JP2009213344A - モータドライバ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】駆動電流の減衰率を詳細に設定可能なモータドライバ回路を提供する。
【解決手段】ステッピングモータに駆動電流を供給するモータドライバ回路１であって、第１の減衰率とその第１の減衰率より小さい第２の減衰率とを混合して複数の混合減衰率を設定する減衰率制御回路１５と、混合減衰率で駆動電流を減衰させる励磁パターンを生成する制御論理回路１６と、励磁パターンに従って駆動電流をステッピングモータに出力する駆動電流出力回路１７とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータの制御に係り、特にステッピングモータを駆動するモータドライバ回路に関する。

例えばコピー機やプリンタの紙送り部、或いはスキャナの読み取り部等を動作させるために、ステッピングモータが使用されている。ステッピングモータは、複数のコイルと回転子（ロータ）を備え、これらのコイルに外部からパルス信号が加わる毎にコイルが励磁して生ずる励磁力によりロータが吸引され、ロータがステップ単位で回転する。一般に、モータドライバ回路によってステッピングモータを駆動する駆動電流が調整されて、ステッピングモータの回転が制御される。

ステッピングモータのダンピング振動（減衰振動）を低減するために、例えば、駆動電流を低下させて低速回転領域及びロータ停止時の振動を低減させる方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００４−３３６８４７号公報

しかしながら、多様なステッピングモータに対してそれぞれ最適な制御状態を実現するために、ステッピングモータの励磁方式や駆動電流値等に応じて駆動電流を減衰させる比率（以下において「減衰率」という。）を設定する必要がある。そのため、ステッピングモータの仕様、用途等に応じて駆動電流の減衰率を詳細に設定できる機能がモータドライバ回路に求められている。

上記問題点を鑑み、本発明は、駆動電流の減衰率を詳細に設定可能なモータドライバ回路を提供することを目的とする。

本発明の一態様によれば、ステッピングモータに駆動電流を供給するモータドライバ回路であって、（イ）第１の減衰率とその第１の減衰率より小さい第２の減衰率とを混合して複数の混合減衰率を設定する減衰率制御回路と、（ロ）混合減衰率で駆動電流を減衰させる励磁パターンを生成する制御論理回路と、（ハ）励磁パターンに従って駆動電流をステッピングモータに出力する駆動電流出力回路とを備えるモータドライバ回路が提供される。

本発明によれば、駆動電流の減衰率を詳細に設定可能なモータドライバ回路を提供できる。

本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路の構成を示す模式的なブロックである。 図１に示したモータドライバ回路の入出力端子の情報を示す表である。 ＣＷ＿ＣＣＷ端子の設定値とモータ回転方向との対応を示す表である。 ＭＯＤＥ端子の設定値とモータ励磁モードとの対応を示す表である。 ＥＮＡＢＬＥ端子の設定値とモータ出力状態との対応を示す表である。 ＰＳ端子の設定値とモータドライバ回路の状態との対応を示す表である。 ＲＮＦ端子の入力等価回路図である。 図８はＶＲＥＦ端子の入力等価回路図である。 ＣＲ端子の入力等価回路図である。 出力端子の出力等価回路図である。 その他の制御用入力端子の入力等価回路図である。 本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路のＣＲタイマの動作を説明するためのタイミングチャートである。 本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路の低速減衰モードにおける出力トランジスタの状態と回生電流の経路を説明するための模式図である。 本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路の高速減衰モードにおける出力トランジスタの状態と回生電流の経路を説明するための模式図である。 本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路の電流減衰モードを説明するためのタイミングチャートである。 ＤＥＣ端子の設定と電流減衰方式との対応を示す表である。 本発明の第１の実施の形態に係る三角波発生回路及び減衰率制御回路の構成例を示す模式的な回路図である。 本発明の第１の実施の形態に係る三角波発生回路の動作例を説明するためのタイミングチャートである。 本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路のリセット動作を説明するためのタイミングチャートである。 本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路の制御入力タイミングを説明するためのタイミングチャートである。 各モータ励磁モードにおける初期電気角を示す表である。 本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路のフルステップモードにおける動作を説明する図であり、図２２（ａ）はタイミングチャートを示し、図２２（ｂ）はトルクベクトルを示す。 本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路のハーフステップＡモードにおける動作を説明する図であり、図２３（ａ）はタイミングチャートを示し、図２３（ｂ）はトルクベクトルを示す。 本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路のハーフステップＢモードにおける動作を説明する図であり、図２４（ａ）はタイミングチャートを示し、図２４（ｂ）はトルクベクトルを示す。 本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路のクォータステップモードにおける動作を説明する図であり、図２５（ａ）はタイミングチャートを示し、図２５（ｂ）はトルクベクトルを示す。 本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路のリセットタイミングを説明するためのタイミングチャートである。 本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路のモータ回転方向を切り換えるタイミングを説明するためのタイミングチャートである。 本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路の、クロック信号がハイレベルの場合でのイネーブル動作を説明するためのタイミングチャートである。 本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路の、クロック信号がローレベルの場合でのイネーブル動作を説明するためのタイミングチャートである。 本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路のチップ温度のモニタ方法を説明するための回路図である。 チップ温度とＶｆ電圧の関係の例を示すグラフである。 本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路の電気的特性を示す表である。 本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路によりデバイスを制御する例を示す模式図である。 本発明の第２の実施の形態に係るモータドライバ回路の構成を示す模式的なブロックである。 図３４に示したモータドライバ回路の入出力端子の情報を示す表である。 ＰＨＡＳＥ端子の設定値と駆動電流出力回路の出力論理との対応を示す表である。 ＶＲＥＦ分割比設定端子の設定値と出力電流値との対応を示す表である。 本発明の第２の実施の形態に係るモータドライバ回路のフルステップモードにおける動作を説明する図であり、図３８（ａ）はタイミングチャートを示し、図３８（ｂ）はトルクベクトルを示す。 本発明の第２の実施の形態に係るモータドライバ回路のハーフステップＡモードにおける動作を説明する図であり、図３９（ａ）はタイミングチャートを示し、図３９（ｂ）はトルクベクトルを示す。 本発明の第２の実施の形態に係るモータドライバ回路のハーフステップＢモードにおける動作を説明する図であり、図４０（ａ）はタイミングチャートを示し、図４０（ｂ）はトルクベクトルを示す。 本発明の第２の実施の形態に係るモータドライバ回路のクォータステップモードにおける動作を説明する図であり、図４１（ａ）はタイミングチャートを示し、図４１（ｂ）はトルクベクトルを示す。

次に、図面を参照して、本発明の第１及び第２の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。

又、以下に示す第１及び第２の実施の形態は、この発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、この発明の技術的思想は、構成部品の構造、配置等を下記のものに特定するものではない。この発明の技術的思想は、特許請求の範囲において、種々の変更を加えることができる。

（第１の実施の形態）
本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路１のブロック図を図１に示す。モータドライバ回路１は、電源定格５０Ｖのパルス幅変調（ＰＷＭ）定電流駆動方式によるバイポーラ駆動のステッピングモータを制御するモータドライバ回路である。詳細は後述するが、モータドライバ回路１は、モータ励磁モードをフルステップ（２相励磁方式）、ハーフステップ（１−２相励磁方式）、クォータステップ（４分割マイクロステップ；W１−２相励磁方式）の３種類で切り換えが可能である。更に、電流減衰方式設定端子（ＤＥＣ１端子、ＤＥＣ２端子）Ｐ９、Ｐ１０を設定することにより、ＰＷＭ制御でステッピングモータの駆動電流を減衰させる減衰率を、２ビット分の設定情報を用いて４段階で設定できる。

図１に示すように、第１の実施の形態に係るモータドライバ回路１は、デコーダ１１、ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）１２、ブランクタイム制御回路１３、三角波発生回路１４、減衰率制御回路１５、制御論理回路１６、駆動電流出力回路１７、レギュレータ１８を備える。

デコーダ１１は、外部から供給されるクロック信号をパラレル信号に変換する。そして、詳細を後述する各種入力端子によって設定されるモータ回転方向、モータ励磁モード等に従って、ステッピングモータの駆動タイミングを設定する。例えば、出力論理を設定する信号を制御論理回路１６に出力し、出力電流の値を設定する信号をＤＡＣ１２に出力する。また、デコーダ１１は、後述する各種保護回路からの信号等に応じてモータドライバ回路１の出力をオープンにし、モータドライバ回路１からステッピングモータへの駆動電流の供給を停止して誤動作を防止する。デコーダ１１の動作の詳細は後述する。

ＤＡＣ１２は、デコーダ１１の出力と外部から設定される基準電圧とを用いて、ＰＷＭ制御される駆動電流の設定電流値を設定する電圧を出力する。具体的には、ＤＡＣ１２は、出力電流値設定端子（ＶＲＥＦ端子）Ｐ１１に印加されてオペアンプ３１を介して入力される基準電圧を、デコーダ１１から送信される所定の分割比で分割する。そして、ＤＡＣ１２が出力する基準電圧の分割電圧が駆動電流出力回路１７の出力と比較されて、ＰＷＭ制御が実行される。図１に示したように、ＤＡＣ１２の出力は比較回路３２、３３の非反転入力端子に入力され、駆動電流出力回路１７の出力は比較回路３２、３３の反転入力端子に入力される。

ブランクタイム制御回路１３は、ＰＷＭ制御において電流検出を行わないブランクタイムを設定することで出力オン時に発生するスパイクノイズによる誤動作を防止するための回路である。ブランクタイム制御回路１３の機能により、外付けフィルタなしでステッピングモータを定電流駆動できる。

三角波発生回路１４は、モータドライバ回路１に外付けされるＲＣ回路１０１の充放電動作に基づいて生成される三角波を出力する。生成される三角波の周期は、ＲＣ回路１０１の出力の時定数に依存する。

減衰率制御回路１５は、第１の減衰率と、第１の減衰率より小さい第２の減衰率とを用いて、第１の減衰率と第２の減衰率とを混合させた駆動電流の複数の混合減衰率を設定し、電流減衰方式を制御する。駆動電流の減衰率の詳細な設定方法は後述する。

制御論理回路１６は、駆動電流出力回路１７の出力（以下において、「モータ出力」という。）がフィードバックされてＰＷＭ定電流制御動作し、デコーダ１１、ＤＡＣ１２、ブランクタイム制御回路１３、減衰率制御回路１５の出力に基づいて、制御対象のステッピングモータのコイルの励磁順序、励磁方向、励磁量を決定する励磁パターンを生成する。例えば、減衰率制御回路１５が設定する混合減衰率で駆動電流を減衰させる励磁パターンを生成する。ＰＷＭ定電流制御動作の詳細は後述する。生成された励磁パターンは駆動電流出力回路１７のプリドライバ１７１に送信される。

駆動電流出力回路１７は、プリドライバ１７１、第１Ｈブリッジ回路Ｈ１及び第２Ｈブリッジ回路Ｈ２を有し、ステッピングモータに駆動電流を出力する。プリドライバ１７１は、制御論理回路１６の生成した励磁パターンに従って第１Ｈブリッジ回路Ｈ１及び第２Ｈブリッジ回路Ｈ２の動作を制御する。第１Ｈブリッジ回路Ｈ１からの出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）と第２Ｈブリッジ回路Ｈ２からの出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）によってステッピングモータを駆動する。つまり、駆動電流出力回路１７は、励磁パターンに従って駆動電流をステッピングモータに出力する。なお、第１Ｈブリッジ回路Ｈ１を「チャンネル１（ＣＨ１）」、第２Ｈブリッジ回路Ｈ２を「チャンネル２（ＣＨ２）」とする。

