CN1037650C

CN1037650C - 电力变换器控制装置

Info

Publication number: CN1037650C
Application number: CN93101147A
Authority: CN
Inventors: 棚町德之助; 仲田清; 中村清
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1992-02-12
Filing date: 1993-01-18
Publication date: 1998-03-04
Anticipated expiration: 2013-01-18
Also published as: JPH05227796A; KR930018824A; US5321599A; DE69218580D1; DE69218580T2; JP2884880B2; EP0555557A1; CN1075385A; EP0555557B1

Abstract

本发明涉及一种电力逆变器的控制装置，并设计提供一种结构简单、能有效抑制中性点电压波动的控制装置。在中性点电压中，只有波动较大的三次谐波分量得到抑制，而用以抑制的三次谐波分量与基波振幅具有一个幅度比以及具有一个设定为常数、与逆变器频率无关的相位，且该三次谐波分量被加到基波指令上。

Description

电力变换器控制装置

本发明涉及用以将直流电转换为交流相电压，每相具有三级或三级以上电位的电力变换器控制装置，尤其涉及对中性点电压波动的抑制。

当利用脉宽调制逆变器驱动诸如感应电动机一类的负载时，逆变器交流输出电压中所包含的较高的谐波分量最好能得到减小。

作为满足这种要求的逆变器，例如在第JP-A-56-74088号日本公开特许公报中已披露了称为三电平逆变器的一种逆变器。

三电平逆变器存在的一个特定问题是，位于串联连接的分压电容器之间一串联结点(以下称为中性点)的电压，因电流流进和流出该中性点而产生波动。第JP-A-2-261063号日本公开特许公报披露了用以抑制这一波动的技术。

上述公报中所披露的中性点电压波动抑制技术，是通过根据主频率和功率因数角计算得到的指令的瞬态，以前馈方式抑制中性点的电压波动，上述指令使零相序电压为零，并使该指令施加于电压指令，由此抑制中性点电压的波动。

然而，在例如应用于用作电气车辆驱动的感应电机控制装置时，微处理机必须完成其它各种操作，而没有能力在瞬态执行上述这种复杂的操作。

本发明的目的在于提供一种结构简单、能有效抑制中性点电压波动的控制装置。

为了实现上述目的，本发明的电力变换器控制装置包括多个串联连接以分割直流电压的电容器：由电容器提供直流电并能有效地将直流电转换成交流相电压，且每相具有三级或更多级电位的电力变换器；以及用以产生由电力变换器输出的交流电基波指令的调制波发生器单元。该调制波发生器单元具有一个用以将其三次谐波分量加到基波上的单元，该三次谐波分量利用不随基波频率变化的值获得。

对于中性点电压的交流波动，三次谐波分量具有最大幅度。与剩余的纹波相比，其它分量的幅度没有如此大，故可以忽略。

因此，在本发明中，仅有三次谐波分量作为被抑制的对象进行处理，从而简化了控制。

三次谐波分量随基波频率(逆变器频率)复杂地变化，但由于用以抑制该三次谐波分量的一个三次谐波分量，利用不随基波频率变化的值莸得，故无需按照基波频率变化的任何复杂的操作。

图1是表示本发明一个实施例的示意图；

图2是表示三电平逆变器开关状态与输出相电压之间关系的示意图；

图3是用以描述三电平逆变器所用脉宽调制原理的波形图；

图4是用以描述中性点电流三次谐波分量和中性点电压波动过程的波形图；

图5是表示中性点电流和中性点电压与相位的三次谐波分量的特性曲线图；

图6是描述本发明原理的的波形图；

图7是参照功率因数角表示使中性点电流的三次谐波分量为零的叠加比率和叠加相位的曲线图；

图8是感应电动机的T型等效电路图；

图9A和9B表示相对于逆变器输出频率，使中性点电流的三次谐波分量为零的功率因数角、叠加比率和叠加相位的特性曲线；

图10A和10B表示相对于逆变器输出频率，中性点电压变化率的特性曲线；

图11是用以描述双极调制方案的波形图；

图12是用以描述本发明另一个实施例的示意图。

图1是表示本发明一个实施例的电路构成。

参照号1表示直流电源，21和22表示串联连接的将直流电源1的电压Ed分割为两个Ed/2直流电压的分压电容器，3表示用以将两个直流电压转换为三相交流电压的脉宽调制三电平逆变器，4表示由逆变器3驱动的感应电动机。

