CN1101464A

CN1101464A - 具有平衡直流成分装置的三电平电力变换器

Info

Publication number: CN1101464A
Application number: CN94108656A
Authority: CN
Inventors: 仲田清; 照沼睦弘; 棚町德之助; 中村清
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1993-09-01
Filing date: 1994-09-01
Publication date: 1995-04-12
Anticipated expiration: 2014-09-01
Also published as: JP2888104B2; AU7022994A; AU667014B2; JPH0775345A; US5627742A; ZA946708B; EP0642212A1; CN1033885C; KR950010316A

Abstract

为了使三电平电力变换器之直流侧分压电容器所分电压均等，从而将直流电压变换为三电平交流相电压，提供了这样一种装置，它根据两个分压电容器的差值电压和交流电流的极性对三电平交流电压脉冲的上升和下降时刻进行补偿，从而调节交流电压的零电压周期。

Description

本发明涉及一种电力变换器，它将直流电变换为交流电或将交流电逆变为直流电，尤其是关于控制电力变换器的直流侧跨接在电容器上的电压，从而控制三电平交流电压。

通常的三电平电力变换器以下述方式运作：串联的电容器将一个直流电压分为两个直流电压以产生三电平电压，所述三电平电压包括高、中、低电位，接通或断开立电路的开关器件以有选择地将三电平电源引入电力变换器的交流侧。

一种交流输出电压的控制方法，其中，将电力变换器用作将直流电变换为交流电的逆变器，所述方法在1988年4月的PESC88年度记录中P1255-1262的“三电平脉冲宽度调节波形之产生与优化的新颖方法”一文（以下称为文件1）中已作了揭示。

文件1提出了一种双极调制方法，其中通过零电压交替地输出正向和负向脉冲电压，它用作进行波形改进及三电平逆变器的精确电压控制的一种调制方法。

然而，三电平电力变换器存在这样的问题：用来将直流电压一分为两的电容器（下文称为分压电容器）上的电压是不平衡的。

这种不平衡是由于分压电容器的不均等电压分配而造成的。由于流入分压电容器之串联接点（下文中称为中性点）的直流电流成分造成了不均等的电压分配。这种不合需要的电流流通是由于分压电容器电容值的不同、电力变换器之交流电压的离散（正向和负向脉冲的不平衡）或输出电流的失真（正向和负向电流波形的不平衡有可能是由高次谐波的重叠而引起的）。

电气工程师协会半导体电源研究组SPC-91-37于1991年6月第111-120页所刊登的日本专利公开第2-101969（1995）号、题为“NPC逆变器之直流输入电容器的平衡控制”（下文称为文件2）文中揭示了一种限制分压电容器之电压不平衡的技术。

日本专利公开第2-101969（1995）中揭示的限制两个直流成分电压不平衡的技术即文件1的双极调制方法，它改变两个正弦调制波形的幅度以限制电压不平衡。

同样的，文件2中所揭示的限制两直流成分的电压不平衡的技术即文件1的双极调制方法，与日本专利公开第2-101969（1995）中一样，根据驱动或再生状态将一个相应于两直流电压之差电压的直流成分的信号叠加在逆变器的电压指令上。

然而，上述一般技术的缺点在于，它们无论如何也不能限制电压的不平衡，或即便它们对差电压进行了限制控制它们的限制能力也太弱。

为了解决现有技术中上的上述问题，本发明的一个目的是使三电平电力变换器直流侧电力变换器的直流侧分压电容器能进行均等的电压分配。

简单地说，根据本发明的电力变换器实现了上述目的。所述电力变换器带有串联连接的、用来对直流电压进行分压的电容器，其中，在将直流电压变换为具有三个电位的相电压之前，由电容器输出该直流电压，所述三电位包括正电位、零电位和负电位。所述变换器包括零电压调节装置，它用来根据电源变换装置的输出电流极性和串联连接的电容器的差值电压来调节零电压的持续时间。

发明人对一般技术产生缺点的原因进行详细研究。应用这种一般的技术，即便对差值电压进行了限制控制，它们根本无法限制电压不平衡或其限制能力太弱。他们发现在低负载功率因数区域，控制作用很小。由于上述一般技术根据电力变换器的输出电压进行限制控制，这使它们存在这样的区域，在该区域内，即便以限制方向进行控制，实际的控制都不合需要地使差值电压变大。