レギュレータ１８は、モータドライバ回路１に供給される電源電圧から、モータドライバ回路１内部で使用される内部電源電圧Ｖ_REGを生成する。

更に、図１に示すように、モータドライバ回路１は、低電圧時誤動作防止（ＵＶＬＯ）回路２１、温度保護（ＴＳＤ）回路２２、過電流保護（ＯＣＰ）回路２３の各種保護回路を有する。

ＵＶＬＯ回路２１は、電源電圧が低電圧時におけるモータ出力の誤動作を防止する回路である。具体的には、電源端子（ＶＣＣ１端子、ＶＣＣ２端子）に印加される電源電圧が設定値（例えば１５Ｖ）以下になった場合に、駆動電流出力回路１７のモータ出力をオープンにする。この設定値は、ノイズ等の誤動作を防止するため、例えば１Ｖ程度のヒステリシスを設けている。なお、ＵＶＬＯ回路２１が動作した際は、電気角はリセットされる。

ＴＳＤ回路２２は、過熱保護対策として配置されるサーマルシャットダウン回路である。モータドライバ回路１のチップ温度が設定値（例えば１７５℃）以上になった場合に、ＴＳＤ回路２２は、モータ出力をオープンにする。その後、チップ温度が、例えば１５０℃以下になると通常動作に自動的に復帰する。

ＯＣＰ回路２３は、出力端子間ショート、電源とのショート（天絡）、ＧＮＤとのショート（地絡）時の破壊防止用の回路である。ＯＣＰ回路２３は、モータドライバ回路１内の電流を監視し、予め規定された制限値以上の電流が設定された時間（例えば４μｓ程度）流れるとモータ出力をオープン状態にラッチする。電源再投入或いはパワーセーブ端子（ＰＳ端子）Ｐ１２へのリセット信号の印加により、通常状態に復帰する。

ＵＶＬＯ回路２１が動作すると、モータ出力をオープン状態にすると同時にデコーダ１１はリセットされる。

図２に、図１に示すモータドライバ回路１の入出力端子の情報を示す。以下に、各入出力端子について説明する。

進相クロック入力端子（ＣＬＫ端子）Ｐ１３は、外部のクロック回路等で生成されたクロック信号が入力される端子である。ＣＬＫ端子Ｐ１３はデコーダ１１に接続する。モータドライバ回路１はクロック信号の立ち上がりエッジで動作し、１クロック信号毎に制御対象のステッピングモータの電気角（ステップ）が１つ進む。ＣＬＫ端子Ｐ１３にノイズが混入するとモータミスステップの原因となるため、ノイズが混入しないパターン設計をすることが好ましい。

モータ回転方向設定端子（ＣＷ＿ＣＣＷ端子）Ｐ１４は、制御対象のステッピングモータのモータ回転方向を設定する。ＣＷ＿ＣＣＷ端子Ｐ１４はデコーダ１１に接続する。モータ回転方向の設定変更は、変更直後のＣＬＫ信号の立ち上がりエッジにてモータドライバ回路１の制御方法に反映される。ＣＷ＿ＣＣＷ端子Ｐ１４のレベルとモータ回転方向との対応を図３に示す。

例えば、ＣＷ＿ＣＣＷ端子Ｐ１４をロー（Ｌ）レベルに設定すると、モータ回転方向はチャンネル２（ＣＨ２）の出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）が、チャンネル１（ＣＨ１）の出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）に対して９０°位相が遅れて出力することによって「右回り（Ｃｌｏｃｋｗｉｓｅ）」方向（以下において「ＣＷ方向」という。）になる。一方、ＣＷ＿ＣＣＷ端子Ｐ１４をハイ（Ｈ）レベルに設定すると、モータ回転方向はＣＨ２の出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）がＣＨ１の出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）に対して９０°位相が進んで出力することによって「左回り（Ｃｏｕｎｔｅｒ Ｃｌｏｃｋｗｉｓｅ）」方向（以下において「ＣＣＷ方向」という。）になる。

モータ励磁モード設定端子（ＭＯＤＥ０端子、ＭＯＤＥ１端子）Ｐ１６、Ｐ１７は、モータ励磁モードを設定する。ＭＯＤＥ０端子Ｐ１６及びＭＯＤＥ１端子Ｐ１７は、デコーダ１１に接続する。ＭＯＤＥ０端子Ｐ１６及びＭＯＤＥ１端子Ｐ１７に入力される信号レベルに応じてデコーダ１１が基準電圧の分割比をＤＡＣ１２に送信し、ＤＡＣ１２によってモータ励磁モードが設定される。

図４に、モータ励磁モードの設定例を示す。例えば、ＭＯＤＥ０端子Ｐ１６をＨレベル、ＭＯＤＥ１端子Ｐ１７をＬレベルに設定することによって、モータ励磁モードは「フルステップ」に設定される。図４に示した「フルステップ」、「ハーフステップＡ」、「ハーフステップＢ」及び「クォータステップ」の各モータ励磁モードにおけるタイミングチャート及びトルクベクトルは後述する。

出力イネーブル端子（ＥＮＡＢＬＥ端子）Ｐ１８は、第１Ｈブリッジ回路Ｈ１及び第２Ｈブリッジ回路Ｈ２に含まれるトランジスタ（以下において「出力トランジスタ」という。）を強制的にオフするための端子である。つまり、ＥＮＡＢＬＥ端子Ｐ１８はモータ出力をオープンにするために使用される。図５にＥＮＡＢＬＥ端子Ｐ１８の設定例を示す。図５に示した例では、ＥＮＡＢＬＥ端子Ｐ１８にＬレベルが設定されるとモータ出力はオープンとなり、Ｈレベルが設定されるとモータドライバ回路１は通常動作する。ＥＮＡＢＬＥ端子Ｐ１８にＬレベルが設定されている場合は、クロック信号がＣＬＫ端子Ｐ１３に入力されても、電気角や各動作モードは維持される。ＥＮＡＢＬＥ端子Ｐ１８は、デコーダ１１に接続する。

ＰＳ端子Ｐ１２は、デコーダ１１をリセット（イニシャライズ）してモータドライバ回路１をスタンバイ状態にし、モータ出力をオープンにするために設定される。スタンバイ状態に入ると、図１に示したデコーダ１１がリセットされ、電気角が初期化される。図６にＰＳ端子Ｐ１２の設定例を示す。図６に示した例では、ＰＳ端子Ｐ１２にＬレベルが設定されるとモータドライバ回路１はスタンバイ状態になり、Ｈレベルが設定されるとモータドライバ回路１は通常動作する。ＰＳ端子Ｐ１２は、リセット回路２０に接続する。

テスト用端子（ＴＥＳＴ端子）Ｐ１５はテスト時に使用する端子で、実使用時にはＧＮＤに接続される。

ＤＥＣ１端子Ｐ９、ＤＥＣ２端子Ｐ１０は、既に述べたように電流減衰方式を選択して、制御対象のステッピングモータの駆動電流の減衰率を４段階で設定するために使用される。ＤＥＣ１端子Ｐ９及びＤＥＣ２端子Ｐ１０は、減衰率制御回路１５に接続する。電流減衰方式の詳細は後述する。

電源端子（ＶＣＣ１端子、ＶＣＣ２端子）Ｐ５、Ｐ２０は、第１Ｈブリッジ回路Ｈ１及び第２Ｈブリッジ回路Ｈ２にそれぞれ供給する電源電圧が印加される。ステッピングモータの駆動電流である第１Ｈブリッジ回路Ｈ１からの出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）及び第２Ｈブリッジ回路Ｈ２からの出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）が、ＶＣＣ１端子Ｐ５及びＶＣＣ２端子Ｐ２０に流れる。

第１Ｈブリッジ回路Ｈ１の出力端子であるＯＵＴ１Ａ端子Ｐ４、ＯＵＴ１Ｂ端子Ｐ２、及び第２Ｈブリッジ回路Ｈ２の出力端子であるＯＵＴ２Ａ端子Ｐ２１、ＯＵＴ２Ｂ端子Ｐ２３は、制御対象のステッピングモータに駆動電流を供給する。ＯＵＴ１Ａ端子Ｐ４、ＯＵＴ１Ｂ端子Ｐ２、ＯＵＴ２Ａ端子Ｐ２１及びＯＵＴ２Ｂ端子Ｐ２３（以下において、総称して「出力端子」という。）は、モータドライバ回路１からステッピングモータに駆動電流を供給する端子であり、これらの出力端子から出力される駆動電流に従ってステップ単位でステッピングモータのコイルが励磁され、ロータが回転する。

出力電流検出用抵抗接続端子（ＲＮＦ１端子、ＲＮＦ２端子）Ｐ３、Ｐ２２に、それぞれ第１Ｈブリッジ回路Ｈ１からの出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）検出する電流検出用抵抗Ｒ１、及び第２Ｈブリッジ回路Ｈ２からの出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）を検出する電流検出用抵抗Ｒ２がそれぞれ接続される。抵抗値が０．４Ω〜１．０Ω程度、例えば０．５Ωの電流検出用抵抗Ｒ１及びＲ２が、ＧＮＤとＲＮＦ１端子Ｐ３及びＲＮＦ２端子Ｐ２２との間にそれぞれ挿入される。

出力電流値設定端子（ＶＲＥＦ端子）Ｐ１１は、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）、ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の値を設定する端子である。具体的には、ＶＲＥＦ端子Ｐ１１に印加される基準電圧Ｖ_REFと、ＲＮＦ１端子Ｐ３、ＲＮＦ２端子Ｐ２２に接続される電流検出用抵抗の値Ｒ_NFによって、式（１）に示すように出力電流Ｉ_OUT（ＩＯＵＴ（ＣＨ１）＋ＩＯＵＴ（ＣＨ２））が設定される：

Ｉ_OUT ＝{Ｖ_REF ／５}／Ｒ_NF ・・・（１）

式（１）で、値５はモータドライバ回路１内部の基準電圧分割比である。

チョッピング周波数設定端子（ＣＲ端子）Ｐ８は、出力チョッピング周波数を設定するために使用される。具体的には、図１に示すように、容量Ｃ３と抵抗Ｒ３が並列接続されたＲＣ回路１０１がＣＲ端子Ｐ６とＧＮＤ間に接続される。容量Ｃ３の容量値は３３０ｐＦ〜１５００ｐＦ程度、例えば４７０ｐＦに設定され、抵抗Ｒ３の抵抗値は１５ｋΩ〜２００ｋΩ程度、例えば８２ｋΩに設定される。出力チョッピング周波数ｆ_chopは式（２）で表される：

ｆ_chop≒１／（０．９１６×Ｃ３×Ｒ３） ・・・（２）

図７〜図１１に、入出力端子の入出力等価回路図の例を示す。図７は、ＲＮＦ１端子Ｐ３及びＲＮＦ２端子Ｐ２２の入出力等価回路図である。図７に示すように、ＲＮＦ１端子Ｐ３及びＲＮＦ２端子Ｐ２２は、５ｋΩ程度の抵抗を介してコレクタ接地されたＰＮＰ型バイポーラトランジスタＴｒ７のベース端子に接続する。また、ＲＮＦ１端子Ｐ３及びＲＮＦ２端子Ｐ２２と電源ＶＣＣ、ＧＮＤ間には、静電破壊（ＥＳＤ）防止用のダイオードＤ７１、Ｄ７２がそれぞれ接続される。

図８は、ＶＲＥＦ端子Ｐ１１の入出力等価回路図である。図８に示すように、ＶＲＥＦ端子Ｐ１１は、５ｋΩ程度の抵抗を介してコレクタ接地されたＰＮＰ型バイポーラトランジスタＴｒ８のベース端子に接続する。また、ＶＲＥＦ端子Ｐ１１とＧＮＤ間に、ＥＳＤ防止用のダイオードＤ８が接続される。更に、ＶＲＥＦ端子Ｐ１１と電源ＶＣＣ間に内部回路３０が配置される。内部回路３０は、以下の電源未印加時誤動作防止機能を有し、モータドライバ回路１に電源電圧が印加されていない状態でＶＲＥＦ端子Ｐ１１に信号が入った場合に、この信号が電源ＶＣＣに出力されないように機能する。