逆变器3具有U相、V相和W相三电平开关支路，其中的U相(V相或W相)开关支路包括自熄灭开关元件(例如IGBT(绝缘栅双极晶体管)、GTO(控制极可关断元件)、功率晶体管)G1U至G4U(G1V至G4V，G1W至G4W)，整流元件(续流二极管)D1U至D4U(D1V至D4V，D1W至D4W)以及副整流元件(箝位二极管)D5U至D6U(D5V至D6V，D5W至D6W)。

位于每一相副整流元件D5U与D6U，D5V与D6V或D5W与D6W之间的每个连接结点均连接到位于分压电容器21和22之间的一串联连接结点(以下称为中性点)N上，各相开关元件G1U至G4U，G1V至G4V以及G1W至G4W，如图2所示，根据调制波发生器单元6经由调制单元5提供的输出呈开/关操作，由此在中性点N与各相各输出端U、V和W之间形成三电平电压Ed/2，O和-Ed/2。

图1中，感应电动机4的旋转频率Fn由检测单元9检测，转差频率Fs通过加/减单元10，在供电期间加到旋转频率上，在蓄电期间从旋转频率上减去。由此即可提供逆变器3的输出频率Finv(Fn±Fs)。

在调制波发生器单元6中，基波发生器单元62产生如图3(A)所示的U、V和W相正弦波信号。

在调制单元5中，载波发生器单元53接收加/减单元10的输出，并产生如图3(B)所示的三角波信号。当三角波信号的频率设定得足以高于正弦波信号的频率时，不要求三角波信号的频率取决于逆变器的输出频率Finv，它可以保持恒定。利用如图3(B)所示由例如U相正弦波检波得到的信号与三角波信号相比较得到的信号，以及如图3(C)所示正弦波极性判定信号，比较器52产生用于图3(D)所示U相开关元件G1U至G4U的门信号(尽管未作说明，也可以以同样的方式产生用于V相开关元件G1V至G4V以及用于W相开关元件G1W至G4W的门信号)。通常，这种调制方案称为单极性调制。

同时，逆变器3的U相输出相电压(U和N之间的电压)呈现一种具有如图3(E)所示三电平(Ed/2，O，-Ed/2)的波形，通过改变如图3(B)所示三角波的峰值与正弦波的峰值之比，即改变调制度百分数γ，即可控制输出相电压的基波分量的幅度。

调制度百分数γ和转差频率Fs可以按如下方法控制。

特别是，调制度百分数γ可以通过电压控制单元7，由逆变器输出频率Finv控制，这样，逆变器3输出电压与输出频率之间的比例成为恒定。

通过减法单元13将检测器单元12测得的感应电动机4的电流值Im(有效值)与电流基准值Ip进行比较，将差值(1p-Im)提供给转差频率控制单元8，并通过加法单元11将其输出与转差频率基准值Fsp相加，即可控制转差频率Fs。

以下将参照图4描述在上述控制期间，中性点N即电流流进流出中性点N的电压波动。

如前所述，通过将图4(A)所示的基波(调制正弦波，一相)检波得到的信号与图4(B)所示的载波三角波比较，可以获得如图4(C)所示具有三个电平(Ed/2，O，-Ed/2)的逆变器3输出相电压。

