JP2001177994A - 補償器制御装置 - Google Patents
補償器制御装置Info
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- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
- H02J3/18—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks
- H02J3/1807—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using series compensators
- H02J3/1814—Arrangements for adjusting, eliminating or compensating reactive power in networks using series compensators wherein al least one reactive element is actively controlled by a bridge converter, e.g. unified power flow controllers [UPFC]
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
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- Y02E40/10—Flexible AC transmission systems [FACTS]
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Stand-By Power Supply Arrangements (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電流制御と電圧制御が相互に独立しているト
ランスレス無効電力直列補償装置の制御装置を得る。 【解決手段】 電流制御ループおよび電圧制御ループ
は、線電流（ｉ）および補償器（３）の直流コンデンサ
（ＣDC）の直流コンデンサ電圧（ｕDC）を所要基準値
（ｉd ref、ｕDC ref）に対して制御するようにそれぞれ
変調指数ｍq’、ｍd’を出力するために装備される。制
御装置は、線電流（ｉ）が直流コントローラ（１６）の
出力から独立し、コンデンサ電圧（ｕDC）が電流コント
ローラ（２０）の出力から独立するように非干渉制御手
段（２５）を含む。変調信号生成手段（１３、１４）は
ｍ＝ｍqｃｏｓ（ｗｔ）−ｍdｓｉｎ（ｗｔ）の形におけ
る変調信号ｍを生成し、送電線（２ａ、２ｂ）へ直列挿
入されたトランスレス無効電力直列補償器（３）へ供給
される。
ランスレス無効電力直列補償装置の制御装置を得る。 【解決手段】 電流制御ループおよび電圧制御ループ
は、線電流（ｉ）および補償器（３）の直流コンデンサ
（ＣDC）の直流コンデンサ電圧（ｕDC）を所要基準値
（ｉd ref、ｕDC ref）に対して制御するようにそれぞれ
変調指数ｍq’、ｍd’を出力するために装備される。制
御装置は、線電流（ｉ）が直流コントローラ（１６）の
出力から独立し、コンデンサ電圧（ｕDC）が電流コント
ローラ（２０）の出力から独立するように非干渉制御手
段（２５）を含む。変調信号生成手段（１３、１４）は
ｍ＝ｍqｃｏｓ（ｗｔ）−ｍdｓｉｎ（ｗｔ）の形におけ
る変調信号ｍを生成し、送電線（２ａ、２ｂ）へ直列挿
入されたトランスレス無効電力直列補償器（３）へ供給
される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電力送電線に直列挿
入された変圧器なし無効電力直列補償器の非干渉制御を
実施するコントローラに関する。一般に、この種の変圧
器なし無効電力直列補償器において、補償器から送電線
に印加された線電流、及び／又は、電圧を制御するため
にインバータ制御が実施される。電圧／電流制御は送電
線の一端からもう一方の端への電力流の制御、および、
印加電圧を供給するコンデンサを充電するために補償器
のインバータへの電力流入の実施を可能化する。
入された変圧器なし無効電力直列補償器の非干渉制御を
実施するコントローラに関する。一般に、この種の変圧
器なし無効電力直列補償器において、補償器から送電線
に印加された線電流、及び／又は、電圧を制御するため
にインバータ制御が実施される。電圧／電流制御は送電
線の一端からもう一方の端への電力流の制御、および、
印加電圧を供給するコンデンサを充電するために補償器
のインバータへの電力流入の実施を可能化する。
【０００２】一般に、以下に更に詳細に説明するよう
に、線電流の無効部分と有効部分をそれぞれ制御するた
めに、電流フィードバック制御ループ及び電圧フィード
バック制御ループが用いられる。そのために、インバー
タのＰＷＭ制御がこれに基づいて実施される変調信号は
特定位相の正弦波信号である。変調信号の振幅および位
相を調節すると、電力制御の実施を可能にする。
に、線電流の無効部分と有効部分をそれぞれ制御するた
めに、電流フィードバック制御ループ及び電圧フィード
バック制御ループが用いられる。そのために、インバー
タのＰＷＭ制御がこれに基づいて実施される変調信号は
特定位相の正弦波信号である。変調信号の振幅および位
相を調節すると、電力制御の実施を可能にする。
【０００３】ただし、送電線電流と電圧の干渉に起因し
て、電流および電圧フィードバック制御ループは相互に
独立していない。即ち、電圧コントローラの出力制御信
号は実測電流に影響する。同様に、電流コントローラに
よって出力される電流制御値は実測電圧に影響する。電
流と電圧の独立制御、即ち、電流フィードバック制御ル
ープにおける信号と電圧フィードバック制御ループにお
ける信号とは相互に影響しないことを可能にするために
本発明のコントローラが特に装備される。
て、電流および電圧フィードバック制御ループは相互に
独立していない。即ち、電圧コントローラの出力制御信
号は実測電流に影響する。同様に、電流コントローラに
よって出力される電流制御値は実測電圧に影響する。電
流と電圧の独立制御、即ち、電流フィードバック制御ル
ープにおける信号と電圧フィードバック制御ループにお
ける信号とは相互に影響しないことを可能にするために
本発明のコントローラが特に装備される。
【０００４】
【従来の技術】近年、融通性交流送電システム（ＦＡＣ
ＴＳ）用電力電子装置が研究され、実用系統へ適用され
ている。変圧器なし無効電力直列補償器はこれらの装置
の１つであり、上述したように電力流制御を実施するた
めに効果的である。変圧器なし無効電力直列補償器は変
圧器を含まないので、そのサイズが小さく、かつ有利に
使用できる。
ＴＳ）用電力電子装置が研究され、実用系統へ適用され
ている。変圧器なし無効電力直列補償器はこれらの装置
の１つであり、上述したように電力流制御を実施するた
めに効果的である。変圧器なし無効電力直列補償器は変
圧器を含まないので、そのサイズが小さく、かつ有利に
使用できる。
【０００５】図１および図２は、それぞれインダクタン
スＬACおよび抵抗ＲACを持つ送電線２ａ、２ｂを介して
相互に干渉する２つの交流電力系統１ａ、１ｂを含む送
電系統の一般的な構成を示す。図１および図２に示すよ
うに、送電系統は単相システム又は３相システムであ
る。単相システムにおいては、ただ１つの直列補償器３
を装備することが必要であるが、３相システムにおいて
は、図２に示すように、複数の直列補償器３がそれぞれ
直列に挿入される。参照番号３ａ、３ｂはそれぞれ、そ
れぞれの１つ又は複数の直列補償器が直列挿入されてい
る端子を示す。
スＬACおよび抵抗ＲACを持つ送電線２ａ、２ｂを介して
相互に干渉する２つの交流電力系統１ａ、１ｂを含む送
電系統の一般的な構成を示す。図１および図２に示すよ
うに、送電系統は単相システム又は３相システムであ
る。単相システムにおいては、ただ１つの直列補償器３
を装備することが必要であるが、３相システムにおいて
は、図２に示すように、複数の直列補償器３がそれぞれ
直列に挿入される。参照番号３ａ、３ｂはそれぞれ、そ
れぞれの１つ又は複数の直列補償器が直列挿入されてい
る端子を示す。
【０００６】図３に示すように、一般的な直列補償器３
は、起動スイッチ４、フィルタ１２、インバーター７、
直流コンデンサＣDC、制御手段Ｃ、鋸歯波ゼネレータ１
０、変調信号生成手段１１を含む。インバーター７は、
制御手段Ｃによって出力されるＰＷＭ制御信号ＳＷ5a、
ＳＷ5b、ＳＷ5c、ＳＷ5dによって各々制御される４つの
サイリスタ５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄを含む。
は、起動スイッチ４、フィルタ１２、インバーター７、
直流コンデンサＣDC、制御手段Ｃ、鋸歯波ゼネレータ１
０、変調信号生成手段１１を含む。インバーター７は、
制御手段Ｃによって出力されるＰＷＭ制御信号ＳＷ5a、
ＳＷ5b、ＳＷ5c、ＳＷ5dによって各々制御される４つの
サイリスタ５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄを含む。
【０００７】用語「サイリスタ」とは、一般に、図３に
示すように、その導通を遮断することが制御不可能な装
置であるが、インバータ用にはＰＷＭが用いられるの
で、ゲート遮断型サイリスタが用いられる。ＧＴＯ（ゲ
ートターンオフサイリスタ）、ＧＣＴ（ゲート転流サイ
リスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート双極式トランジスタ）
は一般に図３に示す種類のスイッチング電力装置として
使用することが可能であるので、今後、用語「サイリス
タ」は、全てのこの種スイッチング電力素子を含むもの
と仮定する。
示すように、その導通を遮断することが制御不可能な装
置であるが、インバータ用にはＰＷＭが用いられるの
で、ゲート遮断型サイリスタが用いられる。ＧＴＯ（ゲ
ートターンオフサイリスタ）、ＧＣＴ（ゲート転流サイ
リスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート双極式トランジスタ）
は一般に図３に示す種類のスイッチング電力装置として
使用することが可能であるので、今後、用語「サイリス
タ」は、全てのこの種スイッチング電力素子を含むもの
と仮定する。
【０００８】各サイリスタは、逆並列に接続されたダイ
オード６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄを有する。フィルタ１２
は、インバータ７のＰＷＭ制御によって生成する更に高
次の高調波を濾波するための２つのリアクタ９ｂ、９ａ
及び１つのコンデンサ８を含む。フィルタ端子は、サイ
リスタ５ａ、５ｂとダイオード６ａ、６ｂ、及び、サイ
リスタ５ｃ、５ｄとダイオード６ｃ、６ｄそれぞれの相
互接続部へ接続される。直流コンデンサＣDCは、サイリ
スタ及びダイオードのもう一方の端子に接続される。
オード６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄを有する。フィルタ１２
は、インバータ７のＰＷＭ制御によって生成する更に高
次の高調波を濾波するための２つのリアクタ９ｂ、９ａ
及び１つのコンデンサ８を含む。フィルタ端子は、サイ
リスタ５ａ、５ｂとダイオード６ａ、６ｂ、及び、サイ
リスタ５ｃ、５ｄとダイオード６ｃ、６ｄそれぞれの相
互接続部へ接続される。直流コンデンサＣDCは、サイリ
スタ及びダイオードのもう一方の端子に接続される。
【０００９】直列補償器３の回路構成は従来型であり、
例えば、同一出願者による欧州特許出願ＥＰ ９８ １
１６ ０９６．３およびＥＰ ９８ １０６ ７８０．
４に開示済みである。特に、これら２つの特許出願は、
直列補償器３の起動および停止制御について記述してい
る。
例えば、同一出願者による欧州特許出願ＥＰ ９８ １
１６ ０９６．３およびＥＰ ９８ １０６ ７８０．
４に開示済みである。特に、これら２つの特許出願は、
直列補償器３の起動および停止制御について記述してい
る。
【００１０】インバータ７のＰＷＭ制御は、主として図
４のダイアグラムに示すように実施される。図３におけ
る変調信号生成手段１１は正弦波変調信号ｍを生成し、
鋸歯波ゼネレータ１０は２鋸歯搬送信号ｃｓ１、ｃｓ２
を出力する。ＰＷＭ制御信号ＳＷ５a、ＳＷ５dは、変調
信号ｍをそれぞれの搬送信号ｃｓ１、ｃｓ２と比較する
ことにより生成される。すなわち、変調信号振幅が搬送
波信号ｃｓ１振幅より大きい場合には、ＰＷＭスイッチ
ング信号ＳＷ5aがオンであり、変調信号振幅の方が小さ
い場合にはオフである。同様に、変調信号の振幅が反転
された搬送波信号ｃｓ２より大きい場合には、もう一方
のＰＷＭスイッチング信号ＳＷ5dはオンからオフへ切り
替えられる。ＰＷＭ信号ＳＷ5a、ＳＷ5dは、サイリスタ
５ａ、５ｄをトリガするために使われる。勿論、同様の
制御がサイリスタ５ｂ、５ｃにも適用されるが、説明を
簡単にするためにここで記述しないことに注意された
い。
４のダイアグラムに示すように実施される。図３におけ
る変調信号生成手段１１は正弦波変調信号ｍを生成し、
鋸歯波ゼネレータ１０は２鋸歯搬送信号ｃｓ１、ｃｓ２
を出力する。ＰＷＭ制御信号ＳＷ５a、ＳＷ５dは、変調
信号ｍをそれぞれの搬送信号ｃｓ１、ｃｓ２と比較する
ことにより生成される。すなわち、変調信号振幅が搬送
波信号ｃｓ１振幅より大きい場合には、ＰＷＭスイッチ
ング信号ＳＷ5aがオンであり、変調信号振幅の方が小さ
い場合にはオフである。同様に、変調信号の振幅が反転
された搬送波信号ｃｓ２より大きい場合には、もう一方
のＰＷＭスイッチング信号ＳＷ5dはオンからオフへ切り
替えられる。ＰＷＭ信号ＳＷ5a、ＳＷ5dは、サイリスタ
５ａ、５ｄをトリガするために使われる。勿論、同様の
制御がサイリスタ５ｂ、５ｃにも適用されるが、説明を
簡単にするためにここで記述しないことに注意された
い。
【００１１】直流コンデンサＣDCがｕDCに充電されるも
のと仮定すれば、接続端子３ａ、３ｂにおける出力電圧
ｕcは図４のグラフ底部に示すような波形となる。変調
信号、及び／又は、搬送波信号の振幅を変えることによ
り、及び／又は、変調信号、及び／又は、搬送波信号の
位相を変えることによって異なる波形の出力電圧ｕ
c（以後、インバータ端子電圧または補償器出力電圧と
も称する）が達成されることが理解されるはずである。
図４と図３を比較すると、出力電圧ｕcは実質的に端子
３ａ、３ｂに供給される電圧であることが理解できる。
のと仮定すれば、接続端子３ａ、３ｂにおける出力電圧
ｕcは図４のグラフ底部に示すような波形となる。変調
信号、及び／又は、搬送波信号の振幅を変えることによ
り、及び／又は、変調信号、及び／又は、搬送波信号の
位相を変えることによって異なる波形の出力電圧ｕ
c（以後、インバータ端子電圧または補償器出力電圧と
も称する）が達成されることが理解されるはずである。
図４と図３を比較すると、出力電圧ｕcは実質的に端子
３ａ、３ｂに供給される電圧であることが理解できる。
【００１２】図４から、端子電圧ｕcはインバータ７の
ＰＷＭ制御に起因して変化するかのように見えるが、線
インピーダンスＬACによる干渉効果を介して電流と電圧
はリンクしているので、勿論、線電流ｉも同様に変化す
るはずである。ここで、ＰＷＭ制御が線電圧および線電
流に同時に及ぼす影響について説明することとする。
ＰＷＭ制御に起因して変化するかのように見えるが、線
インピーダンスＬACによる干渉効果を介して電流と電圧
はリンクしているので、勿論、線電流ｉも同様に変化す
るはずである。ここで、ＰＷＭ制御が線電圧および線電
流に同時に及ぼす影響について説明することとする。
【００１３】電流および電圧制御を説明するために必要
な図３の本質的な部分の概要ダイアグラムを図５に示
す。図６は、図５に関する原理フェーザダイアグラムを
示す。図１の場合と同様に図５においても、補償器３
は、交流電力系統１ａ、１ｂに接続されている送電線２
ａ、２ｂ間に直列的に接続される。電流制御と電圧制御
の位相関係について説明するためには、勿論図５の場合
にも線インピーダンスＲACは同様に存在することは理解
しなければならないが、線インピーダンスＲACについて
明白に考察する必要はない。参照番号７で示すブロック
を用いてインバータ制御について概略的に説明すること
とする。変調信号ｍはＰＷＭ制御を実施するために供給
される。ｕLは線インピーダンスＬACの結果として発生
する電圧であり、ｉは線電流であり、ｉDCは直流コンデ
ンサＣDCを流れる電流であり、ｕDCは直流コンデンサＣ
DCの電圧であり、ｕcは直列補償器３の出力電圧であ
る。更に、ｕxは、交流供給源間の差電圧に相当する架
空電圧である。説明を簡単にするために、位相関係に関
する限り、スイッチング損失、コンデンサの漏洩損失、
及び／又は、直流フィルタの損失を含む直流側における
漏洩コンダクタンス、即ち、直流コンデンサＣDCに対し
て実質的な並列抵抗は考慮する必要がない。
な図３の本質的な部分の概要ダイアグラムを図５に示
す。図６は、図５に関する原理フェーザダイアグラムを
示す。図１の場合と同様に図５においても、補償器３
は、交流電力系統１ａ、１ｂに接続されている送電線２
ａ、２ｂ間に直列的に接続される。電流制御と電圧制御
の位相関係について説明するためには、勿論図５の場合
にも線インピーダンスＲACは同様に存在することは理解
しなければならないが、線インピーダンスＲACについて
明白に考察する必要はない。参照番号７で示すブロック
を用いてインバータ制御について概略的に説明すること
とする。変調信号ｍはＰＷＭ制御を実施するために供給
される。ｕLは線インピーダンスＬACの結果として発生
する電圧であり、ｉは線電流であり、ｉDCは直流コンデ
ンサＣDCを流れる電流であり、ｕDCは直流コンデンサＣ
DCの電圧であり、ｕcは直列補償器３の出力電圧であ
る。更に、ｕxは、交流供給源間の差電圧に相当する架
空電圧である。説明を簡単にするために、位相関係に関
する限り、スイッチング損失、コンデンサの漏洩損失、
及び／又は、直流フィルタの損失を含む直流側における
