JPH05146160A - 電力変換装置及びこれを利用した電気車の制御装置 - Google Patents

電力変換装置及びこれを利用した電気車の制御装置

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JPH05146160A
JPH05146160A JP3301512A JP30151291A JPH05146160A JP H05146160 A JPH05146160 A JP H05146160A JP 3301512 A JP3301512 A JP 3301512A JP 30151291 A JP30151291 A JP 30151291A JP H05146160 A JPH05146160 A JP H05146160A
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仲田　　清
Tokunosuke Tanamachi
棚町　　徳之助
Kiyoshi Nakamura
中村　　清
Mutsuhiro Terunuma
照沼　　睦弘
Masahito Suzuki
鈴木　　優人
Yoshio Tsutsui
筒井　　義雄
Eiichi Toyoda
豊田　　瑛一
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    • B60L2200/00—Type of vehicles
    • B60L2200/26—Rail vehicles

Abstract

(57)【要約】 【目的】本発明は３レベルインバータに関し、ダイポー
ラ変調とユニポーラ変調間の切り換えをスムーズにし、
若しくは、電圧指令に忠実なＰＷＭパルス波形を実現す
ることを目的とする。 【構成】ダイポーラ変調領域とユニポーラ変調領域間に
第３の領域（部分ダイポーラ領域）を設ける。 【効果】この第３の領域が両者間をスムーズにつなげる
ので切り換え時における電流リップルが生じない。ま
た、この部分ダイポーラ領域は出力電圧指令の高い電圧
から微少電圧に至るまで、忠実にインバータ出力電圧を
表現することができるので、高調波を減少させることが
できる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直流を交流または交流を
直流に変換する電力変換装置の改良に関し、特に電力変
換装置の出力電圧の制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】ア ノベル アプローチ トウー ザ
ゼネレーション アンドオプチミゼーション オブ ス
リーレベル ピーダブリュエム ウエイブ フォームス
「ANovel approach to the Generation and Optimizati
on of Three-level PWMWave Forms」(PESC '88 Record.
April 1988) の１２５５頁から１２６２頁に３レベル
インバータの波形改善用として、正負のパルス状電圧を
交互にゼロ電圧を介して出力するダイポーラ変調方式が
提案されている。
【０００３】また、ダイポーラ変調方式から出力電圧と
同一極性のみのパルス状電圧を出力するユニポーラ変調
方式への移行は、１周期中に存在する最適６ポイントで
行う必要があると記載されている。
【０００４】また、特開平2−101969 号公報の図９に出
力電圧の半サイクル中にダイポーラ期間とユニポーラ期
間の両者が存在する記載がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ダイポーラ変調方式は
出力波形改善のみならず、微少電圧制御にも好適であ
る。
【０００６】しかしながら、ある電圧を表現するため、
表現しようとする電圧と逆極性のパルスを用いるため、
電圧利用率が減少してしまう。従ってユニポーラ変調方
式への移行は避けられない。
【０００７】単に、ダイポーラ変調方式からユニポーラ
変調方式に移行させるのでは、切り換え時に電流リップ
ルが増加し、負荷が交流電動機である場合トルク変動の
原因となってしまう。
【０００８】上記従来技術の前者によると、このダイポ
ーラユニポーラ間の移行を特定の位相で行うと記載され
ている。
【０００９】しかし、１サイクル中に６個所しか存在し
ない最適ポイントを見つけ、制御しなければならず、タ
イミング制御における制御系が複雑になってしまうとい
う問題点がある。
【００１０】また、例えば、ある電圧指令をユニポーラ
変調方式を用いて電力変換装置出力電圧に表現させよう
とする場合、正弦波の電圧指令の裾野の部分を実現する
ことができない。それは、スイッチング素子には最小オ
ン時間が存在し、裾野の部分のような小さな出力電圧指
令が与えられたとしても電力変換装置出力電圧として実
現されないためである。
【００１１】ところで、上記従来技術の後者の図９には
１サイクル中に固定のダイポーラ期間（６０°）を有
し、その他の部分がユニポーラのパルスで構成された波
形が示されている。これは、変調波が１を超える部分を
他の相にて補うようにするために出力される波形であ
る。
【００１２】従って、この従来技術においても、上記し
たような裾野の部分（微少電圧）を表現することができ
ないという問題点がある。
【００１３】本発明の目的は、インバータ出力電圧を連
続的に制御することにある。
【００１４】また、本発明の他の目的は、インバータ出
力電圧を指令に忠実に表現することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記目的は、出力パルス
を正負交互に出力することにより出力電圧の半周期を表
現する第１の領域と、出力電圧と同一極性のみのパルス
を出力することにより出力電圧を表現する第２の領域と
を有し、直流を３以上の電位を有する交流相電圧に変換
する電力変換装置において、前記第１の領域から前記第
２の領域に移行する際、第３の領域を介するようにする
ことによって達成される。
【００１６】また、上記他の目的は、直流を３以上の電
位を有する交流相電圧に変換する電力変換装置におい
て、出力パルスを正負交互に出力する期間と出力電圧と
同一極性のみのパルスを出力する期間とを出力電圧の半
周期中に有するように構成し、これら両期間を可変とす
る手段を備えることにより達成される。
【００１７】
【作用】第１の領域（ダイポーラ領域）と第２の領域
（ユニポーラ領域）間の移行の際、直接移行させずに第
３の領域を介して移行させるので、直接移行させるとき
に生じる電流リップルなどの増加を抑制することができ
る。
【００１８】また、電圧指令の半周期に注目すると、正
弦波の頂上の付近は高い電圧を出力させなければなら
ず、裾野の付近は微少電圧を出力させなければならな
い。
【００１９】この頂上付近など比較的電圧の高い期間に
おいては、ユニポーラ変調方式を用い、裾野の付近など
比較的電圧の低い期間においてはダイポーラ変調方式を
用い、これらの期間を可変できるようにすることによ
り、電圧指令が変化しても変化に対応して電圧指令に忠
実に出力電圧を実現することができる。
【００２０】
