JP2010057256A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回路及び制御の簡略化を図ると共に、ＰＷＭ制御による速度制御の応答特性を改善することができるモータ駆動装置を提供する。
【解決手段】モータに電圧を供給するドライバと、電源電圧を昇圧してドライバに供給する昇圧部と、モータの回転速度を位相ロックループ制御し、回転速度を制御するパルス幅変調信号を出力する制御部と、制御部から出力されたパルス幅変調信号と、制御部において検出された回転速度の指令回転速度からの速度偏差を示す信号とを入力し、回転速度の変化を補償するようにパルス幅変調信号を補正して、補正されたパルス幅変調信号をドライバに供給する補正部とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータを駆動するモータ駆動装置に関する。

従来のカラー画像を形成するための画像形成装置の概略構成を図１３に示すと共に、以下にその詳細説明を行う。図１３の（Ａ）は画像形成部の機構的な構成を示し、図１３の（Ｂ）は画像形成装置全体の概略構成を示す。

画像形成部は、図１３の（Ａ）に示すように、例えば、Ｙ（黄）Ｍ（マゼンダ）Ｃ（シアン）Ｋ（黒）の４色の画像をそれぞれ形成する４組の画像形成ユニットから構成される。例えばＹ（黄）の画像を形成する画像形成ユニットは、感光ドラム１０５、現像器１０６、クリーナ１０７、帯電器１０８、一次転写ローラ１０９、レーザ光学系１１０から成る。

各画像形成ユニットは、対応する色の画像を中間転写ベルト１０１上にそれぞれ形成する。 画像形成部の画像形成動作は、図１３の（Ｂ）に示すシステムコントローラ１２０によって制御される。画像読取装置１２１または画像処理装置１２２より、カラー画像データが供給されると、これがシステムコントローラ１２０を介して各色の画像形成ユニットに供給される。

各画像形成ユニットにおける感光ドラムには、光の照射によって電気的特性が変化する光半導体層が形成されている。各感光ドラムは、画像形成動作中に定速回転を行い、以下に示す処理（１）〜（５）が各画像形成ユニットにおいて行われる（以下の説明では、Ｙ用画像形成ユニットを代表に挙げて説明する）。
（１）帯電：帯電器１０８が感光ドラム１０５の光半導体層を均一に帯電する。
（２）レーザ露光：レーザ光学系１１０が、感光ドラム１０５に向けてレーザ光を照射し、感光ドラム１０５上に画像パターン（静電潜像）を形成する。
（３）現像：現像器１０６が、感光ドラム１０５上の静電潜像にトナーを付着する。
（４）一次転写：一次転写ローラ１０９が、感光ドラム１０５上のトナー像を中間転写ベルト１０１に転写する。
（５）クリーニング：中間転写ベルト１０１に転写しきれずに感光ドラム１０５上に残ったトナーをクリーナ１０７がクリーニングする。

次に、処理（６）、」（７）によって、中間転写ベルト１０１に転写されたトナー像を記録紙へ転写し定着する。
（６）二次転写：二次転写器１１１が、中間転写ベルト１０１上のトナー像を記録紙に転写する。
（７）定着：定着器１１２が記録紙に対して加熱及び加圧を行い、トナーを記録紙上に定着させ、記録紙を画像形成部の外に排出する。

トナー画像を形成する感光ドラム・中間転写ベルト駆動部、及び、トナー画像を記録用紙に定着させる定着駆動部においては、その回転安定性が生成される画像画質に大きな影響を与える。従って、回転安定性が高いモータ駆動方式としてＰＬＬ制御駆動方式のブラシレスＤＣモータが多用されている。

ここで、この多用されているブラシレスＤＣモータに関して説明する（参考：非特許文献１）。図１４は、モータＰＬＬ制御駆動方式の制御回路のブロック図である。ＰＬＬ制御方式では、比例制御要素１０ａ（以下、Ｐ制御要素）と、積分制御要素１０ｂとからの誤差を加算合成した結果を元に、ドライバ２０によりモータ巻線への印加電圧量をＰＷＭ制御等で制御することで速度制御する。ここで、比例制御要素１０ａは、速度指令値となる回転速度指令パルス出力部５０から出力されるＣＬＫ信号とモータ実回転速度との速度偏差を出力する。また、積分制御要素１０ｂは、ＣＬＫ信号とモータ実回転速度検出用パルス信号（一般的にＦＧといわれる回転検出パルス生成部２２から出力され、ＦＧ信号と呼ばれる）との位相差を出力する。

このＩ制御要素の利用により、回転安定性は高いものとなる。しかしながら、複数の動作モードを備えたカラー画像形成装置では駆動速度範囲の速度差が約１０倍となるなど、全領域においてＩ制御を適切なものとなるように設定した場合に、負荷変動時における速度制御の応答性が犠牲になるといった問題も備えている。

また、駆動速度範囲が広い場合に、このブラシレスＤＣモータが永久磁石を磁束発生源として利用するモータであるため、発電機としての要素も兼ね備えている。そのため、磁石によるエネルギーを利用することでの高トルク化、効率化といった利点もある一方で、自身の発電分による動作領域の抑制が問題となる場合が発生する。その場合、モータの発電機としての要素を考慮して、電源電圧も回転数範囲に応じて上げる必要性が生じるため、図２５に示すように昇圧回路３０（昇圧部）を電源回路として備える場合もある。

さらに、そのような速度範囲が広いモータ制御時の問題に対応する提案がなされている。特許文献１には、インバータの入力電源電圧を制御して速度制御を行う領域と、入力電源電圧は一定のままでインバータのＰＷＭ制御のオン・オフ比（デューティ比）による平均通電量制御を行う領域とに分けて行う方式のモータ駆動装置が記載されている。