漏洩コンダクタンス、即ち、直流コンデンサＣDCに対し
て実質的な並列抵抗は考慮する必要がない。
【００１４】図６は原理フェーザダイアグラムを示し、
図５に関して説明の対象となる電圧をその中に示す。補
償器３は、直流コンデンサ電圧ｕDCを用いて、限られた
振幅をもつ任意の位相の出力電圧ｕcを出力することが
できる。図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ、線電
流ｉの制御に際して補償の無い場合、容量性作動する場
合、誘導性作動する場合を示す。即ち、補償器３がゼロ
電圧ｕcを線（ライン）に注入する場合、インダクタン
ス電圧ｕLは架空電圧ｕx（図７（ａ））と同じである。
この場合、線電流ｉは、インダクタンス電圧ｕLに対し
て９０°位相遅れをもって送電線を通る電流である。
図５に関して説明の対象となる電圧をその中に示す。補
償器３は、直流コンデンサ電圧ｕDCを用いて、限られた
振幅をもつ任意の位相の出力電圧ｕcを出力することが
できる。図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ、線電
流ｉの制御に際して補償の無い場合、容量性作動する場
合、誘導性作動する場合を示す。即ち、補償器３がゼロ
電圧ｕcを線（ライン）に注入する場合、インダクタン
ス電圧ｕLは架空電圧ｕx（図７（ａ））と同じである。
この場合、線電流ｉは、インダクタンス電圧ｕLに対し
て９０°位相遅れをもって送電線を通る電流である。
【００１５】補償器３が線電流ｉに対して９０°進んだ
容量性電圧ｕcを注入する場合、インダクタンス電圧ｕL
は増大し、従って、線電流ｉも増大する（図７
（ｂ））。
容量性電圧ｕcを注入する場合、インダクタンス電圧ｕL
は増大し、従って、線電流ｉも増大する（図７
（ｂ））。
【００１６】他方、補償器３が誘導電圧を線（ライン）
に注入する場合（ｕcはインダクタンス電圧ｕLと同位相
である）、インダクタンス電圧ｕLは減少し、従って、
線電流ｉも減少する（図７（ｃ））。従って、補償器３
の第１目的は、補償器３によって出力される電圧により
（補償器出力電圧ｕcの振幅および位相により）線電流
ｉを制御（増加／減少）可能にすることにある。更に、
勿論、当業者は、単相に関して上述した事を、３相シス
テムに対して同じ仕方において実現する。
に注入する場合（ｕcはインダクタンス電圧ｕLと同位相
である）、インダクタンス電圧ｕLは減少し、従って、
線電流ｉも減少する（図７（ｃ））。従って、補償器３
の第１目的は、補償器３によって出力される電圧により
（補償器出力電圧ｕcの振幅および位相により）線電流
ｉを制御（増加／減少）可能にすることにある。更に、
勿論、当業者は、単相に関して上述した事を、３相シス
テムに対して同じ仕方において実現する。
【００１７】勿論、図７に示す制御は、そうでなければ
線（ライン）への電圧注入は不可能なはずであるので、
直流コンデンサＣDCが所定電圧ｕDCまで充電された場合
に限り、実施可能である。蓄電池または別の電源を使用
する代わりに、線（ライン）から直流コンデンサＣDCへ
流入する電力流が実施されるように、補償器３を同様に
制御することは有利である。この種の線（ライン）から
コンデンサへの充電または有効電力流については、図８
及び図９を参照して説明することとする。
線（ライン）への電圧注入は不可能なはずであるので、
直流コンデンサＣDCが所定電圧ｕDCまで充電された場合
に限り、実施可能である。蓄電池または別の電源を使用
する代わりに、線（ライン）から直流コンデンサＣDCへ
流入する電力流が実施されるように、補償器３を同様に
制御することは有利である。この種の線（ライン）から
コンデンサへの充電または有効電力流については、図８
及び図９を参照して説明することとする。
【００１８】既に述べたように、直流コンデンサＣDCの
充電には、送電線２ａ、２ｂからインバータ７を介して
直流コンデンサＣDCへの有効電力を必要とする。電力系
統１ａ、１ｂから有効電力を取るには、補償器３が印加
交流電圧ｕcの有効成分を直流コンデンサＣDCに供給し
なければならない。
充電には、送電線２ａ、２ｂからインバータ７を介して
直流コンデンサＣDCへの有効電力を必要とする。電力系
統１ａ、１ｂから有効電力を取るには、補償器３が印加
交流電圧ｕcの有効成分を直流コンデンサＣDCに供給し
なければならない。
【００１９】定常状態においては、図７（ｃ）に関して
既に説明し、同様に図８（ａ）にも示すように、補償器
３は、線電流ｉに対して９０°の位相差を持つ無効電圧
ｕcを出力する。この状況は、図８（ａ）および６
（ｃ）に示すように、充電制御の初期状態および最終状
態に存在する。
既に説明し、同様に図８（ａ）にも示すように、補償器
３は、線電流ｉに対して９０°の位相差を持つ無効電圧
ｕcを出力する。この状況は、図８（ａ）および６
（ｃ）に示すように、充電制御の初期状態および最終状
態に存在する。
【００２０】有効電力を取り入れるために、補償器３が
短期間に亙って有効成分を出力する場合、図８（ｂ）に
示すように、インダクタンス電圧も過渡的に変化する。
過渡インダクタンス電圧はｄｉ／ｄｔ成分およびωＬｉ
成分を含む。ｄｉ／ｄｔ成分の生成に際して、ωＬｉ成
分が影響される。次に、ωＬｉ成分の変動はｄｉ／ｄｔ
成分に影響し、図８（ｂ）に示すように、線電流は揺動
状態で変動する。従って、充電プロセスはコンデンサ電
圧に影響するだけでなく、線電流にも影響する。電流お
よび電圧の動的動作を考察することから理解されるよう
に、理由は線インダクタンスＬACを介する干渉効果であ
る。
短期間に亙って有効成分を出力する場合、図８（ｂ）に
示すように、インダクタンス電圧も過渡的に変化する。
過渡インダクタンス電圧はｄｉ／ｄｔ成分およびωＬｉ
成分を含む。ｄｉ／ｄｔ成分の生成に際して、ωＬｉ成
分が影響される。次に、ωＬｉ成分の変動はｄｉ／ｄｔ
成分に影響し、図８（ｂ）に示すように、線電流は揺動
状態で変動する。従って、充電プロセスはコンデンサ電
圧に影響するだけでなく、線電流にも影響する。電流お
よび電圧の動的動作を考察することから理解されるよう
に、理由は線インダクタンスＬACを介する干渉効果であ
る。
【００２１】すなわち、インダクタンスＬACの電圧方程
式は次のように表される。
式は次のように表される。
【００２２】
【数１】
【００２３】ここに、ＬAC、ｉ、ｕACはそれぞれ線イン
ダクタンス、線電流、インダクタンス電圧である。次式
（１．２）及び（１．３）に示すように定常状態条件に
おいて、その周波数がωであるような回転基準フレーム
が導入された場合においては、
ダクタンス、線電流、インダクタンス電圧である。次式
（１．２）及び（１．３）に示すように定常状態条件に
おいて、その周波数がωであるような回転基準フレーム
が導入された場合においては、
【００２４】
【数２】
【００２５】
【数３】
【００２６】電圧方程式（１．１）は、次のように成分
方程式に分解可能である。
方程式に分解可能である。
【００２７】
【数４】
【００２８】
【数５】
【００２９】図８（ｂ）に示すように、Ｕd（印加電圧
の有効部分）が変化すると、Ｉd（電流の有効部分）も
変化し、Ｉq（電流の無効部分）も同様に影響される。
の有効部分）が変化すると、Ｉd（電流の有効部分）も
変化し、Ｉq（電流の無効部分）も同様に影響される。
【００３０】直流電圧に対する線電流制御の干渉を図９
に示す。線電流制御による補償器電圧の無効成分の急速
な変化は、インダクタ電圧のｄｉ／ｄｔ成分を生成す
る。従って、線電流フェーザｉは最初の変化の方向に向
かって動く。次に、ωＬｉ成分およびｄｉ／ｄｔ成分
は、干渉が反対向きであることを除いて同じメカニズム
により相互に影響する。その結果として、線電流は変動
し、かつ補償器電圧と同位相成分である有効成分を含
む。この段階において、図９（ｂ）に示すようにこの有
効成分は、送電線から直流コンデンサＣDCへ過渡状態に
おける有効電力流を生じさせる。ただし、線電流が制御
される場合には、明らかに線電流制御により直流電圧も
影響を受ける。
に示す。線電流制御による補償器電圧の無効成分の急速
な変化は、インダクタ電圧のｄｉ／ｄｔ成分を生成す
る。従って、線電流フェーザｉは最初の変化の方向に向
かって動く。次に、ωＬｉ成分およびｄｉ／ｄｔ成分
は、干渉が反対向きであることを除いて同じメカニズム
により相互に影響する。その結果として、線電流は変動
し、かつ補償器電圧と同位相成分である有効成分を含
む。この段階において、図９（ｂ）に示すようにこの有
効成分は、送電線から直流コンデンサＣDCへ過渡状態に
おける有効電力流を生じさせる。ただし、線電流が制御
される場合には、明らかに線電流制御により直流電圧も
影響を受ける。
【００３１】図５、６、７，８、９についての記述から
理解されるように、直列補償器用コントローラの主目的
は、図７に示すように線電流を増加／減少させるような
制御を実施し、図８、９に示すように、有効電力が直流
コンデンサＣDCに流入することを可能にすることによっ
て直流コンデンサＣDCを充電することにある。この種の
コントローラについて以下に説明することとする。
理解されるように、直列補償器用コントローラの主目的
は、図７に示すように線電流を増加／減少させるような
制御を実施し、図８、９に示すように、有効電力が直流
コンデンサＣDCに流入することを可能にすることによっ
て直流コンデンサＣDCを充電することにある。この種の
コントローラについて以下に説明することとする。
【００３２】図１０および図１１はそれぞれ単相および
３相システム用コントローラを示す。実質的に電流ルー
プ及び電圧ループを有するこの種コントローラは、パワ
ーエレクトロニクスとその応用に関する第８回欧州会議
（ＥＰＥ）の講演論文集、Ｌａｕｓａｎｎｅ、１９９９
年、頁１−１０「Ｈｙｂｒｉｄ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅ
ｒｌｅｓｓ ｒｅａｃｔｉｖｅ ｓｅｒｉｅｓ ｃｏｍ
ｐｅｎｓａｔｏｒｓ」（ハイブリットトランスレス無効
電力直列補償器）を典拠としてよく知られている。図１
０を参照しながら単相システムの原理制御方式について
以下に説明することとする。
３相システム用コントローラを示す。実質的に電流ルー
プ及び電圧ループを有するこの種コントローラは、パワ
ーエレクトロニクスとその応用に関する第８回欧州会議
（ＥＰＥ）の講演論文集、Ｌａｕｓａｎｎｅ、１９９９
年、頁１−１０「Ｈｙｂｒｉｄ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅ
ｒｌｅｓｓ ｒｅａｃｔｉｖｅ ｓｅｒｉｅｓ ｃｏｍ
ｐｅｎｓａｔｏｒｓ」（ハイブリットトランスレス無効
電力直列補償器）を典拠としてよく知られている。図１
０を参照しながら単相システムの原理制御方式について
以下に説明することとする。
【００３３】直列補償器３の構成は、図３又は図５、６
に関して既に説明したとおりである。それは、補償器端
子３ａ、３ｂにおいて、送電線２ａ、２ｂに直列接続さ
れる。補償器３は変調信号ｍによって制御される。電流
センサ２４は線電流ｉを感知し、電圧センサ２６は直流
コンデンサ電圧ｕDCを感知する。
に関して既に説明したとおりである。それは、補償器端
子３ａ、３ｂにおいて、送電線２ａ、２ｂに直列接続さ
れる。補償器３は変調信号ｍによって制御される。電流
センサ２４は線電流ｉを感知し、電圧センサ２６は直流
コンデンサ電圧ｕDCを感知する。
【００３４】電流と電圧の間には次の方程式によって表
される次の関係が存在する（この場合には線抵抗ＲACも
含まれる）。
される次の関係が存在する（この場合には線抵抗ＲACも
含まれる）。
【００３５】
【数６】
【００３６】
【数７】
【００３７】方程式（１．２）及び（１．３）の場合と
同様に、定常状態における基準フレームωを再度導入す
ることにより、次式が得られる。
同様に、定常状態における基準フレームωを再度導入す
ることにより、次式が得られる。
【００３８】
【数８】
【００３９】
【数９】
【００４０】
【数１０】
【００４１】勿論、当業者は、これらの方程式が、たと
えば、ｉ＝Ｒｅ［（ｉd＋ｊｉq）ｅｊωｔ］のような複
素数平面におけるフェーザ式と同じであることを理解す
る。方程式（２．３）〜（２．５）を方程式（２．１）
に挿入することにより、次の方程式が得られる。
えば、ｉ＝Ｒｅ［（ｉd＋ｊｉq）ｅｊωｔ］のような複
素数平面におけるフェーザ式と同じであることを理解す
る。方程式（２．３）〜（２．５）を方程式（２．１）
に挿入することにより、次の方程式が得られる。
【００４２】
【数１１】
【００４３】回転基準フレームωにおける交流電流の動
方程式を求めるために、三角関数の係数が次のように導
出される。
方程式を求めるために、三角関数の係数が次のように導
出される。
【００４４】
【数１２】
【００４５】
【数１３】
【００４６】方程式（２．７）および（２．８）はそれ
ぞれ電流動特性を表す。交流辺と直流辺の電力均衡を用
いて、方程式（２．２）における直流電圧動特性は交流
電流現行力学に関係付けることができる。勿論、補償器
３の出力端子端３ａ、３ｂにおける出力電圧ｕcはイン
バータ７に適用された変調ｍに直接関係する。従って、
原理的には、補償器３の出力電圧ｕcは変調信号ｍとの
間に次の関係を有する。
ぞれ電流動特性を表す。交流辺と直流辺の電力均衡を用
いて、方程式（２．２）における直流電圧動特性は交流
電流現行力学に関係付けることができる。勿論、補償器
３の出力端子端３ａ、３ｂにおける出力電圧ｕcはイン
バータ７に適用された変調ｍに直接関係する。従って、
原理的には、補償器３の出力電圧ｕcは変調信号ｍとの
間に次の関係を有する。
【００４７】
【数１４】
【００４８】再び、基準フレームωを導入し、基準フレ
ームをｍ＝ｍdｃｏｓ（ωｔ）−ｍqｓｉｎ（ωｔ）とし
て変調信号にも適用すれば、振幅に関して次の関係が存
在しなければならない。
ームをｍ＝ｍdｃｏｓ（ωｔ）−ｍqｓｉｎ（ωｔ）とし
て変調信号にも適用すれば、振幅に関して次の関係が存
在しなければならない。
【００４９】
【数１５】
【００５０】
【数１６】
【００５１】方程式（２．１０）および（２．１１）を
方程式（２．７）および（２．８）に挿入することによ
り、次式が得られる。
方程式（２．７）および（２．８）に挿入することによ
り、次式が得られる。
【００５２】
【数１７】
【００５３】
【数１８】
【００５４】補償器の瞬間的な交流有効電力ＰAC＝ｕC
＊ｉおよび直流電力ＰDC＝ＵDC＊ｉD Cは、コンバータに
おける損失の無い状態の下では平衡していなければなら
ないので、直流電流は次式で表される。
＊ｉおよび直流電力ＰDC＝ＵDC＊ｉD Cは、コンバータに
おける損失の無い状態の下では平衡していなければなら
ないので、直流電流は次式で表される。
【００５５】
【数１９】
【００５６】ここに、△ｉDCは、単相における交流電力
の変動に起因する電流変動を表す。△ＩDCは次式で表さ
れる。
の変動に起因する電流変動を表す。△ＩDCは次式で表さ
れる。
【００５７】
【数２０】
【００５８】従って、方程式（２．１４）を方程式
（２．２）に代入することにより、直流電圧動特性は次
式（２．１６）の方程式を得ることができる。
（２．２）に代入することにより、直流電圧動特性は次
式（２．１６）の方程式を得ることができる。
【００５９】
【数２１】
【００６０】前述の方程式で、特に方程式（２．１２）
および（２．１３）は、交流電流（ｉdおよびｉq）及び
直流電圧（ｕDC）は、変調指数ｍdおよびｍqを介して得
られる変調信号（ｍdおよびｍq）を介して実際に制御可
能であることを示す。同様に、方程式（２．１６）も、
これが可能であることを示す。
および（２．１３）は、交流電流（ｉdおよびｉq）及び
直流電圧（ｕDC）は、変調指数ｍdおよびｍqを介して得
られる変調信号（ｍdおよびｍq）を介して実際に制御可
能であることを示す。同様に、方程式（２．１６）も、
これが可能であることを示す。
【００６１】図１０に示すように、基本コントローラ
は、システム内の２つのフィードバック制御ループで構
成され、ここに一方は交流電流振幅制御であり、もう一
方は直流電圧制御であって、これらは一連の方程式で導
出された変調指数に基づく。無効電力直列補償器は定常
状態における無効電力だけが制御可能であり、交流電流
におけるｑ軸成分は位相ロックループ１８によってゼロ
に保持されるので、ｍqは誘導性および容量性電圧と関
係があり、交流線電流振幅を制御するために用いられ
る。ｍdは有効電力に関係し、方程式（２．１６）にお
けるｉq＝０において唯一の利用可能な信号であるの
で、直流電圧はｍdによって制御される。
は、システム内の２つのフィードバック制御ループで構
成され、ここに一方は交流電流振幅制御であり、もう一
方は直流電圧制御であって、これらは一連の方程式で導
出された変調指数に基づく。無効電力直列補償器は定常
状態における無効電力だけが制御可能であり、交流電流
におけるｑ軸成分は位相ロックループ１８によってゼロ
に保持されるので、ｍqは誘導性および容量性電圧と関
係があり、交流線電流振幅を制御するために用いられ
る。ｍdは有効電力に関係し、方程式（２．１６）にお
けるｉq＝０において唯一の利用可能な信号であるの
で、直流電圧はｍdによって制御される。
【００６２】図１０は直列補償器の基本制御のブロック
図を示す。このコントローラは、振幅検出器２１を有す
る電流コントローラ２０、フィルタ１５を有する直流電
圧コントローラ１６、電流位相検出器（ＰＬＬ）１８、
座標変換ユニット１４、及び、直流電圧変動補償手段１
３による直流電圧変動補償から構成される。
図を示す。このコントローラは、振幅検出器２１を有す
る電流コントローラ２０、フィルタ１５を有する直流電
圧コントローラ１６、電流位相検出器（ＰＬＬ）１８、
座標変換ユニット１４、及び、直流電圧変動補償手段１
３による直流電圧変動補償から構成される。
【００６３】原則として、図１０に示すコントローラ
は、前述の方程式（２．１２）、（２．１３）、（２．
１６）によって規定された制御を実施する。振幅検出器
２１は、電流検出器２４によって感知された線電流ｉの