通过改变输出相电压的基波峰值(＝γ)与载波三角波的峰值(＝1)的比例(调制度百分数γ)，即可控制输出相电压的幅度。

现在假设感应电动机4的相电流imx(逆变器3的输出相电流)是滞后于调制正弦波(逆变器3的输出相电压的基波)一个功率因数角的正弦波，如图4(D)所示，它可以通过表达式1求得。即

图4(E)所示为开关函数S_Nx，它表示电流流进流出中性点N的导通状态，以1和0表示，其中1表示导通状态。导通状态对应于图4(C)所示逆变器3的输出相电压为零的时期。

非导通状态对应于图4(C)所示逆变器3的输出相电压不为零的时期。

由开关函数S_Nx与感应电动机4的相电流i_mx相乘得到的表达式2，表示如图4(F)所示流经中性点N的电流i_Nx。

i_Nx＝S_Nx·i_mx …(2)

表达式2中，中性点N的电流i_nx可由以开关函数S_Nx为基础的表达式5给出，而S_Nx如图4(E)细线所示，由表达式3给出，然后展开为表达式4所示的富里叶级数，而感应电动机4的相电流I_mx由表达式1表示。

S_{Nx} = 1 - {\frac{2 γ}{π} - \frac{4 γ}{π} Σ_{n = 2}^{\infty} \frac{1}{(n - 1) (n + 1)} \cos (nθ)}

(n；偶数) …(4) -sin{(n-1)θ+}〕

(n；偶数) …(5)

因此，根据表达式5的中性点N处的一相电流i_Nx与其余相电流合并，在中性点N提供合成的三相电流i_N，如方程式6所示，它包括三的偶数倍的高次谐波分量，且主要包含三次谐波分量i_N3(在表达式6中相对m＝0)，如图4所示。

i_{N} (θ) = Σ_{X = U}^{W} i_{Nx} (θ) = i_{Nu} (θ) + i_{Nv} (θ) + i_{NW} (θ)

= i_{Nx} (θ) + i_{Nx} [θ - \frac{2 π}{3}] + i_{Nx} [θ - \frac{4 π}{3}]

(m＝0，1，2，3，…) …(6)

然后，中性点N处电流i_N的三次谐波分量i_N3根据表达式7，如图4(G)那样表示，其与调制正弦波有关的幅度i_N3和相位α可由表达式6(m＝0)推导出，由此可分别用表达式8和9表示。

i_{N 3} = \sqrt{2} I_{N 3} \sin {3 (θ - α)} \cdot \cdot \cdot (7)

结果，中性点N处的电流i_N的三次谐波分量i_N3分布在分压电容器21和22上，中性点N上的电压以三倍于调制正弦波的频率或逆变器输出频率Finv的频率波动。

当分压电容器21和22的电容量各为C时，中性点N处的电压波动分量V_N3及其幅度V_N3由表达式10和11表示。

V_{N 3} = \frac{1}{C} &Integral; - \frac{I_{N 3}}{2} \cdot dt = \sqrt{2} V_{N 3} \sin {3 (θ - α + \frac{π}{6})} \cdot \cdot \cdot (10)

由上述表达式8和11可见，中性点N处电流的三次谐波分量I_N3按调制度百分数γ成正比地变化，而中性点N处电压的三次谐波分量V_N3按γ/F_inv成正比地变化。

表达式8和9的计算表明，当功率因数角＝90°时，设定为1的中性点N处电流的三次谐波分量I_N3′和中性点N处电压的三次谐波分量V_N3′，如图5所示，将根据功率因数角而变化，其中，在供电方式(0°≤＜90°)和蓄电方式(90°＜≤180°)时的变化，相对＝90°的中心位置呈对称性，其最大值位于中心，最小值0.67位于＝0°和180°。

而且，表达式9的计算说明相位α如图5所示实际上是线性变化(α/3)。

作为一个特例，当表达式11中的C、Im、γ/F_inv和以及直流电源电压Ed分别为C＝4800μF，Im＝800A(用于四个感应电动机4)，γ/F_inv＝1/40Hz，＝25°和Ed＝1500V时，中性点N处电压的三次谐波分量V_N3由表达式12表示。