そのような提案は、インバータ出力電圧指令が予め設定されている電圧基準値よりも大きい場合にパルス振幅変調制御を行うことを記載している。つまり、ＰＷＭ制御では電圧指令に対して制御できない領域になった場合に、インバータのＰＷＭ制御のデューティ比を１００％に固定したままで、入力電源電圧をインバータ出力電圧指令に応じて制御するパルス振幅変調制御（ＰＡＭ制御）を行う。

逆に、インバータ出力電圧指令が電圧基準値よりも小さい場合、つまり、ＰＷＭ制御領域で電圧制御がまかなえる場合には、入力電源電圧を電圧基準値としたままで、インバータのＰＷＭ制御のデューティ比を制御する。そして、インバータの出力電圧がインバータ出力電圧指令に一致するように制御している。

このような従来技術では、モータ出力が小さいときには、入力電源電圧を低い電圧で一定に保つことにより、インバータのスイッチング損失を低減した上で、高精度の制御を実現できる。また、モータ出力が大きくなった場合には、インバータでは入力電源電圧を制御することにより回転数制御を行うことで広範な速度範囲への対応を可能としている。

しかしながら、そのような提案によるモータ駆動装置は、インバータ出力電圧指令と入力電源電圧基準値の差により電源電圧値を決定する構成としている。つまり、３相交流電流制御方式のように間接的にインバータ出力電圧が決定されるような場合には、前述のような電源電圧の指令値が決定できない。

また、ＰＷＭ制御がデューティ１００％固定で電源電圧側を制御するＰＡＭ制御領域において、速度制御系の応答性が十分に確保できない等の問題があった。これは、入力電源電圧の変動や、負荷急変時などにおいて、直流電源電圧制御系におけるインダクタンス、コンデンサによる制御遅れ要素に起因する。

その問題点を解決するために、電源電圧を可変制御する電圧制御手段と、それを入力電源としてモータ駆動を行うインバータによりモータが指令速度で運転するように、インバータ出力電圧をＰＷＭ制御するモータ駆動装置も提案されている（特許文献２）。

具体的には、ＰＷＭ信号のデューティ比と所定のデューティ比の差及び直流電圧と所定の電圧との差、又は、検出された装置内での電力量、又は、検出された装置内での電流値により、直流電圧の指令値を決定するようにしている。さらに、ＰＷＭ信号のデューティ比と所定のデューティ比との差及び直流電圧と所定の電圧との差からモータに供給している電力を推定し、この電力に応じて、直流電圧及びインバータ出力電圧を決定するように動作させている。

この提案方式では、ＰＡＭ制御で行われる電源電圧の可変制御では制御応答性がよくないため、モータの速度制御を常にＰＷＭ制御が行える領域となるように、必要な電源電圧を電力量等から推定又は指令速度との偏差分から決定し、電源電圧を制御している。
ブラシレスＤＣモータの使い方、第４章、萩野弘、オーム社、２００３年発行 特開昭５９−１８１９７３号公報 特許第３３０８９９３号公報

以上のように速度範囲を拡大し、かつ、高効率で駆動する技術が各種提案されている。

しかしながら、それらの制御形態は昇圧コンバータとモータインバータとの構成とされ、ＰＡＭ制御とＰＷＭ制御との連携制御とするものである。モータ制御に対し、これら二つの制御手法を用いる理由としては、ＰＡＭ制御時の入力電圧、および、負荷変動時における制御応答時間を改善することにある。

つまり、ＰＡＭ制御、つまり、電源電圧を可変させることで振幅量の変調を行う方式では、エネルギー蓄積要素であるインダクタンス、およびコンデンサからなる回路構成が必要となる。これらの構成要素は制御遅れ要素となる性質をもつものであり、パルス１周期の平均量として電圧量を可変できるＰＷＭ制御に対し、制御応答の悪化を招くのを二つの制御方式を併用することで補完しあう制御としている。

また、ＰＡＭ制御での制御応答性を影響させないための電力推定等を行う場合には、使用するモータの各種定数により決定する動作特性（トルク−電流特性、トルク−回転数特性）などを踏まえて推定演算が行えるものである。ここで、各種定数とは、例えば、トルク定数、巻線インダクタンス、巻線抵抗、回転子イナーシャである。

つまり、制御方法が固定化された汎用のモータ制御ＩＣにおいて同様の制御形態は利用不可能であり、実現するためには専用制御ＩＣ、もしくは専用制御ソフトが必要とされる。また、これらの制御方式はＰＡＭ制御側の制御遅延を改善を図ることを目的としているものであり、ＰＷＭ制御によるモータ速度制御の制御応答性の改善手法とはなっていない。

本発明は、上記の点を鑑み、回路および制御の簡略化を図ると共にＰＷＭ制御による速度制御の応答特性を改善することができるモータ駆動装置を提供することを目的とする。

本発明に係るモータ駆動装置は、モータを駆動するモータ駆動装置であって、モータに電圧を供給するドライバと、電源電圧を昇圧してドライバに供給する昇圧部と、モータの回転速度を位相ロックループ制御し、回転速度を制御するパルス幅変調信号を出力する制御部と、制御部から出力されたパルス幅変調信号と、制御部において検出された回転速度の指令回転速度からの速度偏差を示す信号とを入力し、回転速度の変化を補償するようにパルス幅変調信号を補正して、補正されたパルス幅変調信号をドライバに供給する補正部とを備える。

回路および制御の簡略化を図ると共にＰＷＭ制御による速度制御の応答特性を改善することができる。

以下に、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。なお、同一の構造要素には同一の参照番号を付して、説明を省略する。
本発明の実施の形態について説明する。