電流振幅を検出する。参照番号２２は、振幅検出器の出
力値ｉdからコマンド値ｉd refを減算する減算器を示
す。参照番号２０は、例えば変調信号の実数部分ｍqを
出力するＰＩまたはＰＩＤコントローラのような電流コ
ントローラを示す。
は、前述の方程式（２．１２）、（２．１３）、（２．
１６）によって規定された制御を実施する。振幅検出器
２１は、電流検出器２４によって感知された線電流ｉの
電流振幅を検出する。参照番号２２は、振幅検出器の出
力値ｉdからコマンド値ｉd refを減算する減算器を示
す。参照番号２０は、例えば変調信号の実数部分ｍqを
出力するＰＩまたはＰＩＤコントローラのような電流コ
ントローラを示す。
【００６４】参照番号１５は、基本周波数の第２高調波
を濾波するフィルタを示す。参照番号１９は、電圧コマ
ンドｕDC refからフィルタ１５の出力を減算する減算器
を示す。参照番号１６は直流電圧コントローラ、即ち、
変調信号ｍの虚数部分ｍdを出力するＰＩまたはＰＩＤ
コントローラを示す。
を濾波するフィルタを示す。参照番号１９は、電圧コマ
ンドｕDC refからフィルタ１５の出力を減算する減算器
を示す。参照番号１６は直流電圧コントローラ、即ち、
変調信号ｍの虚数部分ｍdを出力するＰＩまたはＰＩＤ
コントローラを示す。
【００６５】既に説明したように、参照番号１８は、電
流検出器２４によって検出された線電流ｉの位相にロッ
クされた基準信号ｓｉｎ（ωｔ）、ｃｏｓ（ωｔ）を出
力する位相検出器（例えば位相ロックループＰＬＬ）を
示す。既に説明したように、基本的に、無効電力直列補
償器３は無効電圧ｕcを出力し、従って、場合によって
は、制御システムが交流線電流ｉの位相に関する入力を
必要とする。図１０に示す単相システムにおいて、交流
電流ｉを利用した位相の直接測定が用いられる。位相検
出器１８は、位相の三角関数を生成する位相ロックルー
プＰＬＬを含む。
流検出器２４によって検出された線電流ｉの位相にロッ
クされた基準信号ｓｉｎ（ωｔ）、ｃｏｓ（ωｔ）を出
力する位相検出器（例えば位相ロックループＰＬＬ）を
示す。既に説明したように、基本的に、無効電力直列補
償器３は無効電圧ｕcを出力し、従って、場合によって
は、制御システムが交流線電流ｉの位相に関する入力を
必要とする。図１０に示す単相システムにおいて、交流
電流ｉを利用した位相の直接測定が用いられる。位相検
出器１８は、位相の三角関数を生成する位相ロックルー
プＰＬＬを含む。
【００６６】参照番号１４は、変調信号ｍの実数および
虚数部分ｍq、ｍdに基準信号ｃｏｓ（ωｔ）、ｓｉｎ
（ωｔ）をそれぞれ乗算する第１および第２乗算器１４
ａ、１４ｂを含む座標変換手段を示す。参照番号１４ｃ
は、第２乗算器１４ｂの出力から第１乗算器１４ａの出
力を減算する減算器を示す。出力は複素数信号であり、
変調信号ｍ0である。
虚数部分ｍq、ｍdに基準信号ｃｏｓ（ωｔ）、ｓｉｎ
（ωｔ）をそれぞれ乗算する第１および第２乗算器１４
ａ、１４ｂを含む座標変換手段を示す。参照番号１４ｃ
は、第２乗算器１４ｂの出力から第１乗算器１４ａの出
力を減算する減算器を示す。出力は複素数信号であり、
変調信号ｍ0である。
【００６７】参照番号１３は、既に言及したように、乗
算器１３ａおよび除算器１３ｂを含む直流電圧変動補償
手段を示す。乗算器１３ａは、減算器１４ｃからの出力
信号に除算器１３ｂからの出力を乗算し、変調信号ｍを
出力する。除算器１３ｂは、フィルタ１５からの出力を
フィルタ１５の入力によって除算する。フィルタ１５及
びユニット１３を使用すると高調波の影響を有利に軽減
できるが、これらは任意装備品である。
算器１３ａおよび除算器１３ｂを含む直流電圧変動補償
手段を示す。乗算器１３ａは、減算器１４ｃからの出力
信号に除算器１３ｂからの出力を乗算し、変調信号ｍを
出力する。除算器１３ｂは、フィルタ１５からの出力を
フィルタ１５の入力によって除算する。フィルタ１５及
びユニット１３を使用すると高調波の影響を有利に軽減
できるが、これらは任意装備品である。
【００６８】前述のユニットは、感知された電流ｉおよ
び感知された直流コンデンサ電圧ｕ DCに基づく電流およ
び電圧に関する２つの制御ループを形成する。
び感知された直流コンデンサ電圧ｕ DCに基づく電流およ
び電圧に関する２つの制御ループを形成する。
【００６９】電流制御ループはフィードバック制御を用
いて交流電流の振幅を制御するためにｑ軸変調指数ｍq
を出力する。電流コントローラ２０は、測定した電流振
幅ｉdが基準値よりも大きい場合、一層小さい電流作動
点へ移動するように、正方向におけるｍqを修正する。
測定した電流振幅ｉdが基準値より小さい場合には、反
対方向に演算が実施される。従って、電流コントローラ
２０直前の減算器２２は、基準信号ｉd refに対しては負
記号をもつ。振幅検出器２１は、単相補償器に対して
は、ピーク検出器および整流器等であることが好まし
い。
いて交流電流の振幅を制御するためにｑ軸変調指数ｍq
を出力する。電流コントローラ２０は、測定した電流振
幅ｉdが基準値よりも大きい場合、一層小さい電流作動
点へ移動するように、正方向におけるｍqを修正する。
測定した電流振幅ｉdが基準値より小さい場合には、反
対方向に演算が実施される。従って、電流コントローラ
２０直前の減算器２２は、基準信号ｉd refに対しては負
記号をもつ。振幅検出器２１は、単相補償器に対して
は、ピーク検出器および整流器等であることが好まし
い。
【００７０】一方、電圧コントローラ１６は、補償器３
の直流電圧を制御するために、変調信号ｍの有効成分ｍ
dを出力する。直流電圧が低下すると、電圧コントロー
ラ１６は、補償器３の交流電圧の有効電力成分が増大す
るようにｍdを増大させ、交流システムから直流コンデ
ンサへの電力流入が実施される。直流電圧ｕDCが増大す
ると、直流電圧コントローラ１６によって、ｍdは負方
向に修正される。１サイクルにおける単相交流電力の変
動に起因して、直流電圧には、基本周波数の２倍の変動
が生じる。この周波数は一般に電圧制御ループの優勢周
波数よりはるかに高いので、コントローラにおける変動
を軽減するためには検出フィルタ１５を装備することが
好ましい。
の直流電圧を制御するために、変調信号ｍの有効成分ｍ
dを出力する。直流電圧が低下すると、電圧コントロー
ラ１６は、補償器３の交流電圧の有効電力成分が増大す
るようにｍdを増大させ、交流システムから直流コンデ
ンサへの電力流入が実施される。直流電圧ｕDCが増大す
ると、直流電圧コントローラ１６によって、ｍdは負方
向に修正される。１サイクルにおける単相交流電力の変
動に起因して、直流電圧には、基本周波数の２倍の変動
が生じる。この周波数は一般に電圧制御ループの優勢周
波数よりはるかに高いので、コントローラにおける変動
を軽減するためには検出フィルタ１５を装備することが
好ましい。
【００７１】位相検出器１８は、一方において同位相基
準正弦波信号ｓｉｎ（ωｔ）を供給し、他方において交
流電流に直交するｃｏｓ（ωｔ）を供給するために、交
流電流ｉの位相を検出するか、又は、これに追従する。
図１０において、ｃｏｓ（ωｔ）は同位相の基準信号で
あり、ｓｉｎ（ωｔ）は９０°異なる信号である。
準正弦波信号ｓｉｎ（ωｔ）を供給し、他方において交
流電流に直交するｃｏｓ（ωｔ）を供給するために、交
流電流ｉの位相を検出するか、又は、これに追従する。
図１０において、ｃｏｓ（ωｔ）は同位相の基準信号で
あり、ｓｉｎ（ωｔ）は９０°異なる信号である。
【００７２】ｍq及びｍdが電流及び電圧制御ループから
出力される場合、合成器１４、即ち座標変換手段は、ｍ
d及びｍqを単相交流変調信号へ変換する。この場合、変
換における減算がｍqｓｉｎ（ωｔ）に関して負符号を
持つように、ｍqは交流電流に対して９０度進んだ成分
である。
出力される場合、合成器１４、即ち座標変換手段は、ｍ
d及びｍqを単相交流変調信号へ変換する。この場合、変
換における減算がｍqｓｉｎ（ωｔ）に関して負符号を
持つように、ｍqは交流電流に対して９０度進んだ成分
である。
【００７３】既に説明したように、直流電圧変動補償手
段１３は、座標変換手段１４の下流に装備される。単相
交流／直流コンバータの場合、直流電力変動の周波数は
交流送電系統の基本周波数の２倍である。更に、補償器
の出力交流電圧はｍ＊ｕDCによって表示される。変調信
号ｍが正弦波である場合には、当該変調信号は変動によ
って歪められるはずである。従って、変動の補償は、第
２高調波を含まない状態に出力電圧を保つように実施さ
れることが好ましい。フィルタ１５によって出力される
濾波済み直流電圧（変動なしで）を瞬間直流電圧ｕ
DC（変動あり）によって割り算することにより、減算器
１９に補償信号が供給される。座標変換の出力はこの補
償信号が掛け算される。従って、減算器１９へ入力され
る補償信号入力はｕDC 0／ｕDCとして表すことができ
る。この場合、ｕDC 0はコンデンサ電圧ｕ DCの直流成分
である。従って、変調信号は次のように表現できる。
段１３は、座標変換手段１４の下流に装備される。単相
交流／直流コンバータの場合、直流電力変動の周波数は
交流送電系統の基本周波数の２倍である。更に、補償器
の出力交流電圧はｍ＊ｕDCによって表示される。変調信
号ｍが正弦波である場合には、当該変調信号は変動によ
って歪められるはずである。従って、変動の補償は、第
２高調波を含まない状態に出力電圧を保つように実施さ
れることが好ましい。フィルタ１５によって出力される
濾波済み直流電圧（変動なしで）を瞬間直流電圧ｕ
DC（変動あり）によって割り算することにより、減算器
１９に補償信号が供給される。座標変換の出力はこの補
償信号が掛け算される。従って、減算器１９へ入力され
る補償信号入力はｕDC 0／ｕDCとして表すことができ
る。この場合、ｕDC 0はコンデンサ電圧ｕ DCの直流成分
である。従って、変調信号は次のように表現できる。
【００７４】
【数２２】
【００７５】ここに、ｍ0は変換ユニット１３の出力で
あり、補償器の出力電圧ｕcは、次式で表されるように
ｍ0に比例する。
あり、補償器の出力電圧ｕcは、次式で表されるように
ｍ0に比例する。
【００７６】
【数２３】
【００７７】図１０は単相システム用コントローラの原
理的構成を示すが、図１１に示す３相システムコントロ
ーラは、図１０の単相システムに完全に類似する。図１
０に示すユニットに加えて、図１１は３相極座標変換ユ
ニット２１及び位相回転ユニット１７も含む。位相検出
器１８は、基準フレームωに関して３つの線電圧の位相
を検出する電圧検出器２３から信号を受け取る。３相極
座標変換ユニット２１は、電流検出器２４によって検出
された３相電流値に関する電流振幅ｉdを出力する。同
様に、図１０に示す位相検出器１８によって出力される
基準信号ｓｉｎθ、ｃｏｓθは、ここで、電流位相検出
器１７によって出力される。図１０の場合と同様に、座
標変換手段１４は、変調指数ｍq、ｍd並びに３相極座標
変換ユニット２１によって出力された検出済みの電流振
幅ｉdを受け取る。図１１における他のユニットは、補
償器３、直流電圧変動補償手段１３、座標変換手段１
４、直流電圧コントローラ１６、及び、２ｆフィルタが
それぞれ各位相に装備されている点だけが異なる、図１
０に関して既に記述されたユニットと完全に対応する。
理的構成を示すが、図１１に示す３相システムコントロ
ーラは、図１０の単相システムに完全に類似する。図１
０に示すユニットに加えて、図１１は３相極座標変換ユ
ニット２１及び位相回転ユニット１７も含む。位相検出
器１８は、基準フレームωに関して３つの線電圧の位相
を検出する電圧検出器２３から信号を受け取る。３相極
座標変換ユニット２１は、電流検出器２４によって検出
された３相電流値に関する電流振幅ｉdを出力する。同
様に、図１０に示す位相検出器１８によって出力される
基準信号ｓｉｎθ、ｃｏｓθは、ここで、電流位相検出
器１７によって出力される。図１０の場合と同様に、座
標変換手段１４は、変調指数ｍq、ｍd並びに３相極座標
変換ユニット２１によって出力された検出済みの電流振
幅ｉdを受け取る。図１１における他のユニットは、補
償器３、直流電圧変動補償手段１３、座標変換手段１
４、直流電圧コントローラ１６、及び、２ｆフィルタが
それぞれ各位相に装備されている点だけが異なる、図１
０に関して既に記述されたユニットと完全に対応する。
【００７８】既に述べたように、基本的に、無効電力直
列補償器３は無効電圧ｕcを出力し、従って、３相系統
における制御システムも交流線電流ｉの位相に関する入
力を必要とする。図１１に示す３相系統においては、交
流電圧を使用する位相の間接測定が用いられる。第１位
相ロックループＰＬＬを含む位相検出器１８は交流電圧
の位相を生成する。ただし、交流電圧位相は交流電流の
位相と同じではないので、修正が必要とされる。この修
正は、位相差検出ユニット２１および位相回転ユニット
１７によって実施される。これらのユニット２１、１７
を用いると、修正された信号ｓｉｎθ、ｃｏｓθは交流
電流ｉに同期化される。これらユニットの機能は次のと
おりである。
列補償器３は無効電圧ｕcを出力し、従って、３相系統
における制御システムも交流線電流ｉの位相に関する入
力を必要とする。図１１に示す３相系統においては、交
流電圧を使用する位相の間接測定が用いられる。第１位
相ロックループＰＬＬを含む位相検出器１８は交流電圧
の位相を生成する。ただし、交流電圧位相は交流電流の
位相と同じではないので、修正が必要とされる。この修
正は、位相差検出ユニット２１および位相回転ユニット
１７によって実施される。これらのユニット２１、１７
を用いると、修正された信号ｓｉｎθ、ｃｏｓθは交流
電流ｉに同期化される。これらユニットの機能は次のと
おりである。
【００７９】ユニット２１は、電流センサ２４によって
検出された３相交流電流を受け取り、その振幅、およ
び、交流線電圧の位相を感知する位相検出器１８からの
出力ｓｉｎωｔ、ｃｏｓωｔによって供給される交流電
圧の位相に対する位相差を出力する。従って、ユニット
２１は振幅検出および位相差検出を介した位相ψに基づ
いて電流振幅ｉdを出力する。
検出された３相交流電流を受け取り、その振幅、およ
び、交流線電圧の位相を感知する位相検出器１８からの
出力ｓｉｎωｔ、ｃｏｓωｔによって供給される交流電
圧の位相に対する位相差を出力する。従って、ユニット
２１は振幅検出および位相差検出を介した位相ψに基づ
いて電流振幅ｉdを出力する。
【００８０】既に説明したように、ユニット１８は基本
的に位相検出の責任を負い、対応する位相の三角関数を
出力する。従って、三角関数は入力交流電圧の単位振幅
信号を表す。例えば、交流電圧の１つの位相と余弦関数
は同位相であり、もう一方の位相は±１２０°の差があ
る。単位振幅の交流信号がユニット１４において用いら
れる。位相回転ユニット１７は、それぞれ交流線電圧と
同位相である電圧ＰＬＬユニット１８の三角関数を受け
取る。ただし、座標変換手段１４は、交流電圧位相でな
くて交流電流位相を必要とする。従って、位相回転手段
１７は、三角関数の位相が交流電流の位相と同じである
ように電圧ＰＬＬユニット１８による出力を修正する。
これは、基本的に、デカルト成分、即ち正弦と余弦によ
ってデカルト座標に表されるベクトルの回転変換によっ
て達成される。
的に位相検出の責任を負い、対応する位相の三角関数を
出力する。従って、三角関数は入力交流電圧の単位振幅
信号を表す。例えば、交流電圧の１つの位相と余弦関数
は同位相であり、もう一方の位相は±１２０°の差があ
る。単位振幅の交流信号がユニット１４において用いら
れる。位相回転ユニット１７は、それぞれ交流線電圧と
同位相である電圧ＰＬＬユニット１８の三角関数を受け
取る。ただし、座標変換手段１４は、交流電圧位相でな
くて交流電流位相を必要とする。従って、位相回転手段
１７は、三角関数の位相が交流電流の位相と同じである
ように電圧ＰＬＬユニット１８による出力を修正する。
これは、基本的に、デカルト成分、即ち正弦と余弦によ
ってデカルト座標に表されるベクトルの回転変換によっ
て達成される。
【００８１】ただし、前述の干渉方程式（１．１）〜
（１．５）および（２．１）〜（２．１６）から明瞭に
分かるように、図１０、１１に示すコントローラにおけ
る制御は、独立していない電流および電圧制御を実施す
る。
（１．５）および（２．１）〜（２．１６）から明瞭に
分かるように、図１０、１１に示すコントローラにおけ
る制御は、独立していない電流および電圧制御を実施す
る。
【００８２】上述した電流および電圧制御用の制御シス
テムを要約して図１２の構成図に示す。即ち、電流制御
ループはユニット２４、２１、１８、２２、２０によっ
て提供され、電圧制御ループはユニット２６、１５、１
９、１６によって提供される。コンバイナ１４、１３
は、最終的に変調信号ｍを補償器３に出力するために、
変調指数ｍqとｍdを組み合わせる。
テムを要約して図１２の構成図に示す。即ち、電流制御
ループはユニット２４、２１、１８、２２、２０によっ
て提供され、電圧制御ループはユニット２６、１５、１
９、１６によって提供される。コンバイナ１４、１３
は、最終的に変調信号ｍを補償器３に出力するために、
変調指数ｍqとｍdを組み合わせる。
【００８３】方程式（２．１２）、（２．１３）、
（２．１６）から分かるように、コントローラの本質的
な問題は、ラインリアクタンスＬACに起因する電流と電
圧の干渉により、本質的に電圧ｕDCも変調指数ｍqに依
存するような仕方において（概略図線ＶＤＥＰによって
示すように）制御が実施され、検出された電流ｉdも本
質的に（概略図線ＣＤＥＰによって示すように）変調指
数ｍdに依存することである。
（２．１６）から分かるように、コントローラの本質的
な問題は、ラインリアクタンスＬACに起因する電流と電
圧の干渉により、本質的に電圧ｕDCも変調指数ｍqに依
存するような仕方において（概略図線ＶＤＥＰによって
示すように）制御が実施され、検出された電流ｉdも本
質的に（概略図線ＣＤＥＰによって示すように）変調指
数ｍdに依存することである。
【００８４】図１２におけるＶＤＥＰ、ＣＤＥＰと同じ
依存性が図１３の概略図にも示される。図１５は、図１
３の伝達関数の周波数特性の例、および、送電線におけ