中性点N处电压的三次谐波分量的满幅度(176.1V)为直流平均电压(＝二分之一直流电源电压Ed750V)的23.5％。

中性点N处电压的波动使逆变器3的输出电流(感应电动机4的电流)变形，并将过电压加到构成逆变器3的开关元件上，增加了损坏开关元件的因素。

如果增加分压电容器21和22的电容量，以减小中性点N处电压的波动，则逆变器装置的体积将增大。

因此，在本实施例中，对于中性点产生的高次谐波分量来说，只有三次谐波分量被抑制，因为与其它纹波分量相比，其幅度相对较大。这一点将在下面详细描述。

为了抑制中性点N处变化频率为逆变器输出频率F_inv三倍的电压波动，即中性点N处电流的三次谐波分量，如图1所示的调制波发生器单元6装备有三次谐波叠加单元64。

在三次谐波发生器单元641中，如图6(A)细线所示通过例如频率倍增方法(幅度和相位将在下面描述)产生三次谐波正弦波，其频率为代表基波发生器单元62输出的基波(调制正弦波)频率的三倍。且三次谐波正弦波通过加法单元642叠加在基波上。

然后，通过比较器单元52，将对三次谐波正弦波叠加在基波上的合成波(如图6(A)中粗线所示)进行检波后所产生的信号(图6(B)中粗线所示)与代表载波发生器单元53输出的载波三角波进行比较，如图6(B)所示，由此产生如图6(C)所示的逆变器3的输出相电压，其中含有三次谐波分量。

包含在逆变器3输出相电压中的三次谐波分量相互抵消并不会在逆变器3输出两端的电压(线路电压)上发生，故对逆变器3的输出电流，即感应电动机4的电流没有影响。

现在描述三次谐波正弦波的幅度和相位。通过三次谐波叠加单元64的乘法单元643，将调制正弦波的峰值γ(调制度百分数)乘以常数K(以下称为叠加率)，以提供k·γ(三次谐波正弦波峰值的表示式)，如图6(B)所示，在一个三倍于基波的频率单位中的三次谐波正弦波乘以k·γ，与调制正弦波有关的三次谐波正弦波的相位(以下称为叠加相位)由β给出。

如图6(E)中细线所示，用1和0表示电流流进和流出中性点N的导通状态的开关函数S_NX可以按表达式13表示，然后展开成如表达式14所示的傅里叶级数。

S_{Nx} = 1 - [\frac{2 γ}{π} \cos δ + \frac{2 γ}{π} Σ_{n = 2}^{\infty} {\frac{1}{n + 1} \cos (nθ - (n + 1) δ)

- \frac{1}{n - 1} \cos (nθ - (n - 1) δ)} + \frac{2 k \cdot γ}{3 π} \cos (3 (δ - β)) + \frac{2 k \cdot γ}{π}

Σ_{n = 2}^{\infty} {\frac{1}{n + 3} \cos (nθ - (n + 3) δ + 3 δ) - \frac{1}{n - 3} \cos (nθ - (n - 3) δ - 3 β)}]

(n；偶数) …(14)

其中，δ是图6(A)所示的合成波为零时的相位，由此表达式15可以成立。

γsinδ+K·γsin{3(δ-β)}＝0 …(15)

因此，通过将表达式14和表示感应电动机4的相电流的表达式1代入表达式2，即可计算如图6(F)所示位于中性点N处的一相电流i_Nx，其结果由表达式16给出。

-(n-3)δ-3β)-sin((n-1)θ+-(n-3)δ-3β)}〕

(n；偶数) …(16)