本実施形態においては、モータ回転速度及び昇圧回路３０の出力電流の変化度に応じて必要な期間、モータ巻線への供給電圧及び電流を制御するＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を補正する。その際、汎用モータ制御ＩＣ、特にＰＬＬ制御（位相ロックループ制御）を備えたモータ制御ＩＣのモータ回転速度制御ループはそのままの構成とする。その結果、各相電流の位相を制御することができ、急激な負荷変動に対する速度制御の応答性を改善することが可能となる。また、本実施形態においては、電源電圧制御用ＰＷＭ信号の補正を併せて行うことで、速度制御の応答性をより改善することができる。

図１は、本発明に係る実施形態におけるモータ駆動装置の構成を示す図である。ここで、本実施形態と従来構成との差異を明確にするために、一般的に使用されているＰＬＬ制御方式での構成と動作に関して説明する。複写機で多用されているＰＬＬ制御方式の制御ブロック図を図１４に示すとともに、図１４内に示されたドライバ２０の概略構成図を図１５に示す。前述したように、ＰＬＬ制御方式では、比例制御要素１０ａ（以下、Ｐ制御要素）と、積分制御要素１０ｂとからの誤差を加算合成した結果を元に、ドライバ２０によりモータ巻線への印加電圧量をＰＷＭ制御等で制御することで速度制御する。ここで、比例制御要素１０ａは、速度指令値となる回転速度指令パルス出力部５０から出力されるＣＬＫ信号とモータ実回転速度との速度偏差を出力する。また、積分制御要素１０ｂは、ＣＬＫ信号とモータ実回転速度検出用パルス信号（一般的にＦＧといわれる回転検出パルス生成部２２から出力され、ＦＧ信号と呼ばれる）との位相差を出力する。

一般的な３相ブラシレスＤＣモータ（３相ブラシレス直流モータ）は、３相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗで構成されており、各相毎の電源の＋側、および−側に半導体スイッチ素子（ＭＯＳ−ＦＥＴとして図示）を備えたブリッジ接続として構成される。図１４のＰＬＬ制御部１０で決定された操作量は、各相電圧を制御するＰＷＭ信号として図１５に示すドライバを構成する半導体スイッチ素子であるＭＯＳ−ＦＥＴの各ゲート信号（ｕｐ、ｖｐ、ｗｐ、ｕｌ、ｖｌ、ｗｌ）として供給される。

ここで、一般的に各相（ｕ、ｖ、ｗ）を電気角１２０度毎に通電切替を行う１２０度通電方式でのモータの駆動原理に関して、簡単に説明する。図１６は、基本的な３相ブラシレスＤＣモータの回転子磁極数２、固定子側スロット３でのモータ構造を示した図である。この場合にはホール素子Ｈ１〜Ｈ３は、機械的に１２０度間隔で、各相コイルＵ、Ｖ、Ｗの対抗位置に配置される構成となる。

図１８は、前述したように一般的な１２０度通電方式での動作シーケンスを示した図である。図１６で示したように１２０度間隔で配置された各ホール素子Ｈ１〜Ｈ３は、回転子の磁極位置によって、図１８に示すようにＮ／Ｓ２極に応じて１８０度出力を遷移する。また、各ホール素子Ｈ１〜Ｈ３の出力間は、配置で規定されたように１２０度の位相差をもつ。３つのホール素子Ｈ１〜Ｈ３から得られた信号を元に、３相巻線のうちのいずれか２相ずつを選択して通電する下記の６つのモードが、繰り返し切り替えられて制御される。その結果、各モード毎に図１９に示すようなコイル磁束を発生させつつ、回転磁界を形成し、モータの回転運動が行われる。
モード１：ｗ相上側ＳＷオン（ｗｐ：ＯＮ）、ｕ相下側ＳＷオン（ｕｌ：ＰＷＭ駆動）
モード２：ｗ相上側ＳＷオン（ｗｐ：ＯＮ）、ｖ相下側ＳＷオン（ｖｌ：ＰＷＭ駆動）
モード３：ｕ相上側ＳＷオン（ｕｐ：ＯＮ）、ｖ相下側ＳＷオン（ｖｌ：ＰＷＭ駆動）
モード４：ｕ相上側ＳＷオン（ｕｐ：ＯＮ）、ｗ相下側ＳＷオン（ｗｌ：ＰＷＭ駆動）
モード５：ｖ相上側ＳＷオン（ｗｐ：ＯＮ）、ｗ相下側ＳＷオン（ｗｌ：ＰＷＭ駆動）
モード６：ｖ相上側ＳＷオン（ｗｐ：ＯＮ）、ｕ相下側ＳＷオン（ｕｌ：ＰＷＭ駆動）

なお、この図１８では、図１５に示す上アーム駆動側を相切替用とし、下アーム駆動側をＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）用とする構成として、上アームゲート信号ｕｐ，ｖｐ，ｗｐ、下アームゲート信号ｕｌ，ｖｌ，ｗｌの信号状態を示している。

この６つの駆動モードにより、発生する各コイルによる合成電流ベクトルＩと回転子磁極の界磁磁束Φの関係は図１９のＮｏ．１〜６（図１８の動作モードの１〜６に対応）に示すようにθａ＝９０度の位相を持った形となる。つまり、ブラシレスＤＣモータでのコイル電流の切替タイミングは、各モード１〜６ともこの電流と磁束の位相関係が９０度に保たれるように制御され、回転駆動が行われている。図１９には、合成電流Ｉと界磁磁束Φと位相差θａとして、９０度に制御されている要素が示されている。

これはモータトルクが式（１）で表され、この界磁磁束とコイル電流の位相差とトルクとの関係は図１７に示すような関係となる。即ち、最大トルクの発生位相としての条件であり、モータ効率の観点からも位相が９０度（π／２）となるように制御するのが望ましいとされるためである。
Ｔ＝Φ×Ｉ×ｓｉｎθ ・・・（１）
但し、Φ：回転子磁石による磁束、Ｉ：コイル電流、θ：ΦとＩの位相差
ここで、図１８に示される駆動モードで、図１５に示すドライバによりモータ巻線コイルへの通電制御が行われた場合の電流ルートについて図２０〜図２４を用いて簡単に説明する。