【実施例】以下、本発明の概要を説明した後、１実施例
を図１乃至図１５を用いて説明する。
【００２１】近年、直流電源の高電位点と低電位点のほ
かに、これら高電位点と低電位点の間の中間電位点を設
け、スイッチング素子群の選択的なオンオフによって高
電位点，低電位点または中間電位点の３レベルの電位を
選択的に交流端子（相電圧として）へ導出する３レベル
インバータ（直列多重インバータともいう）と称される
インバータにより誘導電動機、特に、電気車駆動用誘導
電動機を動作させる技術が確立されつつある。
【００２２】この３レベルインバータの主な特長は、Ｐ
ＷＭスイッチング周波数を見かけ上高めるため、高調波
含有率の少ない交流出力を得ることができる点である。
【００２３】これにより、電動機のトルクリップルの減
少，スイッチング素子の耐圧の低下等を図ることができ
る。
【００２４】この主回路基本構成（３相の場合）を図１
に示す。
【００２５】図１において、６０は直流電圧源である電
車線、６１，６２は直流電圧源６０の電圧から中間点Ｎ
（以下、中性点と呼ぶ）を作り出すため分割（分圧）し
たコンデンサ、７０〜７３，８０〜８３，９０〜９３は
還流用の整流素子を備えた自己消弧可能なスイッチング
素子（この例ではＩＧＢＴとしたが、ＧＴＯ，トランジ
スタ等でも良い）、７４，７５，８４，８５，９４及び
９５はコンデンサの中性点電位を導出する補助整流素子
である。また、負荷は誘導電動機１０の場合を示した。
【００２６】それぞれの相毎に独立に動作可能であるス
イッチングアーム７〜９の動作をスイッチングアーム７
を例にとって、その基本的な動作を説明する。
【００２７】コンデンサ６１，６２の電圧ｅd1，ｅd2を
完全平滑な直流電圧源として、ｅd1＝ｅd2＝Ｅd／２
（Ｅd：全直流電圧）とする。
【００２８】このとき、スイッチング素子７０〜７３を
表１に示すようにオン・オフ制御することにより、交流
出力端子ＵにＥd／２，０，−Ｅd／２の３レベルの出力
電圧ｅを得る。
【００２９】
【表１】
【００３０】Ｓp〜Ｓn及びＳはスイッチング素子７０〜
７３の導通状態を１，０，−１で表現するスイッチング
関数であり、出力電圧ｅは
【００３１】
【数１】
【００３２】で表される。
【００３３】ｅは大きさがＥd／２，０，−Ｅd／２のパ
ルス状電圧を組み合わせた波形となるが、一般には、ｅ
が正弦波に近づくようにＳをパルス幅変調（ＰＷＭ）制
御する。
【００３４】ＰＷＭ制御装置はＳpとＳnを用意すること
により、スイッチング素子の導通状態を決定することが
できる。
【００３５】なお、３レベルインバータの主回路の詳細
は特開昭51−47848 号公報，特開昭56−74088 号公報な
どに記載されている。
【００３６】ところで、電気車のように限られた電源電
圧で広範囲の速度制御を行う場合、換言すると、可変電
圧可変周波数（ＶＶＶＦ）領域から定電圧可変周波数(C
VVF)領域に渡る速度制御を行う場合、図２（ｂ）の実線
で示すような出力電圧特性が要求される。
【００３７】すなわち、低速度領域ではインバータ周波
数にほぼ比例して出力電圧を調整（この領域をＶＶＶＦ
制御領域と呼ぶ）することにより、電動機内の磁束をほ
ぼ一定に保ち、所定のトルクを確保し、また、高速度領
域ではインバータの最大出力電圧を維持したまま引き続
きインバータ周波数を上昇（この領域をＣＶＶＦ制御領
域と呼ぶ）させることにより、電圧利用率を最大として
限られた電圧で高速運転を実現するものである。
【００３８】しかしながら、微小電圧指令（インバータ
出力周波数が小さく出力電圧指令自体が小さい場合及び
これよりも出力電圧指令は大きいが出力させようとする
正弦波に微小電圧が含まれている場合を含む）に対し、
スイッチング素子の最小オン時間により定まる最小出力
パルス幅よりも小さな電圧を実現することができず（イ
ンバータ出力電圧として表現することができない）、指
令より大きな電圧を出力してしまうことになる。
【００３９】例えば、インバータ出力電圧の電圧パルス
が全て最小オン時間により定まる最小パルス幅である場
合に得られる出力電圧の基本波成分Ｅ1 を次式に示す。
【００４０】
【数２】
【００４１】Ｔon：最小オン時間、Ｐ：パルス数、Ｆi
：インバータ周波数、Ｅmax ：最大出力電圧である。
【００４２】ここで、スイッチング周波数Ｆc が
【００４３】
【数３】
【００４４】で表されることから、出力電圧の基本波成
分Ｅ1 は次式で表せる。
【００４５】
【数４】
【００４６】従って、例えば、スイッチング周波数が１
ｋＨｚで、最小オン時間が１００μｓの場合、Ｅ1＝０.
２Ｅmax となり、最大電圧の約２０％以下は制御できな
いことになる。
【００４７】そのため、図２（ｂ）の破線で示した特性
のように、制御可能な最小出力電圧が制限され、連続的
な電圧制御が困難であるという問題があった。
【００４８】そこで、本実施例ではインバータ出力電圧
指令が小さい場合の微少電圧を出力するときには、３レ
ベルの中間電位を介して高電位と低電位を交互にパルス
状電圧を出力（ダイポーラ変調）するようにしてインバ
ータ出力電圧において微小な出力電圧指令を表現する。
【００４９】出力電圧指令の振幅は微少ではないが出力
させようとする正弦波に微少電圧が含まれている場合、
出力電圧の半周期中に、３レベルの中間電位を介して高
電位と低電位を交互にパルス状電圧を出力する期間と、
出力電圧と同一極性のみのパルスを出力する期間とを設
けること（ダイポーラユニポーラ混在変調，部分ダイポ
ーラ変調と呼ぶことにする）により出力電圧指令通りの
インバータ出力電圧を実現する。
【００５０】出力電圧指令が大きくなるに従って、全て
のパルスを出力電圧と同一極性のみのパルス（ユニポー
ラ変調）とする。
【００５１】そして、さらに出力電圧を大きくするた
め、瞬時出力電圧のピーク近傍における出力パルス幅を
最大とする（過変調）ことにより中間電位の出力を抑制
し、出力電圧の半周期に含まれるパルスが１つになるま
で出力電圧を上昇させる。
【００５２】これら一連の制御を連続的に移行させるこ
とにより、ゼロ電圧から最大電圧まで連続的にしかも高
精度で安定した出力電圧を得る。
【００５３】以下、図２〜図８を用いてインバータ出力
電圧指令とインバータ出力電圧との関係を説明する。
【００５４】インバータ出力電圧指令Ｅ* は、インバー
タ周波数Ｆi*に応じて、図２（ａ）に示すように設定さ
れる。
【００５５】このインバータ出力電圧指令Ｅ* と直流電
圧Ｅd より、基本波振幅指令Ａを次式に示すように設定
する。
【００５６】
【数５】
【００５７】基本波指令ａ1* は、基本波振幅指令Ａ及
び位相θにより、
【００５８】
【数６】
【００５９】で与えられ、図３（ａ）〜図５（ａ）に示
す基本波振幅指令となる。
【００６０】図３を用いてダイポーラ変調について説明
する。
【００６１】インバータ出力電圧指令Ｅ* が微小電圧で
ある場合に最小オンパルス幅を確保するため、図３
（ｂ）に示すように、２本の振幅指令ａp1*及びａn1*を
次式に従って作成する。
【００６２】
【数７】
【００６３】Ｂ：オフセット量（２１の出力） ここで、オフセット量Ｂを所定値以上に設定することに