中性点N处的一相电流i_Nx与其它相电流合成，在中性点N提供一合成电流i_N，如表达式17所示，它包含3的奇数倍的各高次谐波分量。

i_{N} (θ) = i_{Nx} (θ) + i_{Nx} [θ - \frac{2 π}{3}] + i_{Nx} [θ - \frac{4 π}{3}]

(m＝0，1，2，3…) (17)

叠加率k和叠加相β由表达式17和15决定，其中，表达式15表示当中性点N处电流i_N的三次谐波分量(表达式17中以m＝0表示)为零(如图6(G)所示)时的功率因数角，由此可得到如图7所示表示K和β随呈很大变化的结果。

以下将参照一个计算实例，描述使中性点N处电流(中性点N处电压)的三次谐波分量为零时的功率因数角、叠加率K和叠加相β随逆变器输出频率Finv变化的情形。

实际感应电动机4的额定功率为170KW，图8表示其T型等效电路和常数。

图8中，转差频率Fs设定为常数(供电方式时为3Hz，蓄电方式时为-3Hz)，在此条件下，功率因数角根据逆变器输出频率Finv决定，而且，使中性点N处电流(中性点N处电压)的三次谐波分量为零的功率因数角、叠加率k和叠加相β由图7决定。其结果如图9所示。

如图9所示，在供电和蓄电两种方式中，功率因数角、叠加率K和叠加相β在逆变器输出频率(基波频率)Finv＜5-10Hz时都呈很大的变化，而在Finv＞10-15Hz时实际上为常量。

因此，当逆变器输出频率至少为Finv＞10-15Hz时，通过乘法单元643，将代表电压控制单元7输出的调制度百分数γ与常量叠加率K相乘得到的K·γ以及常量叠加相β，送到图1所示的三次谐波叠加装置64的三次谐波发生器单元641。

通过这种方法，即可以简易的结构有效地抑制中性点电压的波动。

现在用图10描述一例，当叠加率K和叠加相β设定为常量时，根据逆变器输出频率Finv计算得到的中性点N电压因三次谐波分量而产生的变化率。

计算中，设定调制度百分数γ/逆变器输出频率Finv(如图10所示)，使感应电动机4的电流I_m(表示4个电动机的有效值)在供电方式(转差频率Fs＝3Hz)时为常量800A，在蓄电方式(Fs＝-3Hz)时为常量880A，功率因数角根据图8决定，中性点N电压的三次谐波分量V_N3(有效值)利用、常量叠加率K和叠加相β，由表达式17、15和11决定，中性点N电压V_N3的满幅度相对于直流平均电压(＝直流电源1/2的电压Ed)的比例根据表达式18计算，由此得到中性点N电压的变化率η。

直流电源1的电压Ed为1500V，分压电容器21和22的电容量C在表达式11中各为4800μF。

η = \frac{2 \sqrt{2} V_{N 3}}{Ed / 2} \times 100 (%) \cdot \cdot \cdot (18)

以下根据图10进行讨论。

尤其在图8中，当采用供电方式的叠加率K为0.3，叠加相β为11°，以及采用蓄电方式的K为0.305，β为-12.3°时，对于逆变器输出频率Finv＞10-15Hz，无论采用供电方式和蓄电方式，中性点N处电压的变化率(图10中的η2)均可抑制在未采用抑制控制所得到的变化率(图10中的η1)的约百分之二十五至百分之几或更低。

对于Finv＜10-15Hz，抑制作用足够大，但中性点N处电压的变化率η2也非常大。

于是，当根据图9设定供电方式时的叠加率K为0.28，叠加相β为0.83°；蓄电方式时的K为0.33，β为-15°时，对于逆变器输出频率Finv＜10-15Hz，无论采用供电方式和蓄电方式，中性点N处电压的变化率(图10中的η3)均可小于图10中的η2。

这样，在本实施例中，不管逆变器输出频率怎么样，只要使叠加率k和叠加相β保持恒定，即可利用简单的结构(无需在软件、微处理机和类似设备方面增加很大的投资)有效地抑制中性点电压的波动。