図２０には、ドライバ２０を構成する半導体素子であるＭＯＳ−ＦＥＴと、ＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオード又は別部品として並列配置されたダイオード、ブラシレスＤＣモータの各相巻線を示すインダクタンス、電圧源Ｖｉｎが示されている。図２０は、それらの要素ブロックの接続を模式的に示している。図２０に示す「ＦＥＴ」は、ＭＯＳ−ＦＥＴを示し、「Ｄ」はダイオードを示し、「Ｌ」はインダクタンスを示している。また、電圧源Ｖｉｎは、便宜上２つに分けられている。

このとき、図１８で示したモード３の場合の電流経路は図２１、図２２のようになる。モード３では上側ｕ相駆動信号ｕｐがオンとなり、下側ｖ相駆動信号ｖｌがＰＷＭ駆動されている状態となる。ＰＷＭ信号ｖｌがオン状態では、図２１に示すように電源Ｖｉｎからｕｐ（ＦＥＴ）、ｕ相巻線、ｖ相巻線、ｖｌ（ＦＥＴ）、電源Ｖｉｎまでという電流経路でモータ巻線ｕ相−ｖ相への電流供給が行われる。

ここで、電源Ｖｉｎを２つのＶｉｎ／２として記載している。これは、ＰＷＭ制御動作時に各相コイルの中点位置を仮想的に接地したとすると、電源電圧側もそれぞれＶｉｎ／２として仮想接地したとすることで各コイルへ印加される電圧値をＶｉｎ／２として扱えることを示している。つまり、各相コイルは電源Ｖｉｎ／２をＰＷＭ制御することで電圧量の制御を行っているとして扱うことができる。

また、モード３において、ＰＷＭ信号ｖｌがオフの時、つまり、ｖ相下側ＦＥＴがオフされた状態での電流経路を図２２に示す。この時の電流経路は巻線コイルからの回生電流により、相切り替え用の上側ＦＥＴはそのままオン状態のため、ｕｐ（ＦＥＴ）から、ｕ相巻線、ｖ相巻線、ｖｌ（Ｄ）、ｗｐ（ＦＥＴ）までの電流経路となる。

次に、モード４に移行した場合には、モード３と同様に上側ｕ相駆動信号ｕｐがオン、下側Ｗ相駆動信号ｗｌがＰＷＭ駆動されている状態となる。ＰＷＭ信号ｗｌがオン状態では、図２３に示すように電源Ｖｉｎから、ｕｐ（ＦＥＴ）、ｕ相巻線、ｗ相巻線、ｗｌ（ＦＥＴ）、電源Ｖｉｎまでという電流経路でモータ巻線ｕ相−ｗ相への電流供給が行われる。

また、ＰＷＭ信号ｗｌがオフの時、つまり、ｗ相下側ＦＥＴがオフされた状態での電流経路を図２４に示す。この時の電流経路は、巻線コイルからの回生電流により、相切替用の上側ＦＥＴはそのままオン状態であるので、ｕｐ（ＦＥＴ）から、ｕ相巻線、ｗ相巻線、ｗｐ（Ｄ）、ｕｐ（ＦＥＴ）までとなる。

以上のように、ホール素子Ｈ１〜Ｈ３により、回転子磁極位置を検出して、１２０度毎に電流経路が切り替えられ、それぞれの場合に、式（１）で示した合成電流Ｉと界磁磁束Φにより発生するトルクが最大となるように制御される。このときの各モード１〜６に対応した合成電流Ｉと界磁磁束Φの関係は、図１９に示すように、選択された３相中の２相コイルに通電されることによる合成電流Ｉと界磁磁束Φとで６０度ずつ位相をずらしながら変化する。その結果、回転磁界を構成し、モータが回転駆動を行うことになる。

つまり、この合成電流Ｉと界磁磁束Φの位相角が一定であれば、ＤＣモータの回転速度は、基本的に印加電圧に比例（コイル電流は、印加電圧をコイルインピーダンスで除する値となるのでコイル電圧に比例）することになる。

＜本実施形態の構成＞
以上のような従来構成、特に、速度範囲が広い場合に利用される外部電源に接続されて入力電圧のレベルが所定となるように、昇圧して出力する昇圧回路３０（昇圧部）を用いた構成を示す図２５に対し、図１に示す本発明の構成は、以下の点において異なる。
（ａ）昇圧電源回路の出力電流検出部３０ａに接続され、電流の時間変化度検出を行う電流変化検出部１２が構成されている。
（ｂ）電流変化検出部１２の検出結果と、ＰＬＬ制御部１０の比例制御要素１０ａの速度誤差増幅出力とを乗じる、若しくは、加算するための演算器１３が構成されている。
（ｃ）モータ速度のＰＬＬ制御部１０と、ＰＬＬ制御部１０から出力されるモータ速度制御用ＰＷＭ信号に基づいてブラシレスＤＣモータ２１の各相巻線に供給する電圧制御を行うドライバ２０との間に挿入された非導通期間制御部１１が構成されている。

ここで、図１のＰＬＬ制御部１０と昇圧回路３０は、図１４及び図２５に示した従来構成と基本的に変わらない。上記構成追加と併せて、各部の接続構成が以下の点において異なる。
（１）モータ速度のＰＬＬ制御部１０の速度誤差増幅出力が、演算器１３に接続されている。
（２）昇圧回路３０の電流検出部３０ａの出力が、電流変化検出部１２に接続されている。
（３）演算器１３出力が、非導通期間制御部１１と比較器３１ｃに接続されている。ここで、比較器３１ｃは、昇圧回路３０の出力電圧の誤差増幅器３１ｂの出力と搬送波生成器３１ａの出力とを比較して、電源電圧制御用ＰＷＭ信号を生成する。