る振幅の異なる電流を示す。図１４、１５に示すよう
に、変調指数ｍdの有効成分から電流振幅ｉdへの干渉は
電流振幅の主伝達関数よりも大きい。もう一方の干渉
は、主伝達関数と比較した場合、高い周波領域における
利得が一層大きい。更に、主伝達関数は作動点（この場
合には、電流振幅）によって変化し、従って、図１３に
示す制御システムを用いると、制御性能は低下する。更
に、図１２、１３に示す干渉制御は、単相システム又は
３相システムのいずれの場合にも独立して行われること
に注意されたい。
依存性が図１３の概略図にも示される。図１５は、図１
３の伝達関数の周波数特性の例、および、送電線におけ
る振幅の異なる電流を示す。図１４、１５に示すよう
に、変調指数ｍdの有効成分から電流振幅ｉdへの干渉は
電流振幅の主伝達関数よりも大きい。もう一方の干渉
は、主伝達関数と比較した場合、高い周波領域における
利得が一層大きい。更に、主伝達関数は作動点（この場
合には、電流振幅）によって変化し、従って、図１３に
示す制御システムを用いると、制御性能は低下する。更
に、図１２、１３に示す干渉制御は、単相システム又は
３相システムのいずれの場合にも独立して行われること
に注意されたい。
【００８５】図１４は、干渉制御を含む基礎的制御のス
テップレスポンスを示す。図１４の時点０．１に示すよ
うに、直流電圧のステップ関数を変えると（電流に対す
る電圧の動的干渉を決定するために）、交流線電流には
大きいパルスが発生する。同様に、ステップ関数、即
ち、直流線電流ｅdが同様に変化した場合には、時点
０．５において、直流電圧にも同様の変化が発生する。
従って、変圧器なし無効電力直列補償器用の従来型コン
トローラにおいては、電圧と電流制御は独立して実施す
ることが不可能であることが図１４に示される。
テップレスポンスを示す。図１４の時点０．１に示すよ
うに、直流電圧のステップ関数を変えると（電流に対す
る電圧の動的干渉を決定するために）、交流線電流には
大きいパルスが発生する。同様に、ステップ関数、即
ち、直流線電流ｅdが同様に変化した場合には、時点
０．５において、直流電圧にも同様の変化が発生する。
従って、変圧器なし無効電力直列補償器用の従来型コン
トローラにおいては、電圧と電流制御は独立して実施す
ることが不可能であることが図１４に示される。
【００８６】
【発明が解決しようとする課題】既に説明したように、
従来型コントローラにおいては（電流への電圧クロスカ
ップリングが電圧への電流カップリングよりも強力であ
る場合であっても）、電流制御は電圧制御に依存し、電
圧制御は電流制御に依存してしまうという問題点があっ
た。
従来型コントローラにおいては（電流への電圧クロスカ
ップリングが電圧への電流カップリングよりも強力であ
る場合であっても）、電流制御は電圧制御に依存し、電
圧制御は電流制御に依存してしまうという問題点があっ
た。
【００８７】この発明は、かかる問題点を解決するため
になされたものであり、電流制御と電圧制御が相互に独
立している、即ち、電流制御コマンドによって、電流が
電圧から独立して制御可能であり、電圧は電圧制御コマ
ンドに応答して電流から独立して制御可能であるコント
ローラを提供することを目的としている。
になされたものであり、電流制御と電圧制御が相互に独
立している、即ち、電流制御コマンドによって、電流が
電圧から独立して制御可能であり、電圧は電圧制御コマ
ンドに応答して電流から独立して制御可能であるコント
ローラを提供することを目的としている。
【００８８】
【課題を解決するための手段】この目的は、送電線に挿
入された無効電力直列補償器を制御するコントローラに
よって達成される。前記コントローラは、送電線を流れ
る線電流を検出する線電流検出手段と、無効電力直列補
償器のインバータの変調器へ接続されたコンデンサの直
流電圧を検出する直流電圧検出手段と、送電線の周波数
がωである場合にｍ＝ｍdｃｏｓ（ωｔ）−ｍqｓｉｎ
（ωｔ）の形で補償器の変調器に変調信号として供給さ
れるインバータ変調信号を生成する変調信号生成手段
と、基準値に対して線電流を制御する電流制御ループと
を有し、前記電流制御ループの電流コントローラは変調
信号用変調指数ｍqを出力し、所定の基準電圧に対して
直流コンデンサの直流電圧を制御する電圧制御ループを
有し、前記電圧制御ループの直流電圧コントローラは前
記変調信号用変調指数ｍd’を出力し、電流コントロー
ラから変調指数ｍq’と直流電圧コントローラの変調指
数ｍd’を受け取り、線電流が直流電圧コントローラの
出力ｍd’から独立し、かつ直流コンデンサ電圧が電流
コントローラの出力ｍq’から独立するように新規変調
指数ｍqおよびｍdを変調信号生成手段へ出力する非干渉
制御手段を有し、ここに、交流電流振幅および直流コン
デンサ電圧が独立して制御可能である。
入された無効電力直列補償器を制御するコントローラに
よって達成される。前記コントローラは、送電線を流れ
る線電流を検出する線電流検出手段と、無効電力直列補
償器のインバータの変調器へ接続されたコンデンサの直
流電圧を検出する直流電圧検出手段と、送電線の周波数
がωである場合にｍ＝ｍdｃｏｓ（ωｔ）−ｍqｓｉｎ
（ωｔ）の形で補償器の変調器に変調信号として供給さ
れるインバータ変調信号を生成する変調信号生成手段
と、基準値に対して線電流を制御する電流制御ループと
を有し、前記電流制御ループの電流コントローラは変調
信号用変調指数ｍqを出力し、所定の基準電圧に対して
直流コンデンサの直流電圧を制御する電圧制御ループを
有し、前記電圧制御ループの直流電圧コントローラは前
記変調信号用変調指数ｍd’を出力し、電流コントロー
ラから変調指数ｍq’と直流電圧コントローラの変調指
数ｍd’を受け取り、線電流が直流電圧コントローラの
出力ｍd’から独立し、かつ直流コンデンサ電圧が電流
コントローラの出力ｍq’から独立するように新規変調
指数ｍqおよびｍdを変調信号生成手段へ出力する非干渉
制御手段を有し、ここに、交流電流振幅および直流コン
デンサ電圧が独立して制御可能である。
【００８９】本発明の一態様にしたがい、非干渉制御手
段が、電圧および電流制御ループ内に提供され、かつ、
電圧制御の変調指数から独立した電流制御を実施し、電
流変調指数から独立した電圧制御を実施するように構成
される。
段が、電圧および電流制御ループ内に提供され、かつ、
電圧制御の変調指数から独立した電流制御を実施し、電
流変調指数から独立した電圧制御を実施するように構成
される。
【００９０】非干渉制御手段は、従来型コントローラの
座標変換手段の上流に装備されることが好ましい。
座標変換手段の上流に装備されることが好ましい。
【００９１】本発明の非干渉制御手段は、線形システム
の伝達関数に基づいた線形制御、または、近似された非
線形微分方程式に基づいた直接補償のいずれかに基づ
く。
の伝達関数に基づいた線形制御、または、近似された非
線形微分方程式に基づいた直接補償のいずれかに基づ
く。
【００９２】本発明の更なる有利な実施形態および改良
は添付従属請求の範囲にリストされる。
は添付従属請求の範囲にリストされる。
【００９３】以下に、本発明の有利な実施形態に関して
説明することとする。ただし、以下に図説する事柄は当
発明者が現時点における本発明の最良態様と推測する事
柄に関するものであることを理解されたい。特に、本記
述および特許請求の範囲内に独立して記述および請求さ
れている特徴から成る実施形態は本発明に含まれるもの
とする。
説明することとする。ただし、以下に図説する事柄は当
発明者が現時点における本発明の最良態様と推測する事
柄に関するものであることを理解されたい。特に、本記
述および特許請求の範囲内に独立して記述および請求さ
れている特徴から成る実施形態は本発明に含まれるもの
とする。
【００９４】
【発明の実施の形態】図１２および１３について既に説
明したように、電流および電圧に関する２つの主制御ル
ープは従来技術におけるクロスカップリングを有する。
このクロスカップリングは、正確な制御のために必要と
される非干渉制御といったものであり、本発明はこのよ
うな非干渉制御を提供し、その原理は非線形微分方程式
を基調とする直接補償に基づく。
明したように、電流および電圧に関する２つの主制御ル
ープは従来技術におけるクロスカップリングを有する。
このクロスカップリングは、正確な制御のために必要と
される非干渉制御といったものであり、本発明はこのよ
うな非干渉制御を提供し、その原理は非線形微分方程式
を基調とする直接補償に基づく。
【００９５】干渉微分方程式を非干渉にする導出方法の
詳細について言及する前に、図１２及び図１３に示され
る従来例と図１６及び図１７に示される本発明とを比較
して一般的な考察を行うこととする。
詳細について言及する前に、図１２及び図１３に示され
る従来例と図１６及び図１７に示される本発明とを比較
して一般的な考察を行うこととする。
【００９６】図１７は発明に従うコントローラの原理構
成図である。図１７に示すように、本発明のコントロー
ラは電流検出器２４およびフィードバック経路２１、１
８、及び、電流コントローラ２０を含む順方向経路によ
って形成される電流制御ループから成る。同様に、電圧
制御ループは電圧検出器２６、フィードバック経路１５
及び直流電圧コントローラ１６を含む順方向経路により
構成される。図７、６、７について既に説明したよう
に、線電流ｉおよび電圧ｕcは、基準電流値ｉd re f及び
基準電圧ｕDC refに関して所要値を設定することによ
り、変調信号ｍを介して調節可能である。
成図である。図１７に示すように、本発明のコントロー
ラは電流検出器２４およびフィードバック経路２１、１
８、及び、電流コントローラ２０を含む順方向経路によ
って形成される電流制御ループから成る。同様に、電圧
制御ループは電圧検出器２６、フィードバック経路１５
及び直流電圧コントローラ１６を含む順方向経路により
構成される。図７、６、７について既に説明したよう
に、線電流ｉおよび電圧ｕcは、基準電流値ｉd re f及び
基準電圧ｕDC refに関して所要値を設定することによ
り、変調信号ｍを介して調節可能である。
【００９７】ただし、図１７に示すように、本発明のコ
ントローラは、電流コントローラ２０及び直流電圧コン
トローラ１６の下流の非干渉制御手段２５を含む。非干
渉制御手段２５は線交流電流ｉを制御するための第１変
調制御信号ｍqおよび補償出力電圧を制御するための第
２変調制御信号ｍdを出力する。
ントローラは、電流コントローラ２０及び直流電圧コン
トローラ１６の下流の非干渉制御手段２５を含む。非干
渉制御手段２５は線交流電流ｉを制御するための第１変
調制御信号ｍqおよび補償出力電圧を制御するための第
２変調制御信号ｍdを出力する。
【００９８】第１および第２制御信号ｍq、ｍdは、第１
制御信号ｍqの変動が直流制御電圧ｕDCに影響しないよ
うに、即ち、コンデンサ電圧ｕDCが、電流コントローラ
２０によって出力される制御信号ｍuから独立するよう
に選択される。同様に、第２制御信号ｍdは、線電流に
影響しないように、即ち、線電流ｉが第２制御信号ｍd
から独立するように選択される。従って、補償器にはた
だ１つの変調信号ｍ（所定の振幅および位相の複合信
号）だけが供給され、ｉd refの変化は線電流の振幅だけ
を変え、ｕDC refの変動だけが直流コンデンサ電圧
ｕDC、ひいては、補償器の出力電圧ｕcだけを変える。
従って、本発明のコントローラにおいて、電流と電圧
は、非干渉制御手段２５を使用することにより、独立し
て調節可能である。即ち、本発明のコントローラにおい
て、電流制御ループは電圧制御ループと独立して動作す
る。
制御信号ｍqの変動が直流制御電圧ｕDCに影響しないよ
うに、即ち、コンデンサ電圧ｕDCが、電流コントローラ
２０によって出力される制御信号ｍuから独立するよう
に選択される。同様に、第２制御信号ｍdは、線電流に
影響しないように、即ち、線電流ｉが第２制御信号ｍd
から独立するように選択される。従って、補償器にはた
だ１つの変調信号ｍ（所定の振幅および位相の複合信
号）だけが供給され、ｉd refの変化は線電流の振幅だけ
を変え、ｕDC refの変動だけが直流コンデンサ電圧
ｕDC、ひいては、補償器の出力電圧ｕcだけを変える。
従って、本発明のコントローラにおいて、電流と電圧
は、非干渉制御手段２５を使用することにより、独立し
て調節可能である。即ち、本発明のコントローラにおい
て、電流制御ループは電圧制御ループと独立して動作す
る。
【００９９】実質的に、図１３と図１６の間の比較によ
って分かるように、非干渉制御手段２５は、電流伝達関
数ブロックＣＴＦ、電圧伝達関数ブロックＶＴＦ、電圧
電流伝達ブロックＶＣＴＦ、及び、電流電圧伝達関数ブ
ロックＣＶＴＦによる干渉発生が相殺されるような、あ
る種の逆作用を実施しなければならない。即ち、電流コ
ントローラ２０および電圧コントローラ１６が図１２に
示す従来型システムと同様に作動する場合には、非干渉
制御手段２５は、ブロックＣＴＦ、ＶＣＴＦ、ＣＶＴ
Ｆ、ＶＴＦを介して伝達された場合に、これらのブロッ
クの効果を厳密に相殺するある種の前以て歪ませた変調
インデックスｍq’、ｍd’を出力する。特に、非干渉制
御手段２５は、電流制御ループと電圧制御ループの干渉
を起こさせるクロスカップリングブロックＶＣＴＦ、Ｃ
ＶＴＦの除去を可能にする。
って分かるように、非干渉制御手段２５は、電流伝達関
数ブロックＣＴＦ、電圧伝達関数ブロックＶＴＦ、電圧
電流伝達ブロックＶＣＴＦ、及び、電流電圧伝達関数ブ
ロックＣＶＴＦによる干渉発生が相殺されるような、あ
る種の逆作用を実施しなければならない。即ち、電流コ
ントローラ２０および電圧コントローラ１６が図１２に
示す従来型システムと同様に作動する場合には、非干渉
制御手段２５は、ブロックＣＴＦ、ＶＣＴＦ、ＣＶＴ
Ｆ、ＶＴＦを介して伝達された場合に、これらのブロッ
クの効果を厳密に相殺するある種の前以て歪ませた変調
インデックスｍq’、ｍd’を出力する。特に、非干渉制
御手段２５は、電流制御ループと電圧制御ループの干渉
を起こさせるクロスカップリングブロックＶＣＴＦ、Ｃ
ＶＴＦの除去を可能にする。
【０１００】近似非線形微分方程式に基づいて非干渉制
御手段２５が作成される方法の一例を以下に記載する。
ただし、線形化システムの伝達関数に基づいてこの種の
非干渉制御手段２５を導出することも可能であることに
注意されたい。非線形微分方程式に基づいた直接補償
は、動作点が直接補償可能であること、及び、動作点が
２、３のシステムパラメータのみに依存するという利点
を持つ。さらに、単に電流および電圧のみを測定し、コ
ントローラに供給することが必要であるという利点を持
つ。従って、非線形微分方程式による方法は、広範囲に
亙る動作および可能性の殆どの状態変数が測定可能であ
るという好ましい方法である。
御手段２５が作成される方法の一例を以下に記載する。
ただし、線形化システムの伝達関数に基づいてこの種の
非干渉制御手段２５を導出することも可能であることに
注意されたい。非線形微分方程式に基づいた直接補償
は、動作点が直接補償可能であること、及び、動作点が
２、３のシステムパラメータのみに依存するという利点
を持つ。さらに、単に電流および電圧のみを測定し、コ
ントローラに供給することが必要であるという利点を持
つ。従って、非線形微分方程式による方法は、広範囲に
亙る動作および可能性の殆どの状態変数が測定可能であ
るという好ましい方法である。
【０１０１】非干渉制御に関する関連微分方程式を導出
するためには、交流電流方程式が導出されなければなら
ない。これは、次式の方程式を導く時間に関する方程式
（２．１２）の導関数を求めることにより達成される。
するためには、交流電流方程式が導出されなければなら
ない。これは、次式の方程式を導く時間に関する方程式
（２．１２）の導関数を求めることにより達成される。
【０１０２】
【数２４】
【０１０３】方程式（２．１３）および（２．１６）を
使用すると、ｉdおよびｉq成分に分割される線電流に関
する全微分方程式は次式のように導出される。
使用すると、ｉdおよびｉq成分に分割される線電流に関
する全微分方程式は次式のように導出される。
【０１０４】
【数２５】
【０１０５】方程式（４．２）において、ｍqの前の括
弧内の式は交流電流ｉdを制御するための入力であり、
ｍdによって乗算される式、即ち、ｍdの微分係数は干渉
項である。交流電圧成分によって乗算される項は外乱と
見なすことができる。式（４．２）を図１３と比較する
と、時間微分ｄｍd／ｄｔの微分係数は主過渡干渉ブロ
ックＶＣＴＦであり、ｍqによって乗算される式におけ
るωｕDCは変化作動点の影響であることが分かる。一般
に変動周波数はコントローラの帯域幅よりはるかに高い
ので、単純化するために、直流電流変動ΔｉDCは無視で
きる。更に、外乱は、フィードバック又はフィードフォ
ワードループによって制御可能であり、周波数変動は干
渉に較べると小さい影響に過ぎないと見なされる。従っ
て、方程式（４．２）および（２．１６）は次のように
近似可能である。
弧内の式は交流電流ｉdを制御するための入力であり、
ｍdによって乗算される式、即ち、ｍdの微分係数は干渉
項である。交流電圧成分によって乗算される項は外乱と
見なすことができる。式（４．２）を図１３と比較する
と、時間微分ｄｍd／ｄｔの微分係数は主過渡干渉ブロ
ックＶＣＴＦであり、ｍqによって乗算される式におけ
るωｕDCは変化作動点の影響であることが分かる。一般
に変動周波数はコントローラの帯域幅よりはるかに高い
ので、単純化するために、直流電流変動ΔｉDCは無視で
きる。更に、外乱は、フィードバック又はフィードフォ
ワードループによって制御可能であり、周波数変動は干
渉に較べると小さい影響に過ぎないと見なされる。従っ
て、方程式（４．２）および（２．１６）は次のように
近似可能である。
【０１０６】
【数２６】
【０１０７】
【数２７】
【０１０８】これら２つの方程式（４．３）および
（４．４）は２つの制御ループの干渉の動的動作を完全
に示す。本発明によれば、電流制御ループが電圧制御ル
ープから独立するように、即ち、交流電流振幅と直流電
圧は独立して制御可能であるように変調指数ｍqおよび
ｍdは選定されなければならない。この必要条件は、次
のように数学的に表現できる。