这是因为，除非负载为电阻性负载情况，电力变换器输出电流相位与输出电压相位不会一致，或者说功率因数不等于1，因此，存在这样的时间间隔，期间使补偿电流按其原来必须注入中性点相反地反向流通。因此，无法由来自规定方向的差值获得控制作用。特别地，如果功率因数为0，就完全没有不能获得的控制效能。

本发明检测电力变换器输出电流的极性是否与中性点电流相同，以确定补偿电流的极性，从而可进行控制，使差值电压减小。

图1是示出了本发明之第一实施例的简图;

图2是示出了中性点电压控制之控制方向的图表;

图3是对电压电容器的电压不平衡进行补偿的工作波形的实例;

图4（a）、4（b）是双极调制中相电压波形的一种实例;

图5（a）、5（b）是单极调制中相电压波形的一种实例;

图6是示出了本发明之第二实施例的简图;

图7是第二实施例中相电压与电流间的关系;

图8是第二实施例中对电压电容器电压的不平衡进行补偿的工作波形的实例;

图9是示出了逆变器对应于频率的输出电压的示图;

图10是根据基本调制波形的调制方法。

以下参照附图、作为本发明的一种实施例描述了逆变器中使用的电力变换器中性点电压控制主电路的工作情况及原理，所述逆变器用来驱动一电动车。

图1示出了三相基本电路的简图。图中示出了直流电压源5（电动车电源线），直流电抗器60，分压电容器61和62，它们用来从直流电压源5的电压中得到中性点0。图中还示出了构成自熄弧开关装置的开关元件7a、7b和7c。根据加在开关器件上的选通信号，每一开关元件可有选择地输出高电位电压（P点电压）、中电位电压（O点电压）或低电位电压（N点电压）。例如，开关元件7a带有自熄弧开关器件70至73（这里是IGBT或作为一种替换可以是GTO或晶体管）、回流整流器件74至77，及辅助整流器件78和79。本实施例中采用的负载是感应电动机8。开关元件7a和7b与开关元件7a构成相同。

作为一实例，参照下文的表1对U相开关元件7a的基本工作情况进行描述。应该注意，除非另有说明，参考电位系位于中性点O，而开关元件7a的输出电压是逆变器的输出相电压。

如表1中所示，根据三种导通模式来接通或断开形成开关元件7a的开关器件70至73。即，在其直流侧输出P电位的输出型式P中，接通开关器件70和71并断开72和73，馈送出输出电压+V_cp。在输出中性点电位的输出模式O中，接通开关器件71和72并断开70和73，馈送出零输出电压。在输出N点电位的输出模式N中，断开开关器件70、71并接通72和73，馈送出输出电压-V_cn。如果分压电容器电压完全平衡，V_cp＝V_cn。

表中有单相开关元件电路和分压电容器的等效电路。开关元件等效于三向开关，它对电压脉冲的时间间隔和极性进行控制，从而控制输出电压eu。

在日本专利公开第51-47848（1976）和56-74086（1981）中详细描述了三电平逆变器的主电路。

接下来，下文中描述了中性点电压控制的原理。

图2描述了仅基于所检测信号的单相控制方向。所检测信号包括分压电容器的差值电压△V_c（＝V_cp-V_cn和输出电流iu、iv和iw中之一。它们之积的极性确定了控制方向。根据分压电容器的差值电压△V_c来调节受控制的变量△T。

根据分压电容器之差值电压的极性和输出电流的极性以下述四种方法来进行调节。

（1）分压电容器的差值电压为正，或V_cp＞V_cn。

（a）如果输出电流为正，假设由图1中箭头表示的电流iu为正，应进行控制以减小V_cp并增大V_cn。这种电压不平衡可通过在中性点电流i_ou上叠加新的补偿电流成分予以改善。应该注意到，即使补偿电流成分的极性相同，中性点电流i_ou持续时间的调节方向取决于输出电流的极性。这意味着应将负补偿电流成分叠加在中性点电流i_ou上，所述负补偿电流成分在图1中用虚线箭头表示，它流入中性点。