本実施形態においては、非導通期間制御部１１と電流変化検出部１２と演算器１３の構成が、ブラシレスＤＣモータ２１の回転速度の変化を検知し、補償するようにモータ速度制御用ＰＷＭ信号を補正する補正部として機能する。

なお、上記（１）の速度誤差増幅出力は、一般的なモータＰＬＬ制御ＩＣでは、積分制御要素の位相差検出出力端子とともに速度偏差出力端子として用意されており、更に、それらの加算結果を積分アンプへ入力する構成とされている。速度誤差増幅出力として、これらの端子の速度側のみ、もしくは、積分アンプ入力前の加算結果を用いても良い。

また、上記（３）の電源電圧制御用ＰＷＭ信号を生成する比較器３１ｃは汎用電源制御用ＩＣでは最大デューティ制限用端子として用意されているものが利用可能である。

以下、本実施形態における構成部分について説明する。まず、図１に示す非導通期間制御部１１の構成及び動作について図２と図３を用いて説明する。

非導通期間制御部１１は、前述したようにモータ速度のＰＬＬ制御部１０とモータ巻線のドライバ２０との間に挿入され、入力された各相毎のモータ制御用ＰＷＭ信号の相切替時において、所定時間、ＰＷＭ信号をマスクするように動作する。具体的には図２に示すような回路構成であり、ここでは下記のような構成を含む。
（１）モータ制御用ＰＷＭ信号の相切替信号を生成する相切替信号抽出部１１ａ
（２）非導通期間を任意調整可能とする充放電部１１ｂ
（３）（２）の充放電制御用ＰＷＭ信号を生成する充放電用ＰＷＭ制御部１１ｃ
ここで、図２の回路動作としては次のようになり、その場合の各回路部における動作波形の模式図を図３に示す。

相切替信号抽出部１１ａは、入力されるモータ制御用ＰＷＭ信号の周波数に対して、使用するロジック回路部品に応じた閾値を確保して論理確定を行うに必要十分な時定数としたＣＲローパスフィルタとして構成されている。相切替信号抽出部１１ａは、一連のＰＷＭ信号のパルス列を図３に示す相切替信号に変換する。

なお、本実施形態においては、ＣＲによるローパスフィルタを用いて説明しているが、１ショット回路を用いて、各相毎のＰＷＭ信号入力毎にマスク信号を生成することも可能である。また、ロジック回路により所定時間以下のパルス列を無視するような回路としてもよい。

充放電部１１ｂは、相切替信号抽出部１１ａで生成された相切替信号に対して、信号開始位置から任意の期間のみマスクする部分マスク信号を生成し、モータ巻線への電圧供給の非導通期間を制御する。このマスク期間の調整は、ここでは、前述したローパスフィルタと同様に抵抗ＲとコンデンサＣによる充放電部１１ｂを充放電用ＰＷＭ制御部１１ｃでＰＷＭ制御することで実現する。

この充放電用ＰＷＭ制御部１１ｃにおいて、外部から入力された非導通期間指令値（マスク期間指令信号）を元に、基準となる搬送波である三角波と比較して、補正用ＰＷＭ信号（補正用パルス幅変調信号）が生成される。非導通期間指令値によって、その補正用ＰＷＭ信号のデューティ比が変更され、その結果、充放電時間が制御されて、相切替信号の立ち上がり時間が制御される。部分マスク信号（図３に示す）と元のモータ制御用ＰＷＭ信号との論理積をとることで、モータ制御用ＰＷＭ信号の信号列の開始部のみマスクされた補正ゲート駆動信号（図３に示す）が生成される。

ここで、相切替信号の立ち上がり時間を制御する部分について、図３の非導通期間制御部１１への非導通期間指令値は、速度偏差“０”とした場合に、図４に示すように標準値「Duty_typ」とする。また、図１の比例制御要素１０ａにおけるモータ実回転速度と速度指令値との偏差出力と、電流変化検出部１２の出力（“１”とする）とに基づく動作を以下、説明する。

速度偏差が−側、つまり、速度減少側に振れた場合には、図４の（ａ）に示すように非導通期間指令値が定常値（即ち「Duty_typ」）より大きくなり、立ち上がり期間でのマスク幅が短くなる方向へ制御される。図５に、この時に生成される相切替信号（図５に示すＶｐｈ）に対する部分マスク信号（図５に示すＶｇａｔｅ）を示す。

速度偏差が＋側、つまり、速度増加側に振れた場合には、図４の（ｂ）に示すように非道通期間指令値が定常値（即ち「Duty_typ」）以下となり、立ち上がり期間でのマスク幅が長くなる方向へ制御される。図６に、この時に生成される相切替信号（図６に示すＶｐｈ）に対する部分マスク信号（図６に示すＶｇａｔｅ）を示す。

なお、ここでは、三角波と比較することでＰＷＭ信号を生成する構成としているが、モータ制御用ＰＷＭ信号の反転信号（電力供給増加時に、非導通期間をなくす方向へ変化させるため）を利用しても良い。又は、電源電圧制御用ＰＷＭ信号の反転信号（こちらも電力供給増加時に、非導通期間をなくす方向へ変化させるため）を利用する構成でも効果は得られる。

また、相切替信号抽出部１１ａと同様に、充放電部１１ｂは、抵抗ＲとコンデンサＣによる充放電回路とロジックによる遅延要素を構成しているが、カウンタ機能などを利用したロジック回路構成での遅延器を用いて構成しても良い。