（４．４）は２つの制御ループの干渉の動的動作を完全
に示す。本発明によれば、電流制御ループが電圧制御ル
ープから独立するように、即ち、交流電流振幅と直流電
圧は独立して制御可能であるように変調指数ｍqおよび
ｍdは選定されなければならない。この必要条件は、次
のように数学的に表現できる。
【０１０９】
【数２８】
【０１１０】
【数２９】
【０１１１】これら２つの方程式（４．５）および
（４．６）において、ＫdおよびＫqは定数であり、
ｍd’およびｍq’は電流振幅制御および直流電圧制御の
ための新規制御信号入力（または、変調指数）であると
簡単に要求できる。実際には、方程式（４．５）および
（４．６）に従ってシステムが設計可能であれば、補償
器がその限界内で作動する限り、完全な非干渉が達成さ
れるはずである。方程式（４．３）と方程式（４．５）
および方程式（４．４）と方程式（４．６）を比較した
場合、ｍdとｍqは、次の方程式を満足させなければなら
ない。
（４．６）において、ＫdおよびＫqは定数であり、
ｍd’およびｍq’は電流振幅制御および直流電圧制御の
ための新規制御信号入力（または、変調指数）であると
簡単に要求できる。実際には、方程式（４．５）および
（４．６）に従ってシステムが設計可能であれば、補償
器がその限界内で作動する限り、完全な非干渉が達成さ
れるはずである。方程式（４．３）と方程式（４．５）
および方程式（４．４）と方程式（４．６）を比較した
場合、ｍdとｍqは、次の方程式を満足させなければなら
ない。
【０１１２】
【数３０】
【０１１３】
【数３１】
【０１１４】これらの方程式は、ｍd’およびｍq’の関
数として、ｍdおよびｍqに関して次のように解が求めら
れる。
数として、ｍdおよびｍqに関して次のように解が求めら
れる。
【０１１５】
【数３２】
【０１１６】
【数３３】
【０１１７】ｍdの追加的な時間従属微分係数が存在す
るので、勿論、方程式（４．９）を直接的にコントロー
ラにおいて技術的に具現することは可能でない。方程式
（４．９）がｍdの非線形微分方程式と見なすことがで
きる場合であっても、導関数の係数がゼロのまわりで正
または負の値をとり得るｉqであるので、この方程式を
オンラインコントローラにおいて具現することは可能で
ない。いずれにせよ、変調ｍdが次式のように計算可能
であるように、方程式（４．９）におけるｍdの時間微
分係数を無視することができる。
るので、勿論、方程式（４．９）を直接的にコントロー
ラにおいて技術的に具現することは可能でない。方程式
（４．９）がｍdの非線形微分方程式と見なすことがで
きる場合であっても、導関数の係数がゼロのまわりで正
または負の値をとり得るｉqであるので、この方程式を
オンラインコントローラにおいて具現することは可能で
ない。いずれにせよ、変調ｍdが次式のように計算可能
であるように、方程式（４．９）におけるｍdの時間微
分係数を無視することができる。
【０１１８】
【数３４】
【０１１９】ただし、方程式（４．１１）および（４．
１０）を用いて、これらの方程式は、依然として、抵
抗、インダクタンス、及び、キャパシタンスのような回
路パラメータに依存するので、完全な非干渉制御を具現
することはできない。方程式（４．１０）において、主
干渉作用は依然としてｍdの時間微分係数である。更
に、電流のｑ軸成分ｉqは、基準フレーム検出によって
ゼロに保持される（実質的にはユニット１７がｉq＝０
にする）。ｍd’は一般に小さく、抵抗およびコンダク
タンスも同様に無視できる。従って、方程式（４．１
０）および（４．１１）においてＲAC＝０およびＧDC＝
０と仮定可能であり、次の２つの方程式（４．１２）お
よび（４．１３）が導かれる。
１０）を用いて、これらの方程式は、依然として、抵
抗、インダクタンス、及び、キャパシタンスのような回
路パラメータに依存するので、完全な非干渉制御を具現
することはできない。方程式（４．１０）において、主
干渉作用は依然としてｍdの時間微分係数である。更
に、電流のｑ軸成分ｉqは、基準フレーム検出によって
ゼロに保持される（実質的にはユニット１７がｉq＝０
にする）。ｍd’は一般に小さく、抵抗およびコンダク
タンスも同様に無視できる。従って、方程式（４．１
０）および（４．１１）においてＲAC＝０およびＧDC＝
０と仮定可能であり、次の２つの方程式（４．１２）お
よび（４．１３）が導かれる。
【０１２０】
【数３５】
【０１２１】
【数３６】
【０１２２】ここで、単純化すれば、方程式（４．１
２）および（４．１３）を用いた非干渉制御は１つのシ
ステムパラメータＣDCにのみ依存し、これは、一層複雑
な方程式よりも、具現することがはるかに容易である。
方程式（４．１２）および（４．１３）において更なる
単純化が可能である、即ち、ｍd’およびｉq（ｍd’は
小さく、ｉq基準フレーム検出によってゼロに保持でき
るので）およびｍ’d 2（ｍdは小さいので）を無視する
ことにより、方程式（４．１２）および（４．１３）か
ら、非干渉制御に関する次のような最終方程式が得られ
る。
２）および（４．１３）を用いた非干渉制御は１つのシ
ステムパラメータＣDCにのみ依存し、これは、一層複雑
な方程式よりも、具現することがはるかに容易である。
方程式（４．１２）および（４．１３）において更なる
単純化が可能である、即ち、ｍd’およびｉq（ｍd’は
小さく、ｉq基準フレーム検出によってゼロに保持でき
るので）およびｍ’d 2（ｍdは小さいので）を無視する
ことにより、方程式（４．１２）および（４．１３）か
ら、非干渉制御に関する次のような最終方程式が得られ
る。
【０１２３】
【数３７】
【０１２４】
【数３８】
【０１２５】基準フレーム検出が実施されるので、方程
式（４．１４）におけるｉq＝０であり（ユニット１７
により）、定数および実数値ＫdおよびＫqはｍd’およ
びｍq’値の一部分（これらは、電流および電圧制御ル
ープにおける更なる定数を表すにすぎない）と見なすこ
とができる。従って、次に示す非干渉化された方程式の
最終組は非干渉制御手段２５のために使用できる。
式（４．１４）におけるｉq＝０であり（ユニット１７
により）、定数および実数値ＫdおよびＫqはｍd’およ
びｍq’値の一部分（これらは、電流および電圧制御ル
ープにおける更なる定数を表すにすぎない）と見なすこ
とができる。従って、次に示す非干渉化された方程式の
最終組は非干渉制御手段２５のために使用できる。
【０１２６】
【数３９】
【０１２７】
【数４０】
【０１２８】方程式（４．１６）および（４．１７）に
従ってｍdおよびｍqを選択することにより、方程式
（４．５）および（４．６）の要求に応じて、電流制御
と電圧制御を独立して実施できる。図１８に示すよう
に、手段２５の下流における干渉は、方程式（４．１
４）および（４．１５）に基づく非干渉によって補償さ
れる。
従ってｍdおよびｍqを選択することにより、方程式
（４．５）および（４．６）の要求に応じて、電流制御
と電圧制御を独立して実施できる。図１８に示すよう
に、手段２５の下流における干渉は、方程式（４．１
４）および（４．１５）に基づく非干渉によって補償さ
れる。
【０１２９】図１１に関して既に検討済みの線形化およ
び３相システムを用いた図１８に示す非干渉手段２５の
特殊実施形態について以下に記述する。
び３相システムを用いた図１８に示す非干渉手段２５の
特殊実施形態について以下に記述する。
【０１３０】実施の形態１．（電圧ＰＬＬを有する３相
系統） 図１９は図１１に基づくコントローラを示す（即ち、交
流電圧検出器２３、電圧ＰＬＬ位相検出器１８、及び、
位相回転手段１７を含む）が、しかしながら、本発明の
実施の形態１によれば、さらに、非干渉制御手段２５も
含む。方程式（４．１４）から（４．１７）までによっ
て分かるように、非干渉制御手段２５は、電流コントロ
ーラ２０の出力（変調指数）ｍq’、直流コンデンサ電
圧ｕDC、電流振幅ｉd、送電線の周波数ω、及び、直流
電圧コントローラ１６の出力ｍd’を受け取る。３相系
統の場合には、非干渉制御手段２５、補償器３、２ｆフ
ィルタ１５、及び、直流電圧コントローラ１６が３度装
備される。図１９における他のユニット、すなわち、電
流検出器２４、電流振幅および位相検出ユニット２１、
１８、コンデンサ電圧検出器２６、平均電圧検出器１
５、基準位相生成ユニット１７（制御システムにおける
ｉqを０に保持する）、基準フレーム検出器１８、座標
変換器１９、直流リップル補償ユニット１３、及び、電
圧位相検出器２３は、既に図１１において述べたこれら
のユニットに対応する。
系統） 図１９は図１１に基づくコントローラを示す（即ち、交
流電圧検出器２３、電圧ＰＬＬ位相検出器１８、及び、
位相回転手段１７を含む）が、しかしながら、本発明の
実施の形態１によれば、さらに、非干渉制御手段２５も
含む。方程式（４．１４）から（４．１７）までによっ
て分かるように、非干渉制御手段２５は、電流コントロ
ーラ２０の出力（変調指数）ｍq’、直流コンデンサ電
圧ｕDC、電流振幅ｉd、送電線の周波数ω、及び、直流
電圧コントローラ１６の出力ｍd’を受け取る。３相系
統の場合には、非干渉制御手段２５、補償器３、２ｆフ
ィルタ１５、及び、直流電圧コントローラ１６が３度装
備される。図１９における他のユニット、すなわち、電
流検出器２４、電流振幅および位相検出ユニット２１、
１８、コンデンサ電圧検出器２６、平均電圧検出器１
５、基準位相生成ユニット１７（制御システムにおける
ｉqを０に保持する）、基準フレーム検出器１８、座標
変換器１９、直流リップル補償ユニット１３、及び、電
圧位相検出器２３は、既に図１１において述べたこれら
のユニットに対応する。
【０１３１】直流電圧変動手段１３および２ｆフィルタ
１５を装備しない補償器の結果として得られる交流電流
および出力電圧は幾らかの高調波を含むが、非干渉制御
は、これらのユニットを装備しない場合であっても効果
的であることに注意されたい。これらのユニットは高調
波を抑圧するための何等かの用途に用いることが好まし
い。例えば、直流コンデンサのキャパシタンスが変動を
抑制抑圧することのできる程度に十分に大きい場合に
は、追加ユニットは必要ない。その代りに、２ｆフィル
タ（例えば、ＬＣフィルタ）が、補償器３の直流回路と
並列に直流コンデンサを備えて形成された場合には、こ
の場合にも、ユニット１３および１５は必要でない。後
者の解決方法は、変圧器なし直列補償器の場合には部分
的に実際的な解決方法である。
１５を装備しない補償器の結果として得られる交流電流
および出力電圧は幾らかの高調波を含むが、非干渉制御
は、これらのユニットを装備しない場合であっても効果
的であることに注意されたい。これらのユニットは高調
波を抑圧するための何等かの用途に用いることが好まし
い。例えば、直流コンデンサのキャパシタンスが変動を
抑制抑圧することのできる程度に十分に大きい場合に
は、追加ユニットは必要ない。その代りに、２ｆフィル
タ（例えば、ＬＣフィルタ）が、補償器３の直流回路と
並列に直流コンデンサを備えて形成された場合には、こ
の場合にも、ユニット１３および１５は必要でない。後
者の解決方法は、変圧器なし直列補償器の場合には部分
的に実際的な解決方法である。
【０１３２】方程式（４．１４）および（４．１５）は
ｉqＫqｍq’／ωｕDC項を含む（図１８に示すように）
にもかかわらず、非干渉制御手段２５へのｉq入力が存
在しないことが図１９から分かる。上述したように、本
発明によるコントローラにおいては、３相極座標変換ユ
ニット２１における基準フレーム検出により、電流のｑ
軸成分ｉqはゼロに保持される。従って、図１９におけ
る非干渉手段２５の実施形態を示すには、方程式（４．
１４）、（４．１５）は方程式（４．１６）、（４．１
７）に書き直されることが正当である。
ｉqＫqｍq’／ωｕDC項を含む（図１８に示すように）
にもかかわらず、非干渉制御手段２５へのｉq入力が存
在しないことが図１９から分かる。上述したように、本
発明によるコントローラにおいては、３相極座標変換ユ
ニット２１における基準フレーム検出により、電流のｑ
軸成分ｉqはゼロに保持される。従って、図１９におけ
る非干渉手段２５の実施形態を示すには、方程式（４．
１４）、（４．１５）は方程式（４．１６）、（４．１
７）に書き直されることが正当である。
【０１３３】方程式（４．１６）、（４．１７）におい
て、時間微分係数以外の全ての係数はハードウェア乗算
器および除算器によって具現できる。ただし、時間微分
係数は、高い周波数条件において非常に高い利得を持つ
ことが可能であり、従って、方程式（４．１７）におけ
るｄｍd／ｄｔは、演算増幅器またはマイクロプロセッ
サのようなハードウェアを用いて具現することは困難で
ある。ただし、図２０における非干渉制御手段２５の特
殊実施形態に示すように、時間微分係数は時定数の小さ
いフィルタによって処理可能である。非干渉制御手段２
５の実施形態の精密な構造を図２０に示す。
て、時間微分係数以外の全ての係数はハードウェア乗算
器および除算器によって具現できる。ただし、時間微分
係数は、高い周波数条件において非常に高い利得を持つ
ことが可能であり、従って、方程式（４．１７）におけ
るｄｍd／ｄｔは、演算増幅器またはマイクロプロセッ
サのようなハードウェアを用いて具現することは困難で
ある。ただし、図２０における非干渉制御手段２５の特
殊実施形態に示すように、時間微分係数は時定数の小さ
いフィルタによって処理可能である。非干渉制御手段２
５の実施形態の精密な構造を図２０に示す。
【０１３４】図２０において、出力ｍd’は、乗算器２
５ｊにおいて定数Ｋdが乗じられる。勿論、追加乗算器
２５ｊが必ずしも必要でない、即ち、Ｋdが単位数であ
っても差し支えなく、Ｋdが１であるように方程式
（４．１６）、（４．１７）はリスケーリング（再基準
化）可能であることを理解されたい。同様に、電流コン
トローラの出力ｍq’は、乗算器２５ｋにおいて定数Ｋq
が乗じられる（同様に正規化によってＫqは単位数であ
っても差し支えない）。乗算された信号Ｎ１は第１除算
器２５ａの分子を形成する。検出された直流電圧ｕ
DCは、乗算器２５ｂにおいて基準フレーム周波数ωが乗
算される。乗算された信号Ｄ１は、分割器２５ａにおけ
る除算のために用いられる分母である。第１インバータ
ーの出力ＤＶ１は加算器２５ｉに供給される。送電線の
周波数ωは、第２除算器２５ｃにおける割り算のための
分母であり、フィルタからの信号Ｎ2出力は第２除算器
２５ｃの分子である。乗算済み信号ＤＶ２は、反転され
た入力として加算器２５ｉに供給される。
５ｊにおいて定数Ｋdが乗じられる。勿論、追加乗算器
２５ｊが必ずしも必要でない、即ち、Ｋdが単位数であ
っても差し支えなく、Ｋdが１であるように方程式
（４．１６）、（４．１７）はリスケーリング（再基準
化）可能であることを理解されたい。同様に、電流コン
トローラの出力ｍq’は、乗算器２５ｋにおいて定数Ｋq
が乗じられる（同様に正規化によってＫqは単位数であ
っても差し支えない）。乗算された信号Ｎ１は第１除算
器２５ａの分子を形成する。検出された直流電圧ｕ
DCは、乗算器２５ｂにおいて基準フレーム周波数ωが乗
算される。乗算された信号Ｄ１は、分割器２５ａにおけ
る除算のために用いられる分母である。第１インバータ
ーの出力ＤＶ１は加算器２５ｉに供給される。送電線の
周波数ωは、第２除算器２５ｃにおける割り算のための
分母であり、フィルタからの信号Ｎ2出力は第２除算器
２５ｃの分子である。乗算済み信号ＤＶ２は、反転され
た入力として加算器２５ｉに供給される。
【０１３５】乗算済み出力Ｎ3（＝ｍd’Ｋd）は、分子
信号Ｎ３として第３ディバイダへ供給される。分割器２
５ｄの分母はｄ軸電流成分ｉdである。第３分割器の出
力ＤＶ３は、反転された仕方において積分ユニット２５
ｈの出力信号を受け取る第２加算器２5ｆへ供給され
る。第２加算器２５ｆの出力は、ｄｍD／ｄｔフィード
バック回路２５ｆ、２５ｇ、及び、２５ｈへ供給され
る。ユニット２５ｇ、２５ｈ、２5ｆは、方程式（４．
７）における第２項を決定するために必要である。
信号Ｎ３として第３ディバイダへ供給される。分割器２
５ｄの分母はｄ軸電流成分ｉdである。第３分割器の出
力ＤＶ３は、反転された仕方において積分ユニット２５
ｈの出力信号を受け取る第２加算器２5ｆへ供給され
る。第２加算器２５ｆの出力は、ｄｍD／ｄｔフィード
バック回路２５ｆ、２５ｇ、及び、２５ｈへ供給され
る。ユニット２５ｇ、２５ｈ、２5ｆは、方程式（４．
７）における第２項を決定するために必要である。
【０１３６】キャパシタンス電圧制御の主ループは、そ
の周波数特性において限定された帯域幅に適合するよう
に設計されるので、時定数の小さいフィルタ２5ｆをメ
インループに配置してもメインループの特性には影響し
ない。積分器２５ｈ、利得２５ｇ、及び、減算器２５ｆ
は一緒にフィルタとして作用し、フィルタの入力は時間
に関するｍdの純微分である。従って、この干渉作用は
フィルタ機能を用いた純粋微分により補償を適切に実施
することができる。電流の分割によって補償されるもう
一方の干渉作用も同様に濾波される。ただし、伝送線の
インダクタンスおよび電流振幅のフィードバック制御の
応答によって、電流の応答も同様に限定される。
の周波数特性において限定された帯域幅に適合するよう
に設計されるので、時定数の小さいフィルタ２5ｆをメ
インループに配置してもメインループの特性には影響し
ない。積分器２５ｈ、利得２５ｇ、及び、減算器２５ｆ
は一緒にフィルタとして作用し、フィルタの入力は時間
に関するｍdの純微分である。従って、この干渉作用は
フィルタ機能を用いた純粋微分により補償を適切に実施
することができる。電流の分割によって補償されるもう
一方の干渉作用も同様に濾波される。ただし、伝送線の
インダクタンスおよび電流振幅のフィードバック制御の
応答によって、電流の応答も同様に限定される。
【０１３７】メインループ内の時定数Ｔfの小さいフィ
ルタ２５ｆ、２５ｇ、２５ｈはメインループの特性に影
響しない。積分器２５ｈ、利得２５ｇ、及び、減算器２
5ｆは、一緒にフィルタとして作用し、積分器２５ｈの
入力Ｎ2は、時間に関するＭｄの純粋微分である。積分
器２５ｈの入力は、分割器２５ｃの分子Ｎ2を形成す
る。従って、干渉作用は、フィルタ機能を用いた純粋微