使电流流入中性点意味着对正向侧的分压电容器61放电，对负向侧的分压电容器62充电。因此，可解决V_cp＞V_cn的电压不平衡。

这种情况下，逆变器工作时输出电流iu按图1中的箭头方向流动。中性点电流i_ou具有与图1中实线箭头方向所指的输出电流iu相同的极性的大小。中性点电流i_ou上不能叠加补偿电流成分。

然而，电压之不平衡可被解决系基于一种事实情况，即，使电流流入中性点等效于减小连续流动的中性点电流i_ou。

这说是说，在这种情况下可以用这样的控制方法来限制电压不平衡，即使脉动中性点电流i_ou的持续时间变窄，从而减少中性点电流i_ou或对脉冲时间间隔进行控制，从而缩短中性点电流电压输出的周期。

（b）如果输出电流为负，由于中性点电流i_ou流入中性点，中性点电流i_ou的极性与补偿电流极性相同。

因此，可通过控制脉冲持续时间来限制电压不平衡，从而增大中性点电压输出的周期。

（2）分压电容器的差值电压为负，或V_cp＜V_cn。

（a）如果输出电流为正，要进行控制使得对正向侧的分压电容器61进行充电而对负向侧的分压电容器62进行放电。

因此，通过使补偿电流正向流动或以电流流出中性点的方向流动来限制电压不平衡。

同样地，在这种情况下，输出电流iu（中性点电流i_ou的极性与补偿电流的极性相同。因此，可通过控制脉冲持续时间从而增大中性点电压输出的周期来限制电压不平衡。

（b）如果输出电流为负，中性点电流i_ou的极性与补偿电流相反。因此，可通过减小中性点电流i_ou来等效地增大补偿电流。即，可通过控制脉冲持续时间从而减少中性点电压输出的周期来限制电压不平衡。

上述四个方法可简述如下。

对于中性点电流持续时间的调节方向而言，当分压电容器的差值电压与输出电流之乘积的极性相同时，持续时间的调节方向是相同的。因此，能够调节中性点电流，从而以下述方法来改善分压电容的电压不平衡。所述方法为：如果分压电容器之差值电压与输出电流的乘积为正，则应使零电压周期持续时间变窄;或如果分压电容器之差值电压与输出电流的乘积为负，则应使零电压周期持续时间变宽。

下文中，上述控制被称为中性点电压控制。

图3示出了仅对U相，当V_cp＜V_cn时补偿工作波形的实例。图3（a）至3（c）示出了当与输出电流一致的电动机电流（图3（b）滞后一个功率因数角φ时的未经过中性点电压控制的波形。仅当图3（a）中所示的输出相电压为零时U相有中性点电流i_ou流过。流过的中性点电流iou的脉动波形如图3（c）中所示。

使用中性点电压控制时，当电动机电流为正时使输出脉冲电压的脉冲持续时间为正，所述电动机电流是负载电流，另一方面，当电动机电流为正时，使输出相电压的脉冲持续时间变宽，所述电动机电流是负载电流。正向的直流成分被叠加在中性点电流上。

用同样的方法对其它相进行控制。这种控制可使V_cp与V_cn相平衡。应该注意到，三相中除U相中性点电流i_ou中所含的零相成分以外的成分已被除去，从而不影响分压电容器的电压。

下文参照图1描述本发明的第一实施例。

图中示出了脉冲持续时间调制（脉冲宽度调制（PWM））装置1，它每次在输出电压脉冲之前根据输出电压指令E^＊和输出频率指令F^＊ _i来计算U相输出电压脉冲的输出时刻T_wp和T_wn。PWM装置1还在输出电压脉冲之前计算V相输出电压脉冲的输出时刻T_vp和T_vn。PWM装置1还在输出电压脉冲之前计算W相输出电压脉冲出时刻T_wp和T_wn。PWM装置的工作模式输出一个字位的数据，用它来确定输出电压脉冲是处于上升或下降的时刻。

另一方面，图中示出了一个差值电压检测装置3。所述差值电压检测装置3通过使用一减法器、在由低通滤波器31检测得低频成分△V_c之前得到电压V_cp和分压电容器的V_cn间的差值电压△V_c（＝V_cp-V_cn）并用所需的经过增益控制32的增益G来乘以上述差值电压，以产生一基本补偿持续时间△T。