電源未印加時誤動作防止機能は、電源電圧が印加されていない状態で入力端子にロジック制御信号が入力された場合に、この入力端子の電圧が電源ＶＣＣにＥＳＤ防止用ダイオードを介して伝搬され、モータドライバ回路１若しくはモータドライバ回路１が配置されたセット上の他の集積回路の電源端子に電圧が供給されてしまうことによる誤動作を防止する機能である。したがって、電源電圧が印加されていない状態で入力端子に電圧が印加された場合でも、モータドライバ回路１が誤動作することはない。

図９は、ＣＲ端子Ｐ８の入出力等価回路図である。図９に示すように、ＣＲ端子Ｐ８は、５ｋΩ程度の抵抗を介してＭＯＳ構造のトランジスタＴｒ９１のドレイン端子に接続する。更に、ＣＲ端子Ｐ８は、それぞれ１０ｋΩ程度の抵抗を介してＭＯＳ構造のトランジスタＴｒ９２のゲート端子、及びＭＯＳ構造のトランジスタＴｒ９３のゲート端子に接続する。また、ＣＲ端子Ｐ８と電源ＶＣＣ、ＧＮＤ間には、ＥＳＤ防止用のダイオードＤ９１、Ｄ９２がそれぞれ接続される。

図１０に、出力端子の入出力等価回路図を示す。図１０に示すように、出力端子は第１Ｈブリッジ回路Ｈ１、第２Ｈブリッジ回路Ｈ２及びＲＮＦ１端子Ｐ３、ＲＮＦ２端子Ｐ２２に接続される。具体的には、第１Ｈブリッジ回路Ｈ１の出力トランジスタＴｒ１１と出力トランジスタＴｒ１２との接続点にＯＵＴ１Ａ端子Ｐ４が接続され、出力トランジスタＴｒ２１と出力トランジスタＴｒ２２との接続点にＯＵＴ１Ｂ端子Ｐ２が接続される。そして、第２Ｈブリッジ回路Ｈ２の出力トランジスタＴｒ１１と出力トランジスタＴｒ１２との接続点にＯＵＴ２Ａ端子Ｐ２１が接続され、出力トランジスタＴｒ１３と出力トランジスタＴｒ１４との接続点にＯＵＴ２Ｂ端子Ｐ２３が接続される。出力トランジスタＴｒ１１と出力トランジスタＴｒ２１の接続点は電源ＶＣＣに接続する。そして、第１Ｈブリッジ回路Ｈ１の出力トランジスタＴｒ１２と出力トランジスタＴｒ２２の接続点は内部回路３０及びＲＮＦ１端子Ｐ３に接続し、第２Ｈブリッジ回路Ｈ２の出力トランジスタＴｒ１２と出力トランジスタＴｒ２２の接続点は内部回路３０及びＲＮＦ２端子Ｐ２２に接続する。

また、図１０に示すようにＯＵＴ１Ａ端子Ｐ４及びＯＵＴ２Ａ端子Ｐ２１と電源ＶＣＣ、ＧＮＤ間には、ＥＳＤ防止用のダイオードＤ１０１、Ｄ１０２がそれぞれ接続される。ＯＵＴ１Ｂ端子Ｐ２及びＯＵＴ２Ｂ端子Ｐ２３と電源ＶＣＣ、ＧＮＤ間には、ＥＳＤ防止用のダイオードＤ１０３、Ｄ１０４がそれぞれ接続される。

図１１は、上記以外の入力端子（ロジック制御用入力端子）に採用可能な入力等価回路の例を示す。図１１に示すように、ロジック制御用入力端子は、１０ｋΩ程度の抵抗を介してモータドライバ回路１内の内部ロジック回路に接続する。また、ロジック制御用入力端子とＧＮＤ間に、ＥＳＤ防止用のダイオードＤ１１と１００ｋΩ程度の抵抗が並列に接続される。更に、ロジック制御用入力端子と電源ＶＣＣ間に内部回路３０が配置される。

次に、図１に示したモータドライバ回路１の動作の詳細を説明する。先ず、ＰＷＭ定電流制御動作について説明する。

出力トランジスタがオンすることで駆動電流出力回路１７から出力される出力電流Ｉ_OUT（駆動電流）が増大し、ＲＮＦ１端子Ｐ３及びＲＮＦ２端子Ｐ２２の電圧Ｖ_RNFが上昇する。電圧Ｖ_RNFは、ＲＮＦ１端子Ｐ３、ＲＮＦ２端子Ｐ２２に外付けされる電流検出用抵抗Ｒ１、Ｒ２により出力電流Ｉ_OUTが電圧変換された電圧である。そして、電圧Ｖ_RNFが、ＶＲＥＦ端子Ｐ１１に印加される基準電圧Ｖ_REFに基づきＤＡＣ１２が設定する一定の設定電圧Ｖ_Sに達すると、制御論理回路１６に内蔵された電流検出コンパレータ（Current Limit Comparator)が動作して、出力電流Ｉ_OUTが減衰するモード（以下において「電流減衰モード」という。）に移行する。電流減衰モードの詳細については後述する。

その後、後述の「ＣＲタイマ」による減衰時間を経て、出力電流Ｉ_OUTが増大するモード（以下において「出力オンモード」という。）に移行する。出力オンモードと電流減衰モードとを繰り返して電流制御動作が実行される。出力オンモードと電流減衰モードの切り替えは、後述するように第１Ｈブリッジ回路Ｈ１と第２Ｈブリッジ回路Ｈ２の出力トランジスタの状態を変更して行われる。

ここで、「ＣＲタイマ」の動作について説明する。ＣＲ端子Ｐ８に外付けされた抵抗Ｒ３及び容量Ｃ３を含むＲＣ回路１０１での充放電によって、図１２に示すように、ＣＲ端子Ｐ８の電圧Ｖ_CRは電圧Ｖ_CRHと電圧Ｖ_CRLの間で変動する。例えば、電圧Ｖ_CRHは２．５Ｖ程度、電圧Ｖ_CRLは１Ｖ程度に設定される。電圧Ｖ_CRは、三角波信号として三角波発生回路１４からブランクタイム制御回路１３と減衰率制御回路１５に出力される。

出力オンモードにおいて、電圧Ｖ_CRが電圧Ｖ_CRHに到達すると放電が開始される。そして、電圧Ｖ_CRが電圧Ｖ_CRHから電圧Ｖ_CRLになるまでの放電区間内で出力電流Ｉ_OUTが設定電流値Ｉ_limitに達すると電圧Ｖ_RNFが設定電圧Ｖ_Sに達し、出力電流Ｉ_OUTが減少する電流減衰モードに移行する。その後、放電によって電圧Ｖ_CRが電圧Ｖ_CRLに達すると、電流減衰モードから出力オンモードに復帰し、それと同時に充電が開始される。充電期間では、出力電流Ｉ_OUT及び電圧Ｖ_RNFが増加する。なお、設定電圧Ｖ_Sは、出力電流Ｉ_OUTが所望の設定電流値Ｉ_limitに達したときに電流減衰モードに移行するように、基準電圧Ｖ_REFを用いてＤＡＣ１２によって設定される。

以上のように、ＲＣ回路１０１での充放電時間がＣＲタイマとして使用される。このようなＣＲタイマを使用することにより、モータドライバ回路１は他励方式のＰＷＭ定電流制御回路として動作する。このため、ＣＨ１とＣＨ２を個別に制御する自励方式の場合よりも外付け回路の数を減らすことができる。その結果、モータドライバ回路１を含むセットのサイズを小さくできる。

ＲＣ回路１０１の充放電時間は、図１２に示すように最小オン時間t_ONMIN及び放電時間t_dischargeは、抵抗Ｒ３及び容量Ｃ３により以下の式（３）で決定される：

t_ONMIN≒Ｃ３×Ｒ_IN×Ｒ３／（Ｒ_IN＋Ｒ３）×Ｉｎ｛（Ｖ_R−Ｖ_CRL）／（Ｖ_R−Ｖ_CRH）｝ ・・・（３）

式（３）で、モータドライバ回路１の内部電源電圧をＶ_REGとして、Ｖ_R＝Ｖ_REG×Ｒ３／（Ｒ_IN＋Ｒ３）である。また、Ｒ_INはＣＲ端子Ｐ８の内部インピーダンスであり、５ｋΩ程度である。最小オン時間t_ONMINは、ＲＣ回路１０１の充電時間である。なお、最小オン時間t_ONMIN及び放電時間t_dischargeの和が、チョッピング周期t_CHOPとなる。

抵抗Ｒ３の抵抗値が低いと電圧Ｖ_CRが電圧Ｖ_CRHに達しないため、 抵抗Ｒ３には５ｋΩ以上の抵抗、例えば１５ｋΩ〜２００ｋΩ程度の抵抗が好ましい。容量Ｃ３に関しては、数千ｐＦ以上のコンデンサを使用すると最小オン時間t_ONMINが長くなり、ステッピングモータのモータコイルのインダクタンス値及び抵抗値によっては出力電流Ｉ_OUTが設定電流値Ｉ_limitより多く流れる恐れがあるので注意が必要である。容量Ｃ３には３３０ｐＦ〜１５００ｐＦ程度の容量が好ましい。スパイクノイズの発生時間は数百ｎｓ程度なので、最小オン時間t_ONMINは、例えば１μｓ程度に設定される。

また、チョッピング周期t_CHOPを長く設定しすぎた場合には、出力電流Ｉ_OUTのリップルが大きくなり、平均電流値が低下してステッピングモータの回転効率が低下する場合があるため、注意が必要である。ステッピングモータのモータ駆動音、出力電流波形の歪み等が最小限に抑えられるように、抵抗Ｒ３及び容量Ｃ３を選択してチョッピング周期t_CHOPが設定される。

なお、図１２に示すように、出力オンモード移行時に電圧Ｖ_RNFにスパイクノイズが発生する。このスパイクノイズは、図１０に示したＨブリッジ回路の出力トランジスタＴｒ１１がオンした瞬間に、出力トランジスタＴｒ１１と出力トランジスタＴｒ１２を貫通する電流が流れることによって生じる。スパイクノイズによる電流検出コンパレータの誤検出を避けるために、電圧Ｖ_CRが電圧Ｖ_CRLに達して充電が開始されてから電圧Ｖ_CRが電圧Ｖ_CRHになるまでの充電区間を最小オン時間t_ONMINとして、電流検出コンパレータによる電流検出を無効にする。

具体的には、ブランクタイム制御回路１３が三角波発生回路１４から出力される三角波信号として電圧Ｖ_CRを監視して、電圧Ｖ_CRが電圧Ｖ_CRLから電圧Ｖ_CRHになるまでの充電区間をブランクタイムとして設定する。設定されたブランクタイムは制御論理回路１６に伝送され、制御論理回路１６は、ブランクタイムにおいては電流検出コンパレータによる電流検出を無効にする。以上のようにブランクタイムを設定することによってノイズキャンセル機能が実現され、外付けフィルタ無しでの定電流駆動が実行される。

次に、図１に示したモータドライバ回路１の電流減衰モードについて説明する。モータドライバ回路１のＰＷＭ定電流駆動動作では、駆動電流の減衰率を４段階に設定できる。

第１Ｈブリッジ回路Ｈ１及び第２Ｈブリッジ回路Ｈ２に含まれる出力トランジスタのオン・オフを制御することで、第１の減衰率の減衰モード（以下において「高速減衰モード」という。）と、第１の減衰率より減衰率が小さい第２の減衰率の減衰モード（以下において「低速減衰モード」という。）とが設定される。

