非干渉
制御とのレートリミッタの使用から利点を得ることが理
解されよう。即ち、永久的に一定の変調指数ｍ_qを出力
するが、可変直流基準電圧ｕ_DC ^refを出力する図２１に
おける任意のコントローラは、おそらく非干渉制御手段
とともに、図２７、図３３、及び図４７における下部信
号経路要素のみを使用しうる。これにより、調節可能直
流電圧制御方法のみを使用するコントローラにおいて、
電流コントローラ出力ｃｃ_outにおける突然の大きな低
下がある時にゼロ電圧を回避することができる。

【０２１１】産業上の利用分野上記で説明したように、本発明の第１態様は、補償器の
低及び高出力電圧範囲それぞれにおける２つの異なる制
御方法の使用に関する。これにより、高調波が減少し、
ゼロ電圧が回避され、スイッチング損失が（少なくとも
高出力電圧範囲において）減少する。本発明の第２態様
により、電流コントローラ出力の突然の変更時かつ２つ
の制御領域の間の過渡状態において、ゼロ電圧が回避さ
れる。第３態様は、電流及び電圧制御ループの非干渉に
関し、第１及び／又は第２態様と共に使用可能である。
最後に、レートリミッタ及び非干渉制御手段に関する実
施の形態は、一定の変調指数及び可変直流コンデンサ基
準電圧ｕ_DC ^refで制御を行うだけであるコントローラに
おいても使用可能である。

【０２１２】変圧器なし無効電力直列補償器又は変圧器
を使用した補償器さえも制御するために、コンデンサ電
圧を補償器端子の出力に印加するということを参照して
本発明を上述したが、本発明の原理的概念は、所定の位
相で電圧を送電線に供給する必要のあるその他の状況に
も適用してもよいことを理解されたい。

【０２１３】ただし、ここに記述した教示および説明は
好ましい作動態様にのみ関係するものであること、およ
び、ここに開示された教示に基づいて更なる実施形態が
可能であることに注意されたい。従って、当業者は、前
述の教示に基づいて更なる修正および改変を実施するこ
とが可能である。更に、本発明は、説明に記述され、か
つ、これとは独立して特許請求の範囲に請求された特徴
に基づく実施形態を含むことができる。従って、全ての
この種変化および修正が添付特許請求の範囲に含まれる
ものと解釈される。

【０２１４】

【発明の効果】この発明は、電力送電線に補償器端子に
より直列挿入された無効電力直列補償器を制御するコン
トローラであって、前記電力送電線を流れる線電流
（ｉ）を検出する線電流検出手段と、前記無効電力直列
補償器のインバータの変調器に接続されたコンデンサ
（Ｃ_DC）の直流電圧（ｕ_DC）を検出する直流電圧検出手
段であって、前記変調器は、変調信号に依存して、前記
インバータを介する前記コンデンサ（Ｃ_DC）のコンデン
サ直流電圧（ｕ_DC）の印加を制御する、直流電圧検出手
段と、ｍ＝ｍ_d ｃｏｓ（ωｔ）−ｍ_q ｓｉｎ（ωｔ）
の形式である信号ｍを生成する変調信号生成手段であっ
て、上式中、ωは前記変調信号として、前記変調器に供
給される送電線の周波数である、変調信号生成手段と、
前記線電流（ｉ）を所定の基準電流（ｉ_d ^ref）に制御す
る電流制御ループであって、該電流制御ループの電流コ
ントローラは、前記補償器の所望の補償器端子出力電圧
（ｕ_c）に対応する制御信号（ｃｃ_out）を出力する、電
流制御ループと、前記直流コンデンサ（Ｃ_DC）の直流電
圧（ｕ_DC）を所定の基準電圧（ｕ_DC ^ref）に制御する電
圧制御ループであって、該電圧制御ループの直流電圧コ
ントローラは、前記変調信号ｍについて変調指数ｍ_dを
出力する、電圧制御ループと、前記電流コントローラに
より出力された前記制御信号（ｃｃ_out）を入力として
受け取り、前記変調信号ｍの前記変調指数ｍ_qを出力す
る第１出力を有し、かつ、前記電圧制御ループの前記所
定の基準電圧（ｕ_DC ^ref）を出力する第２出力を有す
る、制御方法選択手段（ＳＳ）とを備え、該制御方法選
択手段（ＳＳ）は、前記補償器端子出力電圧（ｕ_c）が
所定の補償器端子出力電圧閾値（ｕ_cth）よりも大きい
場合には、一定の変調指数ｍ_qと、前記電流コントロー
ラ出力（ｃｃ_out）によって指示されるように、補償器
端子出力電圧（ｕ_c）の増減に依存して増減する前記基
準電圧（ｕ_DC ^ref）を出力し、かつ、前記制御方法選択
手段（ＳＳ）は、前記補償器端子出力電圧（ｕ_c）が所
定の補償器端子出力電圧閾値（ｕ_cth）よりも小さい場
合には、実質的に一定の基準電圧（ｕ_DC ^ref）と、前記
電流コントローラ出力（ｃｃ_out）によって指示される
ように、補償器端子出力電圧（ｕ_c）の増減に依存して
増減する変調指数ｍ_qを出力するようにしたので、補償
器端子出力電圧における高調波の発生を低減し、かつ、
それでいてゼロ電圧を回避することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の送電系統における直列補償器の原理構
成図である。