图中还示出了极性检测装置41至43，它们分别检测作为逆变器负载的电动机的电流i_u，i_v和i_w极性。如果极性为正，极性检测装置41至43中的每一者均输出“+1”。如果极性为负均输出“-1”。随后检测器将其输出乘以基本补偿持续时间△T，从而产生各相的脉冲定时补偿持续时间△T_u、△T_v和△T_w。即，得到下述等式。

T_x＝Sign（ix）·G·△V_c……（1）

其中X＝u、v且W、G＞0，且

Sign（ix）＝1 （ix≥0）

或＝-1 （ix＜0）

图中还示出了脉冲定时补偿装置40，它根据脉冲定时补偿持续时间△T_u、△V_v和△V_w、输出电压脉冲的输出时刻T_up、T_vp和T_wp以及工作模式信息从而对输出电压脉冲的输出瞬间进行补偿。在将电压脉冲输出至脉冲输出装置2之前进行如图4和5中所示的补偿。

在U相的工作模式1中，

T_up＝T_up1′＝T_up1-△T_u

T_un＝T_un1′＝T_un1-△T_u…（2）

在U相的工作模式2中

T_up＝T_up2′＝T_up2+△T_u

T_un＝T_un2′＝T_un2+△T_u…（3）

在说明逆变器实例之前，下文就频率和调制方法方面，描述了电动车三电平逆变器的输出电压。

图9描绘了逆变器之输出电压与频率关系的示图。

电动车采用了控制系统，由于必须将转矩控制为定值，所述控制系统能够使输出电压与频率之比值恒定。

因此，要求电动车的逆变器能够连续地将其输出电压从零改变至最大。为此，可使用图10中所示的调制系统。

在低频（电压）区域可使用图10（a）中所示的双极调制，这是因为它能提供很低的电压，包括零电压。

逆变器输出脉冲（相电压）的特点是可以这样的方法来提供基波（基本调制法），即，在零电压期间（中性点电压输出期间）其半周期的脉冲串交替为正和负。

可以下述方式在中间电压范围内使用图10（b）中所示的单极调制。即，用交替地输出零电压时间间隔和同一极性的脉冲作为基波电压来提供基波的半周期。

在高电压范围内可以下述方法来使用图10（c）中所示的过调制，即除去单极调制基波最大幅值周围的间隔从而输出高电压。

用移动一个单脉冲的方法，在过调制中使一单脉冲平行移动，在具有过量输出但都不馈送出最大电压的状态下，可对该单脉冲进行脉冲-持续时间控制，因而可平稳地控制电压。

根据上述事实，下文描述第一实施例的实例。

图4描述了使用双极调制的第一实施例输出脉冲电压脉冲的一个周期的波形。

图4（a）描绘了sign（iu）x△V_c＞0时的波形。我们可以看到零电压周期减小了△T_u（4△T_u）的数量。图4（b）示出了与其相反的波形。

图5示出了使用单极调制的第一实施例输出相电压脉冲之一个周期的波形，

图5（a）示出了sign（iu）x△V_c＞0时的波形。其中已减小了零电压周期。图5（b）示出了与其相反的波形。

同样地，可对能够被过调制和受脉冲-持续时间控制的单脉冲进行控制，因此，可将第一实施例用于电动车的三级逆变器，从而可在所有调制系统中使用中性点电压控制而与工作频率范围无关。这种方法在简化软件及硬件方面是有效的。

当然，第一实施例可在同步型式中使用，其中调制波与载波同步，或它也可用于异步型式中，在该型式中，调制波是不同步的，只要所述的型式能够仅调节脉冲持续时间。

现在，根据输出时刻T_up′至T_wn′，脉冲输出装置2最终产生选通脉冲。在该输出时刻中，输出相电压脉冲在馈送至主电路开关器件之前被予以补偿。

上述第一实施例的优点在于：无论采用何种PWM控制方法和运行功率因数（交流电流相位），均可使三电平电力变换器直流侧分压电容器的电压分配均等。

如上所述，在原理上，可根据分压电容器之差值电压的极性及输出电流（中性点电流）的极性来进行脉冲持续时间控制，从而限制电压的不平衡。然而，这种方法是不实用的，因为它存在检测延迟的问题，这是由于鉴别极性所针对的电流是交流，它变化太快以至无法瞬时地进行检测。这一问题在下述本发明的第二个实施例中将更为清楚。

