JP7224204B2 - ステッピングモータの駆動回路、それを用いた電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、ステッピングモータの駆動技術に関する。

ステッピングモータは、電子機器、産業機械、ロボットにおいて広く採用される。ステッピングモータは、ホストコントローラが生成する入力クロックに同期して回転する同期モータであり、起動、停止、位置決めに優れた制御性を持っている。さらにステッピングモータは、オープンループでの位置制御が可能であり、またデジタル信号処理に適するという特性を有する。

図１は、従来のステッピングモータとその駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。ホストコントローラ２は、駆動回路４に対して、入力クロックＣＬＫを供給する。駆動回路４は、入力クロックＣＬＫと同期して、励磁位置を変化させる。

図２は、励磁位置を説明する図である。励磁位置は、ステッピングモータ６の２個のコイルＬ１，Ｌ２に流れるコイル電流（駆動電流）Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の組み合わせとして把握される。図２には、８個の励磁位置１～８が示されている。１相励磁では、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２に交互に電流が流れ、励磁位置２，４，６，８を遷移する。２相励磁では、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２の両方に電流が流れ、励磁位置１，３，５，７を遷移する。１－２相励磁は、１相励磁と２相励磁の組み合わせであり、励磁位置１～８を遷移する。マイクロステップ駆動では、さらに励磁位置が細かく制御される。

通常状態において、ステッピングモータのロータは、入力クロック数に比例したステップ角ずつ同期して回転する。ところが、急な負荷変動や速度変化が生ずると同期が失われる。これを脱調という。ひとたび脱調すると、その後、ステッピングモータを正常に駆動するために特別な処理が必要となるため、脱調を防止することが望まれる。

この問題を解決するために、多くの場合、想定される最大の負荷にマージンを設け、脱調マージンを考慮した出力トルクが得られるように、駆動回路を設計することになる。ところが、マージンを大きくすると電力損失が大きくなる。

特許文献５には、脱調を防止しつつ、出力トルク（すなわち電流量）をフィードバックにより最適化することにより、消費電力を低減して効率を改善する技術が提案されている。

特開平９－１０３０９６号公報 特開２００４－１２０９５７号公報 特開２０００－１８４７８９号公報 特開２００４－１８０３５４号公報 特許第６２５８００４号公報

図３は、ステッピングモータの起動時のシーケンスを説明する図である。時刻ｔ_０に入力クロック信号ＩＮが与えられると、モータが始動する。入力クロック信号ＩＮの周波数、すなわちモータの回転数指令は時間とともに増大していく（台形波駆動）。始動開始直後は、特に脱調しやすいことから、出力トルクのフィードバック制御が無効化され、最大トルク（最大電流）でモータを駆動する。具体的には電流設定値Ｉ_ＲＥＦが、最大値Ｉ_ＦＵＬＬに設定される。そして、モータの回転が安定すると、時刻ｔ_１に、出力トルク（駆動電流）のフィードバック制御が有効に切り替えられる。フィードバック制御によって、電流設定値Ｉ_ＲＥＦは、そのときの負荷などに応じた最適な電流量Ｉ_ＯＰＴに近づいていき、安定する。

時刻ｔ_１以降、電流設定値Ｉ_ＲＥＦは、フィードバック制御によって調整されるため、ある最適な電流量Ｉ_ＯＰＴに安定化するには、セトリング時間（遅延時間）τ_Ｓを要する。さらなる消費電力の削減のためには、このセトリング時間τ_Ｓを短縮することが望まれる。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、短時間で電流設定値を最適化できる駆動回路の提供にある。

本発明のある態様は、ステッピングモータの駆動回路に関する。駆動回路は、電流設定値を生成する電流値設定回路と、コイルに流れるコイル電流の検出値が電流設定値にもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成する定電流チョッパ回路と、パルス変調信号に応じて、ステッピングモータのコイルに接続されるブリッジ回路を制御するロジック回路と、を備える。電流値設定回路は、回転開始後の第１期間において電流設定値を、所定の第１設定値とし、続く第２期間において、電流設定値を、第１設定値より小さい所定の第２設定値まで所定のパターンにしたがって低下させ、その後、高効率モードに遷移し、電流設定値を、フィードバック制御により調整する。