【図２】従来の各相に補償器を組込んだ３相系統を示
す図である。

【図３】図１、図２に用いられる一般的な補償器の詳
細なブロック図である。

【図４】図３に示すインバータの従来のＰＷＭ制御を
示す図である。

【図５】図１、図２に基づく補償器を含む従来の送電
系統における電流と電圧の原理的関係を示す図である。

【図６】図１、図２に基づく補償器を含む従来の送電
系統における電流と電圧の原理的関係を示す図である。

【図７】従来の線電流制御に関するフェーザダイアグ
ラムを示す図である。

【図８】従来の直流コンデンサＣ_DC充電時における電
圧と電流の依存性のフェーザダイアグラムを示す図であ
る。

【図９】従来の過渡状態における直流コンデンサの充
電を示す図である。

【図１０】従来の単相コントローラを示す図である。

【図１１】従来の３相コントローラを示す図である。

【図１２】図１０、１１の従来のコントローラにおけ
る干渉効果の概観図である。

【図１３】補償器端子出力電圧における高調波成分の
発生を示す図である。

【図１４】可変変調指数による制御を用いた場合の、
高調波成分の実効値（effective value）を基本成分の
実効値と比較した図である。

【図１５】一定直流電圧制御の例を示す図である。

【図１６】調節可能直流電圧制御の例を示す図であ
る。

【図１７】調節可能直流電圧制御方法を使用するコン
トローラの場合の、高調波成分の実効値を基本成分の実
行値と比較した図である。

【図１８】図１２に示す従来の干渉効果の概要図であ
る。

【図１９】図１０、１１に示す基礎的コントローラの
ステップレスポンスを示す図である。

【図２０】図１０、１１における従来のコントローラ
の利得特性を示す図である。

【図２１】特に制御方法選択手段ＳＳ（信号セパレー
タ）を含む、本発明によるコントローラを示す図であ
る。

【図２２】特に制御方法選択手段ＳＳ（信号セパレー
タ）を含む、本発明によるコントローラを示す図であ
る。

【図２３】図２１，２２に示す制御方法選択手段の機
能を示す図である。

【図２４】信号セパレータの第１の実施の形態を示す
図である。

【図２５】信号セパレータの第２の実施の形態を示す
図である。

【図２６】特に従来技術による一定直流電圧制御と比
較した、本発明によるコントローラの特徴を示す図であ
る。

【図２７】信号セパレータの第３の実施の形態、特に
過渡状態におけるゼロ電圧を回避する、本発明の第２態
様によるレートリミッタを示す図である。

【図２８】本発明の第２態様によるレートリミッタが
一定変調指数制御方法において用いられる場合の、静的
特性及び過渡軌道を示す図である。

【図２９】図２３におけるレートリミッタを使用した
場合の、時間の経過に伴う変数の変化を示す図である。

【図３０】レートリミッタを信号セパレータの前に配
置した場合の、時間の経過に伴う変数の変化を示す図で
ある。

【図３１】離散時間におけるレートリミッタの一実施
の形態を示す図である。

【図３２】図２８におけるレートリミッタと類似する
レートリミッタの効果を示す図である。

【図３３】本発明の第２態様による信号セパレータの
第４の実施の形態を示す図である。

【図３４】図１８に示す干渉ユニットの上流に設置さ
れた非干渉制御手段を含む本発明の原理を示す図であ
る。

【図３５】図３４に基づく非干渉制御手段を含む本発
明によるコントローラの原理ブロック図である。

【図３６】非線形微分方程式の近似に基づいて実施さ
れる非干渉作用を示す図である。

【図３７】電圧ＰＬＬを有する３相系統における本発
明の実施の形態１による非干渉制御を含むコントローラ
のブロック図である。

【図３８】本発明に基づく非干渉制御手段の詳細なブ
ロック図である。

【図３９】本発明の実施の形態３に基づく単相コント
ローラのブロック図である。

【図４０】本発明の一実施の形態に基づく成分検出器
を示す図である。

【図４１】本発明に基づく非干渉制御を用いたステッ
プレスポンスを示す図である。

【図４２】発明の一実施の形態に基づく簡素化済み非
干渉制御の利得特性を示す図である。

【図４３】図１６に示す場合と同様であるが、本発明
の実施の形態２による線電流位相検出用電流ＰＬＬを用
いる３相系統を示す図である。

【図４４】図１８に示す場合と同様であるが、本発明
の実施の形態４による線電流位相検出用電流ＰＬＬを用
いる単相系統を示す図である。

【図４５】図３４〜図４４に示す非干渉制御とともに
信号セパレータを用いた、本発明の第３態様によるコン
トローラを示す図である。

【図４６】図３４〜図４４に示す非干渉制御とともに
信号セパレータを用いた、本発明の第３態様によるコン
トローラを示す図である。

【図４７】信号セパレータの第５の実施の形態を示す
図である。

【図４８】図４５，４６の非干渉コントローラにおい
て信号セパレータを使用した場合の、過渡特性を示す図
である。

【図４９】図４５，４６の非干渉コントローラにおい
て信号セパレータを使用した場合の、過渡特性を示す図
である。

【符号の説明】

３トランスレス無効電力直列補償器、２ａ，２ｂ送
電線、１３，１４変調信号生成手段、１６直流電圧
コントローラ、１８，２１，２２電流制御ループ、２
０電流コントローラ、２５非干渉制御手段。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5G066 FA01 FB13 FC04 FC12 5H007 AA07 CB05 CC03 DA04 DB01 DB05 DC02 DC05 EA02 GA01 GA06 5H420 BB03 BB12 BB13 BB16 CC04 DD03 EA03 EA45 EB19 EB39 EB40 FF03 FF04 FF11 FF22