より、図３(ｃ)(ｄ)に示すように、微小電圧指令の発生
を防ぐことが可能となり（上アーム，下アーム共にゼロ
近傍の指令が無くなり最小オンを確保することができ
る）、所定の最小オンパルス幅を確保しながら基本波出
力電圧を微少制御することができる。
【００６４】オフセット量は電圧指令に直流電圧を重畳
させて所定の方向に偏位させるものをここでは指す。い
わばバイアスである。
【００６５】次に、部分ダイポーラ変調について図４を
用いて説明する。
【００６６】この領域は、出力電圧指令の振幅がそれほ
ど高くなく、正弦波の裾野の電圧を無視することができ
ない領域で使用することが望ましい。つまり、すべてを
ダイポーラ変調すれば問題が生じないのであるが電圧利
用率が悪化する。そこで、電圧利用率向上のため、ユニ
ポーラ変調で表現すると、最小オン時間の制約により裾
野の部分を忠実に表現することができなくなる。
【００６７】このような領域では、裾野の部分をダイポ
ーラ変調で表現するようにし、電圧指令の大きさ（振幅
の大きさ）に応じこの期間を変更する。
【００６８】図４（ｂ）に示すように、オフセット量Ｂ
の大きさによっては、上記振幅指令ａp1*及びａn1*をイ
ンバータ出力電圧において表現しうるスイッチングパタ
ンの実現が局所的に不可能な場合が生じる。
【００６９】例えば、Ｂ＜Ａ／２なる領域では、負側の
パルスパタンによって正の電圧を作成する必要が出てく
る。
【００７０】この負側のパルスパタンの調整だけでは３
レベルインバータの主回路構成上、正極性のパルス電圧
を出力することができないため、負側のパルスパタンに
よって正の電圧を作成することはできない。同様に、正
側のパルスパタンの場合も正側のパルスパタンによって
負の電圧を表現することができない。
【００７１】このような状態は、オフセット量を可変と
することによりパルスモードを変更して行く本実施例の
構成においては、特に、ダイポーラ変調からユニポーラ
変調に移行する際に発生する。
【００７２】そこで、このような領域で不足した電圧を
逆極性側の出力電圧で補うように、パルスパタンを決定
する。
【００７３】すなわち、図４(ｃ)(ｄ)に示すように、正
側及び負側の振幅指令ａp*及びａn*を次式に示すように
設定することによって、不足した電圧を逆極性側の出力
電圧で補うことができ、この結果、インバータ出力電圧
指令を忠実に出力電圧として表現することができる。
【００７４】
【数８】
【００７５】
【数９】
【００７６】ここで、期間Ｉはダイポーラ変調、期間II
はユニポーラ変調となる。
【００７７】これらの期間Ｉ，期間IIをインバータ出力
電圧指令に応動させて変更（可変，インバータ出力電圧
の半周期中の期間Ｉ，期間IIの比率を変更）することに
より、部分ダイポーラ領域におけるインバータ出力電圧
指令が忠実に表現される。
【００７８】さて、オフセット量Ｂをさらに小さくして
Ｂ＝０とすると、ユニポーラ変調に移行する。
【００７９】図５を用いて説明する。
【００８０】オフセット量Ｂを０にすると、図５(ｂ)の
２本の振幅指令ａp1*及びａn1*は完全に一致し、図５
(ｃ)(ｄ)に示すように、正側及び負側の振幅指令ａp*及
びａn*は、次式に示すものとなる。
【００８１】
【数１０】
【００８２】
【数１１】
【００８３】本実施例では、オフセット量の設定が重要
となるが、オフセット量Ｂの設定範囲は、図７に示す３
つの領域に限定される。
【００８４】 ダイポーラ変調領域 ：Ａ／２≦Ｂ＜０.５ 部分ダイポーラ変調領域：０＜Ｂ＜Ａ／２ ユニポーラ変調領域 ：Ｂ＝０ ダイポーラ変調領域では、全期間においてダイポーラ変
調制御が行われる（図３（ｅ)(ｆ)(ｇ)）。
【００８５】部分ダイポーラ変調領域では、出力電圧の
ピーク付近はユニポーラ変調でインバータ出力電圧指令
の裾野はダイポーラ変調となる（図４(ｅ)(ｆ)(ｇ))。
【００８６】また、Ｂ＝０のとき、全期間においてユニ
ポーラ変調となる（図５(ｅ)(ｆ)（ｇ))。
【００８７】なお、Ｂ＝０.５のときは、中間電位が存
在しないバイポーラ変調(２レベル）となる。
【００８８】したがって、基本波振幅指令Ａの小さい領
域では所定のゼロ電圧期間が得られるようにオフセット
量ＢをＡ／２＋△１≦Ｂ≦０.５−△２(△１，△２：最
小オン・オフ時間によって定まる定数）の範囲に設定
し、基本波振幅指令Ａの上昇（下降）に応じてオフセッ
ト量Ｂを減少させることにより、スムーズで連続的なパ
ルスモードの移行が可能となる。
【００８９】すなわち、図８の出力電圧特性において、
インバータ周波数Ｆiに応じて、ＰＷＭモードをダイポ
ーラ変調（０≦Ｆi≦Ｆ1），部分ダイポーラ変調（Ｆ1
≦Ｆi≦Ｆ2），ユニポーラ変調（Ｆ2≦Ｆi≦Ｆ3）と移
行し、後述の過変調（Ｆ3≦Ｆi≦Ｆcv ）を経て、３レ
ベルの（中間電位が必ず介在する）１パルスモード（Ｆ
i≧Ｆcv ）に移行する。
【００９０】次に、図６を用いて過変調領域について説
明する。
【００９１】過変調領域はオフセット量Ｂが０でしかも
インバータ出力電圧指令の一部が１を超える場合を指
す。
【００９２】この１を超える部分で前述のユニポーラ変
調を行っていると、オフ期間の存在のため平均電圧が下
がってしまい、指令通りの電圧が出力されなくなってし
まう。
【００９３】そこで、この１を超える部分（期間）のパ
ルスを図６(ｂ)(ｃ)(ｄ)に示すようにつなげるようにし
た。
【００９４】さらに、出力電圧指令の大半が１を超え、
半周期に含まれるパルス数が１個になった場合を３レベ
ルの１パルスモードという（図示なし）。
【００９５】さて、これを誘導電動機制御に応用する
と、過変調領域や１パルス領域の広域制御を行わない電
動機制御、例えば、圧延機においては、ダイポーラ変調
領域，部分ダイポーラ変調領域及びユニポーラ領域間を
インバータ周波数やこれに相当する出力電圧指令に応じ
て領域間を移行させることによって領域間の移行時にお
ける電流リップルの増加に起因するトルク変動を抑制で
きることができ、また、微少電圧をも忠実に表現される
ので電流の高調波が少ない。
【００９６】また、電気車のように１パルス領域まで用
いるダイナミックな電動機制御を行うものにおいては、
微少速度から高速度（１パルス領域）まで全領域に渡っ
てトルク変動を起こすことは好ましくない。
【００９７】このため、少なくともＶＶＶＦ領域におい
てダイポーラ変調を用いれば達成されるのであるが、電
圧利用率が悪くなってしまう。
【００９８】そこで、インバータ周波数（車速）が増大
するに従い、パルスモードを順次切り換えていく。
【００９９】すなわち、起動時から図８に示すＦ1 まで
微少電圧を出力することができるダイポーラ変調を用
い、インバータ周波数がＦ1 に達した時点で部分ダイポ
ーラ変調領域に移行し、Ｆ2 でユニポーラ変調領域，Ｆ
3 で過変調領域，Ｆcvで１パルス領域に順次移行させ
る。
【０１００】この領域間の移行はインバータ周波数に応
じて（後述するオフセット量を変化させる）移行させる
方法と、出力電圧指令に応じて（後述）移行させる方法
がある。
【０１０１】このようにすることにより、微少電圧を出
力させることができないため起動時のショックを防ぐこ
とが困難であった電気車の制御装置において、起動時は