高効率モードにおける電流設定値の収束値は、ステッピングモータの負荷に応じて、事前に予測（測定、計算を含む）しておくことができる。そして予測した収束値を第２設定値として与えることにより、第２期間において、電流設定値を予測した収束値まで短時間で変化させることができる。その後、高効率モードに遷移させることにより、電流設定値は短時間で実際の収束値に収束する。これにより、短時間で電流設定値を最適化できる。

電流値設定回路は、第２期間において、電流設定値を、第１設定値から第２設定値まで、Ｎステップ（Ｎ≧２）で変化させてもよい。ステップ数Ｎは、可変であってもよい。

電流値設定回路は、第１設定値と第２設定値を内分して得られる少なくともひとつの中間値を生成する演算部と、第２設定値および少なくともひとつの設定値を受け、制御データに応じたひとつを選択するマルチプレクサと、第２期間において制御データを時間とともに変化させる波形コントローラと、を含んでもよい。

ステップの幅は等しくてもよい。

ロジック回路は、入力クロックの周期にもとづいて、第１期間から第２期間への遷移のトリガーを規定するマスク信号を生成してもよい。

駆動回路は、コイルに生ずる逆起電力を検出する逆起電力検出回路をさらに備えてもよい。電流設定回路は、高効率モードにおいて、逆起電力にもとづいて電流設定値をフィードバック制御してもよい。

電流値設定回路は、逆起電力にもとづいて負荷角を推定する負荷角推定部と、推定された負荷角が所定の目標角に近づくように、電流設定値を生成するフィードバック制御器と、をさらに含んでもよい。

駆動回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

本発明の別の態様は電子機器に関する。電子機器は、ステッピングモータと、ステッピングモータを駆動する上述のいずれかの駆動回路と、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、短時間で電流設定値を最適化できる。

従来のステッピングモータとその駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。 励磁位置を説明する図である。 ステッピングモータの起動時のシーケンスを説明する図である。 実施の形態に係る駆動回路の構成を示すブロック図である。 図５（ａ）は、図４の駆動回路の動作波形図であり、図５（ｂ）は、従来の駆動回路の動作波形図である。 図６（ａ）～（ｄ）は、第２期間における電流設定値の遷移の別のパターンを示す波形図である。 電流値設定回路の構成例を示す回路図である。 駆動回路の具体的な構成例を示す図である。 電流値設定回路の別の構成例を示す図である。 図１０（ａ）～（ｃ）は、駆動回路を備える電子機器の例を示す斜視図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。

図４は、実施の形態に係る駆動回路２００の構成を示すブロック図である。駆動回路２００は、ステッピングモータ１０２とともにモータシステム１００を構成する。ステッピングモータ１０２は、ＰＭ（Permanent Magnet）型、ＶＲ型（Variable Reluctance）型、ＨＢ（Hybrid）型のいずれであってもよい。

駆動回路２００の入力ピンＩＮには、ホストコントローラ２から入力クロックＣＬＫが入力される。また駆動回路２００の方向指示ピンＤＩＲには、時計回り（ＣＷ）、反時計回り（ＣＣＷ）を指示する方向指示信号ＤＩＲが入力される。

駆動回路２００は、入力クロックＣＬＫが入力されるたびに、方向指示信号ＤＩＲに応じた方向に、ステッピングモータ１０２のロータを所定角、回転させる。

駆動回路２００は、ブリッジ回路２０２＿１，２０２＿２、電流値設定回路２１０、定電流チョッパ回路２５０＿１，２５０＿２、ロジック回路２７０を備え、ひとつの半導体基板上に一体集積化される。

本実施の形態において、ステッピングモータ１０２は２相モータであり、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２を含む。駆動回路２００の駆動方式は特に限定されないが、本実施の形態では、バイポーラ駆動方式であり、２相励磁、１－２相励磁、およびマイクロステップ駆動をサポートする。