低速減衰（ＳＬＯＷ ＤＥＣＡＹ）モード及び高速減衰（ＦＡＳＴ ＤＥＣＡＹ）モードにおける第１Ｈブリッジ回路Ｈ１と第２Ｈブリッジ回路Ｈ２の出力トランジスタの状態と回生電流の経路を、図１３及び図１４をそれぞれ参照して説明する。図１３及び図１４に実線矢印で示した電流経路が出力オンモード時の回生電流の経路であり、破線矢印で示した電流経路が電流減衰モード時の回生電流の経路である。

第１Ｈブリッジ回路Ｈ１と第２Ｈブリッジ回路Ｈ２は同一の回路構成であり、図１３及び図１４に示すように、４つの二重拡散型ＭＯＳ（ＤＭＯＳ）トランジスタである出力トランジスタＴｒ１１、Ｔｒ１２、Ｔｒ２１、Ｔｒ２２によってＨブリッジの回路形式が構成され、これらの出力トランジスタにボディダイオードＤ１１、Ｄ１２、Ｄ２１、Ｄ２２がそれぞれ付随する。出力トランジスタＴｒ１１と出力トランジスタＴｒ１２との接続点と、出力トランジスタＴｒ２１と出力トランジスタＴｒ２２との接続点とは、コイルＭによって接続される。

出力トランジスタＴｒ１１と出力トランジスタＴｒ１２との接続点にＯＵＴ１Ａ端子Ｐ４或いはＯＵＴ２Ａ端子Ｐ２１が接続する。出力トランジスタＴｒ１３とトランジスタＴｒ１４との接続点にＯＵＴ１Ｂ端子Ｐ２或いはＯＵＴ２Ｂ端子Ｐ２３が接続する。

第１Ｈブリッジ回路Ｈ１、第２Ｈブリッジ回路Ｈ２に低オン抵抗のＤＭＯＳトランジスタを採用することによって、電流を両方向に流せるようになり、出力トランジスタのスイッチ抵抗が大幅に減少する。その結果、バイポーラトランジスタを使用する場合よりも電圧降下を低くできる。また、バイポーラトランジスタを使用する場合に比べて消費電力が低減されるため、パッケージを小さくすることができる。

図１３に示したように、低速減衰モードでは、出力オンモード時において出力トランジスタＴｒ１１と出力トランジスタＴｒ２２がオン状態で、出力トランジスタＴｒ１２と出力トランジスタＴｒ２１がオフ状態である。そして、出力電流が出力トランジスタＴｒ１１→コイルＭ→出力トランジスタＴｒ２２の経路で流れる。一方、電流減衰モードに移行すると、出力トランジスタＴｒ１１がオフし、出力トランジスタＴｒ１２がオンする。出力トランジスタＴｒ２２はオン状態を、出力トランジスタＴｒ２１はオフ状態を維持する。回生電流は、出力トランジスタＴｒ１２→コイルＭ→出力トランジスタＴｒ２２の経路で流れる。

低速減衰モードでは、電流減衰時にモータコイル間にかかる電圧が小さく、回生電流が穏やかに減少する。そのため、電流リップルは小さくなりモータトルクの点で有利である。しかし、小電流領域において電流制御性の悪化による出力電流の増加や、ハーフステップモード、クォータステップモードにおける高パルスレート駆動時にモータ逆起電圧の影響を受けやすい。このため、出力電流Ｉ_OUTの設定電流値Ｉ_limitの変化に追従できずに電流波形が歪み、モータ振動が増加する場合がある。

図１４に示したように、高速減衰モードの出力オンモード時における出力トランジスタの状態は、低速減衰モードの出力オンモード時と同じであり、出力電流が出力トランジスタＴｒ１１→コイルＭ→出力トランジスタＴｒ２２の経路で流れる。一方、電流減衰モードに移行すると、出力トランジスタＴｒ１１と出力トランジスタＴｒ２２がオフし、出力トランジスタＴｒ１２がオンする。出力トランジスタＴｒ２１はオフ状態を維持する。回生電流は、出力トランジスタＴｒ１２→コイルＭ→出力トランジスタＴｒ２１の経路で流れる。このとき出力トランジスタＴｒ２１のボディダイオードＤ２１を回生電流が流れるが、出力トランジスタＴｒ２１をオンさせてもよい。また、出力トランジスタＴｒ１１と出力トランジスタＴｒ１２が同時にオンすることによって貫通電流が流れるのを防止するために、出力トランジスタＴｒ１１と出力トランジスタＴｒ１２それぞれの状態が変化する間に出力トランジスタＴｒ１１と出力トランジスタＴｒ１２がオフになる状態を挿入してもよい。

高速減衰モードでは、回生電流が急激に減少するため高パルスレート駆動における電流波形の歪みを軽減できまる。つまり、低速減衰モードではステッピングモータの回転数を制御するＤＡＣ１２の出力の変化に電流の減衰が追従できない場合等に、高速減衰モードは好適である。しかし、出力電流のリップルが大きくなるため平均電流が低下して、（１）モータトルクの低下、（２）モータの損失が大きくなって発熱が増加、という問題が生じる。モータトルクの低下に対しては、設定電流値Ｉ_limitを大きくすることで対策できるが、この場合には出力電流Ｉ_OUTが出力定格電流を超えないように考慮する必要がある。

上記の低速減衰モード、高速減衰モードでの問題を改善する方法として、モータドライバ回路１は、電流減衰期間中において高速減衰モードと低速減衰モードを切り換えることにより、電流減衰期間の駆動電流の減衰率として、高速減衰モードの減衰率（第１の減衰率）と低速減衰モードの減衰率（第２の減衰率）とを混合した減衰率（混合減衰率）の減衰モード（以下において、「混合減衰モード」という。）を設定できる。

具体的には、減衰率制御回路１５が、駆動電流を減衰させる電流減衰期間における、第１の減衰率で駆動電流を減衰させる期間と第２の減衰率で駆動電流を減衰させる期間との比率を変化させて、電流減衰期間全体の電流減衰率として混合減衰率を設定する。図１５に示すように、混合減衰（ＭＩＸ ＤＥＣＡＹ）モード中は、チョッピング周期t_CHOPにおける放電期間（時刻ｔ１０〜ｔ１３）の前半（時刻ｔ１０〜ｔ１２）が高速減衰モードであり、その後の時刻ｔ１２〜ｔ１３の期間は低速減衰モードとなる。ただし、放電期間のうちＤＥＣ１端子Ｐ９及びＤＥＣ２端子Ｐ１０で規定した期間内で出力電流Ｉ_OUTが設定電流値Ｉ_limitに達しなかった場合は、高速減衰モードは行わない。

減衰率制御回路１５は、ＤＥＣ１端子Ｐ９及びＤＥＣ２端子Ｐ１０に印加する信号レベルに応じて切り換え電圧Ｖ_CRMを設定する。そして、減衰率制御回路１５は三角波発生回路１４から出力される三角波信号の電圧Ｖ_CRを監視して、電圧Ｖ_CRが電圧Ｖ_CRHから切り換え電圧Ｖ_CRMになるまでの放電期間を高速減衰モードに設定し、電圧Ｖ_CRが切り換え電圧Ｖ_CRMから電圧Ｖ_CRLになるまでの放電期間を低減衰モードに設定する。設定された電流減衰モードは制御論理回路１６に伝送され、制御論理回路１６が、設定された電流減衰モードを反映した励磁パターンにより、駆動電流出力回路１７を制御する。

ＤＥＣ１端子Ｐ９とＤＥＣ２端子Ｐ１０の信号レベルにより、２ビット分の設定情報を使用して切り換え電圧Ｖ_CRMを設定できる。例えば、減衰率制御回路１５は放電期間における低速減衰モードと高速減衰モードの組み合わせを４段階で設定できる。このため、種々の仕様のステッピングモータについて、それぞれ最適な制御を実現できる。

図１６に、ＤＥＣ１端子Ｐ９及びＤＥＣ２端子Ｐ１０に設定する電圧レベルと電流減衰モードとの関係を示す。例えば、ＤＥＣ１端子Ｐ９とＤＥＣ２端子Ｐ１０を共にＬレベルにすることにより、放電期間の全期間で低速減衰モードになる。また、ＤＥＣ１端子Ｐ９をＨレベル、ＤＥＣ２端子Ｐ１０をＬレベルにすることにより、放電期間の始めの１５．０％の期間が高速減衰モード、残りの８５．０％の期間が低速減衰モードになる。高速減衰モードの期間の比率の組み合わせは任意に設定可能である。

低速減衰モード期間の比率が大きいほど、放電期間、即ち電流減衰期間全体の電流減衰率である混合減衰率が低下する。既に説明したように、高速減衰モード期間の比率を高くするほど、出力電流Ｉ_OUTのリップルが大きくなるが、設定電流値Ｉ_limitの変化への追従性が向上する。

例えば、高速減衰モード期間の比率が１５．０％では設定電流値Ｉ_limitの変化に追従できないが、高速減衰モード期間の比率が４０．０％では変化に追従でき、更に、高速減衰モード期間の比率が７５％では出力電流Ｉ_OUTのリップルが大きすぎるという場合がある。このような場合には、ＤＥＣ１端子Ｐ９をＬレベル、ＤＥＣ２端子Ｐ１０をＨレベルに設定して、高速減衰モード期間の比率を４０．０％にする。

図１７に、三角波発生回路１４及び減衰率制御回路１５の回路構成例を示す。先ず、三角波発生回路１４の動作について説明する。

図１７に示した三角波発生回路１４では、電源ＶＣＣとＧＮＤ間に抵抗Ｒ１４１〜Ｒ１４３が直列接続され、抵抗Ｒ１４１と抵抗Ｒ１４２の接続点で基準電圧Ｖ_REFが発生する。抵抗Ｒ１４３の両端は、トランジスタＴｒ１４１のソース端子とドレイン端子にそれぞれ接続されている。基準電圧Ｖ_REFはオペアンプ１４１の非反転入力端子に入力され、オペアンプ１４１の反転入力端子には、ＲＣ回路１０１の充放電によりＣＲ端子に印加される電圧が入力される。オペアンプ１４１の出力は、インバータ１４２を介して、トランジスタＴｒ１４１のゲート端子に入力する。なお、インバータ１４２から出力される矩形波の信号ＯＳＣは、ブランクタイム制御回路１３を介して、制御論理回路１６に伝達される。

また、三角波発生回路１４は、ソース端子が電源ＶＣＣに接続し、ドレイン端子が抵抗Ｒ１４０の一端に接続するトランジスタＴｒ１４０を有する。抵抗Ｒ１４０の他端はＣＲ端子に接続する。トランジスタＴｒ１４０のゲート端子には、信号ＯＳＣがフィードバックされた矩形波の信号ＣＲchargeが入力される。

上記のように構成された三角波発生回路１４においては、充放電を繰り返すＲＣ回路１０１の出力電圧と基準電圧Ｖ_REFとの比較結果に応じて、ＣＲ端子の電圧Ｖ_CRが電圧Ｖ_CRHと電圧Ｖ_CRLの間で変動する。例えば、電源ＶＣＣが５Ｖ、抵抗Ｒ１４１〜Ｒ１４３がそれぞれ１００ｋΩ、２５ｋΩ、７５ｋΩの場合、電圧Ｖ_CRHは２．５Ｖ、電圧Ｖ_CRLは１Ｖに設定される。