もちろん、他の領域においても電圧利用率を保ちつつト
ルク変動の少ない制御を行うことができる。
【０１０２】以上、本実施例の考え方をインバータ出力
電圧指令の波形と出力パルスの関係で説明した。以下に
おいて、上記考え方を実現する構成について説明する。
【０１０３】図１は、４直列のスイッチング素子群をオ
ンオフ制御して、３レベルの電位の間で変化する交流電
圧を出力する制御装置の例であり、図には１相分のみを
示した。
【０１０４】図１において、基本波電圧指令発生器１は
インバータ出力電圧の周波数指令Ｆi*，出力電圧実効値
指令Ｅ*及び直流電圧Ｅdを入力しインバータ出力電圧指
令Ａsinθ を求め振幅指令分配器２に出力する。
【０１０５】オフセット設定器４は、基本波振幅指令の
値Ａ（変圧率であるが、変調率に基づいても良い）に応
じて設定（演算）されたオフセット量Ｂを振幅指令分配
器２に出力する。
【０１０６】また、インバータ出力電圧指令Ａsinθ 及
びオフセット量Ｂを入力した振幅指令分配器２は、図３
〜図５（ｃ)(ｄ）に示すような正側振幅指令ａp*及び負
側振幅指令ａn*を発生する。
【０１０７】さらに、正側振幅指令ａp*及び負側振幅指
令ａn*を入力したパルス発生分配器３によりスイッチン
グ素子に与えるＰＷＭパルス列Ｓ1〜Ｓ4を生成する。
【０１０８】これらＰＷＭパルス列Ｓ1〜Ｓ4は図示しな
いゲートアンプを介してＵ相のスイッチング素子７０〜
７３に与えられ各素子をオンオフ制御する。
【０１０９】次に、これら構成について詳細に説明す
る。
【０１１０】電動機電流指令と電動機実電流の偏差に基
づいて得られるすべり周波数と電動機回転周波数との加
減算により得られるインバータ出力電圧の周波数指令Ｆ
i*を積分器１０によって時間積分することにより位相θ
を求める。
【０１１１】このθに基づいてsin 発生器１１により算
出した値sinθ と、前記周波数指令Ｆi*に比例した出力
電圧実効値指令Ｅ*と直流電圧Ｅd（電源が正確な電圧源
であれば必要ないが、電車線電圧は必ずしも一定ではな
くこの値で変調率を調整する必要がある）から振幅設定
器１２により得られた基本波電圧振幅指令値Ａとを乗算
器１３によって掛け合わせ、瞬時の基本波電圧指令Ａsi
nθ を出力する。
【０１１２】基本波電圧指令発生手段１から入力される
基本波電圧指令Ａsinθ を１／２器２０により１／２
（特に１／２でなくても構わない。但し、後段の構成が
複雑になってしまう）した信号に、基本波振幅指令の値
Ａに応じてオフセット設定手段４によって設定されたオ
フセット量Ｂを、加算器２２，２３によって加算及び減
算し、２本の正弦波状の振幅指令ａp1*，ａn1*を作成す
る。
【０１１３】これら正弦波状の振幅指令ａp1*，ａn1*を
極性判別分配器２４，２５及び加算によって正側振幅指
令ａp*を、極性判別分配器２７，２８及び加算器２９に
よって負側振幅指令ａn*を発生する。
【０１１４】振幅指令分配器２の出力である正側振幅指
令ａp*および負側振幅指令ａn*から、パルス発生器３１
により正側パルスパタンに等しいスイッチング関数Ｓp
を、負側パルスパタンに等しいスイッチング関数Ｓn を
生成し、Ｓ1〜Ｓ4のゲート信号を発生する。
【０１１５】ここで振幅指令分配器２の動作を図４に示
した部分ダイポーラ変調の場合を例にとって説明する。
【０１１６】基本波電圧指令発生器１の出力は図４
（ａ）に示されるもので、これを１／２器２０で１／２
にし、さらに前述のオフセット量Ｂを重畳した波形が図
４（ｂ）である。
【０１１７】さて、これら振幅指令ａp1*，ａn1*から正
側振幅指令ａp*および負側振幅指令ａn*を作成するので
あるが、図３に示すようにこのまま振幅指令ａn1* を逆
位相にして負側振幅指令ａn*とするのでは振幅指令ａn1
* の期間IIを基本波電圧指令通りに忠実に再現できな
い。
【０１１８】そこで、本実施例では、極性判別分配器２
４，２５，２７及び２８を設けることにより解決を図っ
た。
【０１１９】すなわち、振幅指令ａn1* の正の部分が正
側振幅指令ａp*として得られるよう極性判別分配器２５
を設け、振幅指令ａp1* の負の部分が負側振幅指令ａn*
として得られるよう極性判別分配器２８を設けることと
した。
【０１２０】この構成によって加算器２６及び２９の出
力ａp*及びａn*が得られる。
【０１２１】そして、これら正側及び負側振幅指令が後
述のパルス発生分配器によってPWMパルスに変換され
る。
【０１２２】次に、スイッチング素子のオン・オフのた
めのパルスパタンを発生するパルス発生分配器３の動作
について説明する。
【０１２３】出力電圧の正側及び負側のパルスパタン
（スイッチング関数）Ｓp及びＳnは、パルス発生器３１
により実現される。
【０１２４】パルス発生器３１に入力されるクロック信
号ＣＫは、パルスの発生タイミングとスイッチング周波
数を決定する基準信号である。
【０１２５】本実施例では、パルス発生器３１が、パル
スの立ち上がりのタイミング及び立ち下がりのタイミン
グを計算する手段と、基準信号ＣＫに同期して設定され
たタイミングでパルスを出力する２つのタイマから構成
される場合について説明する。
【０１２６】出力電圧のパルスパタンは、正側及び負側
の振幅指令ａp*，ａn*の大きさにより、３通りに分類で
きる。
【０１２７】図９は、ダイポーラ変調（期間Ｉ、ここで
は部分ダイポーラ変調の場合を示したがダイポーラ変調
の場合も同様）のパルスパタン発生とユニポーラ変調
（期間II）のパルスパタン発生の一例を示したものであ
る。
【０１２８】図１０は、ユニポーラ変調のうち、振幅指
令ａp*またはａn*の絶対値が１を越える場合（以下、過
変調と呼ぶ）のパルスパタン発生の一例を示したもので
ある。 図１１は、図９及び図１０のパルスパタンを発
生するための処理内容を示したものである。
【０１２９】図９において、ダイポーラ変調時は、振幅
指令ａp*及びａn*から、Ｓp の立ち上がりのタイミング
Ｔp1及びＳn の立ち下がりのタイミングＴn2を次式に基
づいて求める。
【０１３０】
【数１２】
【０１３１】
【数１３】
【０１３２】ここに、Ｔck：基準信号ＣＫの周期であ
る。
【０１３３】そして、この値をタイマにセットする（処
理１）。
【０１３４】タイマは、基準信号ＣＫに同期しており、
図９に示すタイミングでＳp，Ｓnのパルスを出力する。
【０１３５】次の周期では、Ｓp の立ち下がりのタイミ
ングＴp2及びＳn の立ち上がりのタイミングＴn1を、
【０１３６】
【数１４】
【０１３７】
【数１５】
【０１３８】より求め、タイマにセットする（処理
２）。
【０１３９】基準信号ＣＫに同期して、同様に処理１と
処理２を交互に行うことにより、ダイポーラ変調が実現
できる。
【０１４０】ユニポーラ変調時は、図９の期間IIに示す
ように、片極性のパルスを発生すればよいため、振幅指
令がゼロの期間，パルスの出力を抑制することにより実
現される。
【０１４１】さらに正側及び負側振幅指令ａp*，ａn*が
大きくなって、その絶対値が１を超えると、図１０に示
す過変調モードへ移行する。
【０１４２】振幅指令の大きさが１を超える場合には、