以上説明してきた構成を従来回路構成に付加することで、本実施形態におけるモータの速度制御は次のようにして行われる。本実施形態における制御則の基本的な動作は、モータの出力トルクが式（１）により決定されることから、各相コイルによる合成電流ベクトルＩと回転子磁極の磁束Φの位相を制御することでトルク制御を行い、負荷急変時に対する速度制御応答性の改善を行う。

具体的には、従来の場合には、モータ制御用ＰＷＭ信号は、モータ回転子の磁極位置をホール素子にて検出して、合成電流ベクトルＩと界磁磁束Φの電気角の位相差が９０度となるように相切替タイミングが決定される。更に、実回転速度が指令回転速度となるようにデューティ比が決定されたＰＷＭ信号が出力される。

これに対して、非導通期間制御部１１によりモータ制御用ＰＷＭ信号をマスクすることにより遅延する方向へ補正することは、界磁磁束Φに対する合成電流Ｉの位相を遅らせる、つまり、位相差を９０度より小さくする方向へ制御することになる。また、巻線への電圧印加時間幅も減少する方向、つまり、電源使用率が通常より減少する方向へ制御されることになる。よって、モータ制御用ＰＷＭ信号が同一デューティ比で、かつ、昇圧回路３０の出力電圧が同一の設定で動作している場合には、出力トルクが減少することとなる。

なお、ここで、図３、４を用いて非導通期間制御部１１において、前述したように定常状態での非導通期間指令を“０”ではなく、所定量オフセットした状態とする。そのことにより、逆に、速度が減少方向へ変化した場合には、位相差を９０度側へ戻し、かつ、電圧印加時間幅も増加方向へ制御されることで、出力トルクを増加方向へ補正することになる。例えば、この非導通期間制御部１１における操作量として、充放電制御用ＰＷＭ信号のデューティ比を定常状態で５０％とし、５０〜１００％で変化させると、電気角位相差は、３０（最大トルクとなる位相差９０度の１／３）〜９０度の範囲で制御される。

このようにモータ制御用ＰＷＭ信号を、非導通期間制御部１１を介してマスクして補正した状態で１２０度通電方式でモータ駆動を行った動作状態を図７に示す。図７に示すように各相切替タイミングにおいて、非導通期間が設けられる。図８は、図７のように非導通期間を設けられた状態で、各相切替をおこなった場合の合成電流Ｉと界磁磁束Φの関係を示す図である。

本実施形態においては、定常状態のあるタイミングにおいて非導通期間を所定量設けてモータ出力トルクを抑制した状態とする。その状態で一定回転速度となるように制御されている場合に、負荷トルクが急変して速度変化および入力電流変化が起きると、通常の速度制御と併せて、以上のような電流位相制御が行われることになり、速度安定性がより改善される。

次に昇圧回路３０に対する電源電圧制御の補正の動作について説明する。この昇圧回路３０を付加する基本的な目的としては、モータ速度範囲が広い場合に速度に比例して発生する逆起電圧といわれるモータ自己発電分を補い、速度可能範囲を確保するということである。しかしながら、本実施形態においては、そのような目的以外に、非導通期間制御部１１によりモータ制御用ＰＷＭ信号を補正するトルク制御要素を付加する構成とした部分を、さらに補完する制御要素として昇圧回路３０を機能させる。

既に説明したように、非導通期間制御部１１の追加により、合成電流Ｉと界磁磁束Φの位相差を制御するトルク制御が可能となる。また、そのことにより、モータ制御用ＰＷＭ信号によるモータ速度制御だけの場合に対して、制御応答性がより改善できることを説明した。

本実施形態においては、更に、昇圧回路３０の電源電圧制御用ＰＷＭ制御部３１（電圧制御部）で生成される電源電圧制御用ＰＷＭ信号（制御信号）に対して、演算器１３（乗算又は加算）の出力に応じて、補正を行う構成としている。演算器１３の出力とは、既に説明した非導通期間指令値であって、合成電流Ｉと界磁磁束Φの位相差制御を行う操作量である。

例えば、汎用電源電圧制御用ＰＷＭ−ＩＣ（「ｕＰＣ４９４」、「ＴＬ４９４／５９４」、「ＭＢ３７５９」等）で用意されている最大デューティ制限用端子に演算器１３の出力を電源補正用ゲイン設定器１４を介して入力する。最大デューティ制限用端子とは、例えば、「ｕＰＣ４９４」の場合には、「デッドタイム制御端子」として構成されている。これにより、電源電圧制御用ＰＷＭ制御部３１に対して、電流の変化と速度変化を併せた微分制御要素として作用することになる。以下、演算器１３の出力に基づいた動作について説明する。

速度偏差が−側に振れた、もしくは、出力電流変化度が大の場合、つまり、負荷変動が増加方向で発生した場合には、電源補正用ゲイン設定器１４から出力される出力指令値が大きくなる。その結果、その増大が、電源電圧制御用ＰＷＭ信号の最大デューティ制限を緩和する方向（図４（ａ）における三角波との比較でデューティ比が大きくなる方向と同じ）として作用する。

速度偏差が＋側に振れた、もしくは、出力電流変化度が小の場合、つまり、負荷変動が減少方向で発生した場合には、電源補正用ゲイン設定器１４から出力される出力指令値が小さくなる。その結果、その減少が、最大デューティ制限を制限する方向（図４（ｂ）における三角波との比較でデューティ比が小さくなる方向と同じ）として作用する。

以上のように、本実施形態においては、トルク制御と電源側ＰＷＭ制御との２つの制御を併用している。その結果、定常時から負荷が増加方向への急変時に、速度低下の抑制効果をより改善でき、負荷が減少方向へ急変した場合での速度上昇抑制効果をより改善することができる。