図１８に、電圧Ｖ_CRHが２．５Ｖ、電圧Ｖ_CRLが１Ｖの場合について、信号ＣＲcharge、電圧Ｖ_CR及び基準電圧Ｖ_REFのタイミングチャートの例を示す。図１８に示すように、信号ＣＲchargeがローレベルのとき、電圧Ｖ_CRは電圧Ｖ_CRLから電圧Ｖ_CRHまで増加し、基準電圧Ｖ_REFはハイレベルである。一方、信号ＣＲchargeがハイレベルのとき、電圧Ｖ_CRは電圧Ｖ_CRHから電圧Ｖ_CRLまで減少し、基準電圧Ｖ_REFはローレベルである。

図１７に示すように、三角波発生回路１４から電圧Ｖ_CRが減衰率制御回路１５に出力される。減衰率制御回路１５において、電圧Ｖ_CRがオペアンプ１５３の非反転入力端子に入力され、オペアンプ１５３の反転入力端子に切り換え電圧Ｖ_CRMが入力される。オペアンプ１５３の出力信号は制御論理回路１６に出力される。電圧Ｖ_CRと切り換え電圧Ｖ_CRMとの比較結果に応じて、電流減衰モードが設定される。即ち、既に述べたように、電圧Ｖ_CRが電圧Ｖ_CRHから切り換え電圧Ｖ_CRMになるまでの放電期間が高速減衰モードに設定され、電圧Ｖ_CRが切り換え電圧Ｖ_CRMから電圧Ｖ_CRLになるまでの放電期間が低減衰モードに設定される。制御論理回路１６は、設定された電流減衰モードを反映した励磁パターンにより、駆動電流出力回路１７を制御する。

図１７に示した減衰率制御回路１５は、ＤＥＣ１端子及びＤＥＣ２端子に印加する２ビットの入力信号に応じて切り換え電圧Ｖ_CRMを設定する。図１７に示した例では、電源ＶＣＣとＧＮＤ間に直列接続された抵抗Ｒ１５１〜Ｒ１５４の各端子でそれぞれ発生する基準電圧が、選択回路１５２のスイッチＳＡ〜ＳＤに入力される。デコーダ回路１５１によってスイッチＳＡ〜ＳＤから１つのスイッチが選択され、抵抗Ｒ１５１〜Ｒ１５４によって生成される基準電圧のいずれかが切り換え電圧Ｖ_CRMとして選択回路１５２から出力される。スイッチＳＡ〜ＳＤには、例えばパストランジスタ等が採用可能である。

図１７に示した例では、抵抗Ｒ１５１〜Ｒ１５４の値を設定することによって、切り換え電圧Ｖ_CRMを任意に設定することができる。図１６には混合減衰モードにおける高速減衰モード期間の比率が１５％、４０％、７５％である例を示したが、抵抗Ｒ１５１〜Ｒ１５４の抵抗比を選択することにより、高速減衰モード期間の比率を所望の値に任意に設定することができる。また、電源ＶＣＣとＧＮＤ間に直列接続する抵抗の数、選択回路１５２のスイッチ数、デコーダ回路１５１に入力信号を入力する端子（ＤＥＣ端子）の数を増やすことにより、高速減衰モード期間の比率が異なる混合減衰モードの種類を３種類以上にすることも可能である。

次に、デコーダ１１の動作について説明する。デコーダ１１を内蔵することにより、モータドライバ回路１は、クロックイン（ＣＬＫ＿ＩＮ）駆動方式にてステッピングモータを駆動できる。ここで、「クロックイン駆動方式」とは、モータドライバ回路１の動作タイミングを制御するクロック信号の入力端子が１つである方式をいう。つまり、外部からのクロック信号が入力されるクロック入力端子がＣＬＫ端子Ｐ１３の１つですむため、中央演算処理装置（ＣＰＵ）ボードの使用するポート数を抑制できる効果がある。

先ず、デコーダ１１のリセット動作について説明する。デコーダ１１の初期化（イニシャライズ）は、パワーオンリセット機能とＰＳ端子Ｐ１２の設定によって行われる。電源投入時の初期化は、ＰＳ端子Ｐ１２がＬレベルの場合とＨレベルの場合で異なる。

ＰＳ端子Ｐ１２がＬレベルの場合は、電源投入時にモータドライバ回路１内部にてパワーオンリセット機能が働いてデコーダ１１が初期化される。ただし、ＰＳ端子Ｐ１２がＬレベルである限りモータ出力はオープン状態である。電源電圧印加後にＰＳ端子Ｐ１２をＨレベルにすることによって、モータ出力はアクティブ状態になって駆動電流が出力され、初期電気角で励磁がかかる。ただし、図１９に示すように、ＰＳ端子Ｐ１２からデコーダ１１に伝送されるリセット信号ＰＳをＬレベルからＨレベルにした場合に、スタンバイ状態から通常状態に復帰して駆動電流出力回路１７のモータ出力（ＯＵＴ１Ａ、ＯＵＴ１Ｂ）がアクティブ状態になるまで、最大４０μｓ程度の遅延が生じる。

リセット信号ＰＳがＨレベルの場合は、電源電圧印加後にモータドライバ回路１内部にてパワーオンリセット機能が働いてデコーダ１１が初期化される。その後、ＥＮＡＢＬＥ端子Ｐ１８にハイレベルの信号が入力されていれば、モータ出力はアクティブ状態になり、初期電気角で励磁がかかる。

ステッピングモータ駆動中にデコーダ１１の初期化を行う場合は、ＰＳ端子Ｐ１２をＬレベルからＨレベルにして、リセット信号ＰＳをＨレベルにする。ただし、リセット信号ＰＳをＨレベルにしてスタンバイ状態から通常状態に復帰してモータ出力がアクティブ状態になるまで最大４０μｓ程度の遅延が生じる。

次に、デコーダ１１の制御入力タイミングについて説明する。デコーダ１１は、基本的にはクロック信号ＣＬＫの立ち上がりエッジにて動作するため、図２０に示す入力タイミングで正常動作する。なお、リセット信号ＰＳをＬレベルからＨレベルにすることにより、スタンバイ状態から通常状態に復帰してモータ出力がアクティブ状態になるまで、最大４０μｓ程度の遅延が生じる。この遅延時間中ではクロック信号ＣＬＫが入力されても進相動作を行わない。

図２０に示すように、ＰＳ端子Ｐ１２からデコーダ１１に伝送されるリセット信号ＰＳをＬレベルにしておく時間（最小入力Ｌパルス幅）Ａは、２０μｓ程度である。また、上記の遅延時間を考慮して、リセット信号ＰＳをＨレベルにしてからクロック信号ＣＬＫの立ち上がりエッジを入力するまでの時間（ＣＬＫ立ち上がりエッジ入力可能最大遅延時間）Ｂは４０μｓ以上である。

また、図２０に示すクロック信号ＣＬＫの最小周期Ｃは４μｓ程度に設定し、その場合の最小入力Ｈパルス幅Ｄは２μｓ程度、最小入力Ｌパルス幅Ｅは２μｓ程度に設定される。ＭＯＤＥ０端子Ｐ１６、ＭＯＤＥ１端子Ｐ１７、及びＣＷ＿ＣＣＷ端子Ｐ１４からデコーダ１１にそれぞれ転送される設定信号ＭＯＤＥ０、設定信号ＭＯＤＥ１及び設定信号ＣＷ＿ＣＣＷのセットアップ時間Ｆは１μｓ程度、ホールド時間Ｇは１μｓ程度に設定される。既に説明したように、設定信号ＭＯＤＥ０、設定信号ＭＯＤＥ１の信号レベルを設定することにより、モータ励磁モードが設定される。

図２１に、リセット直後のスタンバイ状態における各モータ励磁モードにおける電気角（初期電気角）を示す。図２１に示すように、「フルステップ」時の初期電気角のみが４５°で、他のモータ励磁モードの初期電気角は０°である。

図４に示した各モータ励磁モードにおけるタイミングチャート及びトルクベクトルを、図２２〜図２５に示す。

図２２（ａ）〜図２５（ａ）は、それぞれ「フルステップ」、「ハーフステップＡ」、「ハーフステップＢ」及び「クォータステップ」のタイミングチャートを示す。図２２（ａ）〜図２５（ａ）において、リセット信号ＰＳ、クロック信号ＣＬＫ、ＣＨ１のＯＵＴ１Ａ端子Ｐ４の出力信号ＯＵＴ１Ａ及びＯＵＴ１Ｂ端子Ｐ２の出力信号ＯＵＴ１Ｂ、ＣＨ２のＯＵＴ２Ａ端子Ｐ２１の出力信号ＯＵＴ２Ａ及びＯＵＴ２Ｂ端子Ｐ２３の出力信号ＯＵＴ２Ｂ、ＣＨ１の出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）、ＣＨ２の出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の状態をそれぞれ示す。既に述べたように、「ＣＨ１」は第１Ｈブリッジ回路Ｈ１、「ＣＨ２」は第２Ｈブリッジ回路Ｈ２を示す。

図２２（ｂ）〜図２５（ｂ）は、「フルステップ」、「ハーフステップＡ」、「ハーフステップＢ」及び「クォータステップ」それぞれでの出力信号ＯＵＴ１Ａ、出力信号ＯＵＴ１Ｂ、出力信号ＯＵＴ２Ａ、出力信号ＯＵＴ２Ｂのトルクベクトルを示す。

なお、図２２〜図２５では、設定信号ＣＷ＿ＣＣＷがＣＷ方向を指定するＬレベルに設定され、モータ回転方向はＣＨ２の電流がＣＨ１の電流に対して９０°位相が遅れて出力する。また、ＥＮＡＢＬＥ端子Ｐ１８からデコーダ１１に転送される出力イネーブル信号ＥＮＡＢＬＥが、モータドライバ回路１が通常動作するＨレベルに設定されている。

先ず、モータ励磁モードが「フルステップ」の場合を説明する。設定信号ＭＯＤＥ０をＬレベル、設定信号ＭＯＤＥ１をＬレベルにすることにより、モータ励磁モードは「フルステップ」に設定される。

図２２（ａ）に示すように、リセット信号ＰＳが期間Ｔ１１でＨレベルになると、出力信号ＯＵＴ１ＡがＨレベルになり、出力信号ＯＵＴ１ＢがＬレベルになる。また、出力信号ＯＵＴ２ＡがＨレベルになり、出力信号ＯＵＴ２ＢがＬレベルになる。期間Ｔ１１では、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）及び出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）が＋方向に流れる。ここで、「＋方向」とは、ＯＵＴ１Ａ端子Ｐ４からＯＵＴ１Ｂ端子Ｐ２への方向、或いはＯＵＴ２Ａ端子Ｐ２１からＯＵＴ２Ｂ端子Ｐ２３への方向である。

期間Ｔ１２でクロック信号ＣＬＫが立ち上がると、出力信号ＯＵＴ１ＡがＬレベルになり、出力信号ＯＵＴ１ＢがＨレベルになる。出力信号ＯＵＴ２Ａと出力信号ＯＵＴ２Ｂは変化しない。このため、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）の向きが逆転し、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の向きは変化しない。

期間Ｔ１３でクロック信号ＣＬＫが立ち上がると、出力信号ＯＵＴ２ＡがＬレベルになり、出力信号ＯＵＴ２ＢがＨレベルになる。出力信号ＯＵＴ１Ａと出力信号ＯＵＴ１Ｂは変化しない。このため、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）の向きは変化せず、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の向きが逆転する。

期間Ｔ１４でクロック信号ＣＬＫが立ち上がると、出力信号ＯＵＴ１ＡがＨレベルになり、出力信号ＯＵＴ１ＢがＬレベルになる。出力信号ＯＵＴ２Ａと出力信号ＯＵＴ２Ｂは変化しない。このため、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）の向きが逆転し、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の向きは変化しない。