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電力送電線に補償器端子により直列挿入
された無効電力直列補償器を制御する無効電力直列補償
器用コントローラであって、ａ）前記電力送電線を流れる線電流（ｉ）を検出する線
電流検出手段と、ｂ）前記無効電力直列補償器のインバータの変調器に接
続されたコンデンサ（Ｃ_DC）の直流電圧（ｕ_DC）を検出
する直流電圧検出手段であって、前記変調器は、変調信
号に依存して、前記インバータを介する前記コンデンサ
（Ｃ_DC）のコンデンサ直流電圧（ｕ_DC）の印加を制御す
る、直流電圧検出手段と、ｃ）ｍ＝ｍ_d ｃｏｓ（ωｔ）−ｍ_q ｓｉｎ（ωｔ）の
形式である信号ｍを生成する変調信号生成手段であっ
て、上式中、ωは前記変調信号として、前記変調器に供
給される送電線の周波数である、変調信号生成手段と、ｄ）前記線電流（ｉ）を所定の基準電流（ｉ_d ^ref）に制
御する電流制御ループであって、該電流制御ループの電
流コントローラは、前記補償器の所望の補償器端子出力
電圧（ｕ_c）に対応する制御信号（ｃｃ_out）を出力す
る、電流制御ループと、ｅ）前記直流コンデンサ（Ｃ_DC）の直流電圧（ｕ_DC）を
所定の基準電圧（ｕ_DC ^ref）に制御する電圧制御ループ
であって、該電圧制御ループの直流電圧コントローラ
は、前記変調信号ｍについて変調指数ｍ_dを出力する、
電圧制御ループと、ｆ１）前記電流コントローラにより出力された前記制御
信号（ｃｃ_out）を入力として受け取り、前記変調信号
ｍの前記変調指数ｍ_qを出力する第１出力を有し、か
つ、前記電圧制御ループの前記所定の基準電圧（ｕ_DC
^ref）を出力する第２出力を有する、制御方法選択手段
（ＳＳ）とを備え、ｆ２１）該制御方法選択手段（ＳＳ）は、前記補償器端
子出力電圧（ｕ_c）が所定の補償器端子出力電圧閾値
（ｕ_cth）よりも大きい場合には、一定の変調指数ｍ
_qと、前記電流コントローラ出力（ｃｃ_out）によって指
示されるように、補償器端子出力電圧（ｕ_c）の増減に
依存して増減する前記基準電圧（ｕ_DC ^ref）を出力し、
かつｆ２２）前記制御方法選択手段（ＳＳ）は、前記補償器
端子出力電圧（ｕ_c）が所定の補償器端子出力電圧閾値
（ｕ_cth）よりも小さい場合には、実質的に一定の基準
電圧（ｕ_DC ^ref）と、前記電流コントローラ出力（ｃｃ
_out）によって指示されるように、補償器端子出力電圧
（ｕ_c）の増減に依存して増減する変調指数ｍ_qを出力す
ることを特徴とする無効電力直列補償器用コントロー
ラ。
【請求項２】前記制御方法選択手段（ＳＳ）は、第１
信号セパレータ（ＳＳ１）を備え、前記第１信号セパレ
ータ（ＳＳ１）が、前記制御電圧を所定の限界電圧（ｕ_DC ^min、−ｕ_DC ^min）
に制限する第１リミッタと、前記第１リミッタの出力を最大変調指数（ｍ_q ^max）と掛
け算し、その結果を前記第１限界電圧（ｕ_DC ^min）で割
り算する第１除算器と、前記制御電圧（ｃｃ_out）の絶対値を決定する第１絶対
値回路と、前記第１絶対値回路の出力が前記上限閾値電圧を超える
場合には、前記第１絶対値回路の出力を上限閾値（ｕ_DC
^max）に制限し、前記第１絶対値回路の出力が前記下限