第１チャンネルＣＨ１のブリッジ回路２０２＿１は、第１コイルＬ１と接続される。第２チャンネルＣＨ２のブリッジ回路２０２＿２は、第２コイルＬ２と接続される。

ブリッジ回路２０２＿１、２０２＿２はそれぞれ、４つのトランジスタＭ１～Ｍ４と、図示しないプリドライバを含むＨブリッジ回路（フルブリッジ回路）である。ブリッジ回路２０２＿１のトランジスタＭ１～Ｍ４は、ロジック回路２７０からの制御信号ＣＮＴ１にもとづいてスイッチングされ、それにより、第１コイルＬ１の電圧（第１コイル電圧ともいう）Ｖ_ＯＵＴ１がスイッチングされる。

ブリッジ回路２０２＿２は、ブリッジ回路２０２＿１と同様に構成され、そのトランジスタＭ１～Ｍ４は、ロジック回路２７０からの制御信号ＣＮＴ２にもとづいてスイッチングされ、それにより、第２コイルＬ２の電圧（第２コイル電圧ともいう）Ｖ_ＯＵＴ２がスイッチングされる。

電流値設定回路２１０は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを生成する。定電流チョッパ回路２５０＿１は、第１コイルＬ１の通電中に、第１コイルＬ１に流れるコイル電流Ｉ_Ｌ１の検出値Ｉ_ＮＦ１が電流設定値Ｉ_ＲＥＦにもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ１を生成する。定電流チョッパ回路２５０＿２は、第２コイルＬ２に通電中に、第２コイルＬ２に流れるコイル電流Ｉ_Ｌ２の検出値Ｉ_ＮＦ２が電流設定値Ｉ_ＲＥＦに近づくようにパルス変調されるパルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ２を生成する。

ブリッジ回路２０２＿１，２０２＿２はそれぞれ、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦを含み、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦの電圧降下が、コイル電流Ｉ_Ｌの検出値となる。なお、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦの位置は限定されず、電源側に設けてもよいし、ブリッジ回路の２つの出力の間に、コイルと直列に設けてもよい。

ロジック回路２７０は、パルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ１に応じて、第１コイルＬ１に接続されるブリッジ回路２０２＿１を制御する。またロジック回路２７０は、パルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ２に応じて、第２コイルＬ２に接続されるブリッジ回路２０２＿２を制御する。

ロジック回路２７０は、入力クロックＣＬＫが入力される度に、励磁位置を変化させ、電流を供給するコイル（もしくはコイルのペア）を切り替える。励磁位置は、第１コイルＬ１のコイル電流と第２コイルＬ２それぞれのコイル電流の大きさと向きの組み合わせとして把握される。励磁位置は、入力クロックＣＬＫのポジエッジのみに応じて遷移してもよいし、ネガエッジのみに応じて遷移してもよいし、それらの両方に応じて遷移してもよい。

電流値設定回路２１０は、回転開始後の第１期間Ｔ_１において電流設定値Ｉ_ＲＥＦを、所定の第１設定値（以下、フルトルク設定値と称する）Ｉ_ＦＵＬＬとする。続く第２期間Ｔ_２において、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを、フルトルク設定値Ｉ_ＦＵＬＬより小さい所定の第２設定値（以下、高効率設定値という）Ｉ_ＬＯＷまで、所定のパターンにしたがって低下させる。第１期間Ｔ_１から第２期間Ｔ_２への遷移は、駆動回路２００の内部で生成されるマスク信号ＭＡＳＫをトリガーとすることができる。

モータ駆動回路２００には、マスク信号ＭＡＳＫを生成するタイミング発生器が設けられる。タイミング発生器は、たとえば入力クロックＣＬＫの周期をカウントするカウンタを含み、入力クロックＣＬＫの周期が、複数サイクルにわたり安定すると、マスク信号ＭＡＳＫのレベルを変化させて、第１期間Ｔ_１から第２期間Ｔ_２に遷移させてもよい。そして、予め規定した時間が経過すると、あるいは入力クロックＣＬＫが所定数入力されると、高効率モードに移行してもよい。