分により適切に補償可能である。電流ｉdの分割によっ
て補償されるもう一方の干渉作用も同様に濾波され、弱
化する。ただし、伝送線のインダクタンスおよび電流振
幅のフィードバック制御の応答により電流の応答も同様
に限定される。
ルタ２５ｆ、２５ｇ、２５ｈはメインループの特性に影
響しない。積分器２５ｈ、利得２５ｇ、及び、減算器２
5ｆは、一緒にフィルタとして作用し、積分器２５ｈの
入力Ｎ2は、時間に関するＭｄの純粋微分である。積分
器２５ｈの入力は、分割器２５ｃの分子Ｎ2を形成す
る。従って、干渉作用は、フィルタ機能を用いた純粋微
分により適切に補償可能である。電流ｉdの分割によっ
て補償されるもう一方の干渉作用も同様に濾波され、弱
化する。ただし、伝送線のインダクタンスおよび電流振
幅のフィードバック制御の応答により電流の応答も同様
に限定される。
【０１３８】図２４は、図２０の非干渉制御手段２５を
用いた図１９に示す制御システムの伝達関数の周波数特
徴を示す。主伝達関数は、作動点によって影響されず、
干渉作用は２０ｄＢ以上も低下する。従って、電流振幅
ｉdの非干渉制御およびコンデンサ電圧ｕDCが達成可能
である。更に、図２０における非干渉制御の構成は、例
えば伝送線ライン２ａ、２ｂ、及び、直流コンデンサの
キャパシタンスＣDCのインダクタンスＬACのような系統
パラメータから独立している。これは、補償器３のコン
トローラがローカル変数のみを必要とすることを意味す
る。電流検出または電圧検出によって容易に検出でき
る。
用いた図１９に示す制御システムの伝達関数の周波数特
徴を示す。主伝達関数は、作動点によって影響されず、
干渉作用は２０ｄＢ以上も低下する。従って、電流振幅
ｉdの非干渉制御およびコンデンサ電圧ｕDCが達成可能
である。更に、図２０における非干渉制御の構成は、例
えば伝送線ライン２ａ、２ｂ、及び、直流コンデンサの
キャパシタンスＣDCのインダクタンスＬACのような系統
パラメータから独立している。これは、補償器３のコン
トローラがローカル変数のみを必要とすることを意味す
る。電流検出または電圧検出によって容易に検出でき
る。
【０１３９】図２３は、従来技術の図１４と対照的に、
非干渉制御を用いたステップレスポンス（段階応答）を
示す。電流振幅ｉdは、図１４に示す時点０．１におけ
る、干渉に起因するリップルを示すが、図２３に示す時
点０．１において電圧ステップが発生する場合には、電
流には何等変化が無い。同様に、図２３に示す時点０．
５において電流にステップが起きる場合には、電圧には
全然変化がない。従って、図２３は、電流および電圧は
方程式（４．１６）、（４．１７）に基づいて独立的に
制御可能であることを示す。図２５は、本発明によるシ
ステムの典型的な設計例を示す。
非干渉制御を用いたステップレスポンス（段階応答）を
示す。電流振幅ｉdは、図１４に示す時点０．１におけ
る、干渉に起因するリップルを示すが、図２３に示す時
点０．１において電圧ステップが発生する場合には、電
流には何等変化が無い。同様に、図２３に示す時点０．
５において電流にステップが起きる場合には、電圧には
全然変化がない。従って、図２３は、電流および電圧は
方程式（４．１６）、（４．１７）に基づいて独立的に
制御可能であることを示す。図２５は、本発明によるシ
ステムの典型的な設計例を示す。
【０１４０】実施の形態２．（電流ＰＬＬを有する３相
系統） 図１９は図２０と共に、電圧ＰＬＬおよび独立およびロ
ーカル制御を用いた３相システムを含む本発明の実施の
形態を示すが、電流ＰＬＬを有する図１９の３相システ
ムコントローラを提供することも可能である。この場
合、コントローラは、図１９に示す交流電圧検出器２６
を必要としない。従って、実施の形態２の構成は、図１
９のように組み立てられ、電圧検出器２３および位相回
転手段１７を必要とせず、電流検出器２４の出力を、電
流ＰＬＬユニット１８として作動する位相検出器１８に
も接続する。３相極座標変換ユニット２１は図１９の場
合と同じであり、位相検出器１８は、ｓｉｎθおよびｃ
ｏｓθ関数を直接出力する。ただし、実施の形態１の場
合と同様に、本システムは依然として３相システムであ
る。非干渉コントロール２５への入力ｍ’q、ｕDC、
ｉd、ω、ｍ’dは図１９の場合と同様であり、従って、
図２０に示す非干渉制御に関するブロック図が同様に適
用可能である。従って、図２６に示す実施の形態は、非
干渉制御に関する限り、図１９に示す実施の形態と厳密
に同じ仕方において作動することを理解されたい。
系統） 図１９は図２０と共に、電圧ＰＬＬおよび独立およびロ
ーカル制御を用いた３相システムを含む本発明の実施の
形態を示すが、電流ＰＬＬを有する図１９の３相システ
ムコントローラを提供することも可能である。この場
合、コントローラは、図１９に示す交流電圧検出器２６
を必要としない。従って、実施の形態２の構成は、図１
９のように組み立てられ、電圧検出器２３および位相回
転手段１７を必要とせず、電流検出器２４の出力を、電
流ＰＬＬユニット１８として作動する位相検出器１８に
も接続する。３相極座標変換ユニット２１は図１９の場
合と同じであり、位相検出器１８は、ｓｉｎθおよびｃ
ｏｓθ関数を直接出力する。ただし、実施の形態１の場
合と同様に、本システムは依然として３相システムであ
る。非干渉コントロール２５への入力ｍ’q、ｕDC、
ｉd、ω、ｍ’dは図１９の場合と同様であり、従って、
図２０に示す非干渉制御に関するブロック図が同様に適
用可能である。従って、図２６に示す実施の形態は、非
干渉制御に関する限り、図１９に示す実施の形態と厳密
に同じ仕方において作動することを理解されたい。
【０１４１】実施の形態３．（電流ＰＬＬを有する単相
系統） 図２１は、図１０の基礎構造を有し、本発明の実施の形
態３による非干渉制御手段２５および成分検出器２６を
有する単相システムを示す。この単相システムにおい
て、電流検出も同様に位相である。電流検出は単相であ
るので、基準フレーム検出によってゼロであるべき電流
現行ｉqのｑ軸成分を供給することは可能でない。従っ
て、図２１において、図１８に示す方程式、即ち方程式
（４．１４）、（４．１５）が具現される。単相システ
ムにおいては、図２１に示すように、非干渉制御手段２
５に必要とされるｉdおよびｉq成分を供給するために、
電流の単相からｄ−ｑ座標への変換が必要とされる（図
２２参照）。
系統） 図２１は、図１０の基礎構造を有し、本発明の実施の形
態３による非干渉制御手段２５および成分検出器２６を
有する単相システムを示す。この単相システムにおい
て、電流検出も同様に位相である。電流検出は単相であ
るので、基準フレーム検出によってゼロであるべき電流
現行ｉqのｑ軸成分を供給することは可能でない。従っ
て、図２１において、図１８に示す方程式、即ち方程式
（４．１４）、（４．１５）が具現される。単相システ
ムにおいては、図２１に示すように、非干渉制御手段２
５に必要とされるｉdおよびｉq成分を供給するために、
電流の単相からｄ−ｑ座標への変換が必要とされる（図
２２参照）。
【０１４２】本発明の実施の形態３に基づく非干渉制御
手段２５は、ユニット２５ａ−２５ｋに加えて、追加乗
算器２５ｌ及び追加加算器２５ｍを含む。乗算器２５１
は、ｑ軸電流成分ｉqに第１分割器２５ａの出力を乗
じ、加算器２５ｍの負入力へ乗算済み出力ＭＬを供給す
る。加算器２５ｍは、ｍd’Ｋdからｉq＊ＤＶ１（即
ち、ｉq＊ｍq’Ｋq／ｕDCω）を減算する。加算器２５
ｂの出力は、第３除算器２５ｄの分子信号Ｎ3を形成す
る。このような構成を用いて、完全方程式（４．１
４）、（４．１５）が具現化可能である。
手段２５は、ユニット２５ａ−２５ｋに加えて、追加乗
算器２５ｌ及び追加加算器２５ｍを含む。乗算器２５１
は、ｑ軸電流成分ｉqに第１分割器２５ａの出力を乗
じ、加算器２５ｍの負入力へ乗算済み出力ＭＬを供給す
る。加算器２５ｍは、ｍd’Ｋdからｉq＊ＤＶ１（即
ち、ｉq＊ｍq’Ｋq／ｕDCω）を減算する。加算器２５
ｂの出力は、第３除算器２５ｄの分子信号Ｎ3を形成す
る。このような構成を用いて、完全方程式（４．１
４）、（４．１５）が具現化可能である。
【０１４３】３相システムの平衡運転においては、対称
演算を用いて、瞬間電流成分を容易に測定可能である
が、単相または不平衡３相システムにおいては、これに
反して、測定のための幾らかの時間的遅延は避け難い。
単相電流のこれらの成分を検出する幾つかの方法があ
る。簡単な一例を図２２に示す。電流検出器２４によっ
て検出される交流線電流ｉは、位相検出器１８によって
生成される正弦基準信号ｃｏｓ（ωｔ）及びｓｉｎ（ω
ｔ）を乗じられる。成分検出器２６は、直交電流成分ｉ
d、ｉqを生成するように、検出された線電流ｉに信号ｓ
ｉｎ（ωｔ）及びｃｏｓ（ωｔ）を乗じるための第１お
よび第２乗算器２６ａ、２６ｂを含む。乗算により、送
電線の周波数ωの２倍の成分も存在し、フィルタ２６
ｃ、２６ｄは、基本周波数ωを通過させるためだけに用
いられる。基準信号ｃｏｓ（ωｔ）は交流電流と同相の
信号であることに注意されたい。従って、ｉｃｏｓωｔ
及びｉｓｉｎωｔは、それぞれ、交流電流ｉdの振幅お
よび過渡成分ｉqを含む。
演算を用いて、瞬間電流成分を容易に測定可能である
が、単相または不平衡３相システムにおいては、これに
反して、測定のための幾らかの時間的遅延は避け難い。
単相電流のこれらの成分を検出する幾つかの方法があ
る。簡単な一例を図２２に示す。電流検出器２４によっ
て検出される交流線電流ｉは、位相検出器１８によって
生成される正弦基準信号ｃｏｓ（ωｔ）及びｓｉｎ（ω
ｔ）を乗じられる。成分検出器２６は、直交電流成分ｉ
d、ｉqを生成するように、検出された線電流ｉに信号ｓ
ｉｎ（ωｔ）及びｃｏｓ（ωｔ）を乗じるための第１お
よび第２乗算器２６ａ、２６ｂを含む。乗算により、送
電線の周波数ωの２倍の成分も存在し、フィルタ２６
ｃ、２６ｄは、基本周波数ωを通過させるためだけに用
いられる。基準信号ｃｏｓ（ωｔ）は交流電流と同相の
信号であることに注意されたい。従って、ｉｃｏｓωｔ
及びｉｓｉｎωｔは、それぞれ、交流電流ｉdの振幅お
よび過渡成分ｉqを含む。
【０１４４】実施の形態４．（電圧ＰＬＬを有する単相
系統） 実施の形態３において、電流ＰＬＬは、単相システムに
おける電流位相検出のために用いられることに注意され
たい。ただし、勿論、上で説明したように、３相システ
ムに関して単相システムにおいて電圧ＰＬＬを使用する
ことが可能である。電流ＰＬＬの代りに電圧ＰＬＬを使
用する単相システムを図２７に示す。
系統） 実施の形態３において、電流ＰＬＬは、単相システムに
おける電流位相検出のために用いられることに注意され
たい。ただし、勿論、上で説明したように、３相システ
ムに関して単相システムにおいて電圧ＰＬＬを使用する
ことが可能である。電流ＰＬＬの代りに電圧ＰＬＬを使
用する単相システムを図２７に示す。
【０１４５】図２７に示すように、成分検出器２６はｉ
d及びｉq成分を出力する。３相極座標変換ユニット２
１、位相検出器１８、及び、位相回転ユニット１７は、
図１９に関して既に記述したこれらのユニットに対応す
る。電圧ＰＬＬバージョンを有する単相システムの非干
渉制御は、図１９および図２０に示す電圧ＰＬＬを有す
る３相システムの場合とちょうど同じ様に簡易化できる
ことは興味深い。電圧位相から電流位相への位相補正が
用いられるので、この制御は、非干渉を図２０に示すよ
うに簡単にする。勿論、図１９とは対照的に、成分検出
器２６における成分検出に起因して制御ループに追加遅
延が存在する。ただし、非干渉コントロール２５は、そ
こでは電流のｑ成分がゼロになる補正済み基準フレーム
と共に機能する。
d及びｉq成分を出力する。３相極座標変換ユニット２
１、位相検出器１８、及び、位相回転ユニット１７は、
図１９に関して既に記述したこれらのユニットに対応す
る。電圧ＰＬＬバージョンを有する単相システムの非干
渉制御は、図１９および図２０に示す電圧ＰＬＬを有す
る３相システムの場合とちょうど同じ様に簡易化できる
ことは興味深い。電圧位相から電流位相への位相補正が
用いられるので、この制御は、非干渉を図２０に示すよ
うに簡単にする。勿論、図１９とは対照的に、成分検出
器２６における成分検出に起因して制御ループに追加遅
延が存在する。ただし、非干渉コントロール２５は、そ
こでは電流のｑ成分がゼロになる補正済み基準フレーム
と共に機能する。
【０１４６】実施の形態５．（追加フィルタ） 既に図２１に示したように、入力基準電圧ｕDC refを濾
波するために更なるフィルタ２７を使用できる。この種
のフィルタ２７は、図１９−２７に示し、既に上述した
ように、実施の形態１〜４の各々にも使用できる。
波するために更なるフィルタ２７を使用できる。この種
のフィルタ２７は、図１９−２７に示し、既に上述した
ように、実施の形態１〜４の各々にも使用できる。
【０１４７】フィルタは変調指数の振幅を減少させる効
果を持ち、従って、非干渉制御は、制限された出力電圧
容量を用いて達成される。入力基準電圧の高い周波数成
分はフィルタによって減少されるので、これらの成分は
非干渉制御ユニットへ移送されない。その結果、利得ユ
ニット２５ｇの出力は減少するはずである。これは、直
流電圧コントローラの利得が低く、かつ／または、入力
基準電圧が低速である場合には、非干渉制御ユニットＤ
Ｖ２が無視可能であることを意味する。
果を持ち、従って、非干渉制御は、制限された出力電圧
容量を用いて達成される。入力基準電圧の高い周波数成
分はフィルタによって減少されるので、これらの成分は
非干渉制御ユニットへ移送されない。その結果、利得ユ
ニット２５ｇの出力は減少するはずである。これは、直
流電圧コントローラの利得が低く、かつ／または、入力
基準電圧が低速である場合には、非干渉制御ユニットＤ
Ｖ２が無視可能であることを意味する。
【０１４８】実施の形態６．（３相および単相） 既に説明したように、本発明に基づく非干渉制御手段は
２つの異なるシステム、すなわち、単相または３相シス
テムへ適用される。更に、本質的に異なる２つの位相検
出手段（電圧検出器ＰＬＬ付き、および、電圧検出器な
し）を用いることができる。更に、フィルタは随意に使
用できる。更に、３相システムにおいて、既に説明した
ように、ｉq＝０に保持することは容易である。ただ
し、単相システムにおいては、過渡検出遅延のために、
ｉq＝０を保証することが困難であるので、（単相シス
テムに関して図２１に示すように）非干渉制御手段の異
なる内部構造が用いられる。
２つの異なるシステム、すなわち、単相または３相シス
テムへ適用される。更に、本質的に異なる２つの位相検
出手段（電圧検出器ＰＬＬ付き、および、電圧検出器な
し）を用いることができる。更に、フィルタは随意に使
用できる。更に、３相システムにおいて、既に説明した
ように、ｉq＝０に保持することは容易である。ただ
し、単相システムにおいては、過渡検出遅延のために、
ｉq＝０を保証することが困難であるので、（単相シス
テムに関して図２１に示すように）非干渉制御手段の異
なる内部構造が用いられる。
【０１４９】３相システムにおいては、実施の形態１に
基づき、電圧ＰＬＬの用法は一般的知られているので、
電圧ＰＬＬが用いられる。実施の形態２は電圧ＰＬＬを
持たず、その利点は成分の減少である。更に、単相シス
テムにおいて、単相システムにおける本発明の適用につ
いて簡単に説明するために、実施の形態３は電圧ＰＬＬ
を用いない。ただし、単相システムは、実施の形態４に
基づいて図２７に示すように、電圧ＰＬＬおよび電圧検
出器を用いて機能することができることを理解された
い。実施の形態５に基づく追加フィルタは、他の任意の
実施の形態において使用可能である。もちろん、実施形
態は組み合わせ可能である。最後に、２ｆフィルタおよ
び直流電圧変動補償手段は、既に説明したように、任意
装備ユニットであることに注意されたい。
基づき、電圧ＰＬＬの用法は一般的知られているので、
電圧ＰＬＬが用いられる。実施の形態２は電圧ＰＬＬを
持たず、その利点は成分の減少である。更に、単相シス
テムにおいて、単相システムにおける本発明の適用につ
いて簡単に説明するために、実施の形態３は電圧ＰＬＬ
を用いない。ただし、単相システムは、実施の形態４に
基づいて図２７に示すように、電圧ＰＬＬおよび電圧検
出器を用いて機能することができることを理解された
い。実施の形態５に基づく追加フィルタは、他の任意の
実施の形態において使用可能である。もちろん、実施形
態は組み合わせ可能である。最後に、２ｆフィルタおよ
び直流電圧変動補償手段は、既に説明したように、任意
装備ユニットであることに注意されたい。
【０１５０】産業的用途 既に説明したように、本発明は、電流および電圧ループ
の非線形微分方程式に近似させることによる非干渉制御
に基づく。従って、独立した電圧および電流制御が達成
できる。この種の非干渉手段は、補償器、好ましくは変
圧器無し無効電力直列補償器を制御するために、単相シ
ステム又は３相システムにおけるコントローラ用に使用
できる。本発明は、変圧器無し無効電力直列補償器の制
御のみに制限されることなく、この制御は実際に変圧器
を含む補償器にも充分同様に適用可能であることに注意
されたい。補償器出力電圧および電流を制御することが
必要なあらゆる装置に、変圧器無し無効電力直列補償器
において直流コンデンサによって検出される線電圧を表
わす式が利用可能なはずである。従って、上述の全ての
制御方式は、変圧器を有する補償器にも適用可能であ
る。
の非線形微分方程式に近似させることによる非干渉制御
に基づく。従って、独立した電圧および電流制御が達成
できる。この種の非干渉手段は、補償器、好ましくは変
圧器無し無効電力直列補償器を制御するために、単相シ
ステム又は３相システムにおけるコントローラ用に使用
できる。本発明は、変圧器無し無効電力直列補償器の制
御のみに制限されることなく、この制御は実際に変圧器
を含む補償器にも充分同様に適用可能であることに注意
されたい。補償器出力電圧および電流を制御することが
必要なあらゆる装置に、変圧器無し無効電力直列補償器
において直流コンデンサによって検出される線電圧を表
わす式が利用可能なはずである。従って、上述の全ての
制御方式は、変圧器を有する補償器にも適用可能であ
る。