图6描述示出驱动电动车的用于逆变器中的本发明之第二实施例的示图。图中的主电路5至8与图1中相同。以下在对与图1不同的控制部分之结构进行解释之前先描述第二实施例的工作原理。

第二实施例具有一个控制相位选择器装置，它输出电流极性鉴别来代替图1之第一实施例中的检测输出电流以鉴别极性的鉴别装置。控制相位选择器的特点在于，它设置一相位范围，从而根据输出相位电压来鉴别控制极性。

所以，第二实施例中略去了输出电流的极性检测。

图7示出了驱动状态、零功率因数状态和再生状态中滞后功率因数角为30°≤θ≤150°的电压和电流的波形实例。我们可以看到，当相位θ在-30°≤θ≤30°范围中对电流总是负的，而当相位θ在150°≤θ≤210°的范围中时电流总是正的。只要功率因数不为1，即使功率因数角φ在0°＜φ＜30°的范围中，平均电流也是负的。

在150°＜φ＜180°的范围中Φ亦是如此。在第二实施列中也一样。仅在这些范围中对零相位电压周期的持续时间进行控制使它能省去电流的极性检测。

当然，即便使控制相位的范围比-30°≤θ≤30°和150°≤θ210°的范围更窄也能具有同样的效果。反之，如果使控制相位的范围更宽，例如为-90°≤θ≤90°和90°≤θ≤270°，也能得到同样的效果。另一方面，对于超前功率因数而言，除电流极性被反过来之外，可进行同样的运作。

图8示出了仅U相中当V_cp＜V_cn时用于补偿的工作波形的实例。图8（a）至8（c）示出了当电动机电流（图8b）滞后于输出电流一功率因数角φ时，未进行中性点电压控制的波形。仅当图8（a）中所示的输出相电压en为零时U相中流过中性点电流ion。中性点电流ion的脉动波形如图8（c）所示。

由于采用了中性点电压控制，使输出脉冲电压的脉冲持续时间变宽，以减小中性点电流，这是由于在-30°≤θ≤30°这一范围内电动机电流总为负这一事实造成的。另一方面，由于电动机电流在150°≤θ≤210°的范围内总是正的这一事实，便脉冲持续时间变窄以增大中性点电流。将正的成分叠加在中性点电流上。以同样的方式对其它相进行控制，从而在一个周期上控制输出相电压。该控制可平衡V_cp与V_cn。应注意到，在三相中除U相中性点电流i_ou中所含的零相位成分以外的成分已被除去，从而不致影响分压电容器的电压。

下文参阅图6对本发明第二实施例的结构进行了描述。

图中示出了脉冲持续时间调制（PWM）装置1，它在输出电压脉冲之前的每个T₀时间内根据输出电压指令E^＊和输出频率指令F^＊ _i计算U相输出电压脉冲的输出时刻T_up和T_un、V相输出电压脉冲的输出时刻T_vp和T_vn、W相输出电压脉冲的输出时刻T_wp和T_wn。PWM装置1输出一工作模式，它是含1位字位的信息，从而确定输出电压脉冲是上升时刻还是上升时刻。PWM装置1还输出输出相电压的相位θ。在补偿脉冲定时时，用该相位来代替交流极性信号。

另一方面，图中示出了一个差值电压检测装置3。在由低通滤波器31检测出低频成分△V_c之前，所述差值电压检测装3使用一减法器30来得到分压电容器的电压V_cp与V_cn之差值电压△V_c（＝V_cp-V_cn）并用一所需的增益G乘以该差值电压以产生基本补偿持续时间△T，所述增益是通过增益控制器32得到的。

△T＝G·△V_c……（4）

图中还示出了控制相位选择器装置47至49。根据输出相电压的相位θ（参考U相），每一控制相位选择器装置47至49设置了控制极性和控制相位范围，从而省去了输出电流的极性检测。然后将控制相位选择器装置47至49的输出乘以基本补偿持续时间△T，从而产生各相的相位定时补偿持续时间△T_u、△T_v和△T_w。