その後、高効率モードに遷移し、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを、フィードバック制御により調整する。

以上が駆動回路２００の構成である。続いてその動作を説明する。図５（ａ）は、図４の駆動回路２００の動作波形図である。

駆動回路２００の効果を明確化するために、図５（ｂ）を参照して、従来の駆動回路の動作を改めて説明する。従来では、第１期間Ｔ１の間、電流設定値Ｉ_ＲＥＦをフルトルク設定値Ｉ_ＦＵＬＬに固定した後、直ちに高効率モードに遷移する。フルトルク設定値Ｉ_ＦＵＬＬと収束値Ｉ_ＯＰＴの乖離が大きいため、電流設定値Ｉ_ＲＥＦが収束するまでの遅延時間τは非常に長くなる。

続いて、図５（ａ）を参照して、図４の駆動回路２００の動作を説明する。時刻ｔ _１ に、入力クロックＣＬＫが入力され、これが回転始動の指示となる。始動開始直後の第１期間Ｔ_１の間、電流設定値Ｉ_ＲＥＦは、フルトルク設定値Ｉ_ＦＵＬＬとなる。フルトルク設定値Ｉ_ＦＵＬＬは、脱調が起きない程度に大きなマージンを考慮して規定される。フルトルク設定値Ｉ_ＦＵＬＬは、設定可能な電流範囲の最大値であってもよく、この場合、始動直後は最大トルクで駆動される。

時刻ｔ_２に、第２期間Ｔ_２に移行する。第２期間Ｔ_２では、電流設定値Ｉ_ＲＥＦが、高効率設定値Ｉ_ＬＯＷに向かって下げられる。この例では、電流設定値Ｉ_ＲＥＦは、１つの中間値を経て、ステップ状に変化しており、この中間値は、フルトルク設定値Ｉ_ＦＵＬＬと高効率設定値Ｉ_ＬＯＷの中点である。

時刻ｔ_３に、第２期間Ｔ_２が終了し、高効率モードに移行する。高効率モードでは、フィードバック制御によって、電流設定値Ｉ_ＲＥＦが調節され、定常状態においてある最適値Ｉ_ＯＰＴに収束する。収束に要する時間τ’は、図５（ｂ）の遅延時間τよりも短い。

以上が駆動回路２００の動作である。続いてその利点を説明する。
高効率モードにおける電流設定値Ｉ_ＲＥＦの収束値Ｉ_ＯＰＴは、ステッピングモータの負荷に応じて、事前に予測（測定、計算を含む）しておくことができる。そして、予測した収束値Ｉ_ＯＰＴ＾を高効率設定値Ｉ_ＬＯＷとすることにより、第２期間Ｔ_２において、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを予測した収束値Ｉ_ＯＰＴ＾まで短時間で変化させることができる。予測値Ｉ_ＯＰＴ＾は、実際の収束値Ｉ_ＯＰＴに近いため、高効率モードに遷移させた後、短時間で電流設定値Ｉ_ＲＥＦを実際の収束値Ｉ_ＯＰＴに収束させることができる。

本発明は、図４のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、方法に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や実施例を説明する。

図６（ａ）～（ｄ）は、第２期間Ｔ_２における電流設定値Ｉ_ＲＥＦの遷移の別のパターンを示す波形図である。図６（ａ）では、第１期間Ｔ_１から第２期間Ｔ_２に移行すると、中間値を経ずに、直接、高効率設定値Ｉ_ＬＯＷに遷移する。

図６（ｂ）では、第１期間Ｔ_１から第２期間Ｔ_２に移行すると、複数Ｎ個の中間値を経て、Ｎステップで高効率設定値Ｉ_ＬＯＷに遷移する。中間値の個数Ｎは限定されない。

図６（ｃ）では、第２期間Ｔ_２の間、電流設定値Ｉ_ＲＥＦは、フルトルク設定値Ｉ_ＦＵＬＬから高効率設定値Ｉ_ＬＯＷにリニアに変化する。

図６（ｄ）では、第２期間Ｔ_２の間、電流設定値Ｉ_ＲＥＦは、フルトルク設定値Ｉ_ＦＵＬＬから高効率設定値Ｉ_ＬＯＷに向かって減衰する。

図７は、電流値設定回路２１０の構成例を示す回路図である。電流値設定回路２１０は、フィードフォワードコントローラ２４０、フィードバックコントローラ２２０、マルチプレクサ２１２を備える。