その後、クロック信号ＣＬＫが立ち上がると、出力信号ＯＵＴ２ＡがＨレベルになり、出力信号ＯＵＴ２ＢがＬレベルになる。出力信号ＯＵＴ１Ａと出力信号ＯＵＴ１Ｂは変化しない。このため、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）の向きは変化せず、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の向きが逆転する。つまり、期間Ｔ１１と同じ状態に戻る。その後、期間Ｔ１１〜期間Ｔ１４の動作を繰り返す。

以上に説明したように、モータ励磁モードが「フルステップ」の場合は、クロック信号ＣＬＫが４回変化することで、電気角が３６０°となる。したがって、「フルステップ」時のトルクベクトルは、図２２（ｂ）のように表される。

次に、モータ励磁モードが「ハーフステップ」の場合を説明する。図２３に出力電流を１００％出力する「ハーフステップＡ」の例、図２４に出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）及び出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の大きさを制限して電気角に依らず駆動電流の大きさをほぼ一定にした「ハーフステップＢ」の例を示す。「ハーフステップＢ」ではステッピングモータの回転が滑らかになるが、トルクは減少する。ＤＡＣ１２が、設定信号ＭＯＤＥ０及び設定信号ＭＯＤＥ１の組み合わせに応じて、出力電流の大きさを制限するか否か、及び出力電流を制限する場合の制限量を設定する。図４に示した例では、設定信号ＭＯＤＥ０をＨレベル、設定信号ＭＯＤＥ１をＬレベルにすることにより、モータ励磁モードは「ハーフステップＡ」に設定される。

図２３（ａ）に示すように、リセット信号ＰＳが期間Ｔ２１でＨレベルになると、ＣＨ１の出力信号ＯＵＴ１ＡがＨレベルになり、出力信号ＯＵＴ１ＢがＬレベルになる。また、ＣＨ２の出力信号ＯＵＴ２Ａ及び出力信号ＯＵＴ２Ｂは０レベルである。期間Ｔ２１で出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）が１００％の大きさで＋方向に流れ、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）は流れない。

期間Ｔ２２でクロック信号ＣＬＫが立ち上がると、出力信号ＯＵＴ２ＡがＨレベルになり、出力信号ＯＵＴ２ＢがＬレベルになる。出力信号ＯＵＴ１Ａと出力信号ＯＵＴ１Ｂは変化しない。出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）の向きは変化せず、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）が１００％の大きさで＋方向に流れる。

期間Ｔ２３でクロック信号ＣＬＫが立ち上がると、出力信号ＯＵＴ１Ａ及び出力信号ＯＵＴ２Ｂが０レベルになる。出力信号ＯＵＴ２Ａと出力信号ＯＵＴ２Ｂは変化しない。出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）は流れず、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の向きは変化しない。

期間Ｔ２４でクロック信号ＣＬＫが立ち上がると、出力信号ＯＵＴ１ＡがＬレベルになり、出力信号ＯＵＴ１ＢがＨレベルになる。出力信号ＯＵＴ２Ａと出力信号ＯＵＴ２Ｂは変化しない。出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）は１００％の大きさで−方向に流れ、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の向きは変化しない。

期間Ｔ２５でクロック信号ＣＬＫが立ち上がると、出力信号ＯＵＴ２Ａ及び出力信号ＯＵＴ２Ｂが０レベルになる。出力信号ＯＵＴ１Ａ及び出力信号ＯＵＴ１Ｂは変化しない。出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）は変化せず、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）は流れない。

期間Ｔ２６でクロック信号ＣＬＫが立ち上がると、出力信号ＯＵＴ２ＡがＬレベルになり、出力信号ＯＵＴ２ＢがＨレベルになる。出力信号ＯＵＴ１Ａと出力信号ＯＵＴ１Ｂは変化しない。出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）の向きは変化せず、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）が１００％の大きさで−方向に流れる。

期間Ｔ２７でクロック信号ＣＬＫが立ち上がると、出力信号ＯＵＴ１Ａ及び出力信号ＯＵＴ１Ｂが０レベルになる。出力信号ＯＵＴ２Ａと出力信号ＯＵＴ２Ｂは変化しない。出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）は流れず、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の向きは変化しない。

期間Ｔ２８でクロック信号ＣＬＫが立ち上がると、出力信号ＯＵＴ１ＡがＨレベルになり、出力信号ＯＵＴ１ＢがＬレベルになる。出力信号ＯＵＴ２Ａと出力信号ＯＵＴ２Ｂは変化しない。出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）は１００％の大きさで＋方向に流れ、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の向きは変化しない。

その後、クロック信号ＣＬＫが立ち上がると、出力信号ＯＵＴ２ＡがＨレベルになり、出力信号ＯＵＴ２ＢがＬレベルになる。出力信号ＯＵＴ１Ａと出力信号ＯＵＴ１Ｂは変化しない。出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）の向きは変化せず、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）は流れない。つまり、期間Ｔ２１と同じ状態に戻る。その後、期間Ｔ２１〜期間Ｔ２８の動作を繰り返す。

以上に説明したように、モータ励磁モードが「ハーフステップＡ」の場合は、クロック信号ＣＬＫが８回立ち上がることで、電気角が３６０°となる。したがって、「ハーフステップＡ」時のトルクベクトルは、図２３（ｂ）のように表される。

設定信号ＭＯＤＥ０をＬレベル、設定信号ＭＯＤＥ１をＨレベルにすることにより、モータ励磁モードは「ハーフステップＢ」に設定される。図２４に示すように、「ハーフステップＢ」での動作は「ハーフステップＡ」での動作と基本的に同一である。ただし、図２４（ａ）に示すように出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）及び出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の向きが変化する場合は、出力電流の値が６７％の期間を経由する。つまり、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）及び出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）が同時に流れる期間では、出力電流の値が６７％に制限される。したがって、「ハーフステップＢ」時のトルクベクトルは、図２４（ｂ）のように表される。

設定信号ＭＯＤＥ０をＨレベル、設定信号ＭＯＤＥ１をＨレベルにすることにより、モータ励磁モードは「クォータステップ」に設定される。図２５（ａ）に示すように、リセット信号ＰＳが期間Ｔ３１でＨレベルになると、出力信号ＯＵＴ１ＡがＨレベルになり、出力信号ＯＵＴ１ＢがＬレベルになる。また、出力信号ＯＵＴ２Ａ及び出力信号ＯＵＴ２Ｂは０レベルである。期間Ｔ４１で出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）が１００％の大きさで＋方向に流れ、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）は流れない。

ここで、ＣＨ１の出力に着目する。期間Ｔ４２〜期間Ｔ４４において出力信号ＯＵＴ１ＡはＨレベル、出力信号ＯＵＴ１ＢはＬレベルを維持するが、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）の大きさは次第に減少し、１００％、６７％、３３％になる。そして、期間Ｔ４５において出力信号ＯＵＴ１Ａ及び出力信号ＯＵＴ１Ｂが０レベルになると、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）は流れない。

期間Ｔ４６〜期間Ｔ５２において出力信号ＯＵＴ１ＡはＬレベル、出力信号ＯＵＴ１ＢはＨレベルである。出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）は−方向に流れ、その大きさは期間Ｔ４６〜期間Ｔ４８において次第に増大し、３３％、６７％、１００％になる。期間Ｔ４８〜期間Ｔ５０において出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）の大きさは１００％であるが、期間Ｔ５１〜期間Ｔ５２において次第に減少し、６７％、３３％になる。期間Ｔ５３において出力信号ＯＵＴ１Ａ及び出力信号ＯＵＴ１Ｂが０レベルになると、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）は流れない。

期間Ｔ５４〜期間Ｔ５６において出力信号ＯＵＴ１ＡはＨレベル、出力信号ＯＵＴ１ＢはＬレベルである。出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）は＋方向に流れ、その大きさは期間Ｔ５４〜期間Ｔ５６において次第に増大し、３３％、６７％、１００％になる。

一方、ＣＨ２の出力に着目すると、期間Ｔ４２〜期間Ｔ４８において出力信号ＯＵＴ２ＡはＨレベル、出力信号ＯＵＴ２ＢはＬレベルである。出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）は＋方向に流れ、その大きさは期間Ｔ４２〜期間Ｔ４４において次第に増大し、３３％、６７％、１００％になる。期間Ｔ４４〜期間Ｔ４６において出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の大きさは１００％であるが、期間Ｔ４７〜期間Ｔ４８において次第に減少し、６７％、３３％になる。期間Ｔ４９において出力信号ＯＵＴ２Ａ及び出力信号ＯＵＴ２Ｂが０レベルになると、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）は流れない。

期間Ｔ５０〜期間Ｔ５６において出力信号ＯＵＴ２ＡはＬレベル、出力信号ＯＵＴ２ＢはＨレベルである。期間Ｔ５０〜期間Ｔ５２において出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）は−方向に流れ、その大きさは次第に増大し、３３％、６７％、１００％になる。そして、期間Ｔ５２〜期間Ｔ５４において出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の大きさは１００％であるが、期間Ｔ５５〜期間Ｔ５６において次第に減少し、６７％、３３％になる。

その後、クロック信号ＣＬＫが立ち上がると、出力信号ＯＵＴ１ＡはＨレベル、出力信号ＯＵＴ１ＢはＬレベルを維持する。出力信号ＯＵＴ２Ａ及び出力信号ＯＵＴ２Ｂが０レベルになる。出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）は＋方向に１００％の大きさで流れ、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）は流れない。つまり、期間Ｔ４１と同じ状態に戻る。その後、期間Ｔ４１〜期間Ｔ５６の動作を繰り返す。

以上に説明したように、モータ励磁モードが「クォータステップ」の場合は、クロック信号ＣＬＫが１６回変化することで、電気角が３６０°となる。また、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）及び出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の大きさが制限されて、駆動電流の大きさが電気角に依らずほぼ一定になる。したがって、「クォータステップ」時のトルクベクトルは、図２５（ｂ）のように表される。モータ励磁モードを「クォータステップ」にすることによって、ステッピングモータの回転を滑らかにできる。

図２６に、モータドライバ回路１の動作中にデコーダ１１をリセットする場合のタイミングチャートの例を示す。図２６は、モータ励磁モードが図２５（ａ）に示した「クォータステップ」である場合に、期間Ｔ５０の後にリセットした例である。図２６に示すように、リセット信号ＰＳをＬレベルにすることで、他の入力信号に関係なくリセット動作が実行される。リセット動作が実行されると、モータドライバ回路１はスタンバイ状態になり、モータ出力をオープンにする。

リセット期間Ｔ_RESET後にリセット信号ＰＳをＨレベルにすることで、モータドライバ回路１は通常状態に復帰する。通常状態復帰後は、図２６に示すように期間Ｔ４１における動作を実行する。

図２７に、設定信号ＣＷ＿ＣＣＷによってモータ回転方向を変更する場合のタイミングチャートの例を示す。図２７は、モータ励磁モードが図２２（ａ）に示した「フルステップ」である場合に、期間Ｔ１１〜期間Ｔ１３までＣＷ方向で動作させた後に、モータ回転方向をＣＣＷ方向に変更した例である。図２７に示すように、期間Ｔ１３において設定信号ＣＷ＿ＣＣＷをＨレベルにすることによるモータ回転方向の変更は、設定信号ＣＷ＿ＣＣＷが変化した直後のクロック信号ＣＬＫの立ち上がりエッジで反映される。

ただし、モータドライバ回路１側での制御が対応していても、モータ回転方向切り換え時のステッピングモータの動作状態によっては、ステッピングモータが追従できずにステッピングモータの脱調やミスステップ等が起こる可能性がある。そのため、モータ回転方向の切り換えシーケンスについては十分評価を行う必要がある。