即，得到下述等式：

△T_u＝△T（-30°≤θ≤30°）

或＝-△T（150°≤θ≤210°）

或＝0（除上述相位外的其它相位）

△V_v＝△T（90°≤θ≤150°）

或＝-△T（270°≤θ≤330°）

或＝0（除上述相位外的其它相位）

△T_w＝△T（210°≤θ≤270°）

或＝-△T（30°≤θ≤90°）

或＝0（除上述相位外的其它相位）……（5）

其中还示出了脉冲定时补偿装置40，它根据脉冲定时补偿持续时间△T_u、△T_v和△T_w、输出电压脉冲的输出时刻T_vp和T_wp以及工作模式信息对输出电压脉冲的输出时刻进行补偿。如图4和5中所示在电压脉冲被输出至脉冲输出装置2之前，按等式2和3进行补偿。

根据输出时刻T_up′至T_wn′，脉冲输出装置2最后产生选通信号，在将输出时刻送至主电路的开关器件之前，先将输出相电压脉冲补偿至所述输出时刻T_up′至T_wn。

第二实施例的控制相中其每一相均有120°的选择周期可使该周期更宽或更窄。

此外，第二实施例中在包括0°（360°）和180°的周期内，均受到中性点电压控制。可对这些周期中的任一段进行控制，但由于一次补偿的量更大，因而无需这么做。

如果补偿增益太高，将使基波失真。另一方面如果它太低，对于突然出现不平衡或增大的不平衡将不能进行控制。因此必须小心地选择增益。

与第一实施例相同，第二实施例不仅可用于双极调制和单极调制，还可用于单脉冲。

如前文所述，例如在EPE91年度会议记录第3页第228至233行的“二电平和三电平预先计算调制的研究”一文中所描述的那样，可在使用单脉冲时用三电平逆变器来控制逆变器输出电压。可通过调节单脉冲的持续时间来完成控制。在控制中，输出电压波形对应于90°和270°相对称。

另一方面，第二实施例的工作情况如下：如果V_cp＞V_cn，可使0°左右的零电压持续时间更宽而180°左右的零电压持续时间更窄。这将平衡分压电容器的电压。如果V_cp＜V_cn，则工作情况相反。这时，使输出电压波形对应于90°和270°相位对称。但这在控制过程中是暂时的，将不会产生问题。应注意到，如果将第二实施例用于单脉冲，则对于0°或180°或对于这两者均必需保持某一段零电压时期。

由于无需使用电流检测，可用简单的结构来实现第二实施例。这意味着它具有这样的优点，即不必对检测器和噪声的精确性有很高的要求。这一实施例还具有能缩短软件控制时间的优点。

上述实施例将感应电动机作为负载的实例，但并不局限于使用感应电动机，使用其它负载亦可具有相同的效果。作为一种替换，可将上述逆变器用作将交流电变换为直流电的自激型变换器，这时，通过所连接的电抗器将其输出端与交流电源线相连接。可使用变换器来起到与逆变器相同的作用。

上述实施例具有输出脉冲周期运作。通过将调制波与载波例如正弦波和三角波进行比较，它们也可用于脉冲宽度调制。

在图1的第一实施例中，根据差值电压极性与电流极性之积的极性在被调制波上叠加补偿量从而实现本发明。在图6的第二实施例中通过仅在上述电压相位上叠加补偿量来实现本发明。

本发明通过使三电平电力变换器直流侧分压电容器的电压分配均等来提供稳定的交流电压，而与采用的PWM控制方法及交流侧电流相位无关。本发明可防止变换器主电路器件中产生过电压。

Claims

1、一种电力变换器，带有串联联接的、用来对直流电压进行分压的电容器，其特征在于，由电容器输出直流电压，然后将直流电压变换为具有三个电位的交流相电压，所述三个电位包括正、零和负电位，所述交换器包括零电压调节装置，用它来根据电源变换器的输出电流极性和串联联接的电容器的差值电压来调节零电压持续时间。

2、如权利要求1所述的电力变换器，其特征在于，能过检测电力变换器交流侧电流的方向来得到电力变换器输出电流的极性。

3、如权利要求1所述的电力变换器，其特征在于，所述零电压调节装置是这样一种装置，它以下述方式来调整节零电压持续时间：当连接在所述串联连接的电容器电流正向侧上的电容器的电压较高时，在流过电力变换器交流侧的电流为正且差值电压为正处，根据差值电压和电流的积为正或为负来减小或增大零电压持续时间。