特に、汎用のモータＰＬＬ制御用ＩＣでは、回転速度制御指令に対して所定範囲を超えた場合には、単純に通電オフとしてしまうだけの構成であるので、負荷減少方向での急変時に、速度超過期間の改善が図れない。そのため、負荷変化時において瞬時に、位相制御によるトルク抑制に加えて電源出力を低減するように補正することによる速度上昇抑制効果は大きい。また、非導通期間指令値に対して、速度変化の方向に応じたゲイン設定を行うようにして（例えば、速度増加方向時にはゲインを上げて位相補正量を増加させる）ようにしても良い。その場合には、以上述べたような効果が更に改善される。

以上のように、モータ制御側、及び、電源制御側それぞれに補正制御要素を付加したことにより、電源補正用ゲイン設定器１４の出力指令値が大きい場合には、電源電圧制御用ＰＷＭ信号の最大デューティ制限を緩和する方向として作用する。その結果、出力電流が急増した場合の最大パルス幅が増加するので、電源電圧低下を抑制することができる。ここで、電源電圧出力側（電源４０の出力）に重畳することにより、電源電圧を可変させる構成として、より応答性が改善するようにしても良い。

また、逆に負荷が急減した場合には、負荷増加の場合とは逆に、合成電流Ｉと界磁磁束Φとの位相差をなくす方向へと制御するので、回転子を加速させるトルク発生を抑制する。更に、その場合においては、電源補正用ゲイン設定器１４の出力指令値が小さくなるので、電源電圧制御用ＰＷＭ信号の最大デューティ制限を制限する方向として作用する。従って、モータの速度上昇が抑えられる。

以上のような構成により、汎用モータ制御ＩＣでのモータ制御においても、本実施形態の構成とすることで合成電流Ｉと界磁磁束Φとの位相差補正を行うことが可能となり、負荷変動時の速度変動を従来に比べて、より抑制、改善することができる。

なお、前述の説明では、上側アームの駆動半導体素子については、非導通期間補正を行っていないが、これらを下側と同様に補正する構成としてもよい。その場合の駆動シーケンス図を図１１に示す。この場合には、全半導体素子がオフ状態となるので、回生電流のルートが図１２に示すようになり、各相での電流減衰時間が短縮される。

ここで、図２６に示すように、複写機の定着器における記録用紙の突入時のトルク急変による速度低下、および、排出時のトルク急減による速度増加現象に対して、本実施形態の構成の動作について、図９及び図１０を用いて説明する。

図１０の上段は、図２６と同様である。図１０の下段には、速度ωの変化ｄω（モータ速度と同じ）と、電流変化分ｄｉ／ｄｔと、非導通期間指令値が示されている。電流変化分ｄｉ／ｄｔは、電流変化検出部１２の出力の一例である。

今、定常状態で点Ｏにて負荷トルクＴＬ［Ｎｍ］、回転数ωn［ｒａｄ／ｓ］で運転しているとする。その場合に、図２６に示すように、記録用紙突入により負荷変動が発生し、負荷トルクが、ＴＬ＋ｄＴ１［Ｎｍ］に変化したとする。この時に、巻線電圧がＥ０で制御されていたとして電圧がそのままの場合には、回転速度は点Ａで示す位置まで低下してしまう。従来においては、ＰＷＭ制御により電圧制御してωｎ［ｒａｄ／ｓ］とする場合に、巻線電圧をＥ１とし、電流が追従して初めて回転数制御完了していた（点Ｏ、点Ａ、点Ｂを結ぶルートで示される）。

一方、本実施形態においては、非導通期間制御による界磁磁束Φと電流Ｉの位相差の補正制御を行う。本実施形態においては、負荷トルクがＴＬ＋ｄＴ１［Ｎｍ］に変化した際に、非導通期間が減少するので（パルス数が多くなる）、巻線に供給される電圧の平均量は総じて高まる。図９においては、Ｅ０からＥ１’への変化として示される。

従って、負荷トルクがＴＬ＋ｄＴ１［Ｎｍ］に変化した際には、点Ｏから点Ａ’に変化する。つまり、回転数制御が完了するまでのルートは、従来の点Ｏ、点Ａ、点Ｂのルートではなく、点Ｏ、点Ａ’、点Ｂのルートとなるので、制御応答速度が改善される。

次に、記録用紙排出時について説明する。ここで、記録用紙が突入され、一定速度の状態（定常状態）となった点を改めて点Ｏとする。

図２６に示すような記録紙排出時に、負荷トルクがＴＬ−ｄＴ２［Ｎｍ］に変化した際に、従来においては、電流制御遅れによりモータ速度は点Ｘで示すω＋ｄω’まで上昇する。従来においては、ＰＷＭ制御により電圧制御してωｎ［ｒａｄ／ｓ］とする場合に、巻線電圧をＥ２とし、電流が追従して初めて回転数制御完了していた（点Ｏ、点Ｘ、点Ｙを結ぶルートで示される）。

一方、本実施形態においては、負荷トルクがＴＬ−ｄＴ２［Ｎｍ］に変化した際に、非導通期間が増加するので（パルス数が少なくなる）、巻線に供給される電圧の平均量は総じて低くなる。図９においては、Ｅ０からＥ２’への変化として示される。従って、負荷トルクがＴＬ−ｄＴ２［Ｎｍ］に変化した際には、点Ｏから点Ｘ’に変化する。つまり、回転数制御が完了するまでのルートは、従来の点Ｏ、点Ｘ、点Ｙのルートではなく、点Ｏ、点Ｘ’、点Ｙのルートとなるので、制御応答速度が改善される。