閾値電圧を下回る場合には、前記第１絶対値回路の出力
を下限閾値（ｕ _DC ^min）に制限する第２リミッタとを備
えたことを特徴とする請求項１記載のコントローラ。
【請求項３】前記制御方法選択手段（ＳＳ）は、第２
信号セパレータ（ＳＳ２）を備え、前記第２信号セパレ
ータ（ＳＳ２）が、前記制御電圧がそれぞれ、最大変調指数を超えるか、あ
るいは、最小変調指数を下回る場合には、前記制御電圧
を最大変調指数（ｍ_q ^max）および最小変調指数
（ｍ_q ^min）にそれぞれ制限する第３リミッタと、前記制御電圧の絶対値を決定する第２絶対値回路と、前記絶対値回路の出力を所定の定数（Ｋ₂）と掛け算す
る第１乗算器と、前記第２乗算器の出力がそれぞれ前記上限閾値電圧（ｕ
_DC ^max）を越えるか、あるいは、前記下限閾値電圧（ｕ
_DC ^min）を下回る場合には、前記第２乗算器の出力を該
上限閾値電圧（ｕ_DC ^max）および該下限閾値電圧（ｕ_DC
^min）に制限する第４リミッタとを備えたことを特徴と
する請求項１記載のコントローラ。
【請求項４】前記第１信号セパレータはさらに、前記
第１絶対値回路の出力の変化率を制限するレートリミッ
タを備えたことを特徴とする請求項２記載のコントロー
ラ。
【請求項５】前記第２信号セパレータ（ＳＳ４）はさ
らに、前記第２乗算器の出力の変化率を制限するレートリミッ
タを備え、前記乗算定数（Ｋ₂）は、前記下限閾値電圧（ｕ_DC ^min）
のレートを前記最大変調指数（ｍ_q ^max）で割り算するこ
とにより決定されることを特徴とする請求項３記載のコ
ントローラ。
【請求項６】前記レートリミッタは、入力信号を受け取る第１入力、第２入力、および出力を
有し、入力から前記第２入力に印加された信号を差し引
く第１加算器と、該第１加算器の出力を所定の時間定数（Ｔ_s）で割り算
する第１除算器と、出力がそれぞれ上限または下限を越える場合、前記第１
除算器の出力を上限または下限に制限する第３リミッタ
と、該第３リミッタの出力を所定の時間定数（Ｔ_s）と掛け
算する第３乗算器と、該第３除算器の出力を受け取る入力、第２入力、および
前記レートリミッタの出力を構成する出力を有する第２
加算器と、１サンプリング時間分前記レートリミッタの出力をシフ
トするｚ^-1回路とを備え、前記ｚ^-1回路の出力は、前記第１加算器の前記第２入力
と、前記第２加算器の前記第２入力とに印加されること
を特徴とする、請求項４または５に記載のコントロー
ラ。
【請求項７】非干渉制御手段をさらに備え、前記非干渉制御手段は、前記制御方法選択手段（ＳＳ）
から変調指数（ｍ_q’）を受け取り、かつ、前記直流電
圧コントローラから変調指数（ｍ_d’）を受け取り、新
規変調指数ｍ_qおよびｍ_dを前記変調信号生成手段に出力
することにより、前記線電流（ｉ）が直流電圧コントロ
ーラの出力（ｍ_d’）から独立し、かつ直流コンデンサ
電圧（ｕ_DC）が前記制御方法選択手段（ＳＳ）からの出
力（ｍ_q’）から独立するようにし、前記交流電流振幅
（ｉ_D）および直流コンデンサ電圧（ｕ_DC）は独立して
制御されることが可能であることを特徴とする請求項１
記載のコントローラ。
【請求項８】前記制御方法選択手段（ＳＳ）は第３信