パルスの立ち上げタイミングをゼロに、立ち下げタイミ
ングをＴckにセットする。
【０１４３】この場合には、振幅指令の大きさが１より
小さくなるまで、パルスを出し続けることになる。
【０１４４】さらに振幅指令を高めた場合には、最終的
に、３レベルの１パルスモードに移行する。
【０１４５】このモードでは、ゼロ電圧期間が所定値以
上確保できるように、Ｔp1，Ｔp2、Ｔn1及びＴn2を設定
し、３レベルインバータとしての最大電圧を出力する。
【０１４６】ところで、起動時は、パルスの立ち下げの
必要がないため、図１２に示す処理０を実行する。
【０１４７】なお、基準信号ＣＫを等間隔とするのが出
力電圧パルスの作成に効果的であるが、ゼロ電圧を確保
できる範囲内であれば、基準信号ＣＫは不等間隔の信号
であってもよい。
【０１４８】また、インバータ出力周波数が低くダイポ
ーラ変調を行う領域において、インバータ主回路を構成
するスイッチング素子のスイッチング周波数を低く設定
し、ユニポーラ変調への移行に従いスイッチング周波数
が高くなるように設定すれば、インバータ動作領域全域
に渡って、スイッチング素子のスイッチング損失をほぼ
一定に保つことが可能となる。
【０１４９】すなわち、部分ダイポーラ領域でオフセッ
ト量Ｂが減少するにともない、クロック信号ＣＫの周波
数を増加するようにする。これにより、他の構成を変更
せずにスイッチング損失を一定にすることができる。
【０１５０】当然ながら、マイクロプロセッサ等を用い
れば、上記パルス発生手段の一部または全てをプログラ
ム化して、ソフトウェア的に実現することが可能であ
る。
【０１５１】また、上記実施例においては、基本波振幅
指令Ａに基づいてオフセット値を変化させたが、基本波
振幅指令Ａとインバータ出力周波数指令との間に所定の
関係（比例関係）が有るのであれば、インバータ出力周
波数指令（車速）に応じて変化させても構わない。この
場合、架線電圧の変動や応荷重装置の出力に応じて変化
のタイミングを変更させる必要が有る。
【０１５２】本実施例では、出力電圧をゼロ電圧から最
大電圧まで連続的かつスムーズに調整することが可能と
なり、さらに、高精度で安定した出力電圧を提供できる
効果がある。
【０１５３】ところで、図３に示されるダイポーラ変調
領域においては、振幅指令がゼロと所定値だけ離れてい
るのでＰＷＭパルスが生成されたときに最小オン時間は
必ず確保される。
【０１５４】しかしながら、図４，図５等に示した変調
方式では、正側及び負側振幅指令によってゼロ近傍の電
圧を表現せざるを得ないので最小オン時間が確保されな
い期間が生じてしまう。
【０１５５】最小オン時間を保証するため、パルス発生
器によってパルス幅を常に監視し、最小オン時間以下の
パルスが発生しそうになるとそのパルスを間引く方式が
考えられる。
【０１５６】ところが、この方式を採用すると、出力電
圧指令に忠実に出力させようとするために発生してきた
パルスを機械的に削除してしまうため、高調波が増大し
電流リップルが増加してしまう。
【０１５７】この問題を解決するため本実施例では、３
レベルインバータの特長を生かして振幅指令分配器２側
で最小オン時間を確保するようにした。
【０１５８】すなわち、図１３に図１に示した極性判別
分配器２４，２５，２７および２８を改良して最小オン
時間を確保するようにした。
【０１５９】以下、図１３，１４を用いて説明する。
【０１６０】極性判別分配器２４０，２５０，２７０お
よび２８０は、正側最小オン時間を確保するため極性判
別分配器２４０にて電圧指令がｄ以下のものを出力しな
いようにし（かさあげし）、その分を負側の電圧指令で
補うようにした。
【０１６１】振幅指令ａp1*，ａpn1* は図１４（ａ）に
示した通り。これらを極性判別分配器２４０，２５０，
２７０および２８０に入力しその出力波形は（ｂ)〜
(ｄ）に示したものとなり、加算器２６，２９の出力(正
側及び負側振幅指令ａp*，ａn*)は（ｆ)(ｇ）に示すよ
うになる。
【０１６２】従って、正側，負側ともに最小オン時間に
接触する電圧指令を出力することが無くなる。しかも、
電圧指令を加工して得られたものであるので、インバー
タ出力電流のリップルが増大することがない。
【０１６３】また、本実施例は１相の場合の例である
が、当然ながら、２相あるいは３相以上の多相であって
も同様の効果が得られる。
【０１６４】また、本実施例は誘導電動機を例にとって
説明したが、これに限らず同期電動機としても同様であ
る。
【０１６５】以上は、全て、インバータにおける実施例
を示したが、これらのインバータの出力端子をリアクタ
ンス要素を介して交流電源と接続し、交流を直流に変換
する自励式コンバータとして動作（回生動作）させるこ
とも可能である。この場合も、インバータの場合と同様
の効果が期待できる。
【０１６６】
【発明の効果】本発明によれば、インバータ出力電圧
を、ゼロ電圧から最大電圧まで連続的かつスムーズに調
整することが可能となる。
【０１６７】また、出力電圧指令の微少な電圧を出力電
圧として表現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図。
【図２】出力電圧特性の一例を示す図。
【図３】ダイポーラ変調時の基本波振幅指令と出力電圧
のパルス波形を示す図。
【図４】部分ダイポーラ変調時の基本波振幅指令と出力
電圧のパルス波形を示す図。
【図５】ユニポーラ変調時の基本波振幅指令と出力電圧
のパルス波形を示す図。
【図６】過変調時の基本波振幅指令と出力電圧のパルス
波形を示す図。
【図７】オフセット量の設定範囲を示す図。
【図８】出力電圧特性とＰＷＭモードの関係を示す図。
【図９】ダイポーラ変調及びユニポーラ変調時のパルス
パタンの発生方法を説明する図。
【図１０】過変調時のパルスパタンの発生方法を説明す
る図。
【図１１】パルスパタン発生器３１の１実施例を示す
図。
【図１２】パルスパタン発生器３１の１実施例を示す
図。
【図１３】本発明の他の実施例を示す図。
【図１４】他の実施例の各部波形を示す図。
【符号の説明】
１…基本波電圧指令発生器、２…振幅指令分配器、３…
パルス発生分配器、４…オフセット設定器、１０…積分
器、１１…sin 発生器、１２…振幅設定器、１３…乗算
器、２２，２３，２６，２９…加算器、２４，２５，２
７，２８…極性判別分配器、３１…パルス発生器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 照沼 睦弘 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 鈴木 優人 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 筒井 義雄 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 豊田 瑛一 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内

Claims (19)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】出力パルスを正負交互に出力することによ