顺便说说，在本实施例中，当逆变器输出频率Finv＜10-15Hz时，中性点电压将产生较大的波动。然而，如果输入图1所示三次谐波叠加单元64的叠加率发生器单元644和叠加相发生器单元645的输出以及逆变器输出频率Finv，以相应按Finv适当地改变叠加率k和叠加相β时，中性点N处电压的变化率即可抑制到接近Finv＞10-15Hz时的程度。关于这一点将在以下详细描述。

对于逆变器输出频率Finv为10-15Hz或更高时的情况，采取将前述预定的值用到叠加率k和叠加相β这样简单的结构，即可有效地抑制中性点电压的波动。

然而，在逆变器输出频率Finv为10-15Hz或更低的区域(以下称为低频区)时，尽管中性点电压的变化率减小，但仍然存在较高比率的电压波动。

于是，根据本实施例，在低频区域，将把不同于逆变器输出频率Finv为10-15或更高Hz时的预定值(例如k＝0.28，β＝8.30)用作叠加率k和叠加相β。

采用这种结构，可以在整个工作区域内有效地抑制中性点电压的波动，而无需在软件方面增加投入。

以下将参照图1描述本发明的第二个实施例。

由于在前一个实施例中，叠加率k和叠加相β设定为恒定值，故中性点电压的波动不能很好地根据逆变器的频率得以抑制。在以下描述的实施例中，如图9所示绘出并由图1所示的叠加率发生器单元644或(和)叠加相发生器单元645提供按照逆变器频率的叠加率k或(和)叠加相β，由此，通过接收虚线所示的逆变器输出频率Finv和供电蓄电决定电路(未图示)的输出，单元644或(和)645即可利用比实时操作更为简单的结构，有效地抑制中性点的电压波动，而无需增加软件和微处理机方面的投入。

可以将下述结构看作为本实施例。

(1)在整个工作区，将三次谐波叠加，使其与图9所示的叠加率k和叠加相β图形相符。

(2)在整个工作区，将三次谐波叠加，使其与图9所示的叠加率k的图形相符，而叠加相β设定为恒定值。

(3)在整个工作区，将三次谐波叠加，使其与图9所示的叠加相β的图形相符，而叠加率K设定为恒定值。

(4)在逆变器输出频率为10至15Hz或更高频率的区域，叠加率K和叠加相β均给定为恒定值，而在较低频率区域将三次谐波叠加，使其与图9所示的叠加率K和叠加相β的图形相符。

(5)在逆变器输出频率为10至15Hz或更高频率的区域，叠加率K和叠加相β均给定为恒定值，而在较低频率区域将三次谐波叠加，使其与图9所示的叠加率K的图形相符，而叠加相β设定为恒定值。

(6)在逆变器输出频率为10至15Hz或更高频率的区域，叠加率K和叠加相β均给定为恒定值，而在较低频率区域将三次谐波叠加，使其与图9所示的叠加相β的图形相符，而叠加率K设定为恒定值。上述模式(1)具有能对中性点电压波动进行抑制的效果，这种抑制对于所有频率均为最佳。

上述模式(2)或(3)具有这样一种效果，只要k和β之一设为恒定而稍微减小抑制作用，即可使结构简化(而其图形将与图9所示的有些偏差)。

上述模式(4)具有这样一种效果，即仅在容易随逆变器输出频率产生较大波动宽度的低频区域才遵循图9所示的图形，除了结构可以简化外，还可以起到有效的抑制作用。

上述模式(5)或(6)具有这样一种效果，虽然抑制作用劣于模式(4)所得的，但结构可以简化。

顺便说，上述各实施例也提出了这样一个问题，即中性点电压随逆变器频率产生的波动在低频区域较大，它们是如此构造的以可根据逆变器的频率来改变叠加率K和叠加相β。但是，在下面将要描述的实施例中，在整个供电区域，或在超出一预定频率的频率区域内通过仅仅将K和β设定为恒定值，即可比上述第一个实施例中所述的更为有效地抑制中性点电压的波动。以下将描述第三个实施例。