図２８及び図２９に、出力イネーブル信号ＥＮＡＢＬＥによってモータドライバ回路１を停止させる場合のタイミングチャートの例を示す。出力イネーブル信号ＥＮＡＢＬＥをＨレベルからＬレベルにすることで、他の入力信号に関係なくモータドライバ回路１は停止する。出力イネーブル信号がＬレベルの間は、モータ出力がオープンになるとともに、モータドライバ回路１が停止するためにクロック信号ＣＬＫが入力されても進相動作を行わない。

モータドライバ回路１では、ＴＥＳＴ端子Ｐ１５を使用して、モータドライバ回路１の概算チップ温度を直接測定することが可能である。ＴＥＳＴ端子Ｐ１５にはＥＳＤ防止用の保護ダイオードが接続されているため、この保護ダイオードを利用してチップ温度をモニタできる。図３０を参照して、チップ温度をモニタする方法を以下に説明する。

（イ）モータドライバ回路１に電源電圧を印加せずに、図３０に示すようにＴＥＳＴ端子Ｐ１５から対ＧＮＤに５０μＡ程度の電流Ｉ_diodeを流して、ＴＥＳＴ端子Ｐ１５の端子電圧を測定する。この測定は、ＴＥＳＴ端子Ｐ１５に接続する保護ダイオードＤ２９のＶｆ電圧を測定していることになる。

（ロ）ＴＥＳＴ端子Ｐ１５の端子電圧の温度特性を測定する。ダイオードのＶｆ電圧は温度に対し一次の負の温度係数を持つため、この温度特性の結果を用いてＴＥＳＴ端子Ｐ１５の端子電圧からチップ温度の較正ができる。図３１にチップ温度ＴｊとＶｆ電圧の関係の例を示す。

（ハ）モータドライバ回路１に電源電圧を印加し、ステッピングモータを駆動しながらＴＥＳＴ端子Ｐ１５の端子電圧を測定し、（ロ）の結果を用いてチップ温度を推定する。なお、既に述べたように、モータドライバ回路１の通常動作時にはＴＥＳＴ端子Ｐ１５をＧＮＤ接続する。

図３２に、モータドライバ回路１の電気的特性例を示す。図３２において、特に指定のない限り、周囲温度Ｔａが２５℃、ＶＣＣ１端子Ｐ５及びＶＣＣ２端子Ｐ２０に電源電圧４２Ｖを印加した場合の特性値である。

ＶＣＣ１端子Ｐ５及びＶＣＣ２端子Ｐ２０に印加する電源電圧の最大定格は−０．２Ｖ〜５０Ｖである。図１に示すように、モータドライバ回路１はレギュレータ１８を備えるため、電源１系統駆動である。そのため、セット設計が容易である。また、パッケージや基板の仕様等に依存する許容損失や出力トランジスタ等の安全動作領域（ＡＳＯ）の範囲内で、チップ温度Ｔｊが所定の最高接合温度Ｔｊ_max（例えば１５０℃）を超えない条件において、出力電流の最大定格は例えば１．０Ａ／相である。ただし、出力電流の最大定格は１．０Ａ／相に限られず、例えば１．５Ａ／相、２．０Ａ・相であってもよい。

なお、周囲温度Ｔａ＝−２５℃〜８５℃の範囲でのモータドライバ回路１の動作条件は、電源電圧ＶＣＣ１、２が１９Ｖ〜４５Ｖ（標準：４２Ｖ）、出力電流Ｉ_OUT（連続）は、標準０．５Ａ、最大０．７Ａ／相である。

図３３に、モータドライバ回路１によってデバイス２００に内蔵されたステッピングモータ２０１を駆動する例を示す。ステッピングモータ２０１は、デバイス２００内部の回転部２０２を、モータドライバ回路１に制御されて、ステップ単位で回転させる。デバイス２００は、例えばシリアルドットインパクトプリンタ、ミシン、ファクシミリ、コピー機器等である。なお、ステッピングモータ２０１がデバイスの外部に配置されている構成であってもよい。

駆動対象のステッピングモータ２０１のモータコイルのインダクタンス値Ｌｃ及び抵抗値Ｒｃや、所望の回転数に基づいて、モータドライバ回路１の電流減衰モードが設定される。例えばステッピングモータ２０１の時定数Ｒｃ／Ｌｃが大きく、かつ高速に回転させるためにＤＡＣ１２の切り換わりが速い場合には、高速減衰モードの比率を高くして電流減衰モードを設定する。時定数Ｒｃ／Ｌｃが小さい場合には、高速減衰モードの比率が低い電流減衰モードを設定する。更に、ユーザはステッピングモータ２０１の振動測定等により、モータドライバ回路１の電流減衰モードを最適に設定できる。

コピー機やプリンタ等の紙送り部を動作させるために大きなトルクが必要なステッピングモータを駆動するには、モータ励磁モードをフルステップやハーフステップＡに設定することが好ましい。一方、精密な読み取り機能が要求されるスキャナやステップが小さい監視カメラ等に使用するために振動が小さいことが必要なステッピングモータを駆動するには、モータ励磁モードをハーフステップＢやクォータステップに設定することが好ましい。

本発明の第１の実施の形態に係るモータドライバ回路１によれば、第１の減衰率の期間と第２の減衰率の期間とを調整することにより、電流減衰期間における電流減衰率を調整できる。そのため、種々の仕様のステッピングモータについて、それぞれ最適な制御を実現できるモータドライバ回路１を提供することができる。また、動作タイミング制御に使用する端子がＣＬＫ端子Ｐ１３の１本のみであるため、例えばＣＰＵボードのポート数に制限がある場合に、図１に示したモータドライバ回路１は好適である。

（第２の実施の形態）
本発明の第２の実施の形態に係るモータドライバ回路１Ａは、図３４に示すように、デコーダ１１を有さないことが図１に示したモータドライバ回路１と異なる点である。詳細は後述するが、モータドライバ回路１Ａは複数の入力端子にそれぞれ入力するロジック信号によってモータドライバ回路１Ａの動作タイミングを制御する「パラレルイン駆動方式」である点が、クロックイン駆動方式で動作タイミングを制御するモータドライバ回路１と異なる。その他の構成については、図１に示す第１の実施の形態と同様である。

図３５に、図３４に示すモータドライバ回路１Ａの入出力端子の情報を示す。モータドライバ回路１のデコーダ１１に接続する端子の代わりに、モータドライバ回路１Ａは、ＰＨＡＳＥ１端子Ｐ１３及びＰＨＡＳＥ２端子Ｐ１６の他に、ＶＲＥＦ分割比設定端子として、Ｉ０１端子Ｐ１４、Ｉ１１端子Ｐ１５、Ｉ０２端子Ｐ１７及びＩ１２端子Ｐ１８を備える。

相切換端子であるＰＨＡＳＥ１端子Ｐ１３、ＰＨＡＳＥ２端子Ｐ１６に、第１Ｈブリッジ回路Ｈ１及び第２Ｈブリッジ回路Ｈ２での電流の流れる方向を指定する信号が入力され、駆動電流出力回路１７の出力論理が決定される。図３６に、ＰＨＡＳＥ１端子Ｐ１３、ＰＨＡＳＥ２端子Ｐ１６の入力信号レベルに対するＯＵＴ１Ａ端子Ｐ４、ＯＵＴ１Ｂ端子Ｐ２、ＯＵＴ２Ａ端子Ｐ２１、ＯＵＴ２Ｂ端子Ｐ２３の信号レベルの例を示す。図１に示したモータドライバ回路１では、相切換端子に設定される信号に相当する制御信号がデコーダ１１から制御論理回路１６に出力される。

Ｉ０１端子Ｐ１４、Ｉ１１端子Ｐ１５、Ｉ０２端子Ｐ１７及びＩ１２端子Ｐ１８（ＶＲＥＦ分割比設定端子）は、ＤＡＣ１２による基準電圧の分割比を設定して出力電流の大きさ設定する信号が入力される端子である。つまり、出力電流値設定端子であるＶＲＥＦ端子Ｐ１１に印加された基準電圧Ｖ_REFがＤＡＣ１２に入力されるが、ＶＲＥＦ分割比設定端子にそれぞれ入力する信号レベルによってＤＡＣ１２による基準電圧Ｖ_REFの分割比が設定される。その結果、例えば図３７に示すように、出力電流の値が設定される。

なお、Ｉ０１端子Ｐ１４とＩ１１端子Ｐ１５により、ＣＨ１の出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）の大きさが設定される。Ｉ０２端子Ｐ１７とＩ１２端子Ｐ１８により、ＣＨ２の出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の大きさが設定される。ＶＲＥＦ分割比設定端子がすべてＨレベルの場合は、モータ出力はオープンになる。図１に示したモータドライバ回路１では、ＶＲＥＦ分割比設定端子に設定される信号に相当する制御信号がデコーダ１１からＤＡＣ１２に出力される。

図３８〜図４１に、図３６及び図３７に示した特性を有するモータドライバ回路１Ａによって「フルステップ」、「ハーフステップＡ」、「ハーフステップＢ」及び「クォータステップ」でステッピングモータを駆動する場合のタイミングチャート及びトルクベクトルの例を示す。なお、「ハーフステップＢ」及び「クォータステップ」では、ＤＡＣ１２によりＣＨ１及びＣＨ２の出力電流の大きさが制限され、電気角に依らずほぼ一定の大きさで駆動電流が流れる。

図３８（ａ）〜図４１（ａ）は、「フルステップ」、「ハーフステップＡ」、「ハーフステップＢ」及び「クォータステップ」それぞれのタイミングチャートを示す。図３８（ａ）〜図４１（ａ）において、ＰＨＡＳＥ１端子Ｐ１３、ＰＨＡＳＥ２端子Ｐ１６、Ｉ０１端子Ｐ１４、Ｉ１１端子Ｐ１５、Ｉ０２端子Ｐ１７及びＩ１２端子Ｐ１８それぞれの入力信号ＰＨＡＳＥ１、入力信号ＰＨＡＳＥ２、入力信号Ｉ０１、入力信号Ｉ１１、入力信号Ｉ０２及び入力信号Ｉ１１と、ＣＨ１の出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）、ＣＨ２の出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の状態をそれぞれ示す。

図３８（ｂ）〜図４１（ｂ）は、「フルステップ」、「ハーフステップＡ」、「ハーフステップＢ」及び「クォータステップ」それぞれでの出力信号ＯＵＴ１Ａ、出力信号ＯＵＴ１Ｂ、出力信号ＯＵＴ２Ａ、出力信号ＯＵＴ２Ｂのトルクベクトルを示す。

先ず、「フルステップ」でステッピングモータを駆動する場合を説明する。ここで、ＶＲＥＦ分割比設定端子はすべてＬレベルに設定される。このため、図３７に示したように、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）及び出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）が流れる場合は１００％の大きさで流れる。

図３８（ａ）に示すように、期間Ｔ１１で入力信号ＰＨＡＳＥ１及び入力信号ＰＨＡＳＥ２が共にＨレベルであるため、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）及び出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）が＋方向に流れる。

期間Ｔ１２で入力信号ＰＨＡＳＥ１のみＬレベルになると、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）の向きが逆転し、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の向きは変化しない。

期間Ｔ１３で入力信号ＰＨＡＳＥ１及び入力信号ＰＨＡＳＥ２が共にＬレベルになると、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）及び出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）が−方向に流れる。

期間Ｔ１４で入力信号ＰＨＡＳＥ１のみＨレベルになると、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）の向きが逆転し、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の向きは変化しない。その後、期間Ｔ１１〜期間Ｔ１４の動作を繰り返す。