フィードフォワードコントローラ２４０は、第１期間Ｔ_１においてアクティブとなり、電流設定値Ｉｘを生成する。フィードバックコントローラ２２０は、第２期間Ｔ_２においてアクティブとなり、電流設定値Ｉｙを生成する。マルチプレクサ２１２は、第１期間Ｔ_１において電流設定値Ｉｘを選択し、第２期間Ｔ_２において電流設定値Ｉｙを選択する。マルチプレクサ２１２は、モード制御信号ＭＯＤＥによって制御される。

フィードフォワードコントローラ２４０は、演算部２４２、マルチプレクサ２４４、波形コントローラ２４６、マルチプレクサ２４８を含んでもよい。

演算部２４２は、フルトルク設定値Ｉ_ＦＵＬＬと高効率設定値Ｉ_ＬＯＷを内分して得られる少なくともひとつの中間値Ｉ_Ｍ１～Ｉ_ＭＮを生成する。この例ではＮ＝３である。
たとえば、中間設定値Ｉ_Ｍ１～Ｉ_Ｍ３は、以下のように生成してもよい。
Ｉ_Ｍ１＝（３×Ｉ_ＦＵＬＬ＋１×Ｉ_ＬＯＷ）／（Ｎ＋１）
Ｉ_Ｍ２＝（２×Ｉ_ＦＵＬＬ＋２×Ｉ_ＬＯＷ）／（Ｎ＋１）
Ｉ_Ｍ３＝（１×Ｉ_ＦＵＬＬ＋３×Ｉ_ＬＯＷ）／（Ｎ＋１）
この場合、ステップの幅は等しくなる。一般化すると、ｉ番目の中間設定値は、
Ｉ_Ｍｉ＝｛（Ｎ＋１－ｉ）×Ｉ_ＦＵＬＬ＋ｉ×Ｉ_ＬＯＷ｝／（Ｎ＋１）
とすればよい。

マルチプレクサ２４４は、高効率設定値Ｉ_ＬＯＷおよび少なくともひとつの設定値Ｉ_Ｍ１～Ｉ_ＭＮを受け、制御データＳＷに応じたひとつを選択する。この例では制御データＳＷは２ビットであり、［００］のときＩ_Ｍ１、［０１］のときＩ_Ｍ２、［１０］のときＩ_Ｍ３、［１１］のときＩ_ＬＯＷが選択される。

マルチプレクサ２４８は、フルトルク設定値Ｉ_ＦＵＬＬと、マルチプレクサ２４４の出力を受ける。マスク信号ＭＡＳＫがアサート（ハイ）の期間は第１期間Ｔ_１であり、フルトルク設定値Ｉ_ＦＵＬＬが選択される。マスク信号ＭＡＳＫがネゲート（ロー）されると、マルチプレクサ２４４の出力が選択され、第２期間Ｔ_２に移行する。

波形コントローラ２４６は、マスク信号ＭＡＳＫがネゲートされると、制御データＳＷを時間とともに変化させる。制御データＳＷのシーケンスに応じて、ステップ数を設定できる。波形コントローラ２４６は、入力クロックＳ１と同期して、制御データＳＷを変化させてもよい。たとえば入力クロックＳ１のポジエッジごとに、制御データＳＷを変化させてもよい。

波形コントローラ２４６は、遷移完了のタイミングを知っているから、モード制御信号ＭＯＤＥは、波形コントローラ２４６が生成してもよい。

たとえば第２期間Ｔ_２において制御データＳＷを［１１］に固定すれば、図６（ａ）の波形を得ることができる。また第２期間Ｔ_２において制御データＳＷを［００］［０１］［１０］［１１］の順に遷移させれば、図６（ｂ）の波形を得ることができる。また第２期間Ｔ_２において制御データＳＷを［０１］［１１］の順に遷移させれば、図５（ａ）の波形を得ることができる。