近年来，一种所谓双极性调制方法的调制方案已被推荐用于三电平逆变器中。

例如，1988年4月出版的《PESC′88Record》第1255-1262页发表了“一种新颖的解决三电平PWM(脉宽调制)波形发生和最优化的方法”一文，建议用一种双极性调制方法来产生交替通过零电压的形似正负脉冲的电压，以改善三电平逆变器的波形，此文还描述了双极性调制方案可以移用到单极性调制方案(图3)，后者仅产生具有与输出电压相同极性的脉冲形电压。

以下将参照图11描述双极性调制方案。

图11(a)表示基波指令，当其幅度大时，它可以与图3所示单极性调制方案相同的精确度表示为逆变器输出电压。然而，当电压低时(例如当在低频区域控制感应电动机，使V/F为常数且在低频区域进行控制时，逆变器的输出电压也低)，对于开关元件的最小导通/截止时间所加的限制，可以防止在将小电压表示为逆变器输出电压的过程中，产生精确拷贝基波指令的电压。

这样，通过产生如图11(g)所示逆变器输出相电压的脉冲串(通过正负脉冲宽度相减表示小电压)，非常精确地拷贝基波的输出电压波形，可以作为脉冲串的平均电压值获得。

以下将参照图1和图11描述产生这种脉冲串的方法。

图1中的基波发生器单元62将图11(a)所示基波幅度指令的幅度A二等分，以提供两个幅度指令apl^*和anl^*，它们分别偏离中心零一个对应于幅度A的B(见图11(b))。将负的幅度指令反相，这样就提供了正的幅度指令ap^*和负的幅度指令an^*，它们依次地与载波比较，以产生正的脉冲图形Sp和负的脉冲图形Sn。

正的脉冲图形Sp加到图1中的上部开关元件G1和G2，负的脉冲图形Sn加到下部开关元件G3和G4，以提供输出相电压(见图11(g))。

对于高的逆变器输出电压区域(该区域通常为高频)，由于损耗增加，双极性调制方案并非为最佳。因此，它一般用于低频区域。

在该方案中，利用图11(c)和(d)所示的正负两种调制波产生基波。通过利用这些调制波，上半部支路和下半部支路即可交替导通，由此可保证中性点的电流被相互抵消，而中性点的电压波动几乎可消除。

在本实施例中，这种调制方案用于低频区域，在高频区域，叠加率K和叠加相β均采用恒定值。

这种结构具有能在整个区域有效防止中性点电压波动的效果。

当采用这种调制方案的频率区域决定属于起动范围(约0至5Hz)，在5-10直至15Hz区域内，中性点电压波动将增大。

因此，可以在相对最有效的频率区域内将叠加率K和叠加相β设定为恒定值，或按频率而改变。

由于这种调制方案采用正负两种调制波，任何叠加的三次谐波均可抵消而并不影响输出。

于是，即使在采用这种调制方案的区域，也可以设计成使叠加率k和叠加相β采用恒定值。

这样就能获得利用简单的结构即可有效抑制中性点电压波动的效果。

图12表示本发明的第四个实施例。

第四个实施例不同于前述第一和第二个实施例，在第四个实施例中，功率因数运算单元14根据逆变器输出频率Finv计算功率因数角和转差频率Fs，如图12所示，三次谐波叠加单元64的叠加率发生器单元646和叠加相发生器单元647响应于功率因素角，按图7控制叠加率k和叠加相β。

结果，与第一和第二个实施例相比，在本实施例中，叠加率K和叠加相β可以根据因运行条件，例如转差频率Fs变化(图9中特性曲线的变化)而产生的功率因数角的变化得到适当的控制。因此，采用简单的结构即可改善抑制因三次谐波分量而产生的中性点N电压波动的效果。