以上に説明したように、「フルステップ」の場合は、入力信号ＰＨＡＳＥ１及び入力信号ＰＨＡＳＥ２のみで出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）及び出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）が制御される。期間Ｔ１１〜期間Ｔ１４で電気角が３６０°となるため、「フルステップ」時のトルクベクトルは、図３８（ｂ）のように表される。

次に、「ハーフステップＡ」でステッピングモータを駆動する場合を説明する。「ハーフステップＡ」では、図３８（ａ）に示した「フルステップ」の場合と同様にして入力信号ＰＨＡＳＥ１及び入力信号ＰＨＡＳＥ２によりＣＨ１とＣＨ２の出力論理を制御しながら、入力信号Ｉ０１、入力信号Ｉ１１、入力信号Ｉ０２及び入力信号Ｉ１１によりＣＨ１とＣＨ２の出力電流の大きさを制御する。

ただし、ＣＨ１の出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）の大きさを制御する入力信号Ｉ０１と入力信号Ｉ１１は常に同レベルとし、ＣＨ２の出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の大きさを制御する入力信号Ｉ０２と入力信号Ｉ１２は常に同レベルとする。図３７に示したように、入力信号Ｉ０１と入力信号Ｉ１１が共にＨレベル、及び入力信号Ｉ０２と入力信号Ｉ１２が共にＨレベルの場合は出力電流の値は１００％である。そして、入力信号Ｉ０１と入力信号Ｉ１１が共にＬレベル、及び入力信号Ｉ０２と入力信号Ｉ１２が共にＬレベルの場合は出力電流の値が０％である。そのため、図３９に示すように、「ハーフステップＡ」では１００％で出力電流が出力される。

例えば、図３９（ａ）の期間Ｔ２１で、入力信号ＰＨＡＳＥ１と入力信号ＰＨＡＳＥ２が共にＨレベル、入力信号Ｉ０１と入力信号Ｉ１１が共にＬレベル、入力信号Ｉ０２と入力信号Ｉ１２が共にＨレベルに設定される。このため、１００％で出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）が＋方向に流れ、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）は流れない。

次の期間Ｔ２２で、入力信号ＰＨＡＳＥ１と入力信号ＰＨＡＳＥ２が共にＨレベル、入力信号Ｉ０１と入力信号Ｉ１１が共にＬレベル、入力信号Ｉ０２と入力信号Ｉ１２が共にＬレベルに設定される。このため、１００％で出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）及び出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）が＋方向に流れる。

以上のように、「ハーフステップＡ」では入力信号ＰＨＡＳＥ１と入力信号ＰＨＡＳＥ２、及び入力信号Ｉ０１、入力信号Ｉ１１、入力信号Ｉ０２、入力信号Ｉ１１によって、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）及び出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）が制御される。期間Ｔ２１〜期間Ｔ２８で電気角が３６０°となるため、「ハーフステップＡ」時のトルクベクトルは、図３９（ｂ）のように表される。

次に、「ハーフステップＢ」でステッピングモータを駆動する場合を説明する。「ハーフステップＢ」では、図３９（ａ）に示した「ハーフステップＡ」の場合と同様に入力信号ＰＨＡＳＥ１及び入力信号ＰＨＡＳＥ２によりＣＨ１とＣＨ２の出力論理が制御される。

ただし、「ハーフステップＢ」では「ハーフステップＡ」の場合と異なり、入力信号Ｉ０１と入力信号Ｉ１１とが異なるレベルの期間を設定して、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）の大きさを１００％、６７％、０％のいずれか調整する。更に、入力信号Ｉ０２と入力信号Ｉ１２とが異なるレベルの期間を設定して、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の大きさを１００％、６７％、０％のいずれかに調整する。そして、図４０（ａ）に示すように、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）と出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）が同時に流れる期間では、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）と出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の電流値が６７％になるように設定される。したがって、「ハーフステップＢ」時のトルクベクトルは、図４０（ｂ）のように表される。「ハーフステップＢ」では、「ハーフステップＡ」の場合よりもステッピングモータの回転を滑らかにできる。

次に、「クォータステップ」でステッピングモータを駆動する場合を説明する。「クォータステップ」では、図４０（ａ）に示した「ハーフステップＢ」の場合と同様に、入力信号ＰＨＡＳＥ１、入力信号ＰＨＡＳＥ２、入力信号Ｉ０１、入力信号Ｉ１１、入力信号Ｉ０２及び入力信号Ｉ１２によって、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）及び出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）が制御される。

ただし、図４１（ａ）に示すように、「ハーフステップＢ」の場合よりも細かく入力信号Ｉ０１、入力信号Ｉ１１、入力信号Ｉ０２及び入力信号Ｉ１２の組み合わせを設定することにより、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）及び出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）の値を１００％、６７％、３３％、０％のいずれかにそれぞれ調整される。

例えば、図４１（ａ）の期間Ｔ４１で、入力信号Ｉ０１と入力信号Ｉ１１が共にＬレベル、入力信号Ｉ０２と入力信号Ｉ１２が共にＨレベルに設定される。このため、１００％で出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）が＋方向に流れ、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）は流れない。

次の期間Ｔ４２で、入力信号Ｉ０１と入力信号Ｉ１１が共にＬレベルに維持され、入力信号Ｉ０２がＬレベルに設定され、入力信号Ｉ１２はＨレベルに維持される。このため、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）が６７％で＋方向に流れ、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）が３３％で＋方向に流れる。

期間Ｔ４３は、入力信号Ｉ０１がＨレベルに設定され、入力信号Ｉ１１はＬレベルに維持される。そして、入力信号Ｉ０２がＨレベルに設定され、入力信号Ｉ１２がＬレベルに設定される。このため、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）が３３％で＋方向に流れ、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）が６７％で＋方向に流れる。

そして期間Ｔ４４では、入力信号Ｉ０１がＬレベルに設定され、入力信号Ｉ１１がＨレベルに設定される。そして、入力信号Ｉ０２がＬレベルに設定され、入力信号Ｉ１２がＬレベルを維持する。このため、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）は流れず、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）が１００％で＋方向に流れる。

その後も同様に、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）と出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）の向きと大きさが設定されて、図４１（ａ）に示すように期間Ｔ４１〜期間Ｔ５６で電気角が３６０°となる。電気角に依らずほぼ一定の大きさで駆動電流が流れるように相切換端子及びＶＲＥＦ分割比設定端子が設定されるため、「クォータステップ」時のトルクベクトルは、図４１（ｂ）のように表される。したがって、「クォータステップ」によりステッピングモータの回転を滑らかにできる。

以上に説明したように、図３４に示したモータドライバ回路１Ａでは、相切換端子である入力信号ＰＨＡＳＥ１及び入力信号ＰＨＡＳＥ２と、ＶＲＥＦ分割比設定端子である入力信号Ｉ０１、入力信号Ｉ１１、入力信号Ｉ０２及び入力信号Ｉ１１によって、出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ１）及び出力電流ＩＯＵＴ（ＣＨ２）が制御される。

図１に示したモータドライバ回路１は、ＣＬＫ端子Ｐ１３のみで動作タイミングを設定するクロックイン駆動方式にてステッピングモータを駆動する。そのため、クロック信号ＣＬＫにノイズが発生する等によってモータドライバ回路１が誤動作するトラブルのリカバリーが容易でない。例えば、ノイズの発生により次のステップに進んでしまった場合に、戻すことができない。これに対し、図３４に示したモータドライバ回路１Ａは複数の入力信号によって動作タイミングが制御されるため、モータドライバ回路１に比べてリカバリーが容易である。

本発明の第２の実施の形態に係るモータドライバ回路１Ａによれば、複数の入力信号により出力電流Ｉ_OUTを制御するパラレルイン駆動方式が採用され、第１の減衰率と第２の減衰率とを混合した電流減衰率を設定することにより、種々の仕様のステッピングモータについてそれぞれ最適な制御を実現できる。他は、第１の実施の形態と実質的に同様であり、重複した記載を省略する。

なお、図１に示したクロックイン駆動方式を採用するモータドライバ回路１の機能と、図３４に示したパラレルイン駆動方式を採用するモータドライバ回路１Ａの機能とを１つのチップに実現し、このチップのセレクタ用パッドとパッケージとのワイヤーボンディングによって、以下のようにモータドライバ回路１とモータドライバ回路１Ａとを使い分けてもよい。

既に説明したように、図１に示したＰＳ端子Ｐ１２をＬレベルにすることによってデコーダ１１は初期化される。このＰＳ端子Ｐ１２に隣接するようにクロックイン駆動方式とパラレルイン駆動方式を選択するセレクタ用パッドを配置する。セレクタ用パッドは内部でプルダウン抵抗によってＧＮＤと接続されており、セレクタ用パッドがオープンであれば内部にローレベルの信号が入力されクロックイン駆動方式が選択される。また、ハイレベルの電位がセレクタ用パッドに入力されればパラレルイン駆動方式が選択される。

したがって、ＰＳ端子Ｐ１２とセレクタ用パッドとをワイヤーボンディングすることによってリセット信号ＰＳにハイレベルの信号が入力されるとパラレルイン駆動方式で回路が動作し、セレクタ用パッドとＰＳ端子Ｐ１２を接続しないときはクロックイン駆動方式で回路が動作する。

上記のように、例えば出荷時に駆動方式を選択し、クロックイン駆動方式を採用するモータドライバ回路１、或いはパラレルイン駆動方式を採用するモータドライバ回路１Ａとしてユーザに提供できる。

（その他の実施の形態）
上記のように、本発明は第１又は第２の実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。

例えば、既に述べた第１又は第２の実施の形態の説明においては、電流減衰方式設定端子がＤＥＣ１端子Ｐ９及びＤＥＣ２端子Ｐ１０の２端子である例を示したが、電流減衰方式設定端子を３端子以上にしてもよい。また、出力電流の値を設定するＤＡＣ１２に２ビットの信号が入力される例を示したが、３ビット以上の信号をＤＡＣ１２に入力して出力電流の値を制御してもよい。

このように、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を含むことは勿論である。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。

本発明のモータドライバ回路は、ステッピングモータの制御技術に利用可能である。

１、１Ａ…モータドライバ回路
１１…デコーダ
１２…ＤＡＣ
１３…ブランクタイム制御回路
１４…三角波発生回路
１５…減衰率制御回路
１６…制御論理回路
１７…駆動電流出力回路
１８…レギュレータ
２０…リセット回路
２１…ＵＶＬＯ回路
２２…ＴＳＤ回路
２３…ＯＣＰ回路
３０…内部回路
１０１…ＲＣ回路
１７１…プリドライバ
Ｈ１、Ｈ２…Ｈブリッジ回路
２００…デバイス
２０１…ステッピングモータ
２０２…回転部

Claims (3)

1. ステッピングモータに駆動電流を供給するモータドライバ回路であって、
   第１の減衰率と該第１の減衰率より小さい第２の減衰率とを混合して複数の混合減衰率を設定する減衰率制御回路と、
   前記混合減衰率で前記駆動電流を減衰させる励磁パターンを生成する制御論理回路と、
   前記励磁パターンに従って前記駆動電流を前記ステッピングモータに出力する駆動電流出力回路と
   を備えることを特徴とするモータドライバ回路。
2. 前記減衰率制御回路が、前記駆動電流の電流減衰期間における前記第１の減衰率で前記駆動電流を減衰させる期間と前記第２の減衰率で前記駆動電流を減衰させる期間との比率を変化させて、前記複数の混合減衰率を設定することを特徴とする請求項１に記載のモータドライバ回路。
3. 外部からの設定信号をそれぞれ受信する複数の減衰比率設定端子を更に備え、前記設定信号によって前記減衰率制御回路が制御され、前記複数の混合減衰率が設定されることを特徴とする請求項１又は２に記載のモータドライバ回路。

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