このように、図７の電流値設定回路２１０によれば、同じハードウェアでさまざまな遷移パターンを生成することができる。

図８は、駆動回路２００の具体的な構成例を示す図である。図８には、第１コイルＬ１に関連する部分のみが示される。

逆起電力検出回路２３０は、第１コイルＬ１に生ずる逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}を検出する。逆起電力の検出方法は特に限定されず、公知技術を用いればよい。一般的には逆起電力は、ある検出窓（検出区間）を設定し、コイルの両端をハイインピーダンスとし、そのときのコイルの電圧をサンプリングすることにより得ることができる。

回転数検出回路２３２は、ステッピングモータ１０２の回転数ω（周波数）を取得し、回転数ωを示す検出信号を生成する。たとえば回転数検出回路２３２は、回転数ωの逆数に比例する周期Ｔ（＝２π／ω）を測定し、周期Ｔを検出信号として出力してもよい。脱調が生じていない状況では、入力クロックＣＬＫの周波数（周期）は、ステッピングモータ１０２の回転数（周期）と比例する。したがって回転数検出回路２３２は、入力クロックＣＬＫ、またはそれにもとづいて生成される内部信号の周期を測定し、検出信号としてもよい。

フィードバックコントローラ２２０は、負荷角推定部２２２、減算器２２４、ＰＩ制御器２２６を含む。

フィードバックコントローラ２２０は、高効率モードにおいて、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}にもとづいて電流設定値Ｉ_ＲＥＦ（＝Ｉｙ）をフィードバック制御する。負荷角推定部２２２は、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}にもとづいて負荷角φを推定する。負荷角φは、第１コイルＬ１に流れる駆動電流で定まる電流ベクトル（つまり位置指令）と、ロータ（可動子）の位置の差に相当する。

検出区間における逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}は、以下の式で与えられる。
Ｖ_{ＢＥＭＦ１}＝Ｋ_Ｅ・ω・ｃｏｓφ
Ｋ_Ｅは誘起電圧定数、ωは回転数である。したがって、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦを測定することで、負荷角φと相関を有する検出値を生成することができる。たとえば、ｃｏｓφを検出値としてもよく、この場合、検出値は以下の式で表される。
ｃｏｓφ＝Ｖ_{ＢＥＭＦ１}・ω^－１／Ｋ_Ｅ
＝Ｖ_{ＢＥＭＦ１}・（Ｔ／２π）・Ｋ_Ｅ ^－１

フィードバックコントローラ２２０は、推定された負荷角φが所定の目標角φ_ＲＥＦに近づくように、電流設定値Ｉｙを生成する。具体的には減算器２２４は、負荷角φにもとづく検出値ｃｏｓφとその目標値ｃｏｓ（φ_ＲＥＦ）の誤差ＥＲＲを生成する。ＰＩ（比例・積分）制御器２２６は、誤差ＥＲＲがゼロとなるようにＰＩ制御演算を行い、電流設定値Ｉｙを生成する。ＰＩコントローラに代えて、Ｐ（比例）制御演算を行うＰコントローラ、ＰＩＤ（比例・積分・微分）制御演算を行うＰＩＤコントローラを用いてもよい。あるいはフィードバックコントローラ２２０の処理は、誤差増幅器を用いたアナログ回路でも実現可能である。

なお、電流設定値Ｉｙの最適化方法はこれに限定されない。たとえば逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}の目標値Ｖ_{ＢＥＭＦ（ＲＥＦ）}を定めておき、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}が目標値Ｖ_{ＢＥＭＦ（ＲＥＦ）}に近づくように、フィードバックループを構成してもよい。