    り出力電圧の半周期を表現する第１の領域と、出力電圧
    と同一極性のみのパルスを出力することにより出力電圧
    を表現する第２の領域とを有し、直流を３以上の電位を
    有する交流相電圧に変換する電力変換装置において、前
    記第１の領域から前記第２の領域に移行する際、第３の
    領域を介するように構成した電力変換装置。
  2. 【請求項２】出力パルスを正負交互に出力することによ
    り出力電圧の半周期を表現する第１の領域と、出力電圧
    と同一極性のみのパルスを出力することにより出力電圧
    を表現する第２の領域とを有し、直流を３以上の電位を
    有する交流相電圧に変換する電力変換装置において、前
    記第１の領域から前記第２の領域に移行する際、出力パ
    ルスを正負交互に出力する期間と出力電圧と同一極性の
    みのパルスを出力する期間とを出力電圧の半周期中に有
    する第３の領域を介するように構成した電力変換装置。
  3. 【請求項３】出力パルスを正負交互に出力することによ
    り出力電圧の半周期を表現する第１の領域と、出力電圧
    と同一極性のみのパルスを出力することにより出力電圧
    を表現する第２の領域とを有し、直流を３以上の電位を
    有する交流相電圧に変換する電力変換装置において、前
    記第１の領域から前記第２の領域に移行する際、出力パ
    ルスを正負交互に出力する期間と出力電圧と同一極性の
    みのパルスを出力する期間とを出力電圧の半周期中に有
    する第３の領域を介するように構成し、前記第３の領域
    の両期間を可変とする手段を備えた電力変換装置。
  4. 【請求項４】出力パルスを正負交互に出力することによ
    り出力電圧の半周期を表現する第１の領域と、出力電圧
    と同一極性のみのパルスを出力することにより出力電圧
    を表現する第２の領域とを有し、直流を３以上の電位を
    有する交流相電圧に変換する電力変換装置において、前
    記第１の領域から前記第２の領域に移行する際、出力パ
    ルスを正負交互に出力する期間と出力電圧と同一極性の
    みのパルスを出力する期間とを出力電圧の半周期中に有
    する第３の領域を介するように構成し、前記第３の領域
    の両期間の比率を変更する手段を備えた電力変換装置。
  5. 【請求項５】出力パルスを正負交互に出力することによ
    り出力電圧の半周期を表現する第１の領域と、出力電圧
    と同一極性のみのパルスを出力することにより出力電圧
    を表現する第２の領域とを有し、直流を３以上の電位を
    有する交流相電圧に変換する電力変換装置において、前
    記第１の領域から前記第２の領域に移行する際、出力パ
    ルスを正負交互に出力する期間と出力電圧と同一極性の
    みのパルスを出力する期間とを交互に出力することによ
    り出力電圧を表現する第３の領域を介するように構成し
    た電力変換装置。
  6. 【請求項６】直流を３以上の電位を有する交流相電圧に
    変換する電力変換装置において、出力パルスを正負交互
    に出力する期間と出力電圧と同一極性のみのパルスを出
    力する期間とを出力電圧の半周期中に有するように構成
    し、これら両期間を可変とする手段を備えた電力変換装
    置。
  7. 【請求項７】直流を３以上の電位を有する交流相電圧に
    変換する電力変換装置において、出力パルスを正負交互
    に出力する期間と出力電圧と同一極性のみのパルスを出
    力する期間とを出力電圧の半周期中に有するように構成
    し、これら両期間の比率を変更する手段を備えた電力変
    換装置。
  8. 【請求項８】直流を３以上の電位を有する交流相電圧に
    変換する電力変換装置において、この電力変換装置の出
    力パルスを正負交互に出力することにより出力電圧の半
    周期を表現する領域と、この電力変換装置の出力電圧と
    同一極性のみのパルスを出力することにより出力電圧を
    表現する領域と、この電力変換装置の出力パルスを正負
    交互に出力する期間と出力電圧と同一極性のみのパルス
    を出力する期間とを出力電圧の半周期中に有する領域と
    を備え、前記電力変換装置の出力周波数に応じて前記領
    域のうち、少なくとも２領域間を移行させる手段を有す
    る電力変換装置。
  9. 【請求項９】直流を３以上の電位を有する交流相電圧に
    変換する電力変換装置において、この電力変換装置の出
    力パルスを正負交互に出力することにより出力電圧の半
    周期を表現する領域と、この電力変換装置の出力パルス
    を正負交互に出力する期間と出力電圧と同一極性のみの
    パルスを出力する期間とを出力電圧の半周期中に有する
    領域と、この電力変換装置の出力電圧と同一極性のみの
    パルスを出力することにより出力電圧を表現する領域と
    を備え、前記電力変換装置の出力周波数に対応してこれ
    ら領域間を移行させる手段を備えた電力変換装置。
  10. 【請求項１０】直流を３以上の電位を有する交流相電圧
    に変換する電力変換装置において、この電力変換装置の
    出力パルスを正負交互に出力することにより出力電圧の
    半周期を表現する領域と、この電力変換装置の出力パル
    スを正負交互に出力する期間と出力電圧と同一極性のみ
    のパルスを出力する期間とを出力電圧の半周期中に有す
    る領域と、この電力変換装置の出力電圧と同一極性のみ
    のパルスを出力することにより出力電圧を表現する領域
    とを備え、前記電力変換装置に与える電圧指令に対応し
    てこれら領域間を移行させる手段を備えた電力変換装
    置。
  11. 【請求項１１】周波数指令及び電圧指令に基づいて、直
    流を３以上の電位を有する交流相電圧に変換する電力変
    換装置と、この電力変換装置により駆動される電動機と
    を備えた電気車の制御装置において、この電力変換装置
    の出力パルスを正負交互に出力することにより出力電圧
    の半周期を表現する領域と、この電力変換装置の出力パ
    ルスを正負交互に出力する期間と出力電圧と同一極性の
    みのパルスを出力する期間とを出力電圧の半周期中に有
    する領域と、この電力変換装置の出力電圧と同一極性の
    みのパルスを出力することにより出力電圧を表現する領
    域とを備え、前記周波数指令に対応してこれら領域間を
    移行させる手段を備えた電気車の制御装置。
  12. 【請求項１２】周波数指令及び電圧指令に基づいて、直
    流を３以上の電位を有する交流相電圧に変換する電力変
    換装置と、この電力変換装置により駆動される電動機と
    を備えた電気車の制御装置において、この電力変換装置
    の出力パルスを正負交互に出力することにより出力電圧
    の半周期を表現する領域と、この電力変換装置の出力パ
    ルスを正負交互に出力する期間と出力電圧と同一極性の