号セパレータ（ＳＳ５）を備え、前記第３信号セパレータ（ＳＳ５）が、前記制御電圧（ｃｃ_out）の絶対値を決定する第３絶対
値回路と、前記第３絶対値回路の出力が、それぞれ、最大閾値電圧
を越えるか、あるいは最小閾値電圧を下回る場合、前記
絶対値回路の出力を前記最大閾値電圧（u_DC ^max）および
前記最小閾値電圧（ｕ_DC ^min）に制限する第４リミッタ
と、前記第３リミッタの出力の変化率を所定の変化率に制限
するレートリミッタとを備えたことを特徴とする請求項
７記載のコントローラ。
【請求項９】電力送電線に補償器端子により直列挿入
された無効電力直列補償器を制御する無効電力直列補償
器用コントローラであって、ａ）前記電力送電線を流れる線電流（ｉ）を検出する線
電流検出手段と、ｂ）前記無効電力直列補償器のインバータの変調器に接
続されたコンデンサ（Ｃ_DC）の直流電圧（ｕ_DC）を検出
する直流電圧検出手段であって、前記変調器は、変調信
号に依存して、前記インバータを介する前記コンデンサ
（Ｃ_DC）のコンデンサ直流電圧（ｕ_DC）の印加を制御す
る、直流電圧検出手段と、ｃ）ｍ＝ｍ_d ｃｏｓ（ωｔ）−ｍ_q ｓｉｎ（ωｔ）の
形式である信号ｍを生成する変調信号生成手段であっ
て、上式中、ωは前記変調信号として前記変調器に供給
される送電線の周波数である、変調信号生成手段と、ｄ）前記線電流（ｉ）を基準電圧（ｉ_d ^ref）に制御する
電流制御ループであって、該電流制御ループの電流コン
トローラは、前記補償器の所望の補償器端子出力電圧
（ｕ_c）に対応する制御信号（ｃｃ_out）を出力する、電
流制御ループと、ｅ）前記直流コンデンサ（Ｃ_DC）の直流電圧（ｕ_DC）を
所定の基準電圧（ｕ_DC ^ref）に制御する電圧制御ループ
であって、前記電圧制御ループの直流電圧コントローラ
は、前記変調信号ｍについての変調指数ｍ_dを出力す
る、電圧制御ループと、ｆ１）前記補償器端子出力電圧（ｕ_c）が直流コンデン
サ電圧（ｕ_DC）を増大（減少）することを介して制御さ
れる（調節可能な直流電圧制御）、制御方法を設定する
制御方法設定手段（ＳＳ）とを備え、ｆ２１）前記制御方法設定手段（ＳＳ）は、前記変調指
数（ｍ）を一定の変調指数に設定し、かつ基準電圧（ｕ
_DC ^ref）を前記電圧制御ループに出力するよう適合さ
れ、前記基準電圧（ｕ_DC ^ref）は前記電流コントローラ
出力（ｃｃ_out）によって指示されるように、前記補償
器端子出力電圧（ｕ_c）の増減に依存して増減し、ｆ２２）前記制御方法選択手段（ＳＳ）はさらに、前記
電流コントローラ出力（ｃｃ_out）の変化率を所定の変
化率に制限するレートリミッタを備える信号セパレータ
（ＳＳ３、ＳＳ４、ＳＳ５）を含むことを特徴とする無
効電力直列補償器用コントローラ。
【請求項１０】前記制御方法設定手段（ＦＳ）はさら
に、前記電流コントローラ出力（ｃｃ_out）の絶対値を決定
する絶対値回路と、該絶対値回路の出力が最大閾値電圧を越えるか、あるい
は最小閾値電圧を下回る場合、前記絶対値回路の出力を
前記最大閾値電圧（ｕ_DC ^max）または前記最小閾値電圧
（ｕ_DC ^min）に制限するリミッタとを備えたことを特徴
とする請求項９記載のコントローラ。
【請求項１１】前記制御方法設定手段（ＳＳ）はさら