以上のように、昇圧回路３０の比較器３１ｃに演算器１３の出力（非導通期間指令値）を入力することにより、負荷トルクの急激な変動に対しての速度応答性をより改善することができる。ここで、例えば、定常状態での非導通期間指令を“０”ではなく、所定量オフセットした状態とすると、各相毎の相対的な巻線への供給エネルギー量が増減する場合がある。そのような定常状態におけるオフセット分を補填するように、図１に示す昇圧回路３０が構成されることが考えられる。既に説明した非導通期間制御部１１と昇圧回路３０の動作は、急激なモータの速度変化分に対しての制御応答性を向上することを目的としている。従って、本実施形態は、前述の定常状態のオフセット分を補填するように構成されたモータ駆動装置に対しても適用することができる。

以上のように、従来では、図２６のような定着器への記録用紙の進入及び排出時には、定着ローラ駆動部に大きな負荷変動を招き、結果として駆動用モータの速度変動を発生させていた。また、その発生が、画像形成部において、各色毎のトナー画像を色ずれなく生成したとしても、２次転写部での記録用紙へのトナー画像転写時に形成ムラを生じさせていた。本実施形態においては、そのような課題を改善することが可能となる。

本発明に係る実施形態におけるモータ駆動装置の構成を示す図である。 図１に示す非導通期間制御部の構成を示す図である。 図１に示す非導通期間制御部における各信号の変化を示す図である。 非導通期間指令値と部分マスク信号の変化を示す図である。 速度が減少した場合の相切替信号に対する部分マスク信号の波形を示す図である。 速度が増加した場合の相切替信号に対する部分マスク信号の波形を示す図である。 モータ制御用ＰＷＭ信号をマスクして補正した状態で１２０度通電方式でモータ駆動を行った動作状態を示す図である。 非導通期間を設けられた状態で、各相切替をおこなった場合の合成電流Ｉと界磁磁束Φの関係を示す図である。 本実施形態の構成の動作について説明する図である。 本実施形態の構成の動作について説明する他の図である。 上側アームの駆動半導体素子を下側アームと同様に非導通期間補正を行った場合の駆動シーケンス図を示す図である。 図１１に示す場合の電流回生ルートを示す図である。 カラー画像を形成するための画像形成装置の概略構成を示す図である。 ＰＬＬ制御駆動方式の制御回路のブロック構成を示す図である。 図１４に示すドライバ回路の概略構成を示す図である。 基本的なＤＣブラシレスモータの構造を示す図である。 界磁磁束とコイル電流の位相差とトルクの関係を示す図である。 一般的な１２０度通電方式での動作シーケンスを示す図である。 各相切替をおこなった場合の合成電流Ｉと界磁磁束Φの関係を示す図である。 図１５に示すドライバ回路を要素ブロックを用いて模式的に示した図である。 図１８に示すモード３における電流経路を示す図である。 図１８に示すモード３において、ＰＷＭ信号ｖｌがオフの時の電流経路を示す図である。 図１８に示すモード４における電流経路を示す図である。 図１８に示すモード４において、ＰＷＭ信号ｗｌがオフの時の電流経路を示す図である。 昇圧電源回路とＰＬＬ制御部との構成を示す図である。 モータの速度変動を説明する図である。

符号の説明

１０ ＰＬＬ制御部
１３ 演算器
１４ 電源補正用ゲイン設定器
２１ ブラシレスＤＣモータ
２２ 回転検出パルス生成部
３１ 電源電圧制御用ＰＷＭ制御部
１０１ 中間転写ベルト
１０５ 感光ドラム
１０６ 現像器
１０７ クリーナ
１０８ 帯電器
１０９ 一次転写ローラ
１１０ レーザ光学系
１１１ 二次転写器
１１２ 定着器

Claims (8)

1. モータを駆動するモータ駆動装置であって、
   前記モータに電圧を供給するドライバと、
   電源電圧を昇圧して前記ドライバに供給する昇圧部と、
   前記モータの回転速度を位相ロックループ制御し、前記回転速度を制御するパルス幅変調信号を出力する制御部と、
   前記制御部から出力されたパルス幅変調信号と、前記制御部において検出された前記回転速度の指令回転速度からの速度偏差を示す信号とを入力し、前記回転速度の変化を補償するように前記パルス幅変調信号を補正して、補正された前記パルス幅変調信号を前記ドライバに供給する補正部と、
   を備えることを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記モータが、３相ブラシレス直流モータであることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記補正部は、前記モータの各相の駆動の切替え時から前記パルス幅変調信号をマスクすることを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記補正部は、前記モータの回転速度の減少を検知した場合に、前記パルス幅変調信号をマスクする期間を短くし、前記モータの回転速度の増大を検知した場合に、前記パルス幅変調信号をマスクする期間を長くするように前記パルス幅変調信号を補正することを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動装置。
5. 前記補正部は、前記パルス幅変調信号と前記速度偏差を示す信号とからマスク期間指令信号を生成し、該マスク期間指令信号の変化に基づいて、前記パルス幅変調信号をマスクする期間を変更することを特徴とする請求項３又は４に記載のモータ駆動装置。
6. 前記補正部は、前記マスク期間指令信号と基準となる三角波とから補正用パルス幅変調信号を生成し、該補正用パルス幅変調信号のデューティ比の変化に応じて、前記パルス幅変調信号をマスクする期間を変更することを特徴とする請求項５に記載のモータ駆動装置。
7. 前記昇圧部は、前記マスク期間指令信号を入力し、前記モータの回転速度の変化に応じて、前記ドライバに供給される電圧のレベルを補正することを特徴とする請求項５又は６に記載のモータ駆動装置。
8. 前記昇圧部は、電源電圧を昇圧して前記ドライバに供給する電圧をパルス幅変調制御する制御信号を生成する電圧制御部を更に備え、
   前記マスク期間指令信号を入力し、前記制御信号を補正することによって、前記ドライバに供給される電圧のレベルを補正することを特徴とする請求項７に記載のモータ駆動装置。

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