    みのパルスを出力する期間とを出力電圧の半周期中に有
    する領域と、この電力変換装置の出力電圧と同一極性の
    みのパルスを出力することにより出力電圧を表現する領
    域とを備え、前記電圧指令に対応してこれら領域間を移
    行させる手段を備えた電気車の制御装置。
  13. 【請求項１３】直流を３以上の電位を有する交流相電圧
    に変換する電力変換装置と、この電力変換装置により駆
    動される電動機とを備えた電気車の制御装置において、
    この電力変換装置の出力パルスを正負交互に出力するこ
    とにより出力電圧の半周期を表現する領域と、この電力
    変換装置の出力パルスを正負交互に出力する期間と出力
    電圧と同一極性のみのパルスを出力する期間とを出力電
    圧の半周期中に有する領域と、この電力変換装置の出力
    電圧と同一極性のみのパルスを出力することにより出力
    電圧を表現する領域と、この電力変換装置の出力電圧と
    同一極性のみのパルスであって出力電圧の半周期中のパ
    ルス数を減少させ出力することにより出力電圧を表現す
    る領域と、この電力変換装置の出力電圧と同一極性のみ
    のパルスであって出力電圧の半周期中に１パルスを出力
    することにより出力電圧を表現する領域とを備え、これ
    ら領域間を移行させる手段を備えた電気車の制御装置。
  14. 【請求項１４】直流を３以上の電位を有する交流相電圧
    に変換する電力変換装置において、この電力変換装置に
    出力させる電圧の振幅指令及び周波数指令に基づき前記
    電力変換装置に与える電圧指令を作成する手段と、前記
    振幅指令に基づいてバイアスを設定する手段と、前記電
    圧指令及び前記バイアスに基づいて２本の電圧指令を出
    力する手段と、これら電圧指令に基づき前記電力変換装
    置を構成するスイッチング素子をオンオフ制御するパル
    ス発生手段を備えた電力変換装置。
  15. 【請求項１５】直流を３以上の電位を有する交流相電圧
    に変換する電力変換装置において、この電力変換装置に
    出力させる電圧の振幅指令及び周波数指令に基づき前記
    電力変換装置に与える電圧指令を作成する手段と、前記
    振幅指令に基づいてバイアスを設定する手段と、前記電
    圧指令を２分割し、これら電圧指令それぞれに前記バイ
    アスを与え出力する手段と、これら電圧指令に基づき前
    記電力変換装置を構成するスイッチング素子をオンオフ
    制御するパルス発生手段を備えた電力変換装置。
  16. 【請求項１６】直流を３以上の電位を有する交流相電圧
    に変換する電力変換装置において、この電力変換装置に
    出力させる電圧の振幅指令及び周波数指令に基づき前記
    電力変換装置に与える電圧指令を作成する手段と、前記
    振幅指令の上昇に応動して減少するバイアスを設定する
    手段と、前記電圧指令及び前記バイアスに基づいて２本
    の電圧指令を出力する手段と、これら電圧指令に基づき
    前記電力変換装置を構成するスイッチング素子をオンオ
    フ制御するパルス発生手段を備えた電力変換装置。
  17. 【請求項１７】直流を３以上の電位を有する交流相電圧
    に変換する電力変換装置において、この電力変換装置に
    出力させる電圧の振幅指令及び周波数指令に基づき前記
    電力変換装置に与える電圧指令を作成する手段と、前記
    振幅指令の上昇に応動して減少するバイアスを設定する
    手段と、前記電圧指令を２分割し、これら電圧指令それ
    ぞれに前記バイアスを与え出力する手段と、これら電圧
    指令に基づき前記電力変換装置を構成するスイッチング
    素子をオンオフ制御するパルス発生手段を備えた電力変
    換装置。
  18. 【請求項１８】１つの相が正側半導体スイッチング素子
    直列体及び負側半導体スイッチング素子直列体によって
    構成され、誘導電動機に交流を供給するインバータと、
    この交流出力相電圧が３つの電位を有するようこれら半
    導体スイッチング素子をオンオフ制御する手段を備えた
    電力変換器において、この電力変換装置に出力させる電
    圧の振幅指令及び周波数指令に基づき前記電力変換装置
    に与える電圧指令を作成する手段と、前記振幅指令の上
    昇に応動して減少するバイアスを設定する手段と、前記
    電圧指令を２分割し、これら電圧指令それぞれに前記バ
    イアスを与える手段と、これらバイアスが与えられた電
    圧指令に基づいて前記正側半導体スイッチング素子に与
    える指令及び前記負側半導体スイッチング素子に与える
    信号を作成する手段と、これら信号に基づき前記電力変
    換装置を構成するスイッチング素子をオンオフ制御する
    パルス発生手段を備えた電力変換装置。
  19. 【請求項１９】１つの相が正側半導体スイッチング素子
    直列体及び負側半導体スイッチング素子直列体によって
    構成され、誘導電動機に交流を供給するインバータと、
    この交流出力相電圧が３つの電位を有するようこれら半
    導体スイッチング素子をオンオフ制御する手段を備えた
    電力変換器において、この電力変換装置に出力させる電
    圧の振幅指令及び周波数指令に基づき前記電力変換装置
    に与える電圧指令を作成する手段と、前記振幅指令の上
    昇に応動して減少するバイアスを設定する手段と、前記
    電圧指令を２分割し、これら電圧指令それぞれに前記バ
    イアスを与える手段と、これらバイアスが与えられた電
    圧指令の正側を分離して前記正側半導体スイッチング素
    子に与える指令及び負側を分離して前記負側半導体スイ
    ッチング素子に与える信号を作成する手段と、これら信
    号に基づき前記電力変換装置を構成するスイッチング素
    子をオンオフ制御するパルス発生手段を備えた電力変換
    装置。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9362840B2 (en) 2012-10-23 2016-06-07 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
JP2016123160A (ja) * 2014-12-24 2016-07-07 株式会社東芝 電力変換装置およびその制御方法
US9450523B2 (en) 2011-11-10 2016-09-20 Mitsubishi Heavy Industries Automotive Thermal Systems Co., Ltd. Motor drive apparatus
US11245342B2 (en) 2018-02-16 2022-02-08 Rohm Co., Ltd. AC power supply device