定電流チョッパ回路２５０＿１は、Ｄ／Ａコンバータ２５２、ＰＷＭコンパレータ２５４、オシレータ２５６、フリップフロップ２５８を含む。Ｄ／Ａコンバータ２５２は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦをアナログ電圧Ｖ_ＲＥＦに変換する。ＰＷＭコンパレータ２５４は、フィードバック信号Ｉ_ＮＦ１を基準電圧Ｖ_ＲＥＦと比較し、Ｉ_ＮＦ１＞Ｖ_ＲＥＦとなると、オフ信号Ｓ_ＯＦＦをアサート（ハイ）する。オシレータ２５６は、チョッピング周波数を規定する周期的なオン信号Ｓ_ＯＮを生成する。フリップフロップ２５８は、オン信号Ｓ_ＯＮに応じてオンレベル（たとえばハイ）に遷移し、オフ信号Ｓ_ＯＦＦに応じてオフレベル（たとえばロー）に遷移するＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭ１を出力する。

図９は、電流値設定回路２１０の別の構成例を示す図である。フィードバックコントローラ２２０は、高効率モードにおいてアクティブとなり、負荷角φが目標値φ_ＲＥＦに近づくように値が調節される電流補正値ΔＩを生成する。電流補正値ΔＩは、第１期間Ｔ_１および第２期間Ｔ_２においてゼロである。電流値設定回路２１０は、図８のマルチプレクサ２１２に代えて加算器２１４を含み、加算器２１４は、フィードフォワードコントローラ２４０が生成する高効率設定値Ｉ_ＬＯＷに、電流補正値ΔＩを加算する。これにより負荷角φが目標値φ_ＲＥＦに近づくように、電流設定値Ｉ_ＲＥＦ＝Ｉ_ＬＯＷ＋ΔＩが調節される。

最後に、駆動回路２００の用途を説明する。駆動回路２００は、さまざまな電子機器に利用される。図１０（ａ）～（ｃ）は、駆動回路２００を備える電子機器の例を示す斜視図である。

図１０（ａ）の電子機器は、光ディスク装置５００である。光ディスク装置５００は、光ディスク５０２と、ピックアップ５０４、を備える。ピックアップ５０４は、光ディスク５０２にデータを書き込み、読み出すために設けられる。ピックアップ５０４は、光ディスク５０２の記録面上を、光ディスクの半径方向に可動となっている（トラッキング）。また、ピックアップ５０４と光ディスクの距離も可変となっている（フォーカシング）。ピックアップ５０４は、図示しないステッピングモータにより位置決めされる。駆動回路２００は、ステッピングモータを制御する。この構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、ピックアップ５０４を高精度に位置決めできる。

図１０（ｂ）の電子機器は、デジタルスチルカメラやデジタルビデオカメラ、携帯電話端末など、撮像機能付きデバイス６００である。デバイス６００は、撮像素子６０２、オートフォーカス用レンズ６０４を備える。ステッピングモータ１０２は、オートフォーカス用レンズ６０４の位置決めを行う。駆動回路２００はステッピングモータ１０２を駆動するこの構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、オートフォーカス用レンズ６０４を高精度に位置決めできる。オートフォーカス用レンズの他、手ぶれ補正用のレンズの駆動に駆動回路２００を用いてもよい。あるいは駆動回路２００は、絞り制御に用いてもよい。

図１０（ｃ）の電子機器は、プリンタ７００である。プリンタ７００は、ヘッド７０２、ガイドレール７０４を備える。ヘッド７０２は、ガイドレール７０４に沿って位置決め可能に支持されている。ステッピングモータ１０２は、ヘッド７０２の位置を制御する。駆動回路２００は、ステッピングモータ１０２を制御する。この構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、ヘッド７０２を高精度に位置決めできる。ヘッド駆動用のほか、用紙送り機構用のモータの駆動に、駆動回路２００を用いてもよい。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（変形例１）
実施の形態では、ブリッジ回路２０２がフルブリッジ回路（Ｈブリッジ）で構成される場合を説明したが、それには限定されず、ハーフブリッジ回路で構成されてもよい。またブリッジ回路２０２は、駆動回路２００Ａ（２００Ｂ）とは別チップであってもよいし、ディスクリート部品であってもよい。