に、前記絶対値回路の出力を所定の定数と掛け算する乗
算器を備え、前記定数は、最大変調指数（ｍ _q ^max）によ
る最小電圧閾値（ｕ_DC ^min）の割合であり、前記除算器
の出力は前記リミッタに設定されることを特徴とする請
求項１０記載のコントローラ。
【請求項１２】前記レートリミッタは、所定の時間定数（Ｔ_s）による第３リミッタと、前記第３乗算器の出力を受け取る入力、第２入力、およ
び前記レートリミッタの出力を構成する出力を有する第
２加算器と、１サンプリング時間分前記レートリミッタの出力をシフ
トするｚ^-1回路とを備え、前記ｚ^-1回路の出力は、前記第１加算器の前記第２入力
と、前記第２加算器の前記第２入力とに印加されること
を特徴とする請求項９記載のコントローラ。
【請求項１３】非干渉制御手段をさらに備え、前記非干渉制御手段が、前記制御方法選択手段（ＳＳ）
から変調指数（ｍ_q’）を受け取り、かつ、前記直流電
圧コントローラから変調指数（ｍ_d’）を受け取り、新
規変調指数ｍ_qおよびｍ_dを前記変調信号生成手段に出力
することにより、前記線電流（ｉ）が前記直流電圧コン
トローラの出力（ｍ_d’）から独立し、かつ直流コンデ
ンサ電圧（ｕ_DC）が前記制御方法選択手段（ＳＳ）から
の出力（ｍ_q’）から独立するようにし、前記交流電流
振幅（ｉ_D）および直流コンデンサ電圧（ｕ_DC）は、独
立して制御されることが可能であることを特徴とする請
求項９記載のコントローラ。
【請求項１４】前記電流制御ループは、前記基準値（ｉ_d ^ref）から、前記線電流（ｉ）の有効電
流振幅（ｉ_d）を差し引くとともに、その結果を前記電
流コントローラに出力する電流減算器を備えたことを特
徴とする請求項７または１３記載のコントローラ。
【請求項１５】前記電圧制御ループは、前記所定の基準電圧（ｕ_DC ^ref）から、前記コンデンサ
（Ｃ_DC）の前記コンデンサ直流電圧（ｕ_DC）を差し引く
とともに、その結果を前記直流電圧コントローラに出力
する電圧減算器を備えたことを特徴とする請求項１４記
載のコントローラ。
【請求項１６】前記変調信号生成手段は、第１基準信号（ｓｉｎ（ωｔ））と、第２基準信号（ｃ
ｏｓ（ωｔ））と、前記電流コントローラの出力ｍ_q’
と、前記電圧コントローラの出力ｍ_d’とを受け取り、
前記変調信号（ｍ）を出力する座標変換手段を含むこと
を特徴とする請求項１５記載のコントローラ。
【請求項１７】前記電力送電線は３相システムであ
り、各位相毎に、前記補償器、前記直流電圧コントロー
ラ、前記非干渉手段、前記座標変換手段、および、前記
変調信号ｍが３回提供され、かつ前記電流コントローラ
は一回提供されることを特徴とする請求項１６記載のコ
ントローラ。
【請求項１８】各位相の線電圧を検出する電圧検出器
と、該電圧検出器から前記線電圧を受け取るとともに、それ
ぞれ前記線電圧の位相と前記送電線の周波数（ω）とに
同期した第３基準信号ｓｉｎωｔおよび第４基準信号ｃ
ｏｓωｔを出力する電圧ＰＬＬ検出器ユニットと、前記第３および第４基準信号と、位相信号（ψ）を受け
取るとともに、前記座標変換手段に供給される前記第１
および第２基準信号を生成する位相回転手段と、各位相についての前記線電流（ｉ）を受け取るととも
に、前記有効電流振幅（ｉｄ）を前記電流減算器および