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5517401A (en) * 1992-02-07 1996-05-14 Fuji Electric Co., Ltd. Three level pulse width modulated inverter for an electric vehicle
JP2814837B2 (ja) * 1992-06-04 1998-10-27 株式会社日立製作所 電力変換装置
US5481451A (en) * 1992-10-30 1996-01-02 Arex Electronics Corporation AC-to-AC power inverter apparatus functioning without smoothing capacitor, and control method thereof
JP2888104B2 (ja) * 1993-09-01 1999-05-10 株式会社日立製作所 電力変換装置
AUPM364394A0 (en) * 1994-02-01 1994-02-24 Unisearch Limited Improved power converter with soft switching
US5657215A (en) * 1995-08-29 1997-08-12 Compaq Computer Corporation Controlling switch-Mode power conversion
US5889668A (en) * 1997-09-05 1999-03-30 Electric Power Research Institute, Inc. Three-phase DC-to-AC power inverter with three-level poles
JP2001212098A (ja) * 2000-01-31 2001-08-07 Tanita Corp ワンチップに集積回路化した生体電気インピーダンス測定装置
JP3625439B2 (ja) * 2001-09-13 2005-03-02 東芝三菱電機産業システム株式会社 ３レベルインバータのゲート制御装置および方法
SE524014C2 (sv) * 2002-10-09 2004-06-15 Abb Ab Omriktare samt förfarande för styrning av en omriktare
RU2478490C2 (ru) * 2008-10-23 2013-04-10 Мицубиси Электрик Корпорейшн Устройство управления силовой установкой для электрического транспортного средства
CN101557167B (zh) * 2009-02-25 2011-02-02 西南交通大学 开关电源的双频率控制方法及其装置
DE102011051548A1 (de) * 2011-07-04 2013-01-10 Sma Solar Technology Ag Betriebsverfahren für einen Wechselrichter und netzfehlertoleranter Wechselrichter
US8786232B2 (en) * 2012-04-20 2014-07-22 Hamilton Sundstrand Corporation Thermal stress reduction in aircraft motor controllers
CN102790399B (zh) * 2012-07-25 2015-09-09 华为技术有限公司 电网无功补偿方法、装置及并网逆变器
WO2015094240A1 (en) 2013-12-18 2015-06-25 Otis Elevator Company Pwm strategy for regenerative multilevel drive
DE112014006826T5 (de) * 2014-07-18 2017-03-30 Mitsubishi Electric Corporation Fahrzeughilfsleistungsversorgungsvorrichtung
US10461575B2 (en) 2017-03-28 2019-10-29 Schneider Electric It Corporation Multistate PWM command for 3 levels inverters
US20200350833A1 (en) * 2019-05-03 2020-11-05 The Regents Of The University Of California Pyramid-type multilevel converter topology
CN111030500B (zh) * 2020-01-02 2021-07-20 阳光电源股份有限公司 一种逆变器的控制方法、装置及逆变器
CN114447931A (zh) * 2022-02-18 2022-05-06 中创科瑞(北京)生物科技有限公司 一种用于动态干扰电治疗仪的治疗控制设备

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE450317B (sv) * 1980-12-23 1987-06-15 Asea Ab Sjelvkommuterad vexelriktare
EP0356547B1 (de) * 1988-08-30 1992-11-04 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum Betrieb eines Dreipunktwechselrichters
JP2566021B2 (ja) * 1989-11-22 1996-12-25 三菱電機株式会社 インバータ装置の運転方法
JP2526700B2 (ja) * 1990-04-11 1996-08-21 三菱電機株式会社 ３相３値レベルインバ―タ
JP2884880B2 (ja) * 1992-02-12 1999-04-19 株式会社日立製作所 電力変換器の制御装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9450523B2 (en) 2011-11-10 2016-09-20 Mitsubishi Heavy Industries Automotive Thermal Systems Co., Ltd. Motor drive apparatus
US9362840B2 (en) 2012-10-23 2016-06-07 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
JP2016123160A (ja) * 2014-12-24 2016-07-07 株式会社東芝 電力変換装置およびその制御方法
US11245342B2 (en) 2018-02-16 2022-02-08 Rohm Co., Ltd. AC power supply device

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