（変形例２）
実施の形態では２つのコイルに流れる電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２は、励磁位置に応じてオン、オフされるが、その電流量は、励磁位置によらずに一定であった。この場合、励磁位置によってトルクが変動することとなる。この制御に変えて、励磁位置にかかわらずトルクが一定となるように電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２を修正してもよい。図２を参照すると、たとえば１－２相励磁では、励磁位置２，４，６，８における電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の量を、励磁位置１，３，５，７における電流の量の√２倍としてもよい。

（変形例３）
ロジック回路２７０は、負荷角φが目標角φ_ＲＥＦに近づくように、パルス変調信号Ｓ２のデューティ比を調節することに代えて、あるいはそれと組み合わせて、ブリッジ回路２０２に供給される電源電圧Ｖ_ＤＤを調節してもよい。電源電圧Ｖ_ＤＤを変化させることにより、ステッピングモータ１０２のコイルＬ１、Ｌ２に供給される電力を変化させることができる。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

１００ モータシステム
１０２ ステッピングモータ
Ｌ１ 第１コイル
Ｌ２ 第２コイル
２００ モータ駆動回路
２０２ ブリッジ回路
Ｒ_ＮＦ 検出抵抗
２１０ 電流値設定回路
２１２ マルチプレクサ
２２０ フィードバックコントローラ
２２２ 負荷角推定部
２２４ 減算器
２２６ 制御器
２３０ 逆起電力検出回路
２４０ フィードフォワードコントローラ
２４２ 演算部
２４４ マルチプレクサ
２４６ 波形コントローラ
２４８ マルチプレクサ
２５０ 定電流チョッパ回路
２５２ Ｄ／Ａコンバータ
２５４ ＰＷＭコンパレータ
２５６ オシレータ
２５８ フリップフロップ
２７０ ロジック回路

Claims (8)

1. ステッピングモータの駆動回路であって、
   電流設定値を生成する電流値設定回路と、
   コイルに流れるコイル電流の検出値が前記電流設定値にもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成する定電流チョッパ回路と、
   前記パルス変調信号に応じて、前記ステッピングモータのコイルに接続されるブリッジ回路を制御するロジック回路と、
   を備え、
   前記電流値設定回路は、
   回転開始後の第１期間において前記電流設定値を、所定の第１設定値とし、
   続く第２期間において、前記電流設定値を、前記第１設定値より小さい所定の第２設定値まで所定のパターンにしたがって低下させ、
   その後、高効率モードに遷移し、前記電流設定値を、フィードバック制御により調整し、
   前記ロジック回路は、入力クロックの周期にもとづいて、前記第１期間から前記第２期間への遷移のトリガーを規定するマスク信号を生成することを特徴とする駆動回路。
2. 前記電流値設定回路は、前記第２期間において、前記電流設定値を、前記第１設定値から前記第２設定値まで、Ｎステップ（Ｎ≧２）で変化させることを特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
3. 前記電流値設定回路は、
   前記第１設定値と前記第２設定値を内分して得られる少なくともひとつの中間値を生成する演算部と、
   前記第１設定値、前記第２設定値および前記少なくともひとつの設定値を受け、制御データに応じたひとつを選択するマルチプレクサと、
   前記第２期間において前記制御データを時間とともに変化させる波形コントローラと、
   を含むことを特徴とする請求項１または２に記載の駆動回路。
4. 前記ステップの幅は等しいことを特徴とする請求項２に記載の駆動回路。
5. 前記コイルに生ずる逆起電力を検出する逆起電力検出回路をさらに備え、
   前記電流値設定回路は、前記高効率モードにおいて、前記逆起電力にもとづいて前記電流設定値をフィードバック制御することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の駆動回路。
6. 前記電流値設定回路は、
   前記逆起電力にもとづいて負荷角を推定する負荷角推定部と、
   推定された前記負荷角が所定の目標角に近づくように、前記電流設定値を生成するフィードバック制御器と、
   をさらに含むことを特徴とする請求項５に記載の駆動回路。
7. ひとつの半導体基板に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の駆動回路。
8. ステッピングモータと、
   前記ステッピングモータを駆動する請求項１から７のいずれかに記載の駆動回路と、
   を備えることを特徴とする電子機器。

Images