根据本发明，在中性点电压所含高次谐波中，将具有最大幅度的三次谐波作为被抑制的对象，叠加在基波指令上用作抑制的叠加率和叠加相被设定为恒定值，这样，只需用简单的软件即可有效、方便地抑制中性点的电压波动，而无需在微处理机方面增加投入。

Claims

1.一种电力变换器控制装置，其特征在于包括：

串联连接以分割直流电压的多个电容器；

由所述电容器提供直流电，用以将直流电转换为交流相电压，每相具有三或多级电位的电力变换器；以及

用以产生由所述电力变换器输出的交流电的基波指令的调制波发生器装置；

所述调制波发生器装置具有将其三次谐波分量加到所述基波上的装置，所述三次谐波分量利用不随所述基波频率变化的值得到。

2.一种电力变换器控制装置，其特征在于包括：

串联连接以分割直流电压的多个电容器；

由所述电容器提供直流电，用以将直流电转换成交流相电压，每相具有三或多级电位的电力变换器；以及

所述调制波发生器装置具有在所述基波的预定频率区域，将其三次谐波分量加到所述基波上的装置，所述三次谐波分量与所述基波振幅具有一个幅度比以及具有一恒定的相位。

3.一种电力变换器控制装置，其特征在于包括：

串联连接以分割直流电压的多个电容器；

所述调制波发生器装置具有将其三次谐波分量加到所述基波上的装置，所述三次谐波分量与所述基波振幅具有一个恒定的幅度比以及具有与所述基波相关随其频率变化的相位。

4.一种电力变换器控制装置，其特征在于包括：

串联连接以分割直流电压的多个电容器；

所述调制波发生器装置具有将其三次谐波分量加到所述基波上的装置，所述三次谐波分量与所述随其频率变化的基波振幅具有一个幅度比以及具有与所述基波有关的一恒定的相位。

5.一种电力变换器控制装置，其特征在于包括：

串联连接以分割直流电压的多个电容器；

所述调制波发生器装置是一种用以在所述基波的第一频率区域施加其三次谐波分量，所述三次谐波分量与所述基波振幅具有一个幅度比以及具有随所述基波频率变化的相位，以及用以在所述基波的第二频率区域施加其三次谐波分量，所述三次谐波分量与所述基波振幅具有一个幅度比以及具有一恒定相位的装置。

6.一种电力变换器控制装置，其特征在于包括：

串联连接以分割直流电压的多个电容器；

所述调制波发生器装置是一种用以在所述调制区以外的区域施加所述调制波的三次谐波分量，所述三次谐波分量与所述基波振幅具有一个幅度比以及具有一恒定相位的装置。

7.一种电力变换器控制装置，其特征在于包括：

串联连接以分割直流电压的多个电容器；

其调制区域通过将正负脉冲交替输送到所述电力变换器，以表示所述基波半个周期的输出相电压的调制装置；

所述调制波发生器装置是一种用以在包括所述调制区在内的区域内施加三次谐波分量，所述三次谐波分量与所述基波振幅具有一个幅度比以及具有一恒定相位的装置。

8.一种电力变换器控制装置，其特征在于包括：

串联连接以分割直流电压的多个电容器；

所述调制波发生器装置是一种用以根据所述基波产生一个其频率三倍于所述基波频率的单位正弦波，以及将三次谐波分量加到所述基波上，所述三次谐波分量与所述基波振幅具有一个幅度比以及具有随所述基波频率变化的相位的装置。

9.一种电力变换器控制装置，其特征在于包括：

串联连接以分割直流电压的多个电容器；

所述调制波发生器装置是一种用以根据所述基波产生一个其频率三倍于所述基波频率的单位正弦波，以及将三次谐波分量加到所述基波上，所述三次谐波分量与所述基波振幅具有一个幅度比以及具有一随功率因数角变化的相位的装置。