前記非干渉手段に出力し、かつ前記位相信号（ψ）を前
記位相回転手段に出力する３相極座標変換ユニットとを
備えたことを特徴とする請求項１７記載のコントロー
ラ。
【請求項１９】前記線電流検出手段から前記線電流
（ｉ）を受け取るとともに、それぞれ前記線電流（ｉ）
の位相および前記送電線の周波数（ω）と同期した、前
記第１基準信号ｓｉｎωｔとして、および、前記第２基
準信号ｃｏｓωｔとして、前記非干渉手段に出力する電
流ＰＬＬ検出器ユニットと、前記線電流（ｉ）を受け取るとともに、前記有効電流振
幅（ｉ_d）を前記電流減算器および前記非干渉手段に出
力し、かつ前記無効電流振幅（ｉｑ）を前記非干渉手段
に出力する成分検出器とを備えたことを特徴とする請求
項１７記載のコントローラ。
【請求項２０】前記電力送電線は、単相システムであ
り、前記補償器、前記直流電圧コントローラ、前記非干
渉手段、前記座標変換手段、および、前記電流コントロ
ーラは一回提供されることを特徴とする請求項１６記載
のコントローラ。
【請求項２１】前記線電流検出手段から前記線電流
（ｉ）を受け取るとともに、それぞれ前記線電流（ｉ）
の位相および前記送電線の周波数（ω）と同期した、前
記第１基準信号ｓｉｎωｔとして、および、前記第２基
準信号ｃｏｓωｔとして、前記非干渉手段に出力する電
流ＰＬＬ検出器ユニットと、前記線電流（ｉ）を受け取るとともに、前記有効電流振
幅（ｉ_d）を前記電流減算器および前記非干渉手段に出
力し、かつ前記無効電流振幅（ｉ_q）を前記非干渉手段
に出力する成分検出器とを備えたことを特徴とする請求
項２０記載のコントローラ。
【請求項２２】前記非干渉制御手段は、前記コンデンサ（Ｃ_DC）のコンデンサ直流電圧（ｕ_DC）
を前記電流ＰＬＬ検出器ユニットによって出力された送
電線の周波数（ω）で掛け算する第１乗算器と、前記電流コントローラからの出力（ｍ_q’×Ｋ_q）を前記
第１乗算器の出力信号（Ｄ１）で割り算する第１除算器
と、前記成分検出器によって出力された電流（ｉ_q）の有効
成分を前記第１除算器の除算結果（ＤＶ１）で掛け算す
る第２乗算器と、前記直流電圧コントローラの出力（ｍ_d’×Ｋ_d）から、
該第２乗算器の乗算結果（Ｍ１）を差し引く第１加算器
と、該第１加算器からの出力を前記成分検出器によって出力
された電流（ｉ_d）の無効成分で割り算する第２除算器
と、該第２除算器の除算結果、および、積分器の出力を受け
取る第２加算器と、該第２加算器の出力を受け取るとと
もに、該出力を前記積分器に供給する時間遅延ユニット
とを備え、前記積分器の出力が前記修正済み変調指数ｍ
_dを形成する、微分手段と、前記積分器の入力を、前記電流ＰＬＬ検出器ユニットに
よって出力される送電線の周波数（ω）で割り算する第
３除算器と、前記第１除算器の出力（ＤＶ１）から、前記第３除算器
の出力（ＤＶ２）を差し引き、その結果、修正済み変調
指数ｍ_qを出力する第３加算器とを備えたことを特徴と
する請求項２１記載のコントローラ。
【請求項２３】前記成分検出器は、それぞれ、検出さ
れた線電流（ｉ）を第１および第２基準信号（ｓｉｎ
（ωｔ）、ｃｏｓ（ωｔ））で掛け算する第１および第
２乗算器と、それぞれ、該第１および第二乗算器の出力
における基本周波数を通す第１および第２フィルタとを