【０１５１】ただし、ここに記述した教示および説明は
好ましい作動態様にのみ関係するものであること、およ
び、ここに開示された教示に基づいて更なる実施形態が
可能であることに注意されたい。従って、当業者は、前
述の教示に基づいて更なる修正および改変を実施するこ
とが可能である。更に、本発明は、説明に記述され、か
つ、これとは独立して特許請求の範囲に請求された特徴
に基づく実施形態を含むことができる。従って、全ての
この種変化および修正が添付特許請求の範囲に含まれる
ものと解釈される。
好ましい作動態様にのみ関係するものであること、およ
び、ここに開示された教示に基づいて更なる実施形態が
可能であることに注意されたい。従って、当業者は、前
述の教示に基づいて更なる修正および改変を実施するこ
とが可能である。更に、本発明は、説明に記述され、か
つ、これとは独立して特許請求の範囲に請求された特徴
に基づく実施形態を含むことができる。従って、全ての
この種変化および修正が添付特許請求の範囲に含まれる
ものと解釈される。
【０１５２】
【発明の効果】この発明は、送電線（２ａ、２ｂ）に挿
入された補償器を制御する補償器制御装置であって、送
電線を流れる線電流（ｉ）を検出する線電流検出手段
と、補償器のインバータの変調器に接続された直流コン
デンサ（ＣDC）の直流電圧（ｕDC）を検出する直流電圧
検出手段と、変調信号として補償器の変調器に供給され
るべき周波数がωであって、ｍ＝ｍdｃｏｓ（ωｔ）−
ｍqｓｉｎ（ωｔ）の形のインバータ変調信号（ｍ）を
生成する変調信号生成手段と、所定の基準電流
（ｉd r ef）になるように線電流（ｉ）を制御する電流制
御ループであって、インバータ変調信号（ｍ）のための
変調指数（ｍq'）を出力する電流コントローラを有する
電流制御ループと、所定の基準電圧（ｕDC ref）になる
ように直流コンデンサ（ＣDC）の直流電圧（ｕDC）を制
御する電圧制御ループであって、インバータ変調信号
（ｍ）のための変調指数（ｍd’）を出力する直流電圧
コントローラを有する電圧制御ループと、電流コントロ
ーラからの変調指数（ｍq’）および直流電圧コントロ
ーラからの変調指数（ｍd’）を受け取り、線電流
（ｉ）が直流電圧コントローラの出力（ｍd’）から独
立し、かつ、直流電圧（ｕDC）が電流コントローラの出
力（ｍq’）から独立するように、新規の変調指数
（ｍq）および（ｍd）を生成して上記変調信号生成手段
へ出力する非干渉制御手段とを備え、交流電流の電流振
幅（ｉd）と直流コンデンサ電圧（ＣDC）とが独立して
制御されることが可能である補償器制御装置であるの
で、系統電流の変動によって引き起こされるＤＣ電圧の
変動を非干渉制御手段によって補償してＤＣ電圧制御が
安定に働くようにして制御し、系統電流を安定に制御す
ることができる。
入された補償器を制御する補償器制御装置であって、送
電線を流れる線電流（ｉ）を検出する線電流検出手段
と、補償器のインバータの変調器に接続された直流コン
デンサ（ＣDC）の直流電圧（ｕDC）を検出する直流電圧
検出手段と、変調信号として補償器の変調器に供給され
るべき周波数がωであって、ｍ＝ｍdｃｏｓ（ωｔ）−
ｍqｓｉｎ（ωｔ）の形のインバータ変調信号（ｍ）を
生成する変調信号生成手段と、所定の基準電流
（ｉd r ef）になるように線電流（ｉ）を制御する電流制
御ループであって、インバータ変調信号（ｍ）のための
変調指数（ｍq'）を出力する電流コントローラを有する
電流制御ループと、所定の基準電圧（ｕDC ref）になる
ように直流コンデンサ（ＣDC）の直流電圧（ｕDC）を制
御する電圧制御ループであって、インバータ変調信号
（ｍ）のための変調指数（ｍd’）を出力する直流電圧
コントローラを有する電圧制御ループと、電流コントロ
ーラからの変調指数（ｍq’）および直流電圧コントロ
ーラからの変調指数（ｍd’）を受け取り、線電流
（ｉ）が直流電圧コントローラの出力（ｍd’）から独
立し、かつ、直流電圧（ｕDC）が電流コントローラの出
力（ｍq’）から独立するように、新規の変調指数
（ｍq）および（ｍd）を生成して上記変調信号生成手段
へ出力する非干渉制御手段とを備え、交流電流の電流振
幅（ｉd）と直流コンデンサ電圧（ＣDC）とが独立して
制御されることが可能である補償器制御装置であるの
で、系統電流の変動によって引き起こされるＤＣ電圧の
変動を非干渉制御手段によって補償してＤＣ電圧制御が
安定に働くようにして制御し、系統電流を安定に制御す
ることができる。
【０１５３】また、電流制御ループが、基準電流（ｉd
ref）から線電流（ｉ）の電流振幅（ｉd）を減算し、か
つ、その結果を上記電流コントローラへ出力するための
電流減算器を含むようにしたので、簡単な構成におい
て、電圧制御とは独立して安定した電流制御を行うこと
ができる。
ref）から線電流（ｉ）の電流振幅（ｉd）を減算し、か
つ、その結果を上記電流コントローラへ出力するための
電流減算器を含むようにしたので、簡単な構成におい
て、電圧制御とは独立して安定した電流制御を行うこと
ができる。
【０１５４】また、電圧制御ループが、基準電圧（ｕDC
ref）からコンデンサ（ＣDC）のコンデンサ直流電圧
（ｕDC）を減算し、かつ、その結果を直流電圧コントロ
ーラへ出力するための電圧減算器を備えているので、電
流制御とは独立して安定した電圧制御を行うことができ
る。
ref）からコンデンサ（ＣDC）のコンデンサ直流電圧
（ｕDC）を減算し、かつ、その結果を直流電圧コントロ
ーラへ出力するための電圧減算器を備えているので、電
流制御とは独立して安定した電圧制御を行うことができ
る。
【０１５５】また、変調信号生成手段が、第１基準信号
（ｓｉｎ（ωｔ））、第２基準信号（ｃｏｓ（ω
ｔ））、電流コントローラの出力（ｍq’）および直流
電圧コントローラの出力（ｍd’）を受け取って、変調
信号（ｍ）を出力する座標変換手段を備えているので、
容易に変調信号（ｍ）を得ることができる。
（ｓｉｎ（ωｔ））、第２基準信号（ｃｏｓ（ω
ｔ））、電流コントローラの出力（ｍq’）および直流
電圧コントローラの出力（ｍd’）を受け取って、変調
信号（ｍ）を出力する座標変換手段を備えているので、
容易に変調信号（ｍ）を得ることができる。
【０１５６】また、送電線が３相方式であり、補償器、
直流電圧コントローラ、非干渉手段、座標変換手段およ
び上記変調信号（ｍ）が各相につき設けられ、電流コン
トローラは１つだけ設けられているので、本発明の補償
器制御装置は３相系統に適用することができる。
直流電圧コントローラ、非干渉手段、座標変換手段およ
び上記変調信号（ｍ）が各相につき設けられ、電流コン
トローラは１つだけ設けられているので、本発明の補償
器制御装置は３相系統に適用することができる。
【０１５７】また、各相の線電圧を検出する電圧検出器
と、電圧検出器から上記線電圧を受け取り、かつ、各々
が線電圧の位相および送電線の周波数（ω）と同期して
いる第３基準信号（ｓｉｎωｔ）および第４基準信号
（ｃｏｓωｔ）を出力する電圧ＰＬＬ検出ユニットと、
第３及び第４基準信号と位相信号（ψ）とを受け取り、
かつ、座標変換手段に供給するための第１および第２基
準信号を生成する位相回転手段と、各相に関する線電流
（ｉ）を受け取り、かつ、電流減算器および非干渉手段
へ有効電流振幅（ｉd）を出力し、位相回転手段へ上記
位相信号（ψ）を出力する３相極座標変換ユニットとを
備えているので、本発明の補償器制御装置は３相系統に
適用することができる。
と、電圧検出器から上記線電圧を受け取り、かつ、各々
が線電圧の位相および送電線の周波数（ω）と同期して
いる第３基準信号（ｓｉｎωｔ）および第４基準信号
（ｃｏｓωｔ）を出力する電圧ＰＬＬ検出ユニットと、
第３及び第４基準信号と位相信号（ψ）とを受け取り、
かつ、座標変換手段に供給するための第１および第２基
準信号を生成する位相回転手段と、各相に関する線電流
（ｉ）を受け取り、かつ、電流減算器および非干渉手段
へ有効電流振幅（ｉd）を出力し、位相回転手段へ上記
位相信号（ψ）を出力する３相極座標変換ユニットとを
備えているので、本発明の補償器制御装置は３相系統に
適用することができる。
【０１５８】また、線電流検出手段から線電流（ｉ）を
受け取り、線電流を、線電流（ｉ）の位相および送電線
の周波数（ω）と同期している第１基準信号（ｓｉｎω
ｔ）および第２基準信号（ｃｏｓωｔ）として、非干渉
手段（２５）へ出力する電流ＰＬＬ検出ユニット（１
８）と、線電流（ｉ）を受け取り、かつ、上記有効電流
振幅（ｉd）を上記電流減算器および上記非干渉制御手
段へ、無効電流振幅（ｉq）を非干渉制御手段へ出力す
る成分検出器とを備えているので、非干渉制御手段によ
り干渉現象を抑制することができる。
受け取り、線電流を、線電流（ｉ）の位相および送電線
の周波数（ω）と同期している第１基準信号（ｓｉｎω
ｔ）および第２基準信号（ｃｏｓωｔ）として、非干渉
手段（２５）へ出力する電流ＰＬＬ検出ユニット（１
８）と、線電流（ｉ）を受け取り、かつ、上記有効電流
振幅（ｉd）を上記電流減算器および上記非干渉制御手
段へ、無効電流振幅（ｉq）を非干渉制御手段へ出力す
る成分検出器とを備えているので、非干渉制御手段によ
り干渉現象を抑制することができる。
【０１５９】また、送電線が単相方式であり、上記補償
器、上記直流電圧コントローラ、上記非干渉制御手段、
上記座標変換手段および上記電流コントローラが１つだ
け設けられているので、本発明の補償器制御装置は単相
系統に適用することができる。
器、上記直流電圧コントローラ、上記非干渉制御手段、
上記座標変換手段および上記電流コントローラが１つだ
け設けられているので、本発明の補償器制御装置は単相
系統に適用することができる。
【０１６０】また、線電流検出手段から上記線電流
（ｉ）を受け取り、かつ、線電流を、線電流（ｉ）の位
相および送電線の周波数（ω）と同期している第１基準
信号（ｓｉｎωｔ）および第２基準信号（ｃｏｓωｔ）
として、非干渉制御手段へ出力する電流ＰＬＬ検出ユニ
ットと、線電流（ｉ）を受け取り、かつ、有効電流振幅
（ｉd）を電流減算器および非干渉制御手段へ出力し、
無効電流振幅（ｉq）を上記非干渉制御手段へ出力する
成分検出器とを備えているので、非干渉制御手段により
安定して干渉現象を補償することができる。
（ｉ）を受け取り、かつ、線電流を、線電流（ｉ）の位
相および送電線の周波数（ω）と同期している第１基準
信号（ｓｉｎωｔ）および第２基準信号（ｃｏｓωｔ）
として、非干渉制御手段へ出力する電流ＰＬＬ検出ユニ
ットと、線電流（ｉ）を受け取り、かつ、有効電流振幅
（ｉd）を電流減算器および非干渉制御手段へ出力し、
無効電流振幅（ｉq）を上記非干渉制御手段へ出力する
成分検出器とを備えているので、非干渉制御手段により
安定して干渉現象を補償することができる。
【０１６１】また、非干渉制御手段が、コンデンサ（Ｃ
DC）のコンデンサ直流電圧（ｕDC）に電流ＰＬＬ検出ユ
ニットから出力された送電線の周波数（ω）を乗算する
ための第１乗算器と、電流コントローラからの出力（ｍ
q’＊Ｋq）を上記第１乗算器からの出力信号（Ｄ１）に
よって割り算するための第１除算器と、成分検出器によ
って出力された無効電流振幅（ｉq）の有効成分に上記
第１除算器の割り算した結果（ＤＶ１）を乗算するため
の第２乗算器と、第２乗算器の乗算結果（Ｍ１）を上記
直流電圧コントローラの出力（ｍd’＊Ｋd）から引き算
するための第１加算器と、第１加算器からの出力を上記
成分検出器によって出力された上記電流（ｉd）の無効
成分によって割り算するための第２除算器と、第２除算
器の割り算結果および積分器の出力を受け取る第２加算
器と、第２加算器の出力を受け取り、その出力を積分器
の入力に供給する時間遅延ユニットと、修正済み変調指
数（ｍd）を形成する積分器とを有する導出手段と、積
分器の入力を電流ＰＬＬ検出ユニットによって出力され
た送電線の周波数（ω）により割り算する第３除算器
と、第１除算器の出力（ＣＶ１）から上記第３除算器
（２５ｃ）の出力（ＤＶ２）を引き算することにより、
修正済み変調指数ｍqを結果として出力する第３加算器
とを備えているので、簡単な演算の組合せにより修正済
み変調指数を得るこおｔができ、安定した制御を行うこ
とができる。
DC）のコンデンサ直流電圧（ｕDC）に電流ＰＬＬ検出ユ
ニットから出力された送電線の周波数（ω）を乗算する
ための第１乗算器と、電流コントローラからの出力（ｍ
q’＊Ｋq）を上記第１乗算器からの出力信号（Ｄ１）に
よって割り算するための第１除算器と、成分検出器によ
って出力された無効電流振幅（ｉq）の有効成分に上記
第１除算器の割り算した結果（ＤＶ１）を乗算するため
の第２乗算器と、第２乗算器の乗算結果（Ｍ１）を上記
直流電圧コントローラの出力（ｍd’＊Ｋd）から引き算
するための第１加算器と、第１加算器からの出力を上記
成分検出器によって出力された上記電流（ｉd）の無効
成分によって割り算するための第２除算器と、第２除算
器の割り算結果および積分器の出力を受け取る第２加算
器と、第２加算器の出力を受け取り、その出力を積分器
の入力に供給する時間遅延ユニットと、修正済み変調指
数（ｍd）を形成する積分器とを有する導出手段と、積
分器の入力を電流ＰＬＬ検出ユニットによって出力され
た送電線の周波数（ω）により割り算する第３除算器
と、第１除算器の出力（ＣＶ１）から上記第３除算器
（２５ｃ）の出力（ＤＶ２）を引き算することにより、
修正済み変調指数ｍqを結果として出力する第３加算器
とを備えているので、簡単な演算の組合せにより修正済
み変調指数を得るこおｔができ、安定した制御を行うこ
とができる。
【０１６２】また、成分検出器が、検出された線電流
（ｉ）にそれぞれ第１および第２基準信号（ｓｉｎ（ω
ｔ）、ｃｏｓ（ωｔ））を乗算するための第１および第
２乗算器と、第１および第２乗算器の出力における基本
周波数をそれぞれ通過させるための第１および第２フィ
ルタとを有し、第１および第２フィルタの出力が線電流
（ｉ）の無効電流振幅（ｉd）および有効電流振幅
（ｉq）を構成するので、変調指数の振幅を減少させる
ことができる。
（ｉ）にそれぞれ第１および第２基準信号（ｓｉｎ（ω
ｔ）、ｃｏｓ（ωｔ））を乗算するための第１および第
２乗算器と、第１および第２乗算器の出力における基本
周波数をそれぞれ通過させるための第１および第２フィ
ルタとを有し、第１および第２フィルタの出力が線電流
（ｉ）の無効電流振幅（ｉd）および有効電流振幅
（ｉq）を構成するので、変調指数の振幅を減少させる
ことができる。
【０１６３】また、非干渉制御手段の各々が、直流コン
デンサ電圧（ｕDC）に上記電圧ＰＬＬ検出ユニットによ
って出力された送電線の周波数（ω）を乗算するための
第１乗算器と、電流コントローラ（２０）の出力
（ｍq’）を第１乗算器の出力信号（Ｄ１）によって割
り算するための第１除算器と、直流電圧コントローラの
出力（ｍd’）を３相極座標変換ユニットによって出力
された有効電流振幅（ｉd）出力によって割り算するた
めの第２除算器と、加算器、時間遅延ユニットおよび積
分器を含む導出手段であって、加算器が第２除算器の除
算結果（ＤＶ３）から積分器の出力を引き算し、かつ、
その結果を時間遅延ユニットに出力し、時間遅延ユニッ
トが受け取った結果を積分器に出力し、積分器が修正済
み変調指数（ｍd）を出力する導出手段と、積分器の入
力を上記位相検出器によって出力された上記送電線の周
波数（ω）によって割り算するための第３除算器と、第
１除算器の出力（ＤＶ１）から上記第３除算器の出力
（ＤＶ２）を引き算するための第２加算器と、修正済み
変調指数（ｍq）を結果として出力する第３加算器とを
備えているので、干渉現象を安定して抑制することがで
きる。
デンサ電圧（ｕDC）に上記電圧ＰＬＬ検出ユニットによ
って出力された送電線の周波数（ω）を乗算するための
第１乗算器と、電流コントローラ（２０）の出力
（ｍq’）を第１乗算器の出力信号（Ｄ１）によって割
り算するための第１除算器と、直流電圧コントローラの
出力（ｍd’）を３相極座標変換ユニットによって出力
された有効電流振幅（ｉd）出力によって割り算するた
めの第２除算器と、加算器、時間遅延ユニットおよび積
分器を含む導出手段であって、加算器が第２除算器の除
算結果（ＤＶ３）から積分器の出力を引き算し、かつ、
その結果を時間遅延ユニットに出力し、時間遅延ユニッ
トが受け取った結果を積分器に出力し、積分器が修正済
み変調指数（ｍd）を出力する導出手段と、積分器の入
力を上記位相検出器によって出力された上記送電線の周
波数（ω）によって割り算するための第３除算器と、第
１除算器の出力（ＤＶ１）から上記第３除算器の出力
（ＤＶ２）を引き算するための第２加算器と、修正済み
変調指数（ｍq）を結果として出力する第３加算器とを
備えているので、干渉現象を安定して抑制することがで
きる。
【０１６４】また、変調信号生成手段が、座標変換手段
からの変調信号（ｍ0）を受け取り、かつ、変調信号
（ｍ）を補償器のインバータに出力する電圧変動補償手
段をさらに有し、電圧変動補償手段が直流コンデンサ電
圧（ｕDC）の電圧変動に起因する変調信号の変動を減少
させるようにしたので、安定した制御を行うことができ
る。
からの変調信号（ｍ0）を受け取り、かつ、変調信号
（ｍ）を補償器のインバータに出力する電圧変動補償手
段をさらに有し、電圧変動補償手段が直流コンデンサ電
圧（ｕDC）の電圧変動に起因する変調信号の変動を減少
させるようにしたので、安定した制御を行うことができ
る。
【０１６５】また、座標変換手段が、電流コントローラ
の出力（ｍq）に第１基準信号（ｓｉｎ（ωｔ））を乗
算するための第一乗算器と、直流電圧コントローラの出
力（ｍd’）に上記第２基準信号（ｃｏｓ（ωｔ））を
乗算するための第２乗算器と、第２乗算器の乗算結果か
ら上記第１乗算器の乗算結果を引き算するための減算器
とを備えているので、簡単な演算により座標変換を行う
ことができる。
の出力（ｍq）に第１基準信号（ｓｉｎ（ωｔ））を乗
算するための第一乗算器と、直流電圧コントローラの出
力（ｍd’）に上記第２基準信号（ｃｏｓ（ωｔ））を
乗算するための第２乗算器と、第２乗算器の乗算結果か
ら上記第１乗算器の乗算結果を引き算するための減算器
とを備えているので、簡単な演算により座標変換を行う