4、如权利要求1所述的电力变换器，其特征在于，通过检测输出相电压之基波的相位是否位于零点附近之预定相位持续时间内，来得到电力变换器的输出电流极性。

5、如权利要求1所述的电力变换器，其特征在于，零电压调节装置以多脉冲模式进行工作，该模式以一串多个脉冲产生输出相电压之基波的半个周期。

6、如权利要求1所述的电力变换器，其特征在于，零电压调节装置以单脉冲模式进行工作，该模式以单脉冲产生输出脉冲电压的半个周期。

7、如权利要求1所述的电力变换器，其特征在于，零电压调节装置以下述方式来调节零电压持续时间，当连接在所串联连接之电容器电流正向侧的电容器电压较高时，在差值电压为正处如果差电压为正，则根据输出相电压基波相位周期含有0°或180°来增大或减小零电压持续时间，或如果差值电压为负，则根据输出相电压基波相位周期含有0°或180°来减小或增大零电压持续时间。

8、一种电力变换器，它带有串联连接的、用来对直流电压进行分压的电容器，其特征在于，电容器输出直流电压，然后将直流电压变换为具有三个电位的交流相电压，所述三个电位包括正、零和负电位，所述变换器包括脉冲持续时间调制装置，它产生脉冲从而用串联连接的电容器的差值电压及输入其中的电力变换器交流侧输出电压来控制形成电力变换器的开关器件。

9、如权利要求8所述的电力变换器，其特征在于，所述脉冲持续时间调制装置带有控制串联连接之电容器的电压平衡的装置。

10、如权利要求8所述的电力变换器，其特征在于，脉冲持续时间调制装置是零电压持续时间调节装置，它根据电力变换器交流侧电流的方向和串联连接的电容器的差值电压来调节零电压持续时间。

11、如权利要求10所述的电力变换器，其特征在于，零电压调节装置以下述方式来调节零电压持续时间：当连接在串联连接的电容器电流正向侧上的电容器电压较高时，在流过电力变换器的交流侧电流为正且差值电压为正处，根据差值电压和电流之积为正或为负来减小或增大零电压持续时间。

12、一种电力变换器，它带有串联连接的、对直流电压进行分压的电容器，其特征在于，由电容器输出直流电压，然后将直流电压变换为带有三个电位的交流相电压，所述三个电位包括正、零和负电位，且将电源输至除电阻性负载外的其它负载上，所述变换器包括零电压调节装置，它在一相位段内根据串联连接的电容器的差值电压来调节零电压持续时间，在所述相位段内，流至负载的电流平均值不会随负载的工作状态而变化。

13、一种电力变换器，它带有串联连接的、对直流电压进行分压的电容器，其特征在于，从电容器中输出直流电压，然后将该直流电压变换为具有三个电位的交流相电压，所述三个电位包括正、零和负电位，且将电力输至除电阻性负载外的其它负载，其中以下述方式使串联连接的电容器的电压差变小，即，在输出相电压基波包括0°的相位段内调节零电压持续时间。

14、如权利要求13所述的电力变换器，其特征在于，假设当连接至直流正向侧的电容器之一的电压较高时假设差值电压为正，如果差值电压为正，则调节零电压持续时间使之在输出相电压基波包括相位0°的相位段内增大，如果差值电压为负则调节零电压持续时间使之在输出相电压基波包括相位0°的相位段内减小。

15、一种电力变换器，带有串联连接的、对直流电压进行分压的电容器，其特征在于，从电容器输出直流电压，然后将直流电压变换为具有三个电位的交流相电压，所述三个电位包括正、零和负电位，且将电源输至除电阻性负载外的其它负载，其中，以下述方式来减小串联连接的电容器的差值电压，即，在输出相电压基波包括相位0°的相位段内调节零电压持续时间。

16、如权利要求15所述的电力变换器，其特征在于，当连接至直流正向侧的电容器中之一的电压为正时，假设差值电压为正，如果差值电压为正，则在输出相电压基波中包括相位180°的相位段内调节零电压持续时间使之增大，如果差值电压为负则在输出相电压基波中包括相位180°的相位段内调节零电压持续时间使之减小。

17、一种用于电动车的控制装置，其特征在于，包括电源变换器，它带有串联连接的、对直流电压进行分压的电容器，其中，由电容器输出直流电压，然后将该直流电压变换为具有三个电位的交流相电压，所述三个电位包括正、零和负电位，且将电源输至感应电动机，在感性电动机受控制的整个频率控制带上设有一个中性点电流控制装置。