備え、第１および第２フィルタの前記出力は、線電流
（ｉ）の無効電流振幅（ｉ_d）および有効電流振幅
（ｉ_q）を構成することを特徴とする請求項２１または
１９記載のコントローラ。
【請求項２４】各前記非干渉制御手段は、コンデンサ直流電圧（ｕ_DC）を前記電流ＰＬＬ検出器ユ
ニットによって出力された送電線の周波数（ω）で掛け
算する第１乗算器と、前記電流コントローラの出力（ｍ_q’）を前記第１乗算
器の出力信号（Ｄ₁）で割り算する第１除算器と、前記直流電圧コントローラの出力（ｍ_d’）を前記３相
極座標変換手段によって出力された有効電流振幅
（ｉ_d）で割り算する第２除算器と、加算器と、時間遅延ユニットと、積分器とを含み、前記
加算器は前記第２除算器の除算結果（ＤＶ３）から、積
分器出力を差し引き、その結果を前記時間遅延ユニット
に出力し、前記時間遅延ユニットは、その結果を前記積
分器への入力として出力し、前記積分器は、修正済み変
調指数ｍ_dを出力する、微分手段と、前記積分器の入力を、前記電流ＰＬＬ検出器ユニットに
よって出力される送電線の周波数（ω）で割り算する第
３除算器と、前記第１除算器の出力（ＤＶ１）から、前記第３除算器
の出力（ＤＶ２）を差し引き、その結果を修正済み変調
指数ｍ_qとして出力する第３加算器とを備えたことを特
徴とする請求項１８記載のコントローラ。
【請求項２５】前記変調信号生成手段はさらに、前記
座標変換手段から変調信号（ｍ₀）を受け取って、変調
信号ｍを前記補償器のインバータに出力する電圧変動補
償手段を含み、該電圧変動補償手段は、直流コンデンサ
電圧（ｕ_DC）の電圧変動に起因する変調信号における変
動を減少させることを特徴とする請求項１６記載のコン
トローラ。
【請求項２６】前記座標変換手段は、電流コントローラの出力ｍ_q’を第１基準信号（ｓｉｎ
（ωｔ））で、直流電圧コントローラの出力ｍ_d’を第
２基準信号（ｃｏｓ（ωｔ））で、それぞれ、掛け算す
る第１乗算器および第２乗算器と、前記第２乗算器の乗算結果から、前記第１乗算器の乗算
結果を差し引く減算器とを備えたことを特徴とする請求
項１６記載のコントローラ。
【請求項２７】前記電圧制御ループはさらに、コンデ
ンサ電圧（ｕ_DC）を濾波するフィルタを備え、前記電圧
変動補償手段は、該フィルタの出力を該フィルタの入力
で割り算する除算器と、前記座標変換手段の出力を前記
除算器の出力で掛け算する乗算器とを備え、該乗算器に
よって出力された乗算結果は、前記補償器のインバータ
に供給される前記変調信号ｍを構成することを特徴とす
る請求項２５記載のコントローラ。
【請求項２８】前記フィルタおよび前記電圧変動補償
手段は、各位相毎に３回提供されることを特徴とする請
求項１７または２７記載のコントローラ。
【請求項２９】前記フィルタおよび前記電圧変動補償
手段は、１つだけの位相につき一回提供されることを特
徴とする請求項２０または２７記載のコントローラ。
【請求項３０】前記コントローラは、変圧器なし無効
電力直列補償器を制御するために設けられることを特徴
とする請求項１または９記載のコントローラ。
【請求項３１】前記コントローラは、変圧器を有する
無効電力直列補償器を制御するために設けられることを
特徴とする請求項１または９記載のコントローラ。