ことができる。
【０１６６】また、電圧制御ループが、コンデンサ電圧
（ｕDC）を濾波するためのフィルタを有し、電圧変動補
償手段が、上記フィルタの出力を上記フィルタの入力に
よって割り算するための除算器と、上記座標変換手段の
出力に上記除算器の出力を乗算する乗算器とを有し、乗
算器による乗算結果出力が上記補償器のインバータに供
給される変調信号（ｍ）を構成するようにしたので、安
定した電圧制御を行うことができる。
（ｕDC）を濾波するためのフィルタを有し、電圧変動補
償手段が、上記フィルタの出力を上記フィルタの入力に
よって割り算するための除算器と、上記座標変換手段の
出力に上記除算器の出力を乗算する乗算器とを有し、乗
算器による乗算結果出力が上記補償器のインバータに供
給される変調信号（ｍ）を構成するようにしたので、安
定した電圧制御を行うことができる。
【０１６７】また、フィルタおよび電圧変動補償手段が
各相に対して設けられているので、３相系統に適用する
ことができる。
各相に対して設けられているので、３相系統に適用する
ことができる。
【０１６８】また、フィルタおよび電圧変動補償手段が
１相当たり１つだけ設けられているので、単相系統に適
用することができる。
１相当たり１つだけ設けられているので、単相系統に適
用することができる。
【０１６９】また、制御装置が、変圧器なし無効電力直
列補償器を制御するために設けられるので、変圧器なし
無効電力直列補償器の制御を安定して行うことができ
る。
列補償器を制御するために設けられるので、変圧器なし
無効電力直列補償器の制御を安定して行うことができ
る。
【０１７０】また、制御装置が、変圧器を有する無効電
力直列補償器を制御するために設けられるので、変圧器
を有する無効電力直列補償器の制御を安定して行うこと
ができる。
力直列補償器を制御するために設けられるので、変圧器
を有する無効電力直列補償器の制御を安定して行うこと
ができる。
【図１】 従来の送電系統における直列補償器の原理構
成図である。
成図である。
【図２】 従来の各相に補償器を組込んだ３相系統を示
す図である。
す図である。
【図３】 図１、図２に用いられる一般的な補償器の詳
細なブロック図である。
細なブロック図である。
【図４】 図３に示すインバータの従来のＰＷＭ制御を
示す図である。
示す図である。
【図５】 図１、図２に基づく補償器を含む従来の送電
系統における電流と電圧の原理的関係を示す図である。
系統における電流と電圧の原理的関係を示す図である。
【図６】 図１、図２に基づく補償器を含む従来の送電
系統における電流と電圧の原理的関係を示す図である。
系統における電流と電圧の原理的関係を示す図である。
【図７】 従来の線電流制御に関するフェーザダイアグ
ラムを示す図である。
ラムを示す図である。
【図８】 従来の直流コンデンサＣDC充電時における電
圧と電流の依存性のフェーザダイアグラムを示す図であ
る。
圧と電流の依存性のフェーザダイアグラムを示す図であ
る。
【図９】 従来の過渡状態における直流コンデンサの充
電を示す図である。
電を示す図である。
【図１０】 従来の単相コントローラを示す図である。
【図１１】 従来の３相コントローラを示す図である。
【図１２】 図１０、１１の従来のコントローラにおけ
る干渉効果の概観図である。
る干渉効果の概観図である。
【図１３】 図１２に示す従来の干渉効果の概要図であ
る。
る。
【図１４】 図１０、１１に示す基礎的コントローラの
ステップレスポンスを示す図である。
ステップレスポンスを示す図である。
【図１５】 図１０、１１における従来のコントローラ
の利得特性を示す図である。
の利得特性を示す図である。
【図１６】 図１３に示す干渉ユニットの上流に設置さ
れた非干渉制御手段を含む本発明の原理を示す図であ
る。
れた非干渉制御手段を含む本発明の原理を示す図であ
る。
【図１７】 図１６に基づく非干渉制御手段を含む本発
明によるコントローラの原理ブロック図である。
明によるコントローラの原理ブロック図である。
【図１８】 非線形微分方程式の近似に基づいて実施さ
れる非干渉作用を示す図である。
れる非干渉作用を示す図である。
【図１９】 電圧ＰＬＬを有する３相系統における本発
明の実施の形態１による非干渉制御を含むコントローラ
のブロック図である。
明の実施の形態１による非干渉制御を含むコントローラ
のブロック図である。
【図２０】 本発明に基づく非干渉制御手段の詳細なブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２１】 本発明の実施の形態３に基づく単相コント
ローラのブロック図である。
ローラのブロック図である。
【図２２】 本発明の一実施の形態に基づく成分検出器
を示す図である。
を示す図である。
【図２３】 本発明に基づく非干渉制御を用いたステッ
プレスポンスを示す図である。
プレスポンスを示す図である。
【図２４】 発明の一実施の形態に基づく簡素化済み非
干渉制御の利得特性を示す図である。
干渉制御の利得特性を示す図である。
【図２５】 本発明に基づくシステムの一般的な一設計
例を示す図である。
例を示す図である。
【図２６】 図１９に示す場合と同様であるが、本発明
の実施の形態２による線電流位相検出用電流ＰＬＬを用
いる３相系統を示す図である。
の実施の形態２による線電流位相検出用電流ＰＬＬを用
いる３相系統を示す図である。
【図２７】 図２１に示す場合と同様であるが、本発明
の実施の形態４による線電流位相検出用電流ＰＬＬを用
いる単相系統を示す図である。
の実施の形態４による線電流位相検出用電流ＰＬＬを用
いる単相系統を示す図である。
３ トランスレス無効電力直列補償器、２ａ，２ｂ 送
電線、１３，１４ 変調信号生成手段、１６ 直流電圧
コントローラ、１８，２１，２２ 電流制御ループ、２
０ 電流コントローラ、２５ 非干渉制御手段。
電線、１３，１４ 変調信号生成手段、１６ 直流電圧
コントローラ、１８，２１，２２ 電流制御ループ、２
０ 電流コントローラ、２５ 非干渉制御手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5G066 DA04 DA07 FA01 FB13 FC12 5H420 BB16 CC05 DD04 EA04 EA11 EA45 EB09 EB29 FF03 FF04 FF11 FF21
Claims (19)
- 【請求項１】 送電線に挿入された補償器を制御する補
償器制御装置であって、 上記送電線を流れる線電流（ｉ）を検出する線電流検出
手段と、 上記補償器のインバータの変調器に接続された直流コン
デンサ（ＣDC）の直流電圧（ｕDC）を検出する直流電圧
検出手段と、 変調信号として上記補償器の上記変調器に供給されるべ
き周波数がωであるとき、ｍ＝ｍdｃｏｓ（ωｔ）−ｍq
ｓｉｎ（ωｔ）の形のインバータ変調信号（ｍ）を生成
する変調信号生成手段と、 所定の基準電流（ｉd ref）になるように上記線電流
（ｉ）を制御する電流制御ループであって、上記インバ
ータ変調信号（ｍ）のための変調指数（ｍq'）を出力す
る電流コントローラを備えた電流制御ループと、 所定の基準電圧（ｕDC ref）になるように上記直流コン
デンサ（ＣDC）の直流電圧（ｕDC）を制御する電圧制御
ループであって、上記インバータ変調信号（ｍ）のため
の変調指数（ｍd’）を出力する直流電圧コントローラ
を備えた電圧制御ループと、 上記電流コントローラからの変調指数（ｍq’）および
上記直流電圧コントローラからの変調指数（ｍd’）を
受け取り、上記線電流（ｉ）が上記直流電圧コントロー
ラの出力（ｍd’）から独立し、かつ、上記直流電圧
（ｕDC）が上記電流コントローラの出力（ｍq’）から
独立するように、新規の変調指数（ｍq）および（ｍd）
を生成して上記変調信号生成手段へ出力する非干渉制御
手段とを備え、 交流電流の電流振幅（ｉd）と直流コンデンサ電圧（Ｃ
DC）とが独立して制御されることが可能であることを特
徴とする補償器制御装置。 - 【請求項２】 上記電流制御ループが、上記基準電流
（ｉd ref）から上記線電流（ｉ）の上記電流振幅
（ｉd）を減算し、かつ、その結果を上記電流コントロ
ーラへ出力するための電流減算器を含むことを特徴とす
る請求項１記載の補償器制御装置。 - 【請求項３】 上記電圧制御ループが、上記基準電圧
（ｕDC ref）から上記コンデンサ（ＣDC）のコンデンサ
直流電圧（ｕDC）を減算し、かつ、その結果を上記直流
電圧コントローラへ出力するための電圧減算器を備えて
いることを特徴とする請求項２記載の補償器制御装置。 - 【請求項４】 上記変調信号生成手段が、第１基準信号
（ｓｉｎ（ωｔ））、第２基準信号（ｃｏｓ（ω
ｔ））、上記電流コントローラの出力（ｍq’）および
上記直流電圧コントローラの出力（ｍd’）を受け取っ
て、変調信号（ｍ）を出力する座標変換手段を備えてい
ることを特徴とする請求項３記載の補償器制御装置。 - 【請求項５】 上記送電線が３相方式であり、上記補償
器、上記直流電圧コントローラ、上記非干渉手段、上記
座標変換手段および上記変調信号（ｍ）が各相につき設
けられ、上記電流コントローラは１つだけ設けられてい
ることを特徴とする請求項４記載の補償器制御装置。 - 【請求項６】 各相の線電圧を検出する電圧検出器と、 上記電圧検出器から上記線電圧を受け取り、かつ、各々
が線電圧の位相および送電線の周波数（ω）と同期して
いる第３基準信号（ｓｉｎωｔ）および第４基準信号
（ｃｏｓωｔ）を出力する電圧ＰＬＬ検出ユニットと、 上記第３及び第４基準信号と位相信号（ψ）とを受け取
り、かつ、上記座標変換手段に供給するための上記第１
および第２基準信号を生成する位相回転手段と、 上記各相に関する線電流（ｉ）を受け取り、かつ、上記
電流減算器および上記非干渉手段へ有効電流振幅
（ｉd）を出力し、上記位相回転手段へ上記位相信号
（ψ）を出力する３相極座標変換ユニットとを備えたこ
とを特徴とする請求項５記載の補償器制御装置。 - 【請求項７】 上記線電流検出手段から上記線電流
（ｉ）を受け取り、上記線電流を、線電流（ｉ）の位相
および送電線の周波数（ω）と同期している上記第１基
準信号（ｓｉｎωｔ）および上記第２基準信号（ｃｏｓ
ωｔ）として、上記非干渉手段へ出力する電流ＰＬＬ検
出ユニットと、 上記線電流（ｉ）を受け取り、かつ、上記有効電流振幅
（ｉd）を上記電流減算器および上記非干渉制御手段
へ、無効電流振幅（ｉq）を上記非干渉制御手段へ出力
する成分検出器とを備えたことを特徴とする請求項５記
載の補償器制御装置。 - 【請求項８】 上記送電線が単相方式であり、上記補償
器、上記直流電圧コントローラ、上記非干渉制御手段、
上記座標変換手段および上記電流コントローラが１つだ
け設けられていることを特徴とする請求項４記載の補償
器制御装置。 - 【請求項９】 上記線電流検出手段から上記線電流
（ｉ）を受け取り、かつ、上記線電流を、線電流（ｉ）
の位相および送電線の周波数（ω）と同期している上記
第１基準信号（ｓｉｎωｔ）および上記第２基準信号
（ｃｏｓωｔ）として、上記非干渉制御手段へ出力する
電流ＰＬＬ検出ユニットと、 上記線電流（ｉ）を受け取り、かつ、上記有効電流振幅
（ｉd）を上記電流減算器および上記非干渉制御手段へ
出力し、無効電流振幅（ｉq）を上記非干渉制御手段へ
出力する成分検出器とを備えたことを特徴とする請求項
８記載の補償器制御装置。 - 【請求項１０】 上記非干渉制御手段が、 上記コンデンサ（ＣDC）のコンデンサ直流電圧（ｕDC）
に上記電流ＰＬＬ検出ユニットから出力された送電線の
周波数（ω）を乗算するための第１乗算器と、 上記電流コントローラからの出力（ｍq’＊Ｋq）を上記
第１乗算器からの出力信号（Ｄ１）によって割り算する
ための第１除算器と、 上記成分検出器によって出力された無効電流振幅
（ｉq）の有効成分に上記第１除算器の割り算した結果
（ＤＶ１）を乗算するための第２乗算器と、 上記第２乗算器の乗算結果（Ｍ１）を上記直流電圧コン
トローラの出力（ｍd’＊Ｋd）から引き算するための第
１加算器と、 上記第１加算器からの出力を上記成分検出器によって出
力された上記電流（ｉ d）の無効成分によって割り算す
るための第２除算器と、 上記第２除算器の割り算結果および積分器の出力を受け
取る第２加算器と、上記第２加算器の出力を受け取り、
その出力を上記積分器の入力に供給する時間遅延ユニッ
トと、修正済み変調指数（ｍd）を形成する積分器とを
有する導出手段と、 上記積分器の入力を上記電流ＰＬＬ検出ユニットによっ
て出力された送電線の周波数（ω）により割り算する第
３除算器と、 上記第１除算器の出力（ＣＶ１）から上記第３除算器の
出力（ＤＶ２）を引き算することにより、修正済み変調
指数ｍqを結果として出力する第３加算器とを備えたこ
とを特徴とする請求項９記載の補償器制御装置。 - 【請求項１１】 上記成分検出器が、 検出された上記線電流（ｉ）にそれぞれ第１および第２
基準信号（ｓｉｎ（ωｔ）、ｃｏｓ（ωｔ））を乗算す
るための第１および第２乗算器と、 上記第１および第２乗算器の出力における基本周波数を
それぞれ通過させるための第１および第２フィルタとを
有し、 第１および第２フィルタの出力が線電流（ｉ）の無効電
流振幅（ｉd）および有効電流振幅（ｉq）を構成するこ
とを特徴とする請求項７ないし９のいずれかに記載の補
償器制御装置。 - 【請求項１２】 上記非干渉制御手段の各々が、 上記直流コンデンサ電圧（ｕDC）に上記電圧ＰＬＬ検出
ユニットによって出力された送電線の周波数（ω）を乗
算するための第１乗算器と、 上記電流コントローラの出力（ｍq’）を上記第１乗算
器の出力信号（Ｄ１）によって割り算するための第１除
算器と、 上記直流電圧コントローラの出力（ｍd’）を３相極座
標変換手段によって出力された上記有効電流振幅
（ｉd）出力によって割り算するための第２除算器と、 加算器、時間遅延ユニットおよび積分器を含む導出手段
であって、上記加算器が上記第２除算器の除算結果（Ｄ
Ｖ３）から上記積分器の出力を引き算し、かつ、その結
果を上記時間遅延ユニットに出力し、上記時間遅延ユニ
ットが受け取った上記結果を上記積分器に出力し、上記
積分器が修正済み変調指数（ｍd）を出力する導出手段
と、 上記積分器の入力を上記位相検出器によって出力された
上記送電線の周波数（ω）によって割り算するための第
３除算器と、 上記第１除算器の出力（ＤＶ１）から上記第３除算器の
出力（ＤＶ２）を引き算するための第２加算器と、 修正済み変調指数（ｍq）を結果として出力する第３加
算器とを備えていることを特徴とする請求項６記載の補
償器制御装置。 - 【請求項１３】 上記変調信号生成手段が、上記座標変
換手段からの変調信号（ｍ0）を受け取り、かつ、変調
信号（ｍ）を上記補償器のインバータに出力する電圧変
動補償手段をさらに有し、 上記電圧変動補償手段が直流コンデンサ電圧（ｕDC）の
電圧変動に起因する変調信号の変動を減少させることを
特徴とする請求項４記載の補償器制御装置。 - 【請求項１４】 上記座標変換手段が、 上記電流コントローラの出力（ｍq）に上記第１基準信
号（ｓｉｎ（ωｔ））を乗算するための第一乗算器と、 上記直流電圧コントローラの出力（ｍd’）に上記第２
基準信号（ｃｏｓ（ωｔ））を乗算するための第２乗算
器と、 上記第２乗算器の乗算結果から上記第１乗算器の乗算結
果を引き算するための減算器とを備えたことを特徴とす
る請求項４記載の補償器制御装置。 - 【請求項１５】 上記電圧制御ループが、コンデンサ電
圧（ｕDC）を濾波するためのフィルタを有し、 上記電圧変動補償手段が、上記フィルタの出力を上記フ
ィルタの入力によって割り算するための除算器と、上記
座標変換手段の出力に上記除算器の出力を乗算する乗算
器とを有し、 上記乗算器による乗算結果出力が上記補償器のインバー
タに供給される変調信号（ｍ）を構成することを特徴と
する請求項１３記載の補償器制御装置。 - 【請求項１６】 上記フィルタおよび上記電圧変動補償
手段が各相に対して設けられることを特徴とする記載５
または１５記載の補償器制御装置。 - 【請求項１７】 上記フィルタおよび上記電圧変動補償
手段が１相当たり１つだけ設けられることを特徴とする
請求項８または１５記載の補償器制御装置。 - 【請求項１８】 上記制御装置が、変圧器なし無効電力
直列補償器を制御するために設けられることを特徴とす
る請求項１記載の補償器制御装置。 - 【請求項１９】 上記制御装置が、変圧器を有する無効
電力直列補償器を制御するために設けられることを特徴
とする請求項１記載の補償器制御装置。
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
| EP99124851.9 | 1999-12-15 | ||
| EP99124851A EP1133043B1 (en) | 1999-12-15 | 1999-12-15 | Controller for performing a decoupling control of a reactive series compensator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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Family
ID=8239594
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000108084A Expired - Fee Related JP4166410B2 (ja) | 1999-12-15 | 2000-04-10 | 補償器制御装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
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| EP (1) | EP1133043B1 (ja) |
| JP (1) | JP4166410B2 (ja) |
| CN (1) | CN1175541C